KR101444734B1 - 능동 전압 드룹 제어형 펄스 전원 시스템 - Google Patents

Abstract

본 발명은 능동 전압 드룹 제어형 펄스 전원 시스템에 관한 것으로서, 비용이나 부피의 큰 증가 없이 간단한 회로 구성을 추가로 구비하여 고전압 펄스 인가 동안 발생하는 전압 두룹 현상이 최소화될 수 있는 펄스 전원 시스템을 제공하는데 주된 목적이 있는 것이다. 상기한 목적을 달성하기 위해, 출력단이 상기 전체 파워 셀 중 하나에 연결되고 전압검출회로를 통해 파워 셀로부터 실시간 검출되는 전압에 따라 부하로 인가되는 출력 펄스 전압의 전압 강하를 보상하기 위한 보상 전압을 발생시켜 출력하는 보상 전압 발생부를 구비한 능동 전압 드룹 제어형 펄스 전원 시스템을 제공한다.

Description

능동 전압 드룹 제어형 펄스 전원 시스템{Pulse power system with active voltage droop control}

본 발명은 펄스 전원 시스템에 관한 것으로서, 더욱 상세하게는 비용이나 부피의 큰 증가 없이 간단한 회로 구성을 추가로 구비하여 고전압 펄스 인가 동안 발생하는 전압 두룹 현상이 최소화될 수 있는 펄스 전원 시스템에 관한 것이다.

일반적으로 고전압 펄스발생회로는 각종 시험장비나 플라즈마 발생장치(PSII 등)와 같이 고전압을 필요로 하는 장치를 부하로 사용하는데, 종래의 고전압 펄스발생회로는 장치의 수명 문제, 펄스 폭 가변, 동작 주파수의 증대, 펄스 전압의 조절, 직류 고전압 전원의 필요성 등의 측면에 있어서 많은 문제점이 발견되고 있다.

예컨대, 스파크 갭을 이용한 막스 펄스발생기를 이용하는 방식과 진공관 스위치를 이용하는 방식은 장치의 수명이 짧으며, 펄스 폭의 조절이 불가능하다. 또한 펄스 반복률을 높이는데 한계가 있고, 직류 고전압 전원 회로를 필요로 하는 등의 단점을 가진다.

또한 펄스변압기를 이용하는 방식은 변압기의 인덕턴스로 인해 펄스의 빠른 상승 시간을 얻는 데에 어려움이 있고, 변압기의 자기포화로 인해 리셋 회로 등이 추가되어야 하므로 회로가 복잡해지며, 소음이 발생한다는 것과 펄스 폭을 늘리기 어렵다는 등의 단점이 있다.

그리고, 막스 펄스발생기에서 스파크 갭 스위치 대신 반도체 스위치인 절연 게이트 양극성 트랜지스터(Insulated Gate Bipolar Transistor; 이하 IGBT로 약칭함)를 사용하고자 하는 노력이 있어 왔다.

IGBT는 수명이 영구적이고 이를 사용할 경우 펄스 반복률 및 펄스 폭 제어가 가능해지는 등 종래의 막스 펄스발생기에서 사용된 기계적인 스위치의 단점이 극복될 수 있으나, 스위치를 구동하는 문제, 균등 전압 분배 등 동작에 대한 제약조건이 까다로워 제품의 신뢰성에 문제를 일으킬 수 있는 소지를 안고 있다.

IGBT를 이용한 펄스발생기에서 가장 핵심 기술은 스위치의 전압, 전류 정격을 극복하는 것이다. IGBT는 기존의 가스 방전 스위치와 달리 작은 전압, 전류 정격을 갖고 있다.

이에 하나의 스파크 갭 스위치 대신 하나의 IGBT를 사용하는 것이 아니라 전압 정격에 견딜 수 있도록 원하는 만큼의 복수개 IGBT들을 직렬로 연결하여 이들을 동시에 턴 온/오프하는 방법이 사용될 수 있다. 이 경우 IGBT들이 온(on)이나 오프(off)될 때 구동 타이밍 차이로 전압 불균형이 발생하기 쉬우며, 이때 전압 불균형으로 인해 전압 정격을 넘으면 IGBT는 즉시 파손된다.

또한 IGBT가 직렬로 구동될 때 각 스위치는 독립 구동 전원이 필요한데, 이때 직렬 스위치 구성의 윗부분으로 갈수록 독립 구동 전원의 절연의 강도가 더욱 커져야 한다. 따라서, 고압 구동에 있어서 가장 어려운 기술 중의 하나가 구동 전원의 절연기술로 알려져 있다.

당 기술분야에서 IGBT를 이용하는 기술로서 IGBT와 트랜지스터(이하, TR이라 약칭함)를 함께 사용하는 방식이 알려져 있으며, 막스 펄스발생기와 IGBT 및 TR을 이용하는 전원발생장치 모두 SCR 제어 방식이 적용되는 고압충전기가 사용되고 있는바, 지금까지 사용되고 있는 고압충전기는 전체 크기가 매우 크다는 문제점을 가지고 있다.

그 밖에 두 방식 모두 펄스 폭에 제약이 있으며, 특히 TR을 사용한 방식에서는 누설 전류로 인한 펄스 상승/하강 시간에 큰 제약이 있다. 그리고, 장치 전체 크기가 크고 효율이 낮으며, IGBT 및 TR을 이용한 방식에서 아크 발생 보호는 가능하나 복잡한 회로가 문제로 지적되고 있다.

따라서, 본원 출원인 및 발명자는 상기와 같은 문제점을 해결하기 위하여 반도체 스위치를 이용한 새로운 형태의 펄스 전원 시스템을 특허 출원한바 있다[한국등록특허 제0820171호, 미국특허 7,843,087]. 상기 특허(이하, 선행특허라 함)의 펄스 전원 시스템은 수명이 크게 향상되고 소형화가 가능하며 최종 출력되는 고전압 펄스의 다양한 제어가 가능한 이점을 가진다.

상기 선행특허의 펄스 전원 시스템은 반도체 스위치 및 충전 커패시터를 가지는 파워 셀들이 직렬로 연결되어 이루어진 복수개의 파워 스테이지, 상기 각 파워 셀의 커패시터 충전을 위한 전원을 공급하는 파워 인버터, 고압 절연 케이블로서 파워 인버터로부터 각 파워 셀 사이에 전원이 공급되도록 연결되는 파워 루프, 반도체 스위치의 게이트 신호 및 게이트 전원을 발생시키기 위한 제어신호를 제공하는 컨트롤 인버터, 고압 절연 케이블로서 컨트롤 인버터로부터 각 파워 셀 사이에 제어신호가 공급되도록 연결되는 컨트롤 루프를 포함하여 구성된다.

여기서, 복수개의 파워 스테이지는 전체가 직렬로 연결되는데, 각 파워 스테이지 내에서도 파워 셀들이 모두 직렬로 연결되므로 펄스 전원 시스템 내 전체 파워 셀들이 모두 직렬로 연결된 구조를 가진다.

이때, 파워 스테이지를 구성하는 각 파워 셀은 반도체 스위치, 예컨대 IGBT와, 이에 직렬로 연결된 충전 커패시터를 가진다. 또한 각 파워 스테이지에서 전체 파워 셀의 반도체 스위치 및 충전 커패시터들이 모두 직렬로 연결되며, 이에 펄스 전원 시스템을 구성하는 전체 파워 스테이지의 반도체 스위치 및 충전 커패시터들이 모두 직렬로 연결된다.

또한 각 파워 셀은 반도체 스위치의 양단에 연결된 바이패스 다이오드, 충전 커패시터의 양단에 연결된 정류 다이오드, 단일 턴의 컨트롤 루프에서 절연된 게이트 전원을 인가받아 반도체 스위치의 구동을 위한 게이트 신호 및 구동 전원을 인가하는 파워 스위치 드라이버(게이트 구동 회로)를 포함하여 구성된다.

이러한 파워 셀들은 파워 인버터로부터 연결된 파워 루프를 통해 커패시터의 충전을 위한 전원을 공급받고, 이와 더불어 컨트롤 인버터로부터 연결된 컨트롤 루프를 통해 제어신호를 공급받는다.

즉, 각 파워 스테이지는 파워 루프와 컨트롤 루프가 구성하는 변압기를 가지며, 파워 인버터가 파워 루프를 통해 고전압 직류 전원을 공급하면 파워 변압기를 통해 정조된 전압이 각 파워 셀로 제공되어 커패시터에 충전되고, 컨트롤 인버터가 컨트롤 루프를 통해 인가하는 제어신호가 컨트롤 변압기를 통해 파워 스위치 드라이버로 인가되어 반도체 스위치의 구동을 위한 게이트 신호와 구동 전원이 출력되도록 한다.

그 밖에 선행특허의 펄스 전원 시스템에서는 충전 커패시터 간 충전 전압의 차이를 보상하기 위해 상, 하단 파워 스테이지의 파워 변압기 간에 연결되는 보상권선을 감극성이 되도록 삽입하여 설치하고, 이를 통해 각 변압기의 누설 인덕턴스 차이로 인한 충전 커패시터 간 충전 전압의 불균형 문제를 해결하고 있다.

한편, 상기한 구성의 펄스 전원 시스템에서는 전체 충전 커패시터를 병렬로 충전한 다음 스위치를 통해 충전 커패시터들을 직렬로 접속시켜 충전 커패시터를 동시에 직렬로 방전시키는 방식으로 고전압 펄스를 발생시킨다.

이때, 생성된 고전압 펄스가 부하로 인가되는 동안 부하에 출력되는 고전압 펄스에는 도 1에 예시한 바와 같이 각 펄스마다 전압이 조금씩 떨어지는 전압 두룹(voltage droop) 현상이 발생한다.

이러한 전압 두룹 현상은 충전 커패시터에 충전된 에너지로 펄스를 인가하는 동안 충전 커패시터의 전압이 부하로의 방전에 의해 점점 떨어지면서 발생하는데, 전압 두룹 현상은 펄스 전원 시스템의 응용 분야에 따라 크게 문제가 되지 않을 수도 있다.

그러나, 펄스 전원 시스템을 전자가속기용 전원 또는 레이더용 펄스 전원으로 사용하거나 클라이스트론(klystron) 응용 분야에 적용할 경우 까다로운 전압 두룹 조건이 요구된다.

도 1은 종래기술에 따른 문제점을 설명하기 위한 도면으로서, t는 시간을, V_Marx는 막스(Marx) 구조의 펄스 전원 시스템에서 생성되어 부하로 최종 인가되는 고전압 펄스의 펄스 전압을 나타낸다.

이때, 전압 두룹량(전압 강하량)(ΔV_droop)은 펄스 전원 시스템 내 전체 충전 커패시터의 커패시턴스(C_Marx)와 펄스 전류(I_pulse), 펄스 폭(t_pw)과 관계된다.

도 1에서와 같이 펄스 전원 시스템에서는 고전압 펄스가 인가되는 동안 생성된 각 펄스마다 전압 두룹이 발생하고, 이때 전자가속기나 레이더용 펄스 전원, 클라이스트론(klystron) 등의 응용 분야에서는 전압이 떨어지는 정도, 즉 전압 강하율에 대한 낮은 기준치를 적용하여 기준치 이내의 작은 전압 강하율을 요구하고 있다.

따라서, 선행특허와 같은 펄스 전원 시스템에서 넓은 펄스 폭을 내면서도 전압 강하율을 최소화할 수 있는 방법이 요구되고 있다.

전압 두룹을 줄이기 위한 방법으로 충전 커패시터의 용량을 크게 증대시키는 방법이 고려될 수 있으나, 전압 두룹 최소화를 위해 실질적으로 불가능한 수준의 커패시터 용량이 필요하며, 특히 고전압 전원장치에서 커패시터의 용량을 증대시키면 큰 비용이 필요할 뿐만 아니라 부피가 상당히 커지게 되고, 이마저 펄스 폭이 길어질 경우에는 한계가 있다.

따라서, 본 발명은 상기와 같은 문제점을 해결하기 위하여 창출한 것으로서, 비용이나 부피의 큰 증가 없이 간단한 회로 구성을 추가로 구비하여 고전압 펄스 인가 동안 발생하는 전압 두룹 현상이 최소화될 수 있는 펄스 전원 시스템을 제공하는데 그 목적이 있다.

상기한 목적을 달성하기 위해, 본 발명은, 직렬로 연결된 반도체 스위치와 충전 커패시터, 상기 반도체 스위치의 구동을 위한 파워 스위치 드라이버, 상기 반도체 스위치의 양단에 연결된 바이패스 다이오드 및 상기 충전 커패시터의 양단에 연결된 정류 다이오드를 가지는 파워 셀들이 직렬로 연결되어 이루어진 복수개의 파워 스테이지와; 상기 충전 커패시터의 충전을 위한 전원을 공급하는 파워 인버터와; 상기 파워 인버터로부터 각 파워 셀 내 정류 다이오드에 전원이 공급되도록 하는 파워 루프와; 상기 반도체 스위치의 게이트 신호 및 게이트 전원을 발생시키기 위한 제어신호를 제공하는 컨트롤 인버터와; 상기 컨트롤 인버터로부터 각 파워 셀 내 파워 스위치 드라이버에 제어신호가 공급되도록 하는 컨트롤 루프;를 포함하고 전체 반도체 스위치 및 충전 커패시터가 직렬로 연결되도록 상기 파워 스테이지 간에도 직렬로 연결되는 펄스 전원 시스템에 있어서, 출력단이 상기 전체 파워 셀 중 하나에 연결되고 전압검출회로를 통해 파워 셀로부터 실시간 검출되는 전압에 따라 부하로 인가되는 출력 펄스 전압의 전압 강하를 보상하기 위한 보상 전압을 발생시켜 출력하는 보상 전압 발생부를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 능동 전압 드룹 제어형 펄스 전원 시스템을 제공한다.

이에 따라, 본 발명의 능동 전압 드룹 제어형 펄스 전원 시스템에서는 출력 펄스 전압의 전압 강하를 보상하기 위한 보상 전압을 인가하는 보상 전압 발생부를 추가로 구비함으로써 고전압 펄스 인가 동안 나타나는 전압 두룹 현상을 최소화할 수 있는 이점이 있게 된다.

특히, 단일 보상 회로 방식의 간단한 보상 전압 발생부를 추가함으로써 신뢰성 향상 및 고장 가능성의 최소화가 가능해진다.

또한 전압 두룹 현상을 해소하기 위한 종래의 펄스 성형 방식에 비해 고밀도, 고효율, 제어 용이성의 이점이 있고, 오픈 루프 제어 방식이 아닌 실시간 보상 방식을 이용하므로 제어 성능이 우수한 이점을 가진다.

도 1은 종래의 펄스 전원 시스템에서 고전압 펄스의 전압 두룹 현상을 설명하기 위한 도면이다.
도 2는 본 발명의 펄스 전원 시스템에서 전압 두룹 현상을 최소화하는 원리를 설명하기 위한 개념도이다.
도 3은 본 발명의 펄스 전원 시스템에서 보상 전압 발생부가 파워 셀의 충전 커패시터와 직렬로 연결됨을 도시한 개략도이다.
도 4는 본 발명의 실시예에 따른 펄스 전원 시스템의 전체 구성도이다.
도 5는 본 발명에 따른 펄스 전원 시스템에서 하나의 충전 커패시터 전압을 실시간 검출하여 고전압 펄스 출력 및 두룹 제어를 수행하는 구성의 개략적인 회로도이다.
도 6은 본 발명에서 출력 펄스 전압과 실시간 검출되는 충전 커패시터 전압을 나타낸 도면이다.
도 7은 본 발명에 따른 펄스 전원 시스템에서 실시간 검출되는 충전 커패시터 전압을 이용하여 고전압 펄스 출력 및 보상 전압 출력을 제어하는 구성부들을 도시한 블록도이다.
도 8은 본 발명에 따른 펄스 전원 시스템에서 출력 펄스 전압을 실시간 검출하여 고전압 펄스 출력 및 전압 두룹 제어를 수행하는 구성의 개략적인 회로도이다.
도 9는 본 발명에서 출력 펄스 전압과 제어 스위치의 제어신호, DC 검출 전압을 나타내는 도면이다.
도 10은 본 발명에 따른 펄스 전원 시스템에서 실시간 검출되는 출력 펄스 전압을 이용하여 고전압 펄스 출력과 보상 전압 출력을 제어하는 구성부들을 도시한 블록도이다.

이하, 첨부한 도면을 참조하여 본 발명의 바람직한 실시예에 대해 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자가 용이하게 실시할 수 있도록 상세히 설명하기로 한다.

본 발명은 능동 전압 드룹 제어형 펄스 전원 시스템에 관한 것으로서, 고전압 펄스를 부하에 인가하는 동안 발생하는 전압 두룹(voltage droop) 현상을 최소화하기 위해 출력 펄스 전압의 강하(降下)를 보상하기 위한 보상 전압을 발생시키는 보상 전압 발생부를 구비한 펄스 전원 시스템에 관한 것이다.

먼저, 본 발명의 펄스 전원 시스템에서 이루어지는 실시간 전압 두룹 제어 및 전압 보상의 개념을 설명하면, 도 2는 본 발명의 펄스 전원 시스템에서 전압 두룹 현상을 최소화하는 원리를 설명하기 위한 개념도이고, 도 3은 본 발명의 펄스 전원 시스템에서 보상 전압 발생부가 파워 셀의 충전 커패시터와 직렬로 연결됨을 도시한 개략도이다.

도 2에서 t는 시간을, V_Marx는 막스(Marx) 구조의 펄스 전원 시스템에서 전압 두룹이 발생한 출력 펄스 전압을 나타낸다.

또한 도 2와 도 3의 V_pulse는 본 발명에서 전압 드룹 제어의 결과로서 보상 전압(V_Comp)을 인가하여 출력 펄스 전압(V_Marx)의 전압 강하를 보상한 최종의 출력 펄스 전압을 나타낸다.

요컨대, V_Marx은 부하로의 방전으로 인해 전압 두룹이 발생한 출력 펄스 전압이며, V_pulse는 본 발명에서 전압 보상 및 두룹 제어가 이루어진 출력 펄스 전압이다.

도 3에서 커패시터 C_Marx는 펄스 전원 시스템의 전체 충전 커패시터를 등가적으로 나타낸 것이며, 스위치 SW는 등가화된 C_Marx에 대하여 고전압 펄스 인가 시점에서 동시에 턴온되는 각 파워 셀의 반도체 스위치들을 하나의 스위치로 표현한 것이다.

실제로는 본 발명의 펄스 전원 시스템에서 상기의 선행특허(한국등록특허 제0820171호, 미국특허 7,843,087)에 제시된 구성과 같이 복수개의 파워 스테이지(Power Stage)들이 직렬로 연결되고, 이때 하나의 파워 스테이지는 복수개의 파워 셀(Power Cell)들이 직렬로 연결되어 구성되며, 전체 파워 셀 및 파워 스테이지의 충전 커패시터와 반도체 스위치들이 모두 직렬로 연결되는 회로 구성을 가진다.

이러한 구성에서 전압 두룹을 최소화하기 위한 보상 전압(V_Comp)이 출력되는 보상 전압 발생부(140)의 출력단은 펄스 전원 시스템의 충전 커패시터(C_Marx)에 직렬로 연결된다.

도 3에서 보상 전압 발생부(140)에 포함되는 구성으로서 교류 전압을 직류 전압으로 정류하는 정류부(149)와, 이 정류부(149)에 의해 정류된 직류 전압에 의해 충전되어 보상 전압(V_Comp)을 발생시키는 보상 커패시터(C_Comp)를 도시하였다.

도시된 바와 같이, 보상 커패시터(C_Comp)는 펄스 전원 시스템의 충전 커패시터(C_Marx)와 직렬로 연결되며, 바람직하게는 보상 전압 발생부(140)의 출력단이 연결되는 파워 셀은 전체 파워 셀 중 부하 반대쪽의 첫 번째 파워 셀('Power Cell 1')이 될 수 있다(도 4 참조).

즉, 펄스 전원 시스템을 구성하는 전체 스테이지 및 파워 셀에서 가장 저압부의 파워 셀(첫 번째 파워 셀의 (-)단)에 상기한 보상 커패시터(C_Comp)를 포함하는 보상 전압 발생부(140)의 출력단(보상 전압 발생부의 (+) 단)를 연결하는 것이다.

이때, 보상 전압 발생부(140)의 보상 커패시터(C_Comp)가 첫 번째 파워 셀('Power Cell 1')의 반도체 스위치(S1,S2) 및 충전 커패시터(C1,C2)와 직렬로 연결되도록 한다.

이에 보상 커패시터(C_Comp)의 충전시에 인가되는 보상 전압(V_Comp)은 펄스 전원 시스템의 전체 충전 커패시터(C1,C2,...)가 고전압 펄스 인가 동안 직렬로 연결되면서 출력되는 펄스 전압과 합쳐져 부하로 인가될 수 있게 된다.

이때, 보상 커패시터(C_Comp)의 충전으로 인가되는 보상 전압(V_Comp)은 부하로 인가되는 고전압 펄스에서 전압이 하강되는 양(ΔV_droop))만큼을 보상하게 되며, 이에 펄스 전원 시스템에서 최종 출력되는 각각의 고전압 펄스는 전압 두룹 없이 편평한 전압(Vpulse) 상태로 부하에 인가될 수 있게 된다.

이와 같은 전압 두룹 최소화를 위한 전압 보상 개념에 대해 도 2를 참조하여 설명하면, 통상의 펄스 전원 시스템에서는 고전압 펄스가 생성 및 인가되는 동안 직렬로 연결된 충전 커패시터(도 3의 C_Marx)들이 방전되면서, 도 2의 V_Marx에서와 같이 부하에 인가되는 각 펄스마다 전압이 점차 떨어지는 전압 두룹 현상이 발생한다.

이때, 전압 두룹량(전압 강하량)(ΔV_droop)은 충전 커패시터의 전체 커패시턴스(도 2에서는 도 3에 도시된 등가 커패시터의 커패시턴스를 C_Marx로 표기함)와 펄스 전류(I_pulse)와 펄스 폭(t_pw)과 관계된다.

이러한 전압 두룹 현상을 최소화하기 위하여 본 발명에서는 고전압 펄스 인가 동안 출력 펄스 전압(V_Marx)에 전압 두룹 최소화를 위한 보상 전압(V_Comp)을 직렬로 인가하여, 펄스 전압의 두룹량(전압이 떨어지는 양)(ΔV_droop)만큼을 실시간으로 보상하게 된다.

즉, 상기와 같이 고전압 펄스 인가 동안 전압 두룹량만큼을 보상하기 위한 보상 전압(V_Comp)을 충전 커패시터(C_Marx)에 연결되는 연결 보상 전압 발생부(140)의 출력단을 통해 인가해줌으로써, 펄스 전원 시스템의 최종 출력 펄스 형태가 도 2의 V_pulse에 나타낸 바와 같이 전압 두룹이 없는 편평한 고전압 펄스 형태가 되도록 만들어주는 것이다.

일례로, 펄스 전원 시스템이 소정의 펄스 폭을 갖는 120kV의 고전압 펄스(충전 커패시터에 의한 고전압 펄스)를 발생시키고, 이때 전압 두룹량이 최대 6kV까지 발생한다고 가정할 때, 각 고전압 펄스 인가 동안 실시간 두룹량만큼의 전압 보상을 위해 최대 6kV까지 점차 상승하는 전압 형태의 동기화된 보상 전압을 인가하게 된다.

이로써 충전 커패시터에 의해 만들어진 펄스 전압(V_Marx)과, 보상 전압 발생부(140)에 의해 인가되는 보상 전압(V_Comp)의 합으로 만들어지는 펄스 전압(V_pulse)이 부하로 인가될 수 있게 된다.

이때, 보상 전압의 인가 시점과 고전압 펄스의 인가 시점은 동기화되어 고전압 펄스가 인가되는 동안에만 보상 전압이 인가되고, 이때 보상 전압은 고전압 펄스와 동일 펄스 폭을 가지는 펄스 전압 형태로 인가될 수 있다.

또한 보상 전압의 크기는 고전압 펄스에서 실시간으로 나타나는 전압 두룹량(ΔV_droop)으로부터 결정되어 제어되는데, 고전압 펄스에서 최대로 나타나는 전압 두룹량만큼의 전압 크기까지 점차 상승하는 전압 형태로 발생되어 인가된다.

한편, 보상 전압 발생부를 갖는 능동 전압 드룹 제어형 펄스 전원 시스템의 전체 구성에 대해 상술하면 다음과 같다.

도 4는 본 발명의 실시예에 따른 펄스 전원 시스템의 전체 구성도로서, 고전압 펄스를 만들어내기 위한 펄스 전원 시스템의 기본적인 구성, 예컨대 복수개의 파워 셀(111)이 직렬로 연결되어 파워 스테이지(110)가 구성되고, 이때 각 파워 셀(111)들 간의 충전 커패시터(C1,C2,...)와 반도체 스위치(S1,S2,...)들이 직렬로 연결되는 구성은 상기의 선행특허(한국등록특허 제0820171호, 미국특허 7,843,087)에 제시된 펄스 전원 시스템의 기본 구성과 비교하여 차이가 없다.

즉, 펄스 전원 시스템은 파워 셀(111)들이 직렬로 연결되어 이루어진 복수개의 파워 스테이지(110), 각 파워 셀의 커패시터(C1,C2) 충전을 위한 전원을 공급하는 파워 인버터(120), 고압 절연 케이블로서 파워 인버터로부터 각 파워 셀 내 정류 다이오드(D3,D4)에 전원이 공급되도록 연결되는 파워 루프(121), 반도체 스위치(S1,S2)의 게이트 신호 및 게이트 전원을 발생시키기 위한 제어신호를 제공하는 컨트롤 인버터(130), 고압 절연 케이블로서 컨트롤 인버터로부터 각 파워 셀 내 파워 스위치 드라이버(112)에 제어신호가 공급되도록 연결되는 컨트롤 루프(131)를 포함하여 구성된다.

여기서, 각 파워 셀(111)은 직렬로 연결된 반도체 스위치(S1,S2) 및 충전 커패시터(C1,C2), 단일 턴의 컨트롤 루프(131)에서 절연된 게이트 전원을 인가받아 반도체 스위치의 구동을 위한 게이트 신호 및 구동 전원을 인가하는 파워 스위치 드라이버(게이트 구동 회로)(112), 반도체 스위치의 양단에 연결된 바이패스 다이오드(D1,D2), 충전 커패시터의 양단에 연결된 정류 다이오드(D3,D4)를 포함한다.

또한 복수개의 파워 스테이지(110)는 전체가 직렬로 연결되는데, 파워 스테이지 내에서도 파워 셀(111)들이 모두 직렬로 연결되므로 펄스 전원 시스템 내 전체 파워 셀들이 모두 직렬로 연결된 구조를 가진다.

또한 펄스 전원 시스템을 구성하는 전체 파워 셀(111)의 반도체 스위치(S1,S2,...) 및 충전 커패시터(C1,C2,...)들이 모두 직렬로 연결된다.

이러한 구성에서 파워 셀(111)들은 파워 인버터(120)로부터 연결된 파워 루프(121)를 통해 커패시터(C1,C2)의 충전을 위한 전원을 공급받고, 이와 더불어 컨트롤 인버터(130)로부터 연결된 컨트롤 루프(131)를 통해 제어신호를 공급받는다.

즉, 파워 인버터(120)가 파워 루프(121)를 통해 고전압 직류 전원을 공급하면 파워 변압기(122)를 통해 정조된 전압이 각 파워 셀(111)로 제공되어 커패시터(C1,C2)에 충전되고, 컨트롤 인버터(130)가 컨트롤 루프(131)를 통해 인가하는 제어신호는 컨트롤 변압기(133)를 통해 파워 스위치 드라이버(112)로 인가되어 반도체 스위치(S1,S2)의 구동을 위한 게이트 신호와 구동 전원이 출력되도록 한다.

이와 더불어 도면상 나타내지는 않았으나, 충전 커패시터 간 충전 전압의 차이를 보상하기 위해 상, 하단 파워 스테이지의 파워 변압기 간에 연결되는 보상권선을 감극성이 되도록 삽입하여 설치한다.

그 외에 상기의 선행특허에 제시되어 있는 펄스 전원 시스템의 구성과 동일한 구성에 대해서는 본 명세서에서 상세한 설명을 생략하기로 한다.

그리고, 도 4에 예시된 실시예의 펄스 전원 시스템에서 기본적인 고전압 펄스 생성 방법 및 과정은 상기 선행특허에서와 차이가 없고, 또한 각 구성요소의 기본적인 동작 및 그 제어 과정, 예컨대 컨트롤 인버터의 제어 및 구동, 파워 인버터의 제어 및 구동, 각 파워 셀 내의 반도체 스위 등 소자 제어 및 구동에 있어서도 기본적으로 차이가 없으므로 본 명세서에서 이에 대한 상세한 설명을 생략하기로 한다.

다만, 동작 구현을 세부적인 회로 설계나 회로 및 소자의 배치 형태에 있어는 다소 차이가 있을 수 있는데, 도 4에 예시한 펄스 전원 시스템은 각 파워 셀(111)이 직렬로 연결된 2개씩의 반도체 스위치(예, IGBT)(S1,S2)와 2개씩의 충전 커패시터(C1,C2)를 사용한 배전압 정류 회로의 구성으로 설계된 실시예이다.

배전압 정류 회로의 구성에서도 반도체 스위치(S1,S2)와 충전 커패시터(C1,C2)들은 모두 직렬 회로로 연결되며, 각 파워 셀(111) 마다 파워 변압기(122)의 권선(2차측 권선) 하나로부터 제공되는 전압에 의해 두 충전 커패시터가 동시에 충전된 다음, 두 반도체 스위치가 동시에 턴온되면서 두 충전 커패시터의 전압이 동시에 방전된다.

이와 같이 2개의 충전 커패시터를 포함하는 회로 구성에서는 파워 변압기의 권선 하나로 2개의 충전 커패시터를 충전하므로 각 파워 셀에서 파워 변압기 2차측 권선을 통해 인가되는 전압의 2배의 전압을 충전 및 방전시킬 수 있다.

물론, 반도체 스위치, 충전 커패시터, 파워 스위치 드라이버, 바이패스 다이오드, 정류 다이오드를 포함하여 이루어지는 파워 셀의 기본 구성, 및 전체 충전 커패시터들의 충/방전을 통해 고전압 펄스를 생성하는 점에는 선행특허와 차이가 없다.

본 발명의 권리 범위는 상기한 배전압 정류 회로의 파워 셀 구성을 가지는 펄스 전원 시스템을 포함하며, 이뿐만 아니라 상기 선행특허의 파워 셀 구성을 가지는 펄스 전원 시스템 역시 포함하는 것으로 이해되어야 할 것이다.

한편, 도 4는 보상 전압을 발생 및 인가하는 보상 전압 발생부(140)의 구현예가 도시되어 있으며, 구현예에 따른 보상 전압 발생부의 회로 구성을 살펴보면 다음과 같다.

도시된 바와 같이, 보상 전압 발생부(140)는 고전압 펄스의 전압 강하량에 해당하는 전압을 보상하기 위한 보상 전압을 실시간으로 발생 및 출력하는 구성부로서, 기본적으로 충/방전되면서 파워 셀(111)에 연결된 출력단에 보상 전압이 인가되도록 하는 보상 커패시터(compensation capacitor)(C_Comp)와, 상기 보상 커패시터를 충전시키기 위한 충전기(charger for compensation capacitor)(141)로 구성된다.

여기서, 충전기(141)는 입력 전원(142)으로부터 공급되는 직류 전압을 교류 전압으로 변환하는 보상 제어 인버터(143)와, 상기 보상 제어 인버터(143)에서 출력되는 교류 전압을 소정 레벨의 전압으로 변환하는 변압기(148)와, 상기 변압기(148)를 통해 전달되는 교류 전압을 직류 전압으로 정류하여 보상 커패시터(C_Comp)의 충전이 이루어지도록 제공하는 브리지 정류부(149)와, 상기 보상 제어 인버터(143)의 구동을 제어하여 인버터 출력 전압을 제어하는 컨트롤러(bouncer controller)(150)를 포함하여 구성된다.

상기 입력 전원(142)은 DC 전원으로서, 이는 AC 전원으로부터 공급되어 정류된 직류 전압을 충전기(141)에 공급한다.

상기 충전기(141)의 컨트롤러(150)는 보상 전압 발생부(140)의 구동 및 출력(보상 전압)을 제어하는 컨트롤러가 되며, 보상 커패시터(C_Comp)의 충/방전을 통해 출력 펄스 전압의 전압 강하량에 상응하는 보상 전압이 출력될 수 있도록 보상 제어 인버터(143)의 구동을 제어한다.

이 충전기(141)의 컨트롤러(150)는 후술하는 보상 제어 컨트롤러(도 7 및 도 10에서 도면부호 151임)와 펄스 변조부(도 7 및 도 10에서 도면부호 152임)를 포함하며, 보상 제어 컨트롤러와 펄스 변조부, 이들을 통한 보상 제어 인버터의 구동 제어 및 보상 전압 출력 제어에 대해서는 뒤에서 상세히 설명하기로 한다.

또한 보상 제어 인버터(143)는 공진형 인버터가 될 수 있는데, 이는 상기 입력 전원(142)으로부터 공급되는 직류 전압을 교번적으로 스위칭하여 교류 전압으로 변환하는 복수개의 스위치(G5~G8)를 포함하는 스위칭부(144)와, 상기 스위칭부(144)에 연결되어 스위칭부에 의해 변환된 교류 전압을 변압기(148)에 전달하는 공진 인덕터(L_r)와 공진 커패시터(C_r)로 이루어진 LC 공진 회로부(145)와, 상기 컨트롤러(150)가 출력하는 제어신호에 따라 스위칭부(144)의 스위칭 동작을 제어하기 위한 게이트 신호를 출력하는 게이트 구동 회로부(driver)(Drv.2)를 포함하여 구성될 수 있다.

이러한 구성에 의해 충전기는 입력 전원으로부터 공급되는 직류 전압을 보상 커패시터 충전을 위한 필요 레벨의 직류 전압으로 변환하여 제공하는 공진형 컨버터 방식의 고압 충전기가 된다.

상기한 보상 제어 인버터(143)의 구성에서 스위칭부(144)는 직류 전압을 교류 전압으로 변환하기 위해 게이트 구동 회로부(Drv.2)에서 출력되는 게이트 신호에 따라 턴온/턴오프 제어되는 4개의 스위치(G5~G8)가 풀브리지 구조로 연결된 회로 구성을 가진다.

상기 스위칭부(144)의 각 스위치(G5~G8)는 IGBT, MOSFET 등의 공지된 반도체 스위치가 될 수 있으며, 스위칭부에서 도면부호 147은 각 스위치(G5~G8) 양단에 연결된 스너버 커패시터를 나타낸다.

또한 게이트 구동 회로부(Drv.2)는 컨트롤러(150)의 제어신호에 따라 각 스위치(G5~G8)를 턴온 및 턴오프하기 위한 구동신호(게이트 신호)를 생성하여 출력하고, 이로써 각 스위치를 턴온/턴오프시키게 된다.

이때, 스위칭부(144)에서는 게이트 구동 회로부(Drv.2)의 구동신호에 따라 대각선으로 존재하는 스위치 쌍이 동시에 턴온 또는 턴오프되면서 직류 전압을 교류 전압으로 변환하게 된다.

또한 LC 공진 회로부(145)에 일차측 권선이 연결된 소정 권선 비의 변압기(148)는 보상 제어 인버터(143)의 LC 공진 회로부로부터 전달되는 교류 전압, 즉 일차측 전압을 이차측 전압으로 변환하여 출력하며, 브리지 정류부(149)는 변압기(148)의 이차측 권선을 통해 인가되는 교류 전압을 직류 전압으로 정류하여 보상 커패시터(C_Comp)를 충전하게 된다.

이에 보상 커패시터(C_Comp)에 전압이 충전되면서 보상 전압 발생부(140)와 직렬로 연결된 파워 셀(111)에 도 2의 V_Comp와 같은 보상 전압이 인가될 수 있는 것이며, 이때 인가되는 보상 전압(V_Comp)은 전체 충전 커패시터(C1,C2,...)에 의해 생성되는 출력 펄스 전압(도 2의 V_Marx)과는 직렬 전압이 된다.

이에 보상 전압(V_Comp)은 출력 펄스 전압(V_Marx)과 합쳐져 펄스 전압의 두룹을 보상하는 작용을 하게 되며, 이러한 전압 보상이 이루어질 경우 펄스 전원 시스템의 고전압 출력 펄스는 도 2의 V_pulse와 같이 전압 두룹이 어느 정도 제거된 편평한 펄스 형태가 된다.

그리고, 상기와 같이 보상 전압 발생부(140)는 실시간 전압 두룹량(전압 강하량)에 따라 발생 및 인가되는 보상 전압, 즉 도 2의 V_Comp와 같이 전압이 상승하는 펼스 형태의 보상 전압을 펄스 전원 시스템의 고전압 펄스 인가시마다 파워 셀(111)에 직렬 전압으로 인가하는데, 이를 위해 보상 전압 발생부(140)의 출력단((+) 단)은 펄스 전원 시스템의 저압부 파워 셀('Power Cell 1')에 연결된다.

본 발명의 펄스 전원 시스템에서 부하에 연결된 최종의 파워 셀 출력단이 (+)단이라면, 부하 반대쪽의 첫 번째 파워 셀('Power Cell 1')의 입력단은 (-)단이 되고, 이 입력단이 보상 전압 발생부(140)의 출력단과 연결될 때, 보상 전압 발생부(140)의 보상 커패시터(C_Comp) 및 그 출력단은 첫 번째 파워 셀('Power Cell 1'의 반도체 스위치(S1,S2)와 충전 커패시터(C1,C2)에 직렬로 연결될 수 있다.

이에 보상 전압 발생부(140)가 인가하는 보상 전압(V_Comp)이 충전 커패시터(C_Comp)에 의해 발생하는 펄스 전압(도 2에서 V_Marx임)과 직렬 전압을 이루게 된다.

한편, 상기한 보상 전압 발생부(140)에서 충전기(141)의 컨트롤러(150)는 보상 제어 인버터(143)의 출력 전압을 제어함으로써 보상 전압을 제어하게 되는데, 이때 충전기의 컨트롤러는 펄스 전원 시스템의 파워 셀(111)에서 실시간 검출되는 전압에 기초하여 보상 전압을 제어한다.

이때, 파워 셀 내 하나의 충전 커패시터 전압을 검출하거나 최종 파워 셀의 출력단로부터 부하로 인가되는 실제 펄스 전압을 검출하고, 컨트롤러(150)가 검출된 충전 커패시터 전압 또는 출력 펄스 전압에 기초하여 보상 전압 발생부(140)의 출력 전압, 즉 보상 전압을 제어하게 된다.

도 5는 하나의 충전 커패시터 전압을 실시간 검출하여 보상 전압 생성 및 전압 두룹 제어를 수행하는 펄스 전원 시스템의 개략적인 회로도이고, 도 6은 펄스 전원 시스템의 출력 펄스 전압과 실시간 검출되는 충전 커패시터 전압을 나타낸 도면이다.

도 5에서 도면부호 S1,...,S(N-1),SN은 각 파워 셀을 구성하는 반도체 스위치를, C1,,,,,C(N-1),CN은 각 파워 셀을 구성하는 충전 커패시터를, 그리고 113은 정류 다이오드(도 4에서 D3,D4)로 이루어진 정류부를 각각 나타내며, 도면부호 122는 파워 변압기를, 그리고 도면부호 121은 파워 루프를, 도면부호 123은 정류부(113)에 연결된 파워 변압기(122)의 2차측 권선을 나타낸다.

또한 도면부호 G1~G4는 파워 인버터(120) 내 스위치를 나타내며, 파워 인버터의 스위치는 게이트 구동 회로부(게이트 드라이버)(도 4에서 도면부호 Drv.1임)가 출력하는 게이트 신호에 따라 턴온/턴오프가 제어되고, 이들 스위치가 제어됨으로써 파워 변압기(122)를 통해 공급되는 전원(즉, 충전 커패시터의 충전을 위한 전원) 및 충전 커패시터(C1,...,C(N-1),CN)의 전압이 제어된다.

또한 도면부호 C_Comp는 보상 전압 발생부(140)의 보상 커패시터를, 도면부호 G5~G8은 보상 전압 발생부의 충전기를 구성하는 보상 제어 인버터의 스위치를 나타내고, 148과 149는 각각 변압기와 정류부를 각각 나타낸다.

상기 보상 제어 인버터(140)의 스위치(G5~G8)는 게이트 구동 회로부(도 4에서 도면부호 Drv.2임)가 출력하는 게이트 신호에 따라 턴온/턴오프가 제어되며, 이들 스위치가 제어됨으로써 보상 전압의 출력이 제어된다.

이와 같은 구성에서 보상 커패시터(C_Comp)와 직렬로 연결되어 있는 파워 셀의 충전 커패시터, 바람직하게는 저압부 파워 셀(부하 반대쪽의 첫 번째 파워 셀)(도 4에서 'Power Cell 1'임)의 충전 커패시터(S1) 하나로부터 전압(V_{storage _ sense})이 검출될 수 있도록 전압검출회로(102)가 구성된다.

펄스 전원 시스템에서 전체 파워 셀의 각 충전 커패시터 전압은 상기한 보상권선에 의해 균일하게 유지될 수 있으므로, 이와 같이 하나의 충전 커패시터로부터 검출되는 전압을 이용하더라도 후술하는 펄스 전압 검출 방식과 마찬가지로 최종의 고전압 펄스 출력을 대상으로 하는 보상 전압의 제어가 가능해진다.

이하, 실시간 검출되는 충전 커패시터 전압(V_{storage _ sense})을 이용하여 보상 전압의 발생을 제어하는 구성 및 과정에 대해 설명하면, 도 7은 펄스 전원 시스템의 고전압 펄스 출력 및 보상 전압 출력을 제어하는 구성부들을 도시한 블록도이다.

도 7을 참조하면, 펄스 전원 시스템의 메인 컨트롤러(101), 파워 인버터의 구동을 제어하기 위한 컨트롤러(134), 보상 전압 발생부의 구동을 제어하기 위한 컨트롤러(150)가 도시되어 있다.

상기 메인 컨트롤러(101)는 도 7에 예시된 바와 같이 PI 컨트롤러가 될 수 있으며, 이하 본 명세서에서는 PI 컨트롤러의 예를 들어 설명하기로 한다.

상기 파워 인버터의 구동을 제어하기 위한 컨트롤러(134)는 세부적으로 파워 인버터의 구동을 제어하기 위한 제어신호를 출력하는 컨트롤러(135)와 이에 연결된 펄스 변조부(136)로 구성될 수 있고, 이하 본 명세서에서는 펄스 변조부(136)가 연결된 하위 개념의 컨트롤러(135)를 상위 개념의 컨트롤러(134)와 구분하기 위해 파워 컨트롤러라 칭하기로 한다.

또한 보상 전압 발생부의 구동을 제어하기 위한 충전기의 컨트롤러(150) 역시 제어신호를 출력하는 컨트롤러(151)와 이에 연결된 펄스 변조부(152)로 구성될 수 있고, 이하 본 명세서에서는 펄스 변조부(152)가 연결된 하위 개념의 컨트롤러(151)를 상위 개념의 컨트롤러(150)와 구분하기 위해 보상 제어 컨트롤러라 칭하기로 한다.

먼저, PI 컨트롤러(101)에는 레퍼런스 전압(V_ref), 즉 펄스 전원 시스템의 고전압 펄스 출력에 있어서 제어 목표가 되는 펄스 전압(이하, 목표 펄스 전압이라 칭함)이 입력 설정된다.

또한 펄스 전원 시스템의 구동 동안 파워 셀의 충전 커패시터로부터 연결된 전압검출회로(102)를 통해 충전 커패시터 전압(V_{storage _ sense})이 PI 컨트롤러(101)에 실시간 검출되어 입력된다.

이때, PI 컨트롤러(101)는 하나의 충전 커패시터에 대하여 검출된 전압(V_{storage_sense})에 기초하여 펄스 전원 시스템의 출력 펄스 전압이 목표 펄스 전압(V_ref)을 추종하도록 하기 위한 제어 전압(V_c)을 출력한다.

이 과정에서 PI 컨트롤러(101)는 검출된 충전 커패시터 전압(V_{storage _ sense})에 기초하여 펄스 전원 시스템의 전체 출력 펄스 전압을 실시간으로 계산하며, 이때 출력 펄스 전압을 목표 펄스 전압(V_ref)과 비교하여 제어 전압(V_c)을 발생시킨다.

이 제어 전압(V_c)은 실제 펄스 전압과 목표 펄스 전압(V_ref)의 차이에 따른 값으로, 실제 펄스 전압에 전압 두룹이 발생하였을 경우 제어 전압은 전압 두룹량(전압 강하량)이 반영된 값이 된다.

이어 제어 전압(V_c)이 파워 컨트롤러(135)에 입력되면, 파워 컨트롤러는 제어 전압에 기초하여 파워 인버터의 출력을 제어하기 위한 신호를 출력하고, 파워 컨트롤러가 출력하는 제어신호는 펄스 변조(펄스 폭 변조, 주파수 변조, 위상 변조 등 공지의 펄스 변조)를 수행하는 펄스 변조부(136)에 인가된다.

또한 상기 펄스 변조부(136)에 의해 변조된 제어신호는 파워 인버터 내 스위치(도 5에서 도면부호 G1~G4임)들을 구동 제어하기 위한 게이트 신호를 발생시키는 게이트 구동 회로부(도 4에서 Drv.1임)로 인가되는바, 이에 게이트 구동 회로부에서는 펄스 변조부(136)의 제어신호에 따라 게이트 신호가 출력된다.

결국, 게이트 구동 회로부에서 출력되는 게이트 신호에 의해 파워 인버터 내 스위치의 구동이 제어되고, 이에 파워 루프를 포함한 변압기를 통해 각 파워 셀에 전달되는 파워 인버터의 출력, 즉 충전 커패시터의 충전 전원이 제어되는바, 궁극적으로 펄스 전원 시스템의 고전압 펄스 출력이 목표 펄스 전압을 추종하도록 실시간 제어될 수 있게 된다.

그리고, 상기와 같이 고전압 펄스 출력이 제어되는 상태에서 고전압 펄스 인가 동안 방전에 의해 충전 커패시터 전압이 점점 떨어지는 전압 두룹이 발생하는데, PI 컨트롤러(101)가 출력하는 제어 전압(V_c)이 전압 두룹을 최소화하기 위한 보상 제어 컨트롤러(151)에 입력되면, 보상 제어 컨트롤러(151)는 제어 전압(V_c)에 따라 보상 전압을 제어하기 위한 신호를 출력하게 된다.

이때, 보상 제어 컨트롤러(151)가 출력하는 제어신호는 펄스 변조(펄스 폭 변조, 주파수 변조, 위상 변조 등 공지의 펄스 변조)를 수행하는 펄스 변조부(152)에 인가된다.

또한 펄스 변조부(152)에 의해 변조된 제어신호는 게이트 신호를 발생시키는 게이트 구동 회로부(도 4에서 Drv.2임)로 인가되는바, 제어신호에 따라 게이트 구동 회로부로부터 출력되는 게이트 신호에 의해 충전기 내 스위치(즉, 보상 제어 인버터 내 스위치)(도 5에서 도면부호 G5~G8)의 구동이 제어되고, 이에 보상 전압의 발생 및 출력이 제어된다.

궁극적으로 실시간 검출되는 충전 커패시터 전압(도 6에서 V_{storage _ sense})에 따라 생성 및 제어되는 보상 전압이 펄스 전원 시스템의 출력 펄스 전압에 직렬로 인가됨으로써 고전압 펄스의 전압 두룹 현상이 최소화될 수 있게 된다.

이와 같이 충전 커패시터 전압은 펄스 전원 시스템의 고전압 펄스 출력을 제어하는데 사용됨과 동시에 전압 두룹 현상을 최소화하기 위한 보상 전압 출력을 제어하는데도 사용되는바, 하나의 제어 변수가 출력 펄스 전압과 보상 전압을 제어하는데 동시에 사용된다.

한편, 펄스 전원 시스템의 출력 펄스 전압을 실시간 검출하는 실시예에 대해 설명하면, 도 8은 펄스 전원 시스템의 출력 펄스 전압(V_{pulse _ sense})을 실시간 검출하여 보상 전압 생성 및 전압 두룹 제어를 수행하는 펄스 전원 시스템의 개략적인 회로도이다.

또한 도 9는 실시간 검출되는 출력 펄스 전압(V_{pulse _ sense})과 제어 스위치의 제어신호(V_{switch _ control}), 검출된 펄스 전압(V_{pulse _ sense})으로부터 변환된 DC 검출 전압(V_{sense_dc})을 나타내는 도면이고, 도 10은 펄스 전원 시스템의 고전압 펄스 출력과 보상 전압을 제어하는 구성부들을 도시한 블록도이다.

도 8에 도시된 바와 같이, 펄스 전원 시스템의 출력단(부하에 연결되는 최종 파워 셀의 출력단)으로부터 연결된 전압검출회로(102)를 통해 실시간 펄스 전압(V_{pulse_sense})이 PI 컨트롤러(10)에 인가된다.

이때, 펄스 전원 시스템의 출력 펄스 전압(V_{pulse _ sense})에서는 도 9에 나타낸 바와 같이 초기 펄스 상승 시점에서 부하측의 영향으로 인한 오버슈트(overshoot)나 오실레이션(ocillation)과 같은 노이즈가 발생하는데, 이러한 노이즈에 대해서는 검출이 이루어지지 않도록 하는 것이 바람직하다.

따라서, 초기 펄스 상승 시점의 노이즈 발생 구간만큼은 PI 컨트롤러에서 펄스 전압이 검출되지 않도록 하여 파워 인버터 제어를 통한 출력 펄스 제어 과정 및 보상 전압 생성을 포함하는 전압 두룹 제어 과정에서 입력 변수로의 사용이 배제될 수 있도록 한다.

이를 위해 도 10에 나타낸 바와 같이 출력 펄스 전압이 입력되는 PI 컨트롤러(101) 전단의 전압검출회로(102) 상에 제어 스위치(103)를 설치하고, 이 제어 스위치(103)가 펄스 전압이 인가되는 전체 구간 중 초기 펄스 상승 시점의 노이즈 발생 구간을 제외한 나머지 구간에서만 온(on) 될 수 있도록 한다.

이때, 상기 제어 스위치(103)의 온/오프 구동을 제어하기 위한 신호는 시스템 내 컨트롤러, 예컨대 PI 컨트롤러(101)가 출력하도록 설정될 수 있다.

도 9를 참조하면, 실시간 검출되는 출력 펄스 전압(V_{pulse _ sense})과 제어 스위치(103)의 온/오프 구동을 제어하기 위한 제어신호(V_{switch _ control})를 볼 수 있으며, 예시된 제어신호에 의해 초기 펄스 상승 시점의 노이즈 발생 구간을 제외한 나머지 구간에서만 제어 스위치가 온(on) 되면서, 노이즈가 필터링된 출력 펄스 전압이 PI 컨트롤러(101)에 입력될 수 있게 된다.

이때, 제어 스위치(103)를 온 시키기 위한 제어신호가 펄스 상승 시점으로부터 설정시간 경과 후에 출력되도록 설정될 수 있는바(타임 딜레이 설정), 여기서 설정시간은 부하 특성을 고려하여 적절히 설정될 수 있다.

또한 PI 컨트롤러(101)의 전압검출회로(102) 상에 접지단에 연결된 커패시터(104)가 설치될 수 있고, 이를 통해 제어 스위치(103)를 거쳐 입력되는 출력 펄스 전압(V_{pulse _ sense})이 도 9에 나타낸 바와 같은 DC 검출 전압(V_{sense _ dc})으로 변환되어 PI 컨트롤러(101)에 입력되도록 하는 것이 바람직하며, DC 검출 전압(V_{sense _ dc})이 PI 컨트롤러(101)의 입력 변수로 사용되도록 하면 제어가 용이해질 수 있다.

이에 따라, 실시간 검출되는 펄스 전압(DC 검출 전압임)(V_{sense _ dc})을 입력으로 하여 도 10에 나타낸 구성부들, 즉 PI 컨트롤러(101), 파워 컨트롤러(135) 및 보상 제어 컨트롤러(151), 각 컨트롤러에 연결된 펄스 변조부(136,152)에 의해 펄스 전원 시스템의 고전압 펄스 출력과 보상 전압 출력이 제어된다.

이는 도 7의 실시예와 비교하여 PI 컨트롤러에서 충전 커패시터 전압을 입력 변수로 사용하는 대신 상기한 펄스 전압을 입력 변수로 사용하는 점에서 차이가 있을 뿐, 이를 제외하고는 고전압 펄스 출력 및 보상 전압 출력 제어 과정이 동일하므로 이에 대한 설명은 생략하기로 한다.

이상으로 본 발명의 실시예에 대해 상세히 설명하였는바, 본 발명의 권리범위는 상술한 실시예에 한정되지 않으며, 다음의 특허청구범위에서 정의하고 있는 본 발명의 기본 개념을 이용한 당업자의 여러 변형 및 개량 형태 또한 본 발명의 권리범위에 포함된다.

101 : PI 컨트롤러 102 : 전압검출회로
103 : 제어 스위치 104 : 커패시터
110 : 파워 스테이지 111 : 파워 셀
120 : 파워 인버터 121 : 파워 루프
122 : 파워 변압기 130 : 컨트롤 인버터
131 : 컨트롤 루프 133 : 컨트롤 변압기
134 : 컨트롤러 135 : 파워 컨트롤러
136 : 펄스 변조부 140 : 보상 전압 발생부
141 : 충전기 143 : 보상 제어 인버터
148 : 변압기 149 : 정류부
150 : 컨트롤러 151 : 보상 제어 컨트롤러
152 : 펄스 변조부 C1, C2 : 충전 커패시터
C_Comp : 보상 커패시터 S1, S2 : 반도체 스위치

Claims (13)

1. 직렬로 연결된 반도체 스위치와 충전 커패시터, 상기 반도체 스위치의 구동을 위한 파워 스위치 드라이버, 상기 반도체 스위치의 양단에 연결된 바이패스 다이오드 및 상기 충전 커패시터의 양단에 연결된 정류 다이오드를 가지는 파워 셀들이 직렬로 연결되어 이루어진 복수개의 파워 스테이지와; 상기 충전 커패시터의 충전을 위한 전원을 공급하는 파워 인버터와; 상기 파워 인버터로부터 각 파워 셀 내 정류 다이오드에 전원이 공급되도록 하는 파워 루프와; 상기 반도체 스위치의 게이트 신호 및 게이트 전원을 발생시키기 위한 제어신호를 제공하는 컨트롤 인버터와; 상기 컨트롤 인버터로부터 각 파워 셀 내 파워 스위치 드라이버에 제어신호가 공급되도록 하는 컨트롤 루프;를 포함하고 전체 반도체 스위치 및 충전 커패시터가 직렬로 연결되도록 상기 파워 스테이지 간에도 직렬로 연결되는 펄스 전원 시스템에 있어서,
   출력단이 상기 전체 파워 셀 중 하나에 연결되고 전압검출회로를 통해 파워 셀로부터 실시간 검출되는 전압에 따라 부하로 인가되는 출력 펄스 전압의 전압 강하를 보상하기 위한 보상 전압을 발생시켜 출력하고, 충/방전되면서 상기 출력단에 보상 전압이 인가되도록 연결되는 보상 커패시터와 상기 보상 커패시터를 충전하기 위한 충전기로 구성되는 보상 전압 발생부를 더 포함하고,
   상기 충전기는 입력 전원으로부터 공급되는 직류 전압을 교류 전압으로 변환하는 보상 제어 인버터와, 상기 보상 제어 인버터에서 출력되는 교류 전압을 변압하는 변압기와, 상기 변압기를 통해 전달되는 교류 전압을 직류 전압으로 정류하여 보상 커패시터의 충전이 이루어지도록 제공하는 브리지 정류부와, 상기 보상 제어 인버터의 구동 및 출력을 제어하는 컨트롤러를 포함하여 구성되고, 상기 컨트롤러는 보상 커패시터의 충/방전을 통해 출력 펄스 전압의 전압 강하량에 상응하는 보상 전압이 출력될 수 있도록 보상 제어 인버터의 구동을 제어하는 것을 특징으로 하는 능동 전압 드룹 제어형 펄스 전원 시스템.
   
2. 삭제
3. 청구항 1에 있어서,
   보상 전압 발생부의 출력단이 전체 파워 셀 중 부하 반대쪽의 첫 번째 파워 셀에 연결되고, 보상 전압이 출력 펄스 전압에 직렬로 인가될 수 있도록 보상 커패시터가 상기 첫 번째 파워 셀의 반도체 스위치 및 충전 커패시터와 직렬로 연결되는 것을 특징으로 하는 능동 전압 드룹 제어형 펄스 전원 시스템.
   
4. 삭제
5. 청구항 1에 있어서,
   상기 보상 제어 인버터는
   직류 전압을 교류 전압으로 변환하기 위해 턴온/턴오프 제어되는 복수개의 스위치를 포함하는 스위칭부와;
   상기 스위칭부에 의해 변환된 교류 전압을 변압기에 전달하는 공진 인덕터와 공진 커패시터로 이루어진 LC 공진 회로부와;
   상기 컨트롤러가 출력하는 제어신호에 따라 스위칭부의 스위치를 제어하기 위한 게이트 신호를 출력하는 게이트 구동 회로부;
   를 포함하여 구성되는 것을 특징으로 하는 능동 전압 드룹 제어형 펄스 전원 시스템.
   
6. 청구항 1에 있어서,
   상기 컨트롤러는 메인 컨트롤러에서 출력되는 제어 전압에 따라 제어신호를 출력하는 보상 제어 컨트롤러와, 상기 보상 제어 컨트롤러에서 출력되는 제어신호의 펄스 변조를 수행하여 변조된 제어신호를 출력하는 펄스 변조부를 포함하고,
   상기 메인 컨트롤러는 파워 셀로부터 실시간 검출되어 얻어지는 실제 출력 펄스 전압과 설정된 목표 펄스 전압의 차이에 따른 제어 전압을 출력하는 것을 특징으로 하는 능동 전압 드룹 제어형 펄스 전원 시스템.
   
7. 청구항 6에 있어서,
   출력 펄스 전압이 설정된 목표 펄스 전압을 추종하도록 파워 인버터의 구동을 제어하여 출력 펄스 전압을 제어하는 파워 인버터의 컨트롤러는 상기 메인 컨트롤러에서 출력되는 제어 전압에 따라 제어신호를 출력하는 파워 컨트롤러와, 상기 파워 컨트롤러에서 출력되는 제어신호의 펄스 변조를 수행하여 변조된 제어신호를 출력하는 펄스 변조부를 포함하는 것을 특징으로 하는 능동 전압 두룹 제어형 펄스 전원 시스템.
   
8. 청구항 6 또는 청구항 7에 있어서,
   상기 파워 셀로부터 실시간 검출되는 전압은 전체 파워 셀 중 부하 반대쪽의 첫 번째 파워 셀에 포함된 충전 커패시터에서 검출되는 충전 커패시터 전압인 것을 특징으로 하는 능동 전압 두룹 제어형 펄스 전원 시스템.
   
9. 청구항 6 또는 청구항 7에 있어서,
   상기 파워 셀로부터 실시간 검출되는 전압은 부하로 연결되는 최종 파워 셀의 출력단에서 검출되는 실제 출력 펄스 전압인 것을 특징으로 하는 능동 전압 두룹 제어형 펄스 전원 시스템.
   
10. 청구항 9에 있어서,
    상기 출력 펄스 전압이 입력되는 메인 컨트롤러 전단의 전압검출회로에 제어 스위치가 설치되고, 상기 제어 스위치는 출력 펄스 전압의 펄스 상승 시점부터 설정시간 경과 후 메인 컨트롤러에 검출 전압이 입력되도록 온(on) 되는 것을 특징으로 하는 능동 전압 두룹 제어형 펄스 전원 시스템.
    
11. 청구항 9에 있어서,
    상기 출력 펄스 전압이 입력되는 메인 컨트롤러 전단의 전압검출회로에 커패시터가 설치되어 출력 펄스 전압으로부터 변환된 DC 검출 전압이 메인 컨트롤러에 입력되도록 한 것을 특징으로 하는 능동 전압 두룹 제어형 펄스 전원 시스템.
    
12. 청구항 1에 있어서,
    상기 파워 셀로부터 실시간 검출되는 전압은 전체 파워 셀 중 부하 반대쪽의 첫 번째 파워 셀에 포함된 충전 커패시터에서 검출되는 충전 커패시터 전압인 것을 특징으로 하는 능동 전압 두룹 제어형 펄스 전원 시스템.
    
13. 청구항 1에 있어서,
    상기 파워 셀로부터 실시간 검출되는 전압은 부하로 연결되는 최종 파워 셀의 출력단에서 검출되는 실제 출력 펄스 전압인 것을 특징으로 하는 능동 전압 두룹 제어형 펄스 전원 시스템.
    
    

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