JP4585404B2 - 同期制御方法、同期制御回路及び通信装置 - Google Patents

Description

本発明は、正弦波交流電圧に同期させて外部回路を制御する同期制御方法、同期制御回路及び通信装置に関する。

正弦波交流電圧に同期させて外部回路を駆動することが行われている。たとえば、正弦波交流電圧に同期した同期信号発生手段を設け、この同期信号に同期させてサイリスタのゲートを駆動させて交流電動機を駆動させる回路が特許文献１に開示されている。また、正弦波交流電圧のゼロクロス点に同期させることにより、発生ノイズの影響が低減することが知られている。
特開平７−７９７９号公報 （図１）

正弦波交流電圧のゼロクロス点に同期させるために、例えば、Ａ／Ｄ変換器を用いて正弦波交流電圧を周期的にサンプリングして正負の極性が反転したときに同期信号を出力することが行われる。
この場合、Ａ／Ｄ変換器が極性反転を検出するタイミングと真のゼロクロス点のタイミングとの時間差の最大は、サンプリング間隔と同程度となるので、誤差を小さくするためにはサンプリング間隔を短くする必要がある。
ところで、Ａ／Ｄ変換器は、測定分解能を高くすればサンプリング間隔が長くなり、測定分解能が低ければ、サンプリング間隔が短くなるような関係を有している。
このため、商用電源の電圧を測定する場合には、正弦波交流電圧の周期の数分の一程度の長いサンプリング間隔で行えば十分であり、安価なＡ／Ｄ変換器を用いても測定分解能を高くすることができる。
しかし、この場合にゼロクロス点を検出すると、Ａ／Ｄ変換器が極性反転を検出するタイミングと真のゼロクロス点のタイミングとが一致せず、不安定な同期となったり、ノイズ発生の原因となったりする問題点があった。

そこで、本発明は、サンプリング間隔に依存せずに正弦波交流電圧のゼロクロス点を高精度に検出することができる同期制御方法、同期制御回路及び通信装置を提供することを課題とする。

前記課題を解決するための本発明の同期方法は、Ａ／Ｄ変換器が正弦波交流電圧を周期的にサンプルし、前記正弦波交流電圧の極性反転を検出して前記正弦波交流電圧に同期させる同期方法であって、前記極性反転の前のサンプル値と前記極性反転の後のサンプル値とを用いてサンプリング間隔を案分計算することによって、前記正弦波交流電圧のゼロクロス点の時刻を算出するゼロクロス点時刻算出過程を備え、前記算出されたゼロクロス点の時刻に機器を同期させることを特徴とする。このとき、前記極性反転の直前のサンプル値と前記極性反転の直後のサンプル値とを用いて案分計算することが好ましい。

正弦波交流電圧の極性反転の前後の複数のサンプル値を用いてサンプリング間隔を案分計算してゼロクロス点を算出するので、サンプリング間隔よりも極めて短い誤差でゼロクロス点に同期させることができる。これにより、サンプリング間隔を長くすることができるので、安価なＡ／Ｄ変換器を用いても正弦波交流電圧の測定分解能を高くすることができる。

本発明によれば、サンプリング間隔に依存せずに正弦波交流電圧のゼロクロス点を高精度に検出することができる同期制御方法、同期制御回路及び通信装置を提供することができる。

（同期制御回路）
本発明の一実施形態である同期制御回路について図１及び図２を参照して説明する。図１は正弦波交流電圧のサンプリング波形とゼロクロス点算出時間との関係を示す図である。図２（ａ）は同期制御回路のハードウェア構成図であり、図２（ｂ）はアルゴリズム構成図である。

図２（ａ）を参照して同期制御回路１００のハードウェア構成を説明する。同期制御回路１００は、フィルタ回路３０とワンチップマイコン２０とを備え、ワンチップマイコン２０は、Ａ／Ｄ変換器２２とＩ／Ｏポート２３とタイマ２４とＣＰＵ２５とＲＯＭ２６とＲＡＭ２７と割込制御回路２８とを備え、それぞれがバスライン２９により接続されている。

フィルタ回路３０は、サンプリング間隔の逆数であるサンプリング周波数の１／２以上の周波数の成分を除去するためにローパスフィルタが用いられ、入力信号である正弦波交流電圧ｓｉｎωｔのノイズ除去のためにも使用される。Ａ／Ｄ変換器２２は、予め設定されたサンプリング間隔でアナログ信号である正弦波交流電圧をディジタル変換するものであり、安価な逐次比較型が用いられる。なお、サンプリング間隔の逆数であるサンプリング周波数は周波数の６０Ｈｚの正弦波交流電圧の１周期中に３２データをサンプルするように１９２０Ｈｚに設定され、１４ｂｉｔ程度の高分解能のものを選択することができる。

Ｉ／Ｏポート２３は、ディジタル信号を入力し、ディジタル信号を出力するものであり、複数ポート用意されている。タイマ２４は、予め設定された時間が経過することにより割り込みを発生させるものであり、本実施形態ではこの割り込みによりＩ／Ｏポート２３の特定のビットを反転させ、外部機器を制御する。

割込制御回路２８は、割込信号により割り込みプログラムを起動させるものであり、本実施形態ではＡ／Ｄ変換器２２が正弦波交流電圧を８サンプルする毎に割込信号を繰り返し発生させるようにしており、以下、この割り込みをＡＩ割込という。また、ＣＰＵ２５、ＲＯＭ２６、ＲＡＭ２７を用い、これらはバスライン２９を介して各部を制御している。

次に、図２（ｂ）のアルゴリズム構成図を参照して、プログラムの構成を説明する。
Ａ／Ｄ変換ユニット４２は、Ａ／Ｄ変換器２２を制御するためのものであり、予め設定されたサンプリング間隔で入力された正弦波交流電圧をディジタル変換する。ゼロクロス点検出手段４４は、正弦波交流電圧のゼロクロス点Ｐ９（図１参照）を検出するものであり、正弦波交流電圧の極性反転を検出する直前のサンプリングデータＳａｍｐｌｅ１と、直後のサンプリングデータＳａｍｐｌｅ２とを用いてサンプリング間隔を直線近似してゼロクロス点Ｐ９を算出する。補正値算出手段４６は、ゼロクロス点Ｐ９の算出が完了してから９０°の点Ｐ１０（あるいは、次回以降のゼロクロス点）までの補正時間を算出するものである。タイマセット４８は、算出された補正時間をタイマ２４にセットするものであり、これにより、９０°の点Ｐ１０の時刻にタイマ２４が割り込みを発生させ、Ｉ／Ｏポート２３の所定ビットを反転させ、外部機器を制御する。また、ＲＡＭ２７には、Ａ／Ｄ変換器２２の出力データであるＳａｍｐｌｅ１、Ｓａｍｐｌｅ２及び補正値算出手段４６が算出した補正時間のデータが記憶される。

次に、図１（ａ）を参照して同期制御回路の動作を詳細に説明する。
図１（ａ）の上段は、正弦波交流電圧を等間隔にサンプリングする様子を示している。正弦波交流電圧のゼロクロス点Ｐ９と９０°の点Ｐ１０との間が、サンプリング点Ｐ２，Ｐ３，Ｐ４，Ｐ５，Ｐ６，Ｐ７によりサンプリングされ、ゼロクロス点Ｐ９の直前にサンプリング点Ｐ１によりサンプリングされ、ゼロクロス点Ｐ９の直後にサンプリング点Ｐ２によりサンプリングされ、９０°の点Ｐ１０の直後にサンプリング点Ｐ８によりサンプリングされている。

言い換えれば、ゼロクロス点Ｐ９の直前のサンプリング点Ｐ１のデータがＳａｍｐｌｅ１であり、ゼロクロス点Ｐ９の直後のサンプリング点Ｐ２のデータがＳａｍｐｌｅ２である（図１（ｂ）参照）。また、正弦波交流電圧の極性反転が検出されるのは、サンプリング点Ｐ２であるので、真のゼロクロス点Ｐ９との間には、誤差時間が発生している。

図１（ａ）の中段には、ゼロクロス点Ｐ９からタイマ２４に設定する補正時間の算出を完了するまでの時間が記載されている。この時間は、ゼロクロス点Ｐ９からサンプリング点Ｐ２までの誤差時間ｔ１と、サンプリング点Ｐ２からＡＩ割込ｉまでの時間ｔ２と、ＡＩ割込ｉによってゼロクロス点Ｐ９を算出する迄の時間ｔ３とを合計した時間である。

誤差時間ｔ１は、サンプリング間隔をサンプリング点Ｐ１のデータＳａｍｐｌｅ１とサンプリング点Ｐ２のデータＳａｍｐｌｅ２とで案分して求められる。例えば、Ｓａｍｐｌｅ１が−５Ｖであり、Ｓａｍｐｌｅ２が＋１０Ｖであり、サンプリング周波数が１９２０Ｈｚであるとき、誤差時間ｔ１は、
（１／１９２０Ｈｚ）×（１０Ｖ／（５Ｖ＋１０Ｖ））＝０．３４７ｍＳＥＣ
である。

サンプリング点Ｐ２からＡＩ割込ｉまでは３倍のサンプリング時間が経過しているので、時間ｔ２は、
（１／１９２０Ｈｚ）×３＝１．５６３ｍＳＥＣ
である。言い換えれば、このサンプリング時間は、サンプリング間隔×サンプリング数により算出されている。

ＡＩ割込ｉによってゼロクロス点Ｐ９を算出する迄の時間ｔ３は、実測あるいは、ＣＰＵ２５の所要ステップ数にＣＰＵのクロック時間を乗算することによって算出される。ここでは、時間ｔ３は１ｍＳＥＣとする。したがって、ゼロクロス点Ｐ９からゼロクロス点Ｐ９の算出が完了する迄の時間は、
０．３４７＋１．５６３＋１＝２．９１ｍＳＥＣ
と計算される。

図１（ａ）の下段には、ゼロクロス点Ｐ９を算出してから正弦波交流電圧の９０°の点Ｐ１０までの補正時間ｔ４が記載されており、この補正時間ｔ４がタイマ２４に設定される。補正時間ｔ４は、
（１／６０Ｈｚ）×９０°／３６０°−２．９１ｍＳＥＣ＝１．２５７ｍＳＥＣ
となる。なお、補正時間ｔ４の算出には、フィルタ回路３０の入力遅れ時間を考慮することが好ましい。

なお、ＡＩ割込ｉは、電源投入によるリセットから８サンプリング毎に割り込むように構成されているので、図２（ａ）に示すようにサンプリング点Ｐ５の時刻に開始するとは限らない。例えば、サンプリング点Ｐ４の時点でＡＩ割込ｉが開始すれば、補正時間ｔ４は、サンプリング間隔だけ延びる。

この補正時間ｔ４をタイマ２４に設定し、設定時間が経過した時点でＩ／Ｏポート２３の所定のビットを反転し、外部機器を制御する。これにより、ＡＩ割込ｉのタイミングに依存しないで、正弦波交流電圧に同期した制御が可能になる。

以上説明したように、本実施形態の同期制御回路１００によれば、正弦波交流電圧のゼロクロス点に同期した出力を得ることができる。特に、ゼロクロス点Ｐ９で遷移する同期信号を用いて外部機器を制御すれば、ノイズ発生が少なくなる。また、Ａ／Ｄ変換器２２のサンプリング周波数を低くすることができるので、安価な逐次比較型のＡ／Ｄ変換器を用いても正弦波交流電圧の測定分解能を高くすることができる。さらに、ワンチップマイコン２０に内蔵されているＡ／Ｄ変換器２２、タイマ２４及びＩ／Ｏポート２３を用いることにより同期制御の機能を実現することができる。

（通信装置）
以下、本実施形態の同期制御回路１００を用いた通信装置及び通信システムについて、図３を参照して説明する。
本実施形態の通信システム２００は、三相の送電線５１，５２，５３と、送電線５１，５２，５３の両端に設けられる通信装置５４ａ，５４ｂとを備え、通信装置５４ａ，５４ｂは、継電器５７ａ，５７ｂと、コンデンサ５８ａ，５８ｂと、同期制御回路１００とを有している。同期制御回路１００は、正弦波交流電圧の測定と、継電器５７ａ，５７ｂの遮断／開放とに使用され、機器情報が伝送される。なお、送電線５１，５２，５３の端部には図示しない変圧器が設けられ、Y結線の中性点が接地されている。

Ｒ相、Ｓ相、Ｔ相の三相正弦波交流電圧が送電線５１，５２，５３及び柱上機器５５を介して送電が行われる。また、柱上機器５５には通信装置５４ｂが併設され、通信装置５４ｂは柱上機器５５の監視制御を行う。さらに、柱上機器５５には、例えば、機械的開閉器５６ａ，５６ｂ，５６ｃが取り付けられ、その送電を中継している。

Ｓ相を送電する送電線５２の通信装置５４ａ側には、継電器５７ａを介してコンデンサ５８ａの一端が接続され、コンデンサ５８ａの他端は接地されている。また、継電器５７ａは、同期制御回路１００が三相正弦波交流電圧に同期して生成する送信信号Ｔａを用いて短絡／開放制御されている。同様に、送電線５２の通信装置５４ｂ側も、継電器５７ｂを介してコンデンサ５８ｂの一端が接続され、コンデンサ５８ｂの他端は接地されている。また、継電器５７ｂは送信信号Ｔｂにより短絡／開放制御されている。

また、通信装置５４ａ，５４ｂの双方で送電線５１，５２，５３の各相電圧が監視されており、本実施形態では、特に、各相電圧が接地抵抗を介して変動する不平衡電圧を同期制御回路１００のサンプリング周波数で監視し、受信信号としている。

次に、図４を参照して通信システム２００の動作を説明する。
図４の上段は、Ｓ相の正弦波交流電圧Ｖｓであり、中段は通信装置５４ａから通信装置５４ｂまで伝送する送信信号Ｔａを示し、「１」，「０」のＯＮ／ＯＦＦ信号である。信号「１」の立ち上がり、立ち下がりは、正弦波交流電圧Ｖｓの９０°の点Ｐ１０に同期している。この信号「１」の時に継電器５７ａを短絡することにより、コンデンサ５８ａに位相が９０°ずれた交流電流が接地を介して流れ、この交流電流に接地抵抗を乗算した不平衡電圧が発生する。この不平衡電圧波形を図４の下段に示す。

Ｒ相，Ｓ相，Ｔ相の各相電圧を同期制御回路１００のサンプリング周波数で観測し、各相電圧が同時に変動する成分である不平衡電圧を検出する。そして、不平衡電圧が存在している期間が信号「１」であり、不平衡電圧が存在していない期間が信号「０」であると判定され、６０ｂｐｓの速度で機器情報が伝送される。

以上説明したように、本実施形態の通信システム２００によれば、正弦波交流電圧に同期してシリアル信号が送電線５１，５２，５３を介して伝送される。同期制御回路１００を用いて継電器５７ａ，５７ｂをＯＮ／ＯＦＦ制御し、同期制御回路１００のサンプリング周波数で不平衡電圧を監視したので、安価な逐次比較型のＡ／Ｄ変換器２２を用いても不平衡電圧の測定分解能を高くすることができる。このため、不平衡電圧の検出精度が向上する。

（変形例）
本発明は前記した実施形態に限定されるものではなく、例えば以下のような種々の変形が可能である。
（１）前記実施形態の同期制御回路１００は、極性反転の直前のサンプリングデータＳａｍｐｌｅ１と直後のサンプリングデータＳａｍｐｌｅ２とをサンプリング間隔で直線的に案分計算してゼロクロス点Ｐ９を求めたが、ｓｉｎ ^―1 の逆三角関数を用いて案分計算すれば、より高精度にゼロクロス点を算出することができる。

（２）前記実施形態の同期制御回路１００は、逐次比較型のＡ／Ｄ変換器２２を用いたが、必要に応じて、二重積分型、デルタシグマ型、サブレンジ型、フラッシュ型のＡ／Ｄ変換器を用いることができる。逐次比較型のサンプリング周波数は、２ｋＨｚ程度から１ＭＨｚ程度のものがあり、２ｋＨｚのときの測定分解能は１４ｂｉｔ程度であり、１ＭＨｚのときの測定分解能は８ｂｉｔから１０ｂｉｔである。また、二重積分型のサンプリング周波数は、２０Ｈｚから２００Ｈｚであり、２０Ｈｚのときの測定分解能は２２ｂｉｔであり、２００Ｈｚのときの測定分解能は１２ｂｉｔである。また、デルタシグマ型のサンプリング周波数は１００Ｈｚから２０ｋＨｚであり、１００Ｈｚのときの測定分解能は２４ｂｉｔであり、２０ｋＨｚのときの測定分解能は１８ｂｉｔ程度である。また、サブレンジ型のサンプリング周波数は１ＭＨｚから２０ＭＨｚであり、１ＭＨｚのときの測定分解能は１４ｂｉｔであり、２０ＭＨｚのときの測定分解能は８ｂｉｔである。また、フラッシュ型のサンプリング周波数は２０ＭＨｚから１０ＧＨｚであり、２０ＭＨｚのときの測定分解能は１２ｂｉｔであり、１０ＧＨｚのときの測定分解能は６ｂｉｔ程度である。何れのＡ／Ｄ変換器も測定分解能が高い場合はサンプリング間隔を長くする必要があり、測定分解能が低ければ、サンプリング間隔を短くすることができるような関係を有している。このため、低いサンプリング周波数を用いて正弦波交流電圧を測定すれば、高い測定分解能を得ることができる。
（３）前記実施形態の通信装置５４ａ，５４ｂ及び通信システム２００は、三相送電線のＳ相にコンデンサ５８ａ，５８ｂ及び継電器５７ａ，５７ｂを介して接地させたが、Ｒ相、Ｓ相及びＴ相の何れの一相をコンデンサ等を介して接地させてもよい。また、何れかの二相をコンデンサ等を介して接地させても、不平衡電圧を発生させることができる。また、三相のすべての相をコンデンサを介して接地させても、コンデンサの容量を異ならせることにより、不平衡電圧を発生させることができる。

正弦波交流電圧のサンプリング波形とゼロクロス点算出時間との関係を示す図である。 本実施形態の同期制御回路のハードウェア構成図及びアルゴリズム構成図である。 本実施形態の通信システムの構成を示す図である。 Ｓ相の正弦波交流電圧と、ＯＮ／ＯＦＦ信号と、不平衡電圧との関係を示す図である。

符号の説明

２０ ワンチップマイコン
２２ Ａ／Ｄ変換器
２３ Ｉ／Ｏポート
２４ タイマ
２５ ＣＰＵ
２６ ＲＯＭ
２７ ＲＡＭ
２８ 割込制御回路
２９ バスライン
３０ フィルタ回路
４２ Ａ／Ｄ変換ユニット
４４ ゼロクロス点検出手段
４６ 補正値算出手段
４８ タイマセット
５１，５２，５３ 送電線
５４ａ，５４ｂ 通信装置
５５ 柱上機器
５６ａ，５６ｂ，５６ｃ 開閉器
５７ａ、５７ｂ 継電器
５８ａ，５８ｂ コンデンサ
１００ 同期制御回路
２００ 通信システム

Ｐ１，Ｐ２，Ｐ３，Ｐ４，Ｐ５，Ｐ６，Ｐ７，Ｐ８サンプリング点
Ｐ９ ゼロクロス点
Ｐ１０ ９０°の点
ｔ１ 誤差時間
ｔ２ ゼロクロス点直後のサンプリング点からＡＩ割込までの時間
ｔ３ ＡＩ割込からゼロクロス点を算出するまでの時間
ｔ４ 補正時間
ｉ ＡＩ割込

Claims (4)

1. Ａ／Ｄ変換器が正弦波交流電圧を周期的にサンプルし、前記正弦波交流電圧の極性反転を検出して前記正弦波交流電圧のゼロクロス点に同期した同期信号を出力する同期制御回路であって、
   前記極性反転の前のサンプル値と前記極性反転の後のサンプル値とを用いてサンプリング間隔を案分計算することによって、前記正弦波交流電圧のゼロクロス点の時刻を算出するゼロクロス点算出手段と、
   前記同期信号を出力すべき時刻から前記ゼロクロス点の算出が完了した時刻を減算した補正時間を算出する補正時刻算出手段と、
   前記ゼロクロス点の算出が完了した時刻に起動され、前記補正時間がカウントされるタイマとを備え、
   前記タイマのカウントが完了したときに前記同期信号を出力する同期制御回路。
2. 送電線の相電圧に対して位相が異なる不平衡電圧を前記相電圧に重畳させるか否かで、オン／オフ信号を伝送する通信装置であって、
   Ａ／Ｄ変換器が前記送電線の何れか一の相電圧を周期的にサンプルし、前記一の相電圧の極性反転を検出して前記一の相電圧のゼロクロス点に同期した同期信号を出力する同期制御回路と、
   前記相電圧が同時に変動する成分を前記不平衡電圧として検出する電圧検出手段と、
   前記ゼロクロス点の算出が完了した時刻に起動されるタイマとを備え、
   前記同期制御回路は、
   前記一の相電圧が極性反転する前のサンプル値と極性反転した後のサンプル値とを用いてサンプリング間隔を案分計算することによって前記一の相電圧のゼロクロス点を算出するゼロクロス点算出手段と、
   前記一の相電圧の位相が９０°の点の時刻から前記ゼロクロス点の算出が完了した時刻を減算した補正時間を算出する補正時刻算出手段とを備え、
   前記タイマは、前記起動後、前記補正時間のカウントが完了したときに、前記ゼロクロス点を算出した相を接地されたコンデンサで短絡することにより、前記不平衡電圧を前記送電線に重畳させ、
   前記電圧検出手段は、前記送電線の相電圧を前記同期制御回路のサンプリング周波数で観測することを特徴とすることを特徴とする通信装置。
3. Ａ／Ｄ変換器が正弦波交流電圧を周期的にサンプルし、前記正弦波交流電圧の極性反転を検出して前記正弦波交流電圧のゼロクロス点に同期した同期信号を出力する同期制御回路であって、
   前記極性反転の前のサンプル値と前記極性反転の後のサンプル値とを用いてサンプリング間隔を案分計算することによってゼロクロス点を算出するゼロクロス点算出手段と、
   前記同期信号を出力すべき時刻から前記ゼロクロス点の時刻を減算した補正時間を算出する補正時刻算出手段と、
   前記極性反転の後にサンプルした時刻から、前記ゼロクロス点を算出するまでのゼロクロス点算出時間、及び前記補正時間が経過したときに前記同期信号を出力する同期制御回路。
4. ＣＰＵがＡ／Ｄ変換器に正弦波交流電圧を周期的にサンプルさせ、前記正弦波交流電圧の極性反転を検出して前記正弦波交流電圧のゼロクロス点に同期した同期信号を出力する同期制御方法であって、
   前記極性反転の前のサンプル値と前記極性反転の後のサンプル値とを用いてサンプリング間隔を案分計算することによって前記ＣＰＵがゼロクロス点を算出するゼロクロス点算出過程と、
   前記同期信号を出力すべき時刻から前記ゼロクロス点の時刻を減算した補正時間を前記ＣＰＵが算出する補正時刻算出過程と、
   前記極性反転の後にサンプルした時刻から、前記ゼロクロス点を算出するまでのゼロクロス点算出時間、及び前記補正時間が経過したときに前記ＣＰＵが前記同期信号を出力する同期制御方法。

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