JP4594918B2 - 半導体スイッチを利用したパルス電源装置 - Google Patents
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Description
前記スパークギャップを利用したり、真空管スイッチを利用する従来の方式は、装置の寿命が短く、パルス幅の調節が不可能で、また、パルス反復率を高めることに限界があり、直流高電圧電源回路を必要とするなどの短所を有する。
パルス変圧器を利用する方式は、変圧器のインダクタンスによりパルスの上昇時間を早く得ることが難しく、変圧器の自己飽和によりリセット回路などを追加しなければならないため回路が複雑になり、騒音が発生し、パルス幅を増やすことが難しいなどの短所がある。
用したマルクスパルス発生器(Marx generator)を図示した構成図である。このマルクスパルス発生器は、大電力分野で主に使用されており、最も一般的に使用されている形態である。
かかる構成に加えて、マルクスパルス発生器では、図1に図示された通り、複数個のスパークギャップスイッチS1〜SNを使用し、入力端に直流電圧が入力されると、これを複数のコンデンサC1〜CNを利用して充電した後、特定の時点でスパークギャップスイッチS1〜SNを作動させ、複数のコンデンサC1〜CNに充電された電圧を直列に連結して放電させるように構成されている。
特に、マルクスパルス発生器では、パルス反復率(周波数)を高めることができず、パルス幅を自由に調節することが不可能であり、スパークギャップスイッチS1〜SNが機械的な放電スイッチであるためスパークが発生する度に摩耗が発生し、寿命が非常に制限的であるという短所を有する。また、負荷にショートが起きた場合、発生するショート電流を制限することができないという短所もある。また、連結する段の数が少ないほど各段で受けなければならない電圧が上がると同時にスイッチの耐電圧も上がり、反対に各段の耐電圧を低くすれば必要な電圧を得るために多くの段を連結しなければならないという短所がある。
IGBTは寿命が永久的で、これを使用した場合、パルス反復率およびパルス幅の制御が可能となるなど、従来のマルクスパルス発生器で使用している機械的なスイッチの短所を克服することができる。
しかし、同時に多数のスイッチを駆動する問題、均等な電圧分配などの動作に対する制約が複雑で製品の信頼性に問題を起こし得る素地がある。そして、高圧になるほど段数が多くなるため装置の規模が大きくなるという短所も持っている。
IGBTは、既存のガス放電スイッチとは異なり低い電圧、定格電流を有している。一つのスパークギャップスイッチの代りに一つのIGBTを使用するのではなく、定格電圧に耐えることができるように必要なだけの複数個のIGBTを直列に連結し、これらを同時にターンオン/オフする方法を使用することができるが、この場合、複数個のIGBTがオンやオフになる時に駆動タイミングの差で電圧の不均等が発生しやすく、この時電圧の不均等により、IGBTの定格電圧を超えるとIGBTは即時に破損する。実際にゲートシグナルを完全に同期化させて複数のIGBTに印加しても個別素子の特性(抵抗やインダクタンス)の誤差(ばらつき)により複数個のIGBTを同時にオン/オフさせることは不可能である。従って、一つのIGBTでもオン/オフが同期化されなければ、その一つのIGBTに全電圧がかかり、そのIGBTが破壊され、その特定のIGBTの破損により残りのIGBTも連鎖的に破損が生じてしまう。
また、前記IGBTが直列で駆動される時、各スイッチは独立の駆動電源が必要だが、この時、直列に接続されたスイッチの上部に行くほど独立の駆動電源の電圧の絶縁の強度が更に大きくならなければならない。従って、高圧駆動において最も難しい技術の一つは駆動電源の絶縁技術である。
図2に図解した電圧発生装置は、IGBTとトランジスタ(以下、TRと略称する)を一緒に使用するもので、ここでは変圧器の1次側の電圧を変圧器を通して増幅させる方式を使用する。
両方式とも、パルス幅に制約(<10μs)があり、特にトランジスタを使用した方式ではトランジスタからの電流漏れによるパルスの立ち上がり/立ち下がり時間に大きな制約がある。そして、電圧発生装置全体のサイズが大きく効率が低いという問題があるため改善が必要である。
また、IGBTおよびトランジスタを利用した方式ではアーク発生保護は可能であるが、そのために複雑な回路が必要となるという問題が指摘されている。
また本発明によれば、半導体スイッチの直列駆動による駆動電源の絶縁、同期化などの問題が解決され、素子の保護および安定性が大きく向上したパルス電源装置が提供される。
(a)それぞれ、半導体スイッチ(112)および充電コンデンサ(113)を有する複数のパワーセル(111)が直列に連結された複数個のパワーステージ(110)。
(b)高圧絶縁ケーブルとして前記パワーインバータ(120)から各パワーセル(111)間に電源が供給されるように連結されたパワーループ(130)。
(c)前記半導体スイッチ(112)のゲートシグナルおよびゲート電圧を発生させるための制御シグナルを提供する制御インバータ(140)。
(d)高圧絶縁ケーブルを介して前記制御インバータ(140)から各パワーセル(111)間に制御シグナルS140が供給されるように連結された制御ループ(150)。
まず本発明の実施の形態のパルス電源装置(100)は、全体が直列に連結された複数個のパワーステージ(110)を含む。
ここで、各々のパワーステージ(110)は、複数個のパワーセル(111)が連結されて構成される。
各パワーステージ(110)を構成する複数個のパワーセル(111)は各々、半導体スイッチ(112)、例えばIGBTと、それに直列に連結された充電コンデンサ(113)を有し、複数個のパワーセル(111)が直列に連結されたパワーステージ(110)において、複数のパワーセル内の全体の半導体スイッチ(112)および充電コンデンサ(113)が全て直列に連結される。
このように本発明の実施の形態のパルス電源装置(100)では複数個のパワーセル(111)の半導体スイッチ(112)と充電コンデンサ(113)を全て直列に連結して一つのパワーステージ(110)を構成し、更に、このように構成された複数個のパワーステージ(110)の間にも全体のパワーセル(111)内の半導体スイッチ(112)と充電コンデンサ(113)が全て直列に連結されるように構成している。
ここで、パワーステージ(110)において、直列に連結されたパワーセル(111)は同一構成で成り立っているため、図3では一つのパワーセル(Power cell
1)についてのみ、その構成回路を図示した。
(a)メインスイッチとして半導体スイッチ(112)。
(b)この半導体スイッチ(112)に直列に連結された充電コンデンサ(113)。 (c)前記半導体スイッチ(112)と前記充電コンデンサ(113)との直列回路の両端に連結されたバイパスダイオード(114)。
(d)前記充電コンデンサ(113)の両端に連結された整流ダイオード(115)。 (e)前記半導体スイッチ(112)の駆動のために単一ターンの制御ループ(150)で絶縁されたゲート電圧(これは制御インバータ(140)が印加する制御シグナルS140である)が印加され、半導体スイッチ(112)を駆動するためのゲートシグナルおよび駆動電圧を印加するパワースイッチドライバー(ゲート駆動回路)(116)。
従って、別途の減衰(damping)構成要素を必要とせず、バイパスダイオード(114)によるバイパス経路を通して、複数の半導体スイッチを完全に同期して動作できないという同期化問題を解決することができるようになる。
即ち、パワースイッチドライバ(116)は、2次側制御巻線(CW1〜CW8)を通して制御変圧器(151)の1次側巻線、即ち、単一ターンの制御ループ(150)から制御インバータ(140)の制御シグナルS140(これは半導体スイッチ(112)を駆動させるためのゲート絶縁電源電圧のためにも提供される)が印加され、半導体スイッチ(112)に対してゲートシグナルとゲート電圧(駆動電圧)を同時に供給する。特に、パワースイッチドライバ(116)は、後述するように、制御変圧器(151)を通してパワースイッチドライバ(116)に印加される制御シグナル、即ち、半導体スイッチ(112)用のターンオン・シグナルおよびターンオフ・シグナルによってパルス幅が調節されるようにし、パワーステージ(110)内の複数の半導体スイッチ(112)が同時にオン/オフされるように構成されている。
(a)前記制御変圧器(制御ループ)(151)を通して制御インバータ(140)から提供されるターンオン・シグナルとターンオフ・シグナルにより充電され、充電された電圧を前記半導体スイッチ(112)のコレクターに駆動電圧として提供するコンデンサ(C1)。
(b)前記半導体スイッチ(112)のゲートに連結され、制御変圧器(151)を通して印加される制御インバータ(140)のターンオン・シグナルS140によりオンとなり、前記半導体スイッチ(112)をオンにさせるためのゲートシグナルを印加させるスイッチング素子(Q3)。
(c)前記コンデンサ(C1)とスイッチング素子(Q1)の間、前記スイッチング素子(Q3)と半導体スイッチ(112)のゲートとコレクターおよびエミッターに連結される連結端の間に各々構成され、制御ループ(150)を通して半導体スイッチにターンオン・シグナルが印加される際、前記スイッチング素子(Q3)をオンにすると同時に前記コンデンサ(C1)に充電された電圧が前記半導体スイッチ(112)のコレクターに印加されるようにし、前記制御ループ(150)を通して、その後、半導体スイッチにターンオフ・シグナルが印加される時や、半導体スイッチ(112)の両端にショートが発生した際、オン状態に維持されるスイッチング素子(Q3)をオフにさせ、半導体スイッチ(112)がオフになるようにする多数個のダイオード(D1〜D9)、そして多数個のスイッチング素子(Q1,Q2,Q4,Q5)および多数個の抵抗(R1〜R8)。
本発明の実施の形態のゲート駆動回路(パワースイッチドライバ(116)から制御変圧器(151)を通して印加される各々のシグナルは、印加と同時にダイオード(D4)を通して半導体スイッチ(112)の駆動電圧を供給するためのコンデンサ(C1)で充電され、結局、コンデンサ(C1)が絶縁された電源の役割を行うようになる。
このように図5(A)に図示されたゲート駆動回路(パワースイッチドライバ(116)は、制御変圧器(151)を通して印加される制御シグナルS140により駆動電源の電圧がコンデンサ(C1)に充電されるように構成されている。
結局、ターンオン・シグナルが印加された時、半導体スイッチ(112)がオンになり、ターンオフ・シグナルが印加された時、半導体スイッチ(112)がオフになるため、ターンオン・シグナルとターンオフ・シグナルの制御により半導体スイッチ(112)のオン/オフ時点を自由に制御することができる。
これにより、パルス反復率を自由に調節することができることはもちろん、半導体スイッチ(112)のオン時間を制御してパルス幅(ターンオン・シグナルが印加されてターンオフ・シグナルが印加されるまでのパルス幅の維持)を自由に調節することができるようになる。
このように、一度ターンオンになるとターンオン状態を維持し、後にアークが発生した場合すぐに感知が可能となるためアークが発生した場合、パルス電源装置(100)の信頼性を保証するようになる。
これの図を参照して、先に説明したゲート駆動回路(パワースイッチドライバ(116))の動作状態を各動作モード別にもう少し詳しく説明する。
図5に表した通り、制御ループ(150)を通して供給される正負の双極性を有するターンオンパルスとターンオフパルスは、各々ゲート電圧として使用されるコンデンサC1の両端の電圧を充電し、安全な動作のために半導体スイッチ(112、Sw)をオフ状態に維持しながらゲート電圧に当たるコンデンサC1の電圧のみを充電するためにターンオフパルスを連続的に印加するプリチャージ・ルーチン(routine)を行う。この時の電流の流れは図8に表した通りである。
コンデンサC1が満充電された状態でターンオンパルスが印加されると、図6に表した通り、制御変圧器(151)の下端に“+”極性のパルスが印加され、ダイオードD4を通してコンデンサC1が充電されると、制御ダイオードD7が導通してスイッチング素子Q4がオンとなる。前記スイッチング素子Q4がオンになるに従ってコンデンサC1の電圧が抵抗R4とダイオードD6を通してGNDに電流を供給するようになる。これによって抵抗R4両端の電圧によりスイッチング素子Q3がオンとなり、同様に、コンデンサC1に充電されたゲート電圧がスイッチング素子Q3と抵抗R6およびR8を通してGNDに流れるようになる。最終的に抵抗R8両端の電圧が半導体スイッチ(112、Sw)をオンにさせ、半導体スイッチ(112、Sw)はターンオン状態となる。
一旦、スイッチング素子Q3が導通され半導体スイッチ(112、Sw)がオン状態となると、半導体スイッチ(112、Sw)のエミッタ、コレクタ間の導電抵抗は非常に小さい値となり、ターンオンパルスが消えてもゲート電圧は、図7に表した通り、抵抗R4、R5、ダイオードD1、そして半導体スイッチ(112、Sw)を通してGNDへの経路が形成されるため、スイッチング素子Q3は導通状態を維持し続けるようになる。これによって半導体スイッチ(112、Sw)も抵抗R8両端の電圧によりターンオフパルスが印加されるまでオン状態に維持される。
ターンオン維持期間中、ターンオフパルスが印加されると、制御変圧器(151)の2次側上段に正極のパルスが印加され、このパルスはコンデンサC1で充電される一方、ダイオードD5と抵抗R1を通してGNDに電流を流し、スイッチング素子Q2をターンオンさせる。これによってスイッチング素子Q1とQ5が順次にターンオンされ、半導体スイッチ(112、Sw)のゲート端をGND(大地電位)でフルダウンさせる。これにより半導体スイッチ(112、Sw)がターンオフされてスイッチング素子Q3もターンオフされ、次のターンオンパルス印加時まで半導体スイッチ(112、Sw)はオフ状態を維持するようになる。
このような例から半導体スイッチ(112)に1200V/200Aの高速IGBTを72個(8個のパワーセルで構成されたパワーステージが9個であるため)使用し、一つのパワーステージが全体で8個のパワーセル(111)に6.4kV、200Aの出力を出すように設計された。
結局、各パワーステージ(110)内の半導体スイッチ(112)、たとえば、IGBTが同時にオンとなる時、パワーステージ(110)から出力される電圧6.8kVが9個のパワーステージ(110)で全て直列に加えられ、最終出力端にパルス電圧60kVが出力される。
もちろん、パワーステージ(110)の個数およびパワーステージ(110)を構成するパワーセル(111)の個数は必要に応じて適切に設計、変更することができる。
複数のパワーステージ(110)間に、そしてパワーステージ(110)を構成する複数のパワーセル(111)間において、これらの回路構成は、パワーループ(130)と制御ループ(150)を通して供給される電圧に対しては並列に配置される。
即ち、図3を参照にすると、装置(100)内の全体のパワーステージ(110)のパワーセル(111)が、パワーループ(130)と制御ループ(150)により並列に連結されていることが分かる。
これによってパワーインバータ(120)が、パワーループ(130)を通して高電圧直流電圧を供給すると、パワー変圧器(131)を通して調整された電圧が各パワーセル(111)に提供されて充電コンデンサ(113)に充電され、制御インバータ(140)が制御ループ(150)を通して印加する制御シグナルS140は制御変圧器(151)を通してゲート駆動回路として構成されたパワースイッチドライバー(116)に印加され、半導体スイッチ(112)の駆動のためにゲートシグナルと駆動電圧が出力される。
即ち、1次側として単一ターンで構成されたパワーループ(130)と制御ループ(150)が使用されるが、パワーループ(130)が各パワーステージ(110)内でこれを構成するパワーセル(111)の2次側巻線(パワーセルの整流ダイオード(115)に連結された巻線)(PW1〜PW8)に対して単一ターンの巻線(ループ)でパワー変圧器(131)を構成し、制御ループ(150)もやはり、各パワーステージ(110)内でパワーセルの2次側巻線(パワーセル(111)のパワースイッチドライバー(116)に連結された巻線)(CW1〜CW8)に対して単一ターンの巻線(ループ)で制御変圧器(151)を構成する。
2次側巻線(PW1〜PW8)の巻回数は、パワーループ(130)を通して供給されるパワーインバータ(120)のインピーダンスに整合させると同時に、変圧器のコア(磁心)飽和(core saturation)を防止するために適切に選択することができる。
各パワーステージ(110)において、パワー変圧器(131)には8個のパワーセル(111)が連結されており、パワー変圧器(131)を通して印加される電源が8個の充電コンデンサ(113)に充電されるようになっている。
また、各パワーステージ(110)内でパワーセル(111)内の半導体スイッチ(112)のゲート信号とゲート電圧を生成するために、図3における両側面側で、各々制御ループ(150)の単一ターンの1次側と分離された4個ずつの2次側巻線(CW1〜CW8)により2個の制御変圧器(151)が構成されているのが分かる。
ここで、分離された各巻線(CW1〜CW8)は、各パワーセル(111)のパワースイッチドライバー(116)に連結されている。
パワーセル(111)内の充電コンデンサ(113)は、パワーインバータ(120)の直流電圧をパワー変圧器(131)を通して供給され充電され、充電コンデンサ(113)に充電されるエネルギーは、パワーインバータ(120)の動作周波数の変化により制御される。
充電コンデンサ(113)の充電のための直列共振型インバータ(120)は、図3に表した通り、交流電源に連結されるフルブリッジインバータと共振コンデンサ(Cr)、共振インダクタ(Lr)、インバータコントローラ122(resonantpower inverter controller)、ドライバ(Dr)に前記インバータコントローラにより駆動される4個のスイッチング素子(Q1〜Q4)およびダイオードを含んで構成される。
また、インバータコントローラ122は、動作時に各パワーセル(111)の充電コンデンサ(113)両端に連結された電圧センサーから電圧値のフィードバックを受けるようになっている。
このようなインバータは、一例として、共振周波数が100kHz、インバータ駆動周波数は最大50kHz、最大出力は10kWに設計することができる。
制御インバータ(140)では、パワーループ(パワー変圧器)(130)を通してパワーセル(111)内のパワースイッチドライバ(116)に、図5(B)の‘A’として表したようなターンオン・シグナルと、ターンオフ・シグナルを繰り返し提供する。
制御インバータ(140)は、パワーインバータ(120)と類似した構成となっているが、図3に表したように、交流電源に連結されるフルブリッジインバータとして、タイミング制御装置(Timing controller)と、ターンオン・シグナルとターンオフ・シグナルが生成されるように4個のドライバ(Dr)を媒介に前記タイミング制御装置により駆動される4個のスイッチング素子(Q1〜Q4)と、4個のダイオードを含んで構成される。
ここで、前記タイミング制御装置142の駆動制御の下に、制御インバータ(140)で制御シグナルS140を発生する。
前記タイミング制御装置142には、パルス電源装置(100)のアース端に設置された電流センサー(fault sensor)119が連結され、この電流センサー119からタイミング制御装置142が電流シグナルS119を入力されるようにされており、過剰電流発生時にタイミング制御装置142が電流センサー119の電流シグナルS119から過剰電流の発生を判断して、動作を中止するように構成されている。
図10に見られるように、正極の電流パルスは対称的であり、パワースイッチドライバー(116)に同一なエネルギーを供給するということが分かる。
ターンオンパルスとターンオフパルス間の印加時間を調節すると、自由にパルス幅の調節が可能になる。
まず、図示された通り、パワーループ(130)と制御ループ(150)は装置の中央上段部で、ループ間のノイズ発生問題を解決するために90°の角度で交差されるように配置される。かりにパワーループ(130)と制御ループ(150)が並置されると、パワーループ(130)に電源が供給される際、制御ループ(150)に電流が誘起されながら装置内の半導体スイッチ(112)がゲートシグナルがなくとも自動でトリガーされるという問題が発生することがある。従って、ノイズを最小化し磁束に関する問題が解決されるように、パワーループ(130)と制御ループ(150)は90°交差させて配置しなければならない。
また、図12に表した通り、パワーループ(130)と制御ループ(150)は各々装置の上側、より明確には最上段のパワーステージ(110)の上側でU字形態にベンディングした(曲げた)後、その下の二部分が装置の上下方向に挿入された形態で配置され、この時制御ループ(150)はパワーループ(130)に比べ、並置された二部分間の距離が相対的に遠く離れるように設置される。
後述する本発明の実施の形態の配置状態の最適化により本発明の発明者は60kV構成の場合、図3の構成を有する、サイズが1.1m×0.6m×0.5mのパルス電源装置(100)を実際に製作することができた(図12参照)。
まず、互いに直列に連結された複数個のパワーステージ(110)が上下に積層されながら多段で設置される。図12を参照すると、各々同一な構成で、上下段が互いに直列に連結された9段のパワーステージ(110)が上下に積層、配置される。
まず、各パワーステージ(110)段でパワーセル内に含まれた同数の半導体スイッチ(IGBT)を各々分け、収容している複数個の半導体スイッチモジュール(IGBTモジュール)(8個のパワーセルの場合、半導体スイッチ2個ずつを収容して4個の半導体スイッチモジュールが設置される)(117)をコーナー付近の外郭に位置されるように前後(図面上では上下)および左右(図面上では左右)に所定の間隔を置いて分散配置する(4個の半導体スイッチモジュールが前後および左右に4箇所に分散配置される)。
そして、各パワーステージ(110)段で各々パワーセルのコンデンサおよび整流ダイオードを収容している複数個のストーレジコンデンサ(storage capacitor)(118)を半導体スイッチモジュール(117)間の空間の外郭側に配置する。図面上には左側と右側に各々4個ずつのストーレジコンデンサ(118)が配置されている(各パワーステージが8個のパワーセルで構成された場合)。
この時、各パワーステージ(110)段に構成された1個のパワー変圧器(131)は、パワーループ(130)とストーレジコンデンサ(118)の整流ダイオード(115)に連結された巻線(PW1〜PW8)で構成して正中央に配置し、その両側には各パワーステージ(110)段に2個ずつ構成された制御変圧器(151)を制御ループ(150)とパワースイッチドライブに連結された巻線(CW1〜CW8)で構成して配置させる。
このように1個のパワー変圧器(131)は中央に、2個の制御変圧器(151)は距離を置いてその両側に配置される。
このように収納コンデンサ(118)を図面上の左右に同数に分けて分散配置する場合に、前記パワースイッチドライバー(116)は図面上の上下に同数に分けて分散配置することが好ましい。
前記放熱板(119)は放熱特性が優れたアルミニウムを材質として使用して製作することが好ましい。
例えば、850Vまで充電される充電コンデンサ(113)ならば一部は750V、一部は900Vまで、装置内の充電コンデンサ(113)ごとに充電電圧に大きな差が発生する。特に、パワーステージ(110)間の充電コンデンサ(113)の充電電圧に差がある場合、更に大きな問題となる。
このような充電コンデンサ(113)素子の充電電圧の差は、電流がパワーループ(130)に沿って流れる間、パワーステージ(110)の変圧器から発生する漏れインダクタンスが主な原因である。
補償巻線(132)が設置される場合、磁束が大きい方から磁束が小さい方へ電流が流れながら磁束が平衡状態となる。このように磁束を補償する方式により変圧器から発生した漏れインダクタンスによる複数の充電コンデンサ(113)間の充電電圧差の問題を簡単に解決することができる。
万一、補償巻線(132)を使用しない場合には、各パワーステージ(110)のパワーセル(111)内の電圧センサーが均等ではない電圧値を計測するためDC電圧不平衡が20〜30%に増加する。
本発明の実施の形態による半導体スイッチを利用したパルス電源装置がアーク発生時に優れた保護動作を示すことが分かる。
111 パワーセル 112 半導体スイッチ
113 充電コンデンサ 116 パワースイッチドライバー
117 半導体スイッチモジュール 118 ストーレジコンデンサ
119 放熱板 120 パワーインバータ
130 パワーループ 131 パワー変圧器
132 補償巻線 140 制御インバータ
150 制御ループ 151 制御変圧器
Claims (26)
- 互いに直列に連結された半導体スイッチおよび充電コンデンサ、前記半導体スイッチを駆動させるためのパワースイッチドライバー、前記半導体スイッチと前記充電コンデンサとの直列回路の両端に連結されたバイパスダイオード、および、前記充電コンデンサの両端に連結された整流ダイオードを有する、パワーセルが、複数、前記半導体スイッチ間に直列に連結されて構成された複数個のパワーステージと、
前記充電コンデンサを充電するための電源を供給するパワーインバータと、
高圧絶縁ケーブルとして、前記パワーインバータから前記各パワーステージの各パワーセル内の整流ダイオードに電源が供給されるようにするパワーループと、
前記半導体スイッチのゲートシグナルおよびゲート電圧を発生させるための制御シグナルを提供する制御インバータと、
前記高圧絶縁ケーブルとして、前記制御インバータから前記各パワーステージの各パワーセル内のパワースイッチドライバーに制御シグナルが供給されるようにする制御ループと
から構成され、
前記複数のパワーセルの全体の半導体スイッチが直列に連結されるように前記パワーステージ間も直列に連結される、
パルス電源装置。 - 前記半導体スイッチは絶縁ゲートバイポーラ・トランジスタ(IGBT)である、
ことを特徴とする請求項1記載のパルス電源装置。 - 前記パワースイッチドライバーは前記半導体スイッチのゲート、コレクター、エミッターに各々連結され、前記制御インバータが提供する制御シグナルを前記制御ループを通して印加され、前記半導体スイッチを駆動するためのゲートシグナルと駆動電源を同時に出力するように構成される、
ことを特徴とする請求項1記載のパルス電源装置。 - 前記パワースイッチドライバーは、
前記制御ループを通して印加される前記制御インバータの制御シグナルにより充電され、その充電された電源を前記半導体スイッチのコレクターに駆動電源として提供されるコンデンサと、
前記半導体スイッチのゲートに連結され、前記制御ループを通して印加される前記制御インバータの制御シグナルによりオンとなり、前記半導体スイッチをオンにするためのゲートシグナルを印加させるスイッチング素子と、
前記コンデンサとスイッチング素子間、前記スイッチング素子と前記半導体スイッチのゲート、コレクターおよびエミッターに連結される連結端間に設置され、前記制御シグナルに従って前記スイッチング素子をオンにすると同時に、前記コンデンサに充電された電源が前記半導体スイッチのコレクターに印加されるようにし、オン状態に維持される前記スイッチング素子を前記制御シグナルに従ってオフにして前記半導体スイッチがオフになるようにし、前記半導体スイッチの両端に、ショートが発生した際に前記スイッチング素子がオフになるようにするための多数個のダイオード、スイッチング素子および抵抗
から構成される、
ことを特徴とする請求項3記載のパルス電源装置。 - 前記パワーインバータは、交流電源から入力される交流電圧を直流電源に変換した後、前記充電コンデンサを充電するための電源を供給するものとして、前記交流電源に連結されるフルブリッジインバータと共振コンデンサ、共振インダクタ、インバータ制御装置、ドライバを媒介として、前記インバータ制御装置により駆動される4個のスイッチング素子およびダイオードを含んで構成される、
ことを特徴とする請求項1記載のパルス電源装置。 - 前記制御インバータは、交流電源に入力される交流電圧を直流電源に変換した後、各パワースイッチドライバーに印加するための制御シグナルを生成するものとして、前記交流電源が連結されるフルブリッジインバータとタイミング制御装置、前記制御シグナルが生成されるようにドライバを媒介として前記タイミング制御装置により駆動される4個のスイッチング素子およびダイオードから構成される、
ことを特徴とする、請求項1または請求項4記載のパルス電源装置。 - 前記制御インバータは前記各パワースイッチドライバーに印加される制御シグナルとして、正の極性を有するターンオン・シグナルと負の極性を有するターンオフ・シグナルが繰り返される制御シグナルを出力する、
ことを特徴とする請求項6記載のパルス電源装置。 - 前記制御インバータはパワースイッチドライバーに構成されたコンデンサを前もって充電するためのターンオフ・シグナルと、前記パワースイッチドライバーから前記半導体スイッチのゲートに連結されたスイッチング素子をオンにするためのターンオン・シグナルと、前記スイッチング素子をオフにするためのターンオフ・シグナルが繰り返される制御シグナルを出力する、
ことを特徴とする請求項7記載のパルス電源装置。 - 前記制御インバータは、タイミング制御装置により前記ターンオン・シグナルとターンオフ・シグナルの出力を制御することができるように構成された、
ことを特徴とする、請求項7または請求項8記載のパルス電源装置。 - 前記パワースイッチドライバーは、
前記制御インバータが出力するターンオン・シグナルが入力されると前記半導体スイッチのゲートに連結された前記スイッチング素子がオンとなり、前記制御インバータが出力するターンオフ・シグナルが入力されると前記スイッチング素子がオフとなり、前記ターンオン・シグナルの入力後、前記ターンオフ・シグナルの入力時までは前記スイッチング素子がオン状態を維持し続けるように構成された、
ことを特徴とする、請求項4または請求項8記載のパルス電源装置。 - 前記パワースイッチドライバーは、
前記スイッチング素子と半導体スイッチのコレクターに連結される連結端間に設置され、前記スイッチング素子および前記半導体スイッチが前記ターンオフ・シグナルが入力されるまでオン状態を維持し続けるようにし、前記半導体スイッチにショート電流が流される場合、前記半導体スイッチの両端の電圧降下増加により逆バイアスされ、前記スイッチング素子および前記半導体スイッチがオフとなるようにするダイオードが設置される、
ことを特徴とする請求項10記載のパルス電源装置。 - 互いに直列に連結された前記複数個のパワーステージが上下に積層されて多段に設置され、
各パワーステージ段において、前記パワーセル内に含まれた同数の半導体スイッチを各々分けて収容している複数個の半導体スイッチモジュールと、前記パワーセル内に含まれたパワースイッチドライブと、各々前記パワーセルのコンデンサおよび整流ダイオードを収容している複数個の収納コンデンサが平面上の四角空間内に配置されるが、前記複数個の半導体スイッチモジュールが前記平面上の四角空間内でコーナー付近の外郭に位置するように前後および左右に所定の間隔を置いて分散配置させ、その中央部に前記パワーループと制御ループが各々構成するパワー変圧器と制御変圧器が配置される、
ことを特徴とする請求項1記載のパルス電源装置。 - 前記パワーループは、各パワーステージを構成する複数個のパワーセル内の前記整流ダイオードに各々連結された巻線とパワー変圧器を構成し、
前記パワー変圧器を通して供給されるパワーインバータの電源により各パワーステージのパワーセル内の前記充電コンデンサが並列で充電される、
ことを特徴とする、請求項1または請求項12記載のパルス電源装置。 - 前記パワーループは、各パワーステージにおいて、前記複数個のパワーセル内の前記整流ダイオードに各々連結された巻線と単一ターンにより前記パワー変圧器を構成する、
ことを特徴とする請求項13記載のパルス電源装置。 - 前記制御ループは、各パワーステージを構成する複数個のパワーセル内のパワースイッチドライバーに各々連結された巻線と制御変圧器を構成し、前記パワースイッチドライバーが、パワーステージの各パワーセル内に印加されるゲート絶縁電源として前記制御変圧器を通して供給される制御インバータの制御シグナルを印加されるように構成される、
ことを特徴とする、請求項1または請求項12記載のパルス電源装置。 - 前記制御ループは、各パワーステージにおいて、前記複数個のパワーセル内のパワースイッチドライバーに各々連結された巻線と単一ターンにより前記制御変圧器を構成する、 ことを特徴とする請求項15記載のパルス電源装置。
- 前記制御変圧器は、各パワーステージにおいて、前記複数個のパワーセル内のパワースイッチドライバーの巻線が巻かれたコアの中心を、高圧絶縁ケーブルの前記単一ターン制御ループが通過する構造となっている、
ことを特徴とする請求項16記載のパルス電源装置。 - 前記各パワーステージ段において、前記複数個のパワースイッチドライバーが、前記平面上の四角空間内で左右に配置された前記半導体スイッチモジュール間の空間に、そして、前記パワーループが構成するパワー変圧器と前記制御ループが構成する制御変圧器の外郭側に設置される、
ことを特徴とする請求項12記載のパルス電源装置。 - 前記各パワーステージ段において、前記複数個の収納コンデンサが、前記平面上の四角空間内で前後に配置された前記半導体スイッチモジュール間の空間に、そして、前記パワーループが構成するパワー変圧器と前記制御ループが構成する制御変圧器の外郭側に設置される、
ことを特徴とする請求項12記載のパルス電源装置。 - 前記パワーループと前記制御ループは各々最上段のパワーステージの上側にU字型にベンディングされ、その下に並置された2部分が上下に積層された複数個のパワーステージ段を順に通過しながら、前記パワースイッチドライバーに連結された巻線および収納コンデンサの整流ダイオードに連結された巻線と前記パワー変圧器と前記制御変圧器を構成する、
ことを特徴とする、請求項12、請求項18および請求項19のうちいずれか1項に記載のパルス電源装置。 - 前記パワーループと前記制御ループはループ間でのノイズ発生および磁束上の問題を解決するために90°の角度で交差するように配置される、
ことを特徴とする請求項20記載のパルス電源装置。 - 前記制御ループは、並置された2部分間の距離が前記パワーループの並置された2部分間の距離に比べて相対的に遠く離れるように設置され、各パワーステージ段において、前記パワーループの並置された2部分が構成する前記パワー変圧器が平面上の正中央に、前記制御ループの並置された2部分が構成する前記制御変圧器が前記パワー変圧器の両側に配置される、
ことを特徴とする請求項20記載のパルス電源装置。 - 前記半導体スイッチモジュールの外側面に接触されるように放熱板が設置される、
ことを特徴とする請求項12記載のパルス電源装置。 - 前記放熱板は、「鉤かっこ」形状の構造に制作され、この「鉤かっこ」形状の構造の放熱板4個が遮蔽板およびケーシングの役割を同時に行うことができるように、各パワーステージのコーナー部分を含む外郭部分全体を囲むように設置される、
ことを特徴とする請求項23記載のパルス電源装置。 - 前記放熱板は放熱特性の優れたアルミニウムを材質とする、
ことを特徴とする、請求項23または請求項24記載のパルス電源装置。 - 上下に積層された前記複数個のパワーステージにおいて、前記パワーループが構成する上、下段のパワーステージのパワー変圧器間には補償巻線を減極性となるように連結して設置する、
ことを特徴とする請求項12記載のパルス電源装置。
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