JP4554204B2 - 同期擾乱の自動的補償のために使用される装置および方法 - Google Patents

Description

本発明は、回転機の磁気的に浮遊して保持されているロータの回転速度の擾乱の基本周波数、高調波、およびサブ高調波の能動的補償のための装置および方法に関する。特に本発明は、システムの機械的共振の周波数に対応する周波数の基本周波数、高調波、およびサブ高調波の擾乱の補償に関する。

能動的磁気軸受を備えた回転機システムは主として回転軸またはロータと、回転機械のステータ部分を形成するように回転軸を囲んで配置された電磁石と、ロータのラジアル（半径方向位置）検知センサと、ロータを設定点位置に維持しようとする制御電子装置とを備えている。このようなシステムは特にフランス特許ＦＲ2 094 326 号およびＦＲ2 149 644 号に記載されている。

このようなシステムは回転周波数の高調波擾乱（基本周波数ｆ₀ 、高調波ｋｆ₀ 、低調波［（１／ｋ) ｆ₀ 、ｋは正の整数］を受け、その結果としてセンサの中心位置への制御が不正確になり、使用モードにより生成される高調波外力（機械加工の応用では工具の歯の数、コンプレッサホイールの駆動等）、ロータの製造中における位置感知エラー、サーボ制御システムの不平衡または非直線性（しきい値または飽和）を生じる。

このような回転機システムの高調波擾乱の種々の原因による不平衡は克服できない問題を生じる。電磁石および位置センサを備えたステータから形成された磁気軸受中に磁気的に浮かされたロータ20の断面図である図１０に示されているように、不平衡は、慣性軸Ｇが幾何学的な回転軸Ｏ上にないためにロータの均等性に欠けた状態を反映する。動作において、不平衡は軸受の幾何学的な中心Ｓを中心とするロータの幾何学的な回転軸Ｏの振動を発生し、それはセンサにより決定され、軸受により力を加えられた回転軸Ｓを表している。ロータの慣性軸Ｇと軸受により力を加えられた回転軸Ｓとの間のずれはロータの不完全な平衡から生じ、不平衡を除去するにはロータの慣性軸Ｇを軸受の回転軸Ｓと一致させることが必要である。

不平衡の影響を避けるために、慣性軸はロータから質量を除去することにより、またはロータに関して固定されているシステムの軸に関して特定の位相を有してロータに質量を付加することにより機械的ドメインにおいて修正される。不平衡は回転軸に対する慣性軸の移動を補償しなければならない質量である。能動的磁気軸受により回転軸の位置は直接修正することができる。しかしながら、回転速度が増加すると、センサにより測定された位置エラー信号の振幅は、回転周波数が軸受の固有周波数に等しい場合には共振と呼ばれる最大値に移り、軸受の固有周波数はサーボ制御システムのスイッチング周波数に関係しており、通常低周波、すなわち２００Ｈｚ以下である。それ故、臨界的な回転速度が存在し、剛性モードとして知られている。軸受増幅器の制御信号の振幅は臨界速度を横切るとき最大を通過する。この擾乱に対するループを構成しているシステムの反作用は同期振動の形態をとる。

ループを含むシステムの不平衡の影響に対処することが求められる次のような幾つかの理由が存在する。
-ユーザプロセスにおいて振動を最小にするために速度が上昇する期間中同期振動を消去する。

-ロータの機械的平衡のコストを減少させる。

-臨界速度を横切るときの電磁石および／または増幅器の飽和による過度の電力消費を避けて電力電子装置を経済的にする。

-回転機械の回転速度が軸受の臨界速度に近い、例えば例えば鉄鋼機械加工用の場合のような機械に対する同期擾乱以外の擾乱を補償する電力を最適にする。鉄鋼機械加工では、利用可能なすべてのパワーは、不平衡のような同期擾乱に対向するためではなく、切断力のために要求される。
これらの目的は互いに相容れないものではなく、同時に試みられることができる。

増幅器制御および不平衡のような擾乱のロータ位置の影響を克服するために、ロータの平衡を改良し、或いは電子装置の電力の増加を改善する技術、すなわち、システムの製造コストを増加させ、または、要求される電力の平衡および最適化のコストを最小にする能動的補償装置を使用する必要をなくすことが必要とされる。

不平衡によって生じるような同期振動を消去するための方法には３つのタイプがある。すなわち、閉ループ補償と、フィードフォワード開ループ補償と、結果の凍結による集中適応補償（別の呼び方では疑似フィードフォワード補償として知られている）との３つである。

同期擾乱を補償する閉ループ方法はフランス特許第2 335 602 号および米国特許第4121143 号明細書に記載されている。それは例えば不平衡の効果と反対に作用するが、臨界速度より上だけである。その方法および関連する装置は、回転速度が臨界速度よりも２０％以上高い場合にのみ使用される。不平衡によって生じる振動を消去する方法は回転速度がこのしきい値より下であるときには閉じたループを不安定にする可能性がある。米国石油インスティテュート（ＡＰＩ）標準規格のような標準規格中で特定されている要求された目的およびパワーを最小にすることに関する目的は上記の方法によって達成される。別の閉ループ補償方法は米国特許第4912387 号明細書に記載されているが、それは高調波消去（雑音消去）により同期補償を改善することだけに関係している。臨界速度を通過する問題については触れられていない。

フィードフォワード開ループ補償方法は学習プロセスに基づいており、そのプロセスは異なった速度でロータ上のある点の変位を記憶する。影響マトリックスとして知られている値の表が生成され、動作範囲全体にわたって不平衡の影響を消去するためにその後使用される。しかしながら、そのマトリックスは所定の時間におけるロータの状態を表しており、パラメータ中のドリフトを何等考慮に入れていない。さらに、この種類の学習プロセスは、特に、マトリックスを生成するために飽和せずに少なくとも１度臨界速度を横切るために十分に強力な制御電子装置を必要とするので、大量生産のコンテキストで各マシンに対して考慮されることはできない。

第３の適応集中（疑似フィードフォワード）補償方法は、測定された位置信号から勾配アルゴリズム、すなわち集中アルゴリズムを使用して制御信号に付加される補償信号を評価するものである。この種類の方法の１例は米国特許第5400256 号明細書に記載されている。しかしながら、この文献は集中のレートに関する指示はなく、またロータの速度の関数としての補償の妥当性の範囲についての記載もない。ループシステムでは臨界モードを通過するとき安定度の問題が存在する。さらに、このタイプの方法は、アルゴリズムが集中される（アルゴリズムが固定した回転速度に集中する）時間から評価される同期擾乱の変化を追跡することができない重大な欠点を有している。さらに、このタイプの方法は、完全なモデル化なしに収斂を保証しない。また、このタイプの方法を高い加速度を特徴とするマシンに適用することは困難である。

最後に、ドイツ特許出願ＤＥ4227014 号およびＤＥ3120691 号、米国特許第4839550 号明細書のような従来技術の文献があり、それには磁気軸受により支持されたロータの位置のサーボ制御について記載されているが、これらのいずれの文献も臨界速度を横切るときに遭遇する不安定の問題については触れていない。

要約すると、同期擾乱を補償する従来技術の方法は、完全に満足できるものではなく、回転機械の速度の全範囲をカバーすることができないか、または同期擾乱への変化またはドリフトを追跡することのできない欠点を有している。

本発明は、上述の欠点を除去し、低いまたは高い加速を特徴とする回転機に対して、低い回転速度からスタートして、予め学習プロセスを使用せず、臨界速度を横切る同期擾乱を生じさせる振動を消去する補償装置を提供することを目的としている。

上記の目的は本発明の同期擾乱の閉ループ補償のための補償装置によって達成される。本発明は、増幅器により駆動される電磁石と、ロータの軸の位置を感知するラジアル（半径方向位置）検出装置と、この検出装置および前記電磁石に接続されている閉ループサーボ制御回路とを備えている少なくとも１つのラジアル磁気軸受により磁気的に浮遊して支持されているロータを具備している回転機の同期擾乱の閉ループ補償のための補償装置において、閉ループサーボ制御回路は、予め定められた軸位置にロータを維持するために検出装置により供給された信号に応答して前記増幅器に制御信号を供給する電磁石の付勢制御回路を含み、補償装置は、同期擾乱に関連する制御信号の変化を最小にするために付勢制御回路の前でサーボ制御回路中に挿入されている同期擾乱の補償のための補償信号発生手段を備え、この補償信号発生手段は、閉ループの安定性を確保するために１以上の補正角度を供給する手段を備え、この１以上の補正角度は回転速度の特定の範囲を超えて観察された擾乱の位相変化の関数として決定されることを特徴とする。

このように本発明は、初期化または予め学習することを必要とせず、剛性モードにおいて臨界速度を通過する前および通過するとき閉ループ能動的補償を行う装置を提供する。この装置はまた、制御のための電力消費を最小にすることを保証し、臨界速度を通過するときシステムの安定性を維持することを可能にする。

さらに、補償信号発生手段はサーボ制御回路中の擾乱信号の１以上の周波数成分を抽出するための抽出手段と、前記抽出された周波数成分を濾波し変換する低周波フィルタ手段と、変換された周波数成分を変調する変調手段とを備えている。

本発明の別の特徴によれば、抽出手段は、復調、最小２乗法、またはカルマンフィルタにより回転機の回転速度のサブ高調波、基本周波数、高調波の少なくとも１つを分離する回路を備えている。

本発明の別の特徴によれば、抽出された周波数成分を変換する手段は、補正角度を供給するための回転マトリックスを備えている。
本発明の別の特徴によれば、抽出された周波数成分を変換する手段は、補正角度に対応した位相シフトを与える手段を備えており、その手段は抽出手段中または変調手段中に含まれている。
本発明の別の特徴によれば、同期擾乱は、ロータ中の不平衡によって生成された擾乱である。
本発明のさらに別の特徴によれば、補償装置は、ターボ分子ポンプの場合は３０Ｈｚ、空気コンプレッサの場合は１００Ｈｚの回転周波数で回転機によって付勢されることができる。

本発明はまた回転機の同期擾乱の閉ループ補償方法を提供する。本発明の方法は、増幅器により駆動される電磁石と、ロータの軸の位置を感知するラジアル検出装置と、この検出装置および前記電磁石に接続されている閉ループサーボ制御回路とを具備している少なくとも１つのラジアル磁気軸受により磁気的に浮遊して支持されたロータを具備している回転機の同期擾乱の閉ループ補償方法であって、閉ループサーボ制御回路は、予め定められた軸位置にロータを維持するために前記検出装置により供給された信号に応答して前記増幅器に制御信号を供給する電磁石の付勢を制御する付勢制御回路を含み、
補償方法は、閉ループの安定性を確保するための１以上の補正角度の供給を含む同期擾乱を補償する補償信号を生成するステップと、同期擾乱に関連する制御信号の変化を少なくするために付勢制御回路の前でサーボ制御回路中に前記補償信号を注入するステップとを含んでおり、補正角度は回転速度の特定の範囲を超えて観察された擾乱の位相変化の関数として決定されることを特徴とする。

特に、補償信号を生成するステップは、サーボ制御回路中の擾乱信号から１以上の周波数成分を抽出するステップと、その抽出された周波数成分を低周波濾波するステップと、抽出された周波数成分を変換するステップと、変換された周波数成分を変調するステップとを含んでいる。
本発明の別の特徴によれば、抽出するステップにおいて、復調、最小２乗法、またはカルマンフィルタにより回転機の回転速度のサブ高調波、基本周波数、または高調波の少なくとも１つを分離する。
本発明の別の特徴によれば、抽出された周波数成分を変換するステップにおいて、補正角度を与えるために周波数成分に回転を与える。

本発明のさらに別の特徴によれば、抽出された周波数成分を変換するステップにおいて補正角度に対応した角度位相シフトが与えられる。この角度位相シフトは抽出ステップまたは変調ステップ中に与えられることができる。
本発明のさらに別の特徴によれば、同期擾乱はロータ中の不平衡により生成される。

本発明のさらに別の特徴によれば、ターボ分子ポンプの場合は３０Ｈｚ、空気コンプレッサの場合に１００Ｈｚの回転周波数で回転機により付勢される。
本発明のその他の特徴および利点は、添付図面を参照にした本発明の特定の実施形態の説明から明らかにされるであろう。これらの実施形態は単なる例示であり、本発明の技術的範囲を限定するものではない。

本発明はその主要な応用、すなわち不平衡により生じる振動の消去に関して説明する。しかしながら、以下の説明に基づいて、当業者は調整閉ループによって制御された磁気軸受を備えた回転機において遭遇する他の回転周波数の同期または高調波擾乱に困難なく本発明を適用できるであろう。用語“同期擾乱”および“高調波擾乱”は、周波数が回転機の回転周波数ｆ₀ の倍数、すなわち、それぞれ基本周波数ｆ₀ に対応する擾乱信号、高調波ｋｆ₀ および低調波（１／ｋ）ｆ₀ に対応する擾乱信号のことであり、ｋは正の整数である。

本発明を説明するために、最初に閉ループシステムにおける不平衡の影響を説明する必要がある。図１は軸受63により磁気的に浮かされたロータ64の位置を制御する閉ループサーボ制御（調整ループ）の簡単化れたモデルを示している。このループは主として、基準信号と測定されたロータの位置の関数である制御信号ｕを出力するように構成された補正装置5 を含んでいる。制御信号ｕは軸受の制御システム6 に送られ、制御信号ｕに応答して電流増幅器61，62を駆動し、それらの電流増幅器61，62はロータの位置を補正するために軸受63の巻線631, 632に必要なエネルギを供給する。制御システム6 はまたラジアル（半径方向位置）センサ633, 634を備え、それは軸受の平面におけるロータの軸位置を測定する。それ故、制御システム6 は図１に示されているように閉ループ中で使用される位置信号を出力する。この形式の閉ループサーボ制御およびその能動的磁気軸受を備えた回転機における使用はフランス特許ＦＲ 2 094 326号およびＦＲ 2 149 644号明細書および米国特許第3 787 100 号明細書に記載されている。

軸受により発生された復帰力はロータの慣性軸に供給され、それはロータの幾何学的軸と軸受の幾何学的軸との間の距離（すなわち図１０の距離ＯＳ）の関数である。軸受によりロータ上に与えられる復帰力は軸受上に、したがって回転機のフレーム全体上にロータの反作用力と方向が反対で大きさが等しい力を誘起する。この反作用力は振動現象を示している。本発明では振動を消去するために復帰力の変化を最小にし、それ故、制御信号の変化を最小にすることが必要である。

位置のサーボ制御は閉ループシステムの低周波共振モードを誘起し、それは回転速度が臨界速度と呼ばれるシャイロスコープ効果にさらされる周波数モードに対応すると直ちに励起される。臨界速度を横切るときロータはより大きい、またはより小さい軌道（攝動軌道）を有し、サーボ制御システムはますます高い補償力を生成する傾向があり、これは究極的にパワー増幅器を飽和させる。それ故、必要なパワーを最小にするために、同期擾乱による制御機能に作用する不平衡によって生じた軸受の反作用力を減少させることが必要である。

最も直接的な応用では、本発明は、学習プロセスなしに低い速度から公称速度まで非静止的モードで軸受制御信号を最小にし、軸受の臨界速度を横切り、その影響によって不平衡により生じた振動を消去し、または制御信号の同期振動成分を消去し、その量は同じことである。
このために最初に必要なことは、発生された擾乱に関する制御信号を最小にするために閉ループ中に付加されるべき補償の形態を決定することができるために、不平衡により生じた擾乱モデルを処理システム中で規定することである。

最初のアプローチは擾乱力として不平衡を観察し、それに制御力を付加し、それはロータの質量と、回転速度の２乗と、回転速度の関数として変化する原点における位相に比例した振幅を有している。原点における位相は、中心ＳがＯからＧの方向へ移動するときの回転速度の関数として含まれる角度に対応している。この不平衡モデルの欠点は、原点の位相がどのように変化するかを知ることはシステムの包括的な知識を必要とし、それを得ることは非常に困難であることである。事実、回転の中心Ｓの位置を知ることが必要である。

図２に示されるように、原点における一定の振幅および位相の付加的な位置擾乱としての不平衡のモデル化もまた考えられる。これは、不平衡が中心ＯとＧとの間の一定の幾何学的ずれであることを反映している。

簡単にするために、および原点において位相がどのように変化するか知られていないために後者のモデルが適応され、それにおいて不平衡は完全に知られていると仮定され、それは考慮されている不平衡に対応し、補正装置の前段のループ中へ注入される補償信号の発生と等価である。

ここで使用されたモデルは簡単化された特定の観察を１つのチャンネルに対して表している。この形式のモデルに対して、不平衡は同期出力擾乱として考えることができる。それにもかかわらず、擾乱は多少は変化し、それは不平衡の直接のモデルではないからである。この説明のコンテキストにおいて、含まれている現象の理解を簡単にするために、不平衡としてこの信号に対して簡単にされるが、厳密言えば、それは単なる付加的な同期出力信号である。

図３は、例えば不平衡により生じたロータ位置調整ループ中の高調波擾乱を補償する本発明による原理を示す機能ブロック図である。閉ループ中で考慮されるべき素子は変化可能であるターゲット擾乱が注入される点と、補償信号が注入される測定点と、転送中に利得および位相変化に対する補償信号を適合するためにここで考慮する入力と出力との間の伝達関数である。図３において、ブロック1 は図１に示されたような信号を処理するシステムを表し、それは入力で擾乱信号および関連する補償信号を受取り、出力で測定されたロータ位置信号を出力する。測定と信号の注入の間には３つのステップがあり、図３のブロック2, 3, 4 に対応している。ブロック2 では高調波（サブ高調波および基本周波数）は復調、最小２乗法、またはカルマンフィルタにより分離され、それを表す補償信号を構成するために使用される。ブロック3 は後述する補償信号に変換するシステムを示している。最後にブロック4 では、変換された補償信号はそれをブロック1 の処理システムに再注入する前に変調される。

ブロック2 はそれ故関係する信号（関係するサブ高調波、基本周波数、または高調波）を低周波数に再生する。Ωを回転速度とすれば、高調波（それぞれサブ高調波または基本周波数）Ｈ_n の抽出を考える。すなわち角周波数ｎΩ（ここでｎ＝ｋまたは１／ｋで、ｋは正の整数）で発展する信号の部分を考える。高調波Ｈ_n は次の式で表される。

Ｈ_n ＝Ａ_Hncos(ｎΩｔ）＋Ｂ_Hnsin(ｎΩｔ）
パラメータＡ_HnおよびＨ_n は高調波信号Ｈ_n の適切な情報としてここで参照される。ターゲット高調波に依存している適切な信号は復調、最小２乗法、またはカルマンフィルタにより抽出されることができる。

第１の実施形態では、ブロック3 はローパスフィルタおよび回転マトリックスを含み、その設定について以下説明する。ブロック4 は計算の結果得られた適切な信号から関係する角周波数で補償信号を再構成する。換言すれば、ブロック4 はブロック2 と反対の機能を有している。

第１のものに数学的に等価である２つの実施形態は、ブロック3 に含まれる機能に応じて考えられる。すなわち、第２の実施形態では、測定された適切な信号に対して回転を適用することからなる幾何学的な動作はブロック4 で行われることができ、それは第１の実施形態のブロック3 のマトリックスの回転角度に等しい位相差θを有するサインおよびコサイン信号を使用する再変調を適用され、それはブロック4 の出力において次の形態のベクトルを生成する。

代わりに、第３の実施形態では、この幾何学的動作はブロック2 中で行われることができて、それは、第１の実施形態のブロック3 のマトリックスの回転角度に等しい位相差θを有するサインおよびコサイン信号を使用して復調が適用され、それはブロック2 の出力において次のような形態のベクトルを生成する。

ここで、測定＝［Ａ₀ cos(ｎΩｔ）＋Ｂ₀ sin(ｎΩｔ）］である。

第２、第３の実施形態で適用される位相差θはまた、復調が最小２乗法またははカルマンフィルタにより行われるときに適用されることができる。

図４，５，６は、位置サーボ制御ループ中で補償信号を発生するための本発明の第１、第２、第３の実施形態にしたがった補償回路を示している。

図４では測定された位置信号は回路100 でサインおよびコサイン成分と乗算され、それら両成分はそれぞれサイン信号発生器101 およびコサイン信号発生器102 からの角周波数ｎΩ（Ωは回転速度）で展開され、第１、第２の乗算器103, 104の入力に供給される。２つの信号発生器101 および102 は関連する乗算器と共に適切な信号を抽出する回路を形成し、前述のようにそれぞれ回転周波数Ωおよび係数ｎの基準手段を含んでおり、ｎの値はループ中の位置信号から抽出されるサブ高調波（ｎ＝１／ｋ，ここでｋは正の整数）、高調波（ｎ＝ｋ）、または基本周波数（ｎ＝１）を決定する。

このようにして得られた乗算器103 の出力におけるサイン成分はその後ローパスフィルタ105 によって濾波され、このようにして得られた乗算器104 の出力におけるコサイン成分はその後ローパスフィルタ106 によって濾波される。フィルタ105 および106 は前述のようにパラメータＡ_HnおよびＢ_Hnに対応する実質的に連続する成分をそれぞれ濾波し、抽出された高調波信号Ｈ_n の適切な情報を構成する。回転マトリックス107 は回転角度θを濾波により得られた２つの成分に供給する。供給された回転は次のマトリックス積の形態で表すことができる。

回転マトリックス中で行われた変換から得られた２つの成分はその後、第３および第４の乗算器108 および109 に転送され、それらの乗算器はそれぞれサイン信号発生器101 およびコサイン信号発生器102 によって生成された信号による変換から得られた成分を乗算する。この後者の動作は、サーボ制御ループ中に注入される補償信号を生成するためにそれらを加算する前に、関係する角周波数ｎΩにおける変換された補償信号の２つの成分をそれぞれ変調する。

それ故、回路100 は高調波（サブ高調波または基本周波数）信号を同期擾乱から抽出して、擾乱補償信号としてそれをループ中に再注入する前に必要な変換を行う。ループ中の回路100 は位置測定機能と補正装置5 との間にあるため、測定データから関係する同期擾乱の適切な成分を抽出し、近似的な補償信号を補正装置5 の前でループ中に再注入することが可能であり、それ故、後者はターゲット擾乱に影響されず、それによりこの擾乱に関連する軸受に供給される制御信号を最小にする。

図５は、本発明の第２の実施形態による回路の１例を示している。図５に示された回路200 は、図４に示された回路100 と比較すると、回転マトリックスを備えておらず、回転角度θはこの例では乗算器209 および210 において補償信号の再変調が行われるとき等価な位相シフトの形態で与えられる点が主として異なっている。関係する高調波の適切な成分は図４に関して説明した実施形態と同様に注出され、濾波される。このため、図４と同様に、回路200 はサイン信号発生器201 およびコサイン信号発生器202 を備えており、それらは共に角周波数ｎΩである。それらの信号発生器は変調器203, 204に接続されて測定信号からターゲット高調波のサインおよびコサイン成分を注出し、測定信号はまた変調器203, 204の入力に供給される。２つのローパスフィルタ205, 206は注出された高調波信号Ｈ_n の適切な情報を構成しているパラメータＡ_HnやよびＢ_Hnを濾波する。したがって、この実施形態では角度θは信号発生器207 および208 により供給される回転角度θに等価な位相シフトの形態をとり、それらはそれぞれサイン信号およびコサイン信号を発生し、それらは共に信号発生器201 および202 と同様に角周波数ｎΩであるが、位相差θを有している。ループに再注入された変換され、再変調された成分の合計から得られた補償信号は図４の回路100 により生成されたものと数学的に等価である。

図６に示された回路300 は、図５に示された回路と実質上同様であり、全ての部品は上述した図５と同じ機能を有している。相違点は、ターゲット高調波が信号発生器301, 302により復調されるとき位相差角度θが供給され、位相差θを有する角周波数ｎΩで信号発生器301, 302がサイン信号およびコサイン信号を出力することである。回路300 のその他の部品は図４と共通であり、回路200 と同様に動作し、回路300 により出力された補償信号は回路100 または200 により生成されたものと数学的に等価である。

前述の補償信号を生成する回路の３つの実施形態は、回転または位相差の形態で補償信号に補正角度θを適用する。この補正は、不平衡により生成された擾乱の位相が軸受モードを横切るときに変化する状態を反映している。上述の、不平衡力により生成されたロータの特性に基づいた優先的なモデルのために、ループシステムの収斂を行わせる補正角度を決定することが可能になる。これは閉ループの安定性（収斂）を確実にし、全ロータ速度範囲にわたって、特に臨界速度（軸受モード）を横切るときに補償を適用することを確実にする。

本発明により使用されるモデルで規定された不平衡は、ここでシステムの“感度”または“エラー”関数と呼ばれるものにより観察される。

サーボ制御システムの感度関数は次のような伝達関数である。

ここで、ＧおよびＫはそれぞれ図１のブロック図で軸受6 および補正装置5 の制御システムの伝達関数である。

ループ中の補償信号のない図２の不平衡モデルをについて検討する。位置信号または基準信号のない状態のエラー信号の測定は不平衡に対するループシステムの応答を測定することにより行われる。利得および位相変換により感度関数はフィルタのように作用し、それを通して不平衡が観察される。それは、補正されるべき感度関数を通して観察される不平衡信号の位相の変形である。

したがって、補償信号に適用される補正角度θの値の決定はシステムの感度関数の測定を必要とし、実際の不平衡信号を再生することができるためには各軸受に対して必要である。例えば、フランス特許ＦＲ 2 335 602号明細書に記載された同期擾乱の閉ループ補償方法は感度関数の位相の展開を考慮しておらず、良好な理由で、軸受モードを通過した後、すなわち、臨界速度より２０％以上大きい速度で、したがってシステムを不安定にする危険のないときに使用されることができる。また、応答により観察された位置信号は不平衡信号と同位相である。

システムの感度関数を測定するために励起信号ξを選択して応答信号αを測定することが必要である。それは次式のような比率を設定するのに十分である。

Ｓ（ｊω）＝α／ξ
それにもかかわらず、もしもシステムが“＋”符号でループを形成し、補正装置が結果として負の全体的利得を有するならば、測定されるのは−Ｓ（ｊω）であり、すなわち感度関数と大きさが等しく、極性が反対であり、Ｓ（ｊω）に対して位相差πを有している。例えば、図７は停止されたとき能動的磁気軸受を備えた回転機について測定された感度関数のボーデ図の特性を示している。ここでは静止または所定の速度のときに観察された不平衡を表している感度関数が利得の変化を示すとき、これは正確に反対の変換を適用するために補償されなければならず、それは不平衡を決定するために観察された不平衡のイメージに対して幾何学的類似性に関して角度θと増幅係数αに関係している。フィルタの利得は適用される幾何学的類似性の関係の増幅係数に対応するように調整されることができる。

補正角度θの決定の１例について、次に図８を参照して説明する。この図は停止されたとき測定された能動的磁気軸受を備えた回転機の変換された感度関数の位相の特性を示している。

図８の位相の特性曲線において、トリップしきい値Ｓ₁ ＝８０Ｈｚが本発明の補償装置に対して選択される。この値は次に１つの補正回転角度しか必要としないことを確実にする。補償装置に対して選択された停止しきい値Ｓ₂ は、２３０Ｈｚの最大速度Ωに対してＳ₂ ＝１７０Ｈｚである。図８は変換感度関数の位相の特性曲線を示している。Ｐ₁ とＰ₂ はそれぞれ周波数Ｓ₁ とＳ₂ に位置した位相特性曲線上の点である。

これらの点の座標は次のように記載される。

Ｐ₁ （Ｓ₁ ＝８０Ｈｚ，φ＝１３７度）
Ｐ₂ （Ｓ₂ ＝１７０Ｈｚ，φ＝３３度）
それ故、それは、単一の補正回転角度を使用するこれら２つの点間の感度関数の位相の調整である。以下、上記の点について説明する。８０Ｈｚ（１７０Ｈｚ）における回転において、理想的な補正角度は１３７度（３３度）である。本発明の閉ループ補償システムは単一の補償角度で安定点に向かって収斂し、引付けられることが認められ、その角度は次の式で定められる。（図８のグラフで示される）
α＝φ₂ ＋（φ₁ −φ₂ ）／２
α＝（φ₁ ＋φ₂ ）／２
α＝８５度
目的は、２つの位相領域の端部に対して最適に補償を分配することであり、それは本発明を実行するために必要である。したがって、図８の中央点Ｐ_m の位相に対応しないが、すなわち、補償はその点に対して理想的ではないが、回転角度α＝８５度は、Ｓ₁ とＳ₂ との間の不平衡を補償するとき制御信号を最小にする。収斂点の魅力を強調する。

しかしながら、収斂は制限される。補償システムの位相｜φ−α｜＝φ_c について検討する。不平衡の理論的制限はφ_c ＝９０度である。その点に近いほどシステムの不安定の危険は増大する。それ故、補償された位相φ_c ≦７０度は良好な妥協案を構成しており、それ故、次のような条件が適用される。
｜φ₁ −α｜≦φ_lim ＝７０度
｜φ₂ −α｜≦φ_lim ＝７０度
この例において、適応される補正回転角度値は参照される安定基準を満足することが認められる。

結果的に、本発明は擾乱信号変化および調整されたループの伝達関数によるその伝送による歪みの測定を緩和するように設計される。不平衡を処理する場合に、調整ループの伝達関数の部分的な知識は本発明のパラメータの調整およびシステムの安定度の予め決定するのに十分である。すなわち、不平衡の場合に上述した感度関数に対応する伝達関数のボーデ図の位相特性曲線上の１つの点を知るのには十分である。上記の例で示されているように、この点が頑強性の研究後に賢明に選択された場合には、システムの安定度は前に選択された動作の範囲全体にわたって保証される。

本発明のシステムで使用されるローパスフィルタの利得および遮断周波数の決定は、妥協を発見することである。第１に考慮しなければならないことは、復調後に高調波を濾波するために使用されるフィルタである。頑強性と性能に関連する古典的な妥協はここで適用される。すなわち、フィルタの遮断周波数が高いほど急速な収斂が得られるが、これは復調高調波を通過させる危険を伴っている。さらに、高い利得は高い収斂品質に導くが、それにもかかわらず、デジタルオーバーフローの現象を避けることが必要である。例えば、ターボ分子ポンプのような低い加速度の機械に対して利得が５０で遮断周波数が１０Ｈｚに選択されることができる。機械加工軸のようなもっと高い加速度の機械に対しては、高い利得５０が使用されることができるが、遮断周波数は０．１Ｈｚとなる。

小さいジャイロスコープ効果を有するシステムに対して、停止されたときの測定が十分であることが示されている。より大きいジャイロスコープ効果を有するシステムの場合には多少複雑な処理となり、停止されたときに感度関数を測定する問題はなくなり、むしろ任意の所定の時間に不平衡が観察される実際の伝達関数の測定が重要になる。このために、異なった回転速度に対する感度関数を測定し、その後それらの各速度に対して回転速度に対応する曲線上の周波数点を測定することが必要である。

これは以下のように要約することができる。上記の種類の伝達関数は、周波数ωおよび回転速度Ωに依存しており、Ｓ（ω，Ω）で表される。必要な伝達関数は、異なったΩ_i に対して１組の点Ｓ（ω_i ，Ω_i ）から構成されることが必要である。これは架空の伝送（ポイント・バイ・ポイント構造であると言う意味で）であるが、それにもかかわらず、不平衡が観察される同期周波数濾波の正確な形態である。

本発明の補償装置は、記載されているように電子回路の形態で構成されることができる。本発明の補償装置の機能はまたデジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）タイプのプログラム可能なマイクロプロセッサ中に記憶されているプログラム化されたコードにより構成されることもできる。しかしながらプログラム可能なマイクロプロセッサの使用は不可欠のものではない。アプリケーション特定集積回路（ＡＳＩＣ）も同様に適切である。この場合には、プログラムされてマイクロプロセッサ中に記憶される本発明に有用な全ての処理機能は、それらの機能を実行するように特に配線された集積回路中に構成される。

図９の（Ａ）および（Ｂ）は空気コンプレッサ（ロータ）について行われたテストの結果を示しており、それにおいて本発明は不平衡による振動を消去するために使用された。図９の（Ａ）および（Ｂ）のそれぞれにおいて、信号Ａ、Ｂ、Ｃはそれぞれ位置と、第２の変換軸上の制御信号と、関係する変換軸上の制御信号とを表しており、それに対して高い不平衡が付加されている。図９の（Ａ）はフランス特許ＦＲ2 335 602 号明細書に記載された同期擾乱を補償するための閉ループ装置の適用における速度（信号について可視である余分の電圧に対応する）における上昇を示している。この図は非常に明瞭に共振点を横切るときの制御信号の余分の電圧を示している（すなわち信号ＢおよびＣ）。共振モードを超えると補償装置がスタートアップした後、測定された位置は慣性軸とロータの幾何学的軸との間の距離に対応する。これは軸受に対する制御信号を最小にする。この例では本発明の目的は共振モードを横切ることを待つことなく、したがって臨界速度と関連する余分の電圧なしに同じ動作特性を得ることができることである。これは図９の（Ｂ）に示され、それは図９の（Ａ）に示された例と同じ条件下の速度の上昇を示しているが、本発明の能動的補償装置が適用されている。供給される制御信号（すなわち信号ＢおよびＣ）は、本発明の装置がスタートアップした後、速度の上昇中において最小である。空気コンプレッサがその剛性モードの臨界速度よりもはるかに低い６０Ｈｚの回転速度から慣性軸を中心に回転し、それはもはや明瞭に認めることができない。

補償装置は安定速度情報が現れると直ちに使用されることができる。実際に適用速度は用途に応じて臨界速度の５０乃至７０％付近に設定された。例えばターボ分子ポンプに対しては装置は３０Ｈｚからスタートし、軸受モードでは５５Ｈｚから、一方、空気コンプレッサに対しては１３０Ｈｚの軸受モードにより１００Ｈｚからスタートした。

さらに一般的には、本発明は、周波数が知られると直ちに応答または制御信号のいずれかの付加的な高調波擾乱を消去する。主要な応用は不平衡により生成される振動の消去に関するものであるが、各調整ループ中に注入された信号として見られる回転周波数の１以上の高調波またはサブ高調波を考慮することが可能である。それ故、特性（振幅、位相）が時間と共に変化する場合でさえも、基本周波数、高調波またはサブ高調波信号を排除することが可能である。本発明は、変化が存在しており、不確実であり、回転速度に主として依存する測定システムの変動があっても、回避されるべき同期擾乱の特性の連続的な決定を可能にする。本発明の方法および装置の頑強性はシステム中の明瞭な複雑なモデルを有することなく、正確な消去を可能にし、それは計算時間に対して特に経済的である構成を可能にする。

磁気軸受のサーボ制御の原理を使用する調整ループの簡単化された説明図。 本発明により付加された不平衡モデルによる図１のループの簡単化された説明図。 本発明の補償原理を示すブロック図。 本発明による能動的補償装置の第１の実施形態の簡単化された説明図。 本発明による能動的補償装置の第２の実施形態の簡単化された説明図。 本発明による能動的補償装置の第３の実施形態の簡単化された説明図。 能動的磁気軸受を有する回転機で測定された感度関数のボーデ図の振幅および位相曲線の１例の特性図。 感度関数のボーデ図の位相曲線の１例の特性図。 本発明の装置を有しないものと有するものの能動的磁気軸受を有する空気コンプレッサ中の制御の変化を示す特性図。 磁気軸受中のロータの断面の概略図。

Claims (18)

1. 増幅器(61, 62)により駆動される電磁石(631, 632)と、ロータの軸の位置を感知し、ロータ位置信号を出力するラジアル検出装置(633, 634)と、この検出装置および前記電磁石に接続されている閉ループサーボ制御回路とを具備している少なくとも１つのラジアル磁気軸受(63)により磁気的に浮遊して保持されているロータ(64)を具備している回転機の同期擾乱の閉ループ補償のための補償装置において、
   前記閉ループサーボ制御回路は、予め定められた軸位置にロータを維持するために前記検出装置により供給された信号に応答して前記増幅器に制御信号（ｕ）を供給する電磁石の付勢制御回路(5) を含み、
   補償装置は、同期擾乱に関連する制御信号の変化を小さくするために付勢制御回路の前でサーボ制御回路中に挿入される同期擾乱の補償のための補償信号の発生手段(100, 200, 300) を備え、
   この補償信号の発生手段は、
   ロータ位置信号から同期擾乱の高調波信号を抽出する抽出手段と、
   補償信号中の同期擾乱の位相変化を補正するように抽出された高調波信号に１以上の補正角度（θ）を供給する供給手段と、
   このようにして発生された補償信号を付勢制御回路(5) に先行する閉ループに注入して閉ループの安定性を確保する注入手段とを具備し、
   前記供給手段は抽出された高調波信号にｎ（高調波の次数を示す正の整数）と回転速度Ωを使用したサイン、コサイン信号発生器(101, 102; 201, 202; 301, 302)からの出力を乗算し(103, 104; 203, 204; 303, 304)、乗算された出力信号を濾波し、(105, 106; 205, 206; 305, 306)その濾波された信号に前記補正角度（θ）を適用するように構成されている補償装置。
2. 前記補償信号発生手段はサーボ制御回路中の擾乱信号の１以上の周波数成分を抽出するための抽出手段(101, 102; 201, 202; 301, 302)と、前記抽出された周波数成分を濾波し変換する低周波フィルタ手段(105, 106; 205, 206; 305, 306)と、変換された周波数成分を変調する変調手段(108, 109; 209, 210; 309, 310)とを具備している請求項１記載の補償装置。
3. 前記抽出手段(101, 102; 201, 202; 301, 302)は、復調、最小２乗法、またはカルマンフィルタにより回転機の回転速度のサブ高調波、基本周波数、高調波の少なくとも１つを分離する回路を備えている請求項２記載の補償装置。
4. 前記抽出された周波数成分を変換する手段は、補償信号に対して補正角度（θ）を供給するための回転マトリックス(107) を備えている請求項２または３記載の補償装置。
5. 前記抽出された周波数成分を変換する手段は、補正角度（θ）に対応した位相シフトを与える手段を備えている請求項２または３記載の補償装置。
6. 前記位相シフトを与える手段は抽出手段中に含まれている請求項５記載の補償装置。
7. 前記位相シフトを与える手段は、変換された信号を変調する手段(108, 109; 209, 210; 309, 310)中に含まれている請求項５記載の補償装置。
8. 同期擾乱は、ロータ中の不平衡によって生じた擾乱である請求項１乃至７のいずれか１項記載の補償装置。
9. ターボ分子ポンプの場合には３０Ｈｚ、空気コンプレッサの場合には１００Ｈｚの回転周波数で回転機により付勢される請求項１乃至７のいずれか１項記載の補償装置。
10. 増幅器(61, 62)により駆動される電磁石(631, 632)と、ロータの軸の位置を感知し、ロータ位置信号を出力するラジアル検出装置(633, 634)と、この検出装置および前記電磁石に接続されている閉ループサーボ制御回路とを具備し、前記閉ループサーボ制御回路は、予め定められた軸位置にロータを維持するために前記検出装置により供給された信号に応答して前記増幅器に制御信号（ｕ）を供給して電磁石の付勢を制御するように構成されている付勢制御回路(5) を具備している、少なくとも１つのラジアル磁気軸受(63)により磁気的に浮かされたロータ(64)を具備している回転機の同期擾乱の閉ループ補償方法において、
    ロータ位置信号から同期擾乱の高調波信号を抽出するステップと、
    閉ループの安定性を確保するために同期擾乱を補償するための補償信号を発生し、補償信号中の同期擾乱の位相変化を補正するように１以上の補正角度（θ）を抽出された高調波信号に供給するステップと、
    同期擾乱に関連する制御信号の変化を少なくするために付勢制御回路(5) の前で閉ループサーボ制御回路中に前記補償信号を注入するステップとを含んでおり、
    前記補正角度（θ）を抽出された高調波信号に供給するステップにおいては、抽出された高調波信号にｎ（高調波の次数を示す正の整数）と回転速度Ωを使用したサイン、コサイン信号発生器からの出力を乗算し、乗算された出力信号を濾波し、その濾波された信号に前記補正角度（θ）を適用することを特徴とする補償方法。
11. 前記補償信号を生成するステップは、サーボ制御回路中の擾乱信号から１以上の周波数成分を抽出するステップと、前記抽出された周波数成分を低周波濾波するステップと、前記抽出された周波数成分を変換するステップと、変換された周波数成分を変調するステップとを含んでいる請求項１０記載の補償方法。
12. 前記抽出するステップにおいて、復調、最小２乗法、またはカルマンフィルタにより回転機の回転速度のサブ高調波、基本周波数、または高調波の少なくとも１つを分離する請求項１１記載の補償方法。
13. 前記抽出された周波数成分を変換するステップにおいて、前記補償信号に対して補正角度（θ）を与えるために前記周波数成分に回転を与える請求項１１または１２記載の補償方法。
14. 前記抽出された周波数成分を変換するステップにおいて、補正角度（θ）に対応した角度位相シフトが与えられる請求項１１または１２記載の補償方法。
15. 前記角度位相シフトは抽出ステップ中に与えられる請求項１４記載の補償方法。
16. 前記角度位相シフトは、変換された信号を変調するステップ中に与えられる請求項１４記載の補償方法。
17. 同期擾乱は、ロータ中の不平衡によって生成される請求項１１乃至１６のいずれか１項記載の補償方法。
18. ターボ分子ポンプの場合には３０Ｈｚ、空気コンプレッサの場合には１００Ｈｚの回転周波数で回転機により付勢される請求項１１乃至１６のいずれか１項記載の補償方法。

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