JP4552772B2

JP4552772B2 - 電圧形自励変換装置

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Publication number: JP4552772B2
Application number: JP2005184254A
Authority: JP
Inventors: 修治加藤; 庄一郎古関; 宏久保; 真一小川
Original assignee: Hitachi Ltd
Current assignee: Hitachi Ltd
Priority date: 2005-06-24
Filing date: 2005-06-24
Publication date: 2010-09-29
Anticipated expiration: 2025-06-24
Also published as: JP2007006627A

Description

本発明は、電圧型自励変換装置及び、シンクロトロンを有する加速器システムのシンクロトロン用の電圧型自励変換装置と加速器システムに関する。

加速器システムにおいて、シンクロトロンはビームを周回運動させながら加速する役割を果たす。該シンクロトロンは、ビームを一定の軌道で周回運動させるために、多数の電磁石によりビームを集光、偏向して軌道を確保する。該電磁石は電圧型自励変換装置によりある一定の決まった周期で励磁されるが、ビームを偏向させる電磁石には大きな電力を供給する必要があり、電力変換器の出力も１ＭＷを超えるものが多くなってきている。特許文献１には、シンクロトロンの電磁石の制御装置が記載されている。

特開平８−８３７００号公報（図１、（００２１）段落から（００３６）段落の記載）

ビームを円運動させながら加速するシンクロトロンを有する加速器システムにおいて、シンクロトロン用電磁石は一定の周期で励磁される。一定周期での励磁に伴い、各電磁石を励磁する電圧型自励変換装置の受電電力は変動する。特に、ビームを偏向させるためには大きな電力が必要であり、偏向電磁石を励磁する電圧型自励変換装置の受電電力変動は極めて大きい。電力系統のインピーダンスが大きいと受電電力の変動に応じて受電電圧が変動する。受電電圧が変動すると他の電圧型自励変換装置の出力する電流精度が劣化する。

本発明は、電力系統のインピーダンスが大きな場所でも、ビーム精度を高精度に保てる加速器システムを提供することを目的とする。

偏向電磁石を励磁する電圧型自励変換装置の受電電力変動に起因する交流系の電圧変動により、他の電磁石の励磁電流の電流制御精度が低下して、ビーム精度が低下することを防止するには、偏向電磁石励磁する電圧型自励変換装置の蓄電機能を高めて、受電電力変動を抑制すればよい。

より、具体的には、他の電磁石を励磁するそれぞれの電圧型自励変換装置の直流コンデンサに蓄積できる静電エネルギーの、他の電磁石を駆動するそれぞれの電圧型自励変換装置の変換容量に対する割合よりも大きく、かつ偏向電磁石を励磁する電圧型自励変換装置のコンバータの直流電圧制御ゲインを他の電源を励磁する電圧型自励変換装置の整流器の直流電圧制御ゲインよりも小さくすればよい。

または、該直流電圧検出値の、電磁石を励磁する電力の変動周期もしくはその整数倍の周期での移動平均を計算し、該直流電圧の移動平均値を用いて該直流電圧制御を行えばよい。

または、負荷の変動周期もしくはその整数倍の周期の電力変動により発生する直流電圧変動を演算し、演算した直流電圧変動を直流電圧指令値に加算して、加算した値を指令値として直流電圧制御を行えばよい。

偏向電磁石の負荷電力変動に起因する電力変動が抑制され、受電電圧変動を少なくでき、ビーム精度を高精度に保つことができる。

以下、本発明の実施例を図面に基づいて詳細に説明する。なお、実施例を説明する各図面では、同一の機能を有する要素には同一の符号をつけてある。なお、図１等に示される、ＩＧＢＴと該ＩＧＢＴと逆並列に接続されたダイオードからなる並列体１１ｍ〜１１ｒを、ＩＧＢＴ素子１１ｍ〜１１ｒと呼ぶことにする。

まず、加速器システムの構成を図２に示す。イオン源２０１で発生させたビームを線形加速器２０２で加速し、入射装置２０３でシンクロトロン２００に取り込み、偏向電磁石２０４でビームを偏向させて周回運動させつつ、高周波加速空洞２０５にてビームを加速し、出射装置２０６からビームを取り出す。なお、四極電磁石２０７はビームを絞り込む働きをする。入射装置２０３、偏向電磁石２０４、出射装置２０６の主要部分は電磁石であり、電気的には図３に示すようにリアクトルと抵抗器の直列体である負荷９、２００９、３００９等で表すことができ、電圧型自励変換装置１０００、２０００、３０００とは、図３に示すように接続される。ここで、図３の負荷９が図２の偏向電磁石２０４に、図３の負荷２００９が図２の四極電磁石２０７、図３の負荷３００９は、入射装置２０３や出射装置２０６等の図２に記されていない他の電磁石に相当する。

ここで、偏向電磁石２０４（負荷９）と、この偏向電磁石２０４を励磁する電圧型自励変換装置１０００を例にとり、負荷９を駆動するシステムを説明する。インダクタンスと抵抗器の直列体である負荷９、ここでは偏向電磁石２０４は、電圧型自励変換装置１０００と端子１８５Ｐ、端子１８５Ｎで接続される。他方の端子１６０Ｕ、１６０Ｖ、１６０Ｗは系統インピーダンス１０２を介して、交流電源１０３と接続される。電圧型自励変換装置１０００は、交流電力をコンバータ１００で直流に変換し、端子１７０Ｐ、１７０Ｎ、１７１Ｐ、１７１Ｎを介してチョッパ１に接続、チョッパ１が偏向電磁石２０４である負荷９を励磁する。

なお、コンバータ１００とチョッパ１の間の上記端子１７０Ｐ〜１７１Ｎは必須の構成ではない。また、他の電磁石である負荷２００９、３００９等も偏向電磁石２０４と同様な構成で、電圧型自励変換装置２０００、３０００等に接続される。

本実施例は一定周期で変動する負荷を接続した電圧型自励変換装置で、受電電力変動を小さくできる電圧型自励変換装置を示す。図３では本実施例の電圧型自励変換装置の主要部と、該電圧型自励変換装置に接続された電力系統と該電圧型自励変換装置に接続された負荷を示す。負荷は加速器用の電磁石を想定しているが、電磁石以外の負荷でも本実施例と同じ効果を得ることができる。図３を用いて本実施例の構成を説明する。

電圧型自励変換装置１０００は、コンバータ１００とチョッパ１から構成される。コンバータ１００の交流入力側の端子１６０Ｕ、１６０Ｖ、１６０Ｗは連系インピーダンス１０１や系統インピーダンス１０２を介して、３相の交流電源１０３に接続しており、コンバータ１００の他方の端子１７０Ｐ、１７０Ｎはチョッパ１の端子１７１Ｐ、１７１Ｎと接続される。チョッパ１の他方の端子１８５Ｐ、１８５Ｎは負荷９に接続されている。チョッパ１は周期性のある電流指令値に従い、負荷９に電流を通流させる。

電圧型自励変換装置２０００、電圧型自励変換装置３０００も、電圧型自励変換装置１０００と同様に図には示していないコンバータとチョッパから構成される。なお、チョッパの代わりにＤＣ／ＤＣコンバータであってもよい。これらの電圧型自励変換装置２０００と電圧型自励変換装置３０００は、電圧型自励変換装置１０００と同様にそれぞれ負荷２００９、負荷３００９に接続される。

コンバータ１００の主要部の構成を図１に示す。本実施例ではコンバータ１００の構成を、６アーム構成のＩＧＢＴ変換器の場合で説明する。ＩＧＢＴ素子１１ｍ〜１１ｒがそれぞれのアームを構成している。各ＩＧＢＴ素子１１ｍ〜１１ｒの制御電極であるゲートには、制御装置１０４からゲート駆動信号を入力する。ＰＷＭ変調したゲート駆動信号を入力して各ＩＧＢＴ素子１１ｍ〜１１ｒをスイッチングさせることにより、直流コンデンサ１５０に印加されている直流電圧が交流に変換され、端子１６０Ｕ、１６０Ｖ、１６０Ｗ側に交流電圧が発生し、交流電源１０３と、発生した交流電圧の差とその間のインピーダンスとから、交流電流の大きさと位相が決まり、直流電流に変換されて、直流コンデンサ１５０が充放電される。

制御装置１０４には、交流端子１６０Ｕ、１６０Ｖ、１６０Ｗ側の３相交流配線に配置した電流検出器１８０と、直流コンデンサ１５０の端子間に配置した電圧検出器１９０から検出信号が入力されている。図１では電流検出器１８０を３相の各交流配線に計３つ配置したが、２つの電流検出器を用いて、（数１）式で他の１相の電流を算出しても良い。

ｉＵ＝０−ｉＶ−ｉＷ …（数１）
（数１）式で、ｉＵはＵ相交流電流、ｉＶはＶ相交流電流、ｉＷはＷ相交流電流を表す。

次に本実施例のコンバータ１００の制御動作を説明する。まず、従来技術のコンバータの制御動作を図５を用いて説明する。従来技術では、コンバータ１００が出力する直流電圧を直流コンデンサ１５０の直流電圧値として電圧検出器１９０で検出し、この直流電圧検出値を直流電圧指令値に一致させるようにコンバータ１００の入力側交流電圧を調整する。

具体的には、まず、直流電圧指令値と直流電圧検出値の偏差を求め、ＤＣ−ＡＶＲ１５２がその差分値をゼロにするようにＰＩ制御を行ない系統側の交流電流指令値を決定する。次に、ＡＣ−ＡＣＲ１５１が交流電流指令値と検出した交流電流との偏差がゼロになるようにＰＩ制御を行ない、系統側のコンバータ交流電圧指令値を決定し、この電圧指令値を変調波としてＰＷＭ制御ブロック１５３に入力し、ＰＷＭ制御ブロック１５３で搬送波と比較して、ゲートドライバーパルス信号作成しＩＧＢＴ素子１１ｍ〜１１ｒの各ゲートへ出力する。ＤＣ−ＡＶＲ１５２やＡＣ−ＡＣＲ１５１での制御は、交流電流値および交流電圧値をｄｑ変換した後に行うこともできる。

次に、図１を用いて、受電電力変動を抑制する本実施例の制御方法を説明する。本実施例が従来技術と異なる点は、直流電圧検出値を移動平均した後に、直流電圧制御を実施する点である。本実施例では直流電圧をサンプリングする回数は、系統の交流電流の１周期当りＮ回（Ｎは自然数）であれば良く、好ましくは２回から１０２４回、より好ましくは１６回から２５６回である。このようにして検出した直流電圧を変動周期の自然数倍の期間、好ましくは１倍から１０倍、より好ましくは１倍から５倍の期間移動平均する。次に、移動平均演算した直流電圧と直流電圧指令値との偏差をゼロにするようにＤＣ−ＡＶＲ１５２でＰＩ制御を行う。

ここで、図７に示すように、直流電圧検出値と直流電圧指令値Ｖref との偏差を同様に移動平均処理して、ＤＣ−ＡＶＲ１５２へ入力しても良い。

このようにすることにより、一定周期で生じる電力変動によって、直流コンデンサ１５０の電圧が一定周期で変動しても、移動平均値の変化は少ないので、ＤＣ−ＡＶＲ１５２の入力は小さく、従って、それを補償しようとする交流電源１０３から入力する電流も小さくなり、直流コンデンサ１５０の静電エネルギーから負荷に電力を供給することから、受電電力の変動を抑制できる。なお、本実施例では電圧型自励変換装置１０００の直流コンデンサ１５０に蓄積される静電エネルギーは、電圧型自励変換装置１０００の電力変換容量に対して大きくしてある。該静電エネルギーと自励変換装置の電力変換容量の比を直流コンデンサ静電エネルギー容量比と呼ぶことにする。

図４（ａ）は従来技術での受電電流、すなわち交流電源１０３（系統）からコンバータ１００に流れ込む三相交流電流を、図４（ｂ）は実施例での受電電流を示す。図４（ｂ）に示すように本実施例では、受電電流の変動が５％以下であるのに対し、移動平均を実施しない従来技術では図４（ａ）に示すように受電電流が大きく変動している。このように、本実施例では受電電力変動を抑制できていることがわかる。

なお、制御ゲインを小さくして偏向電磁石２０４を励磁する電圧型自励変換装置１０００の直流コンデンサ１５０の電圧制御応答遅くする、すなわち、直流電圧変動を補償するために交流電源１０３からの入力電流を小さくする制御を行うことによっても、直流コンデンサ１５０で負荷９の電力変動をバッファすることができる。

本実施例の電圧型自励変換装置１０００、２０００、３０００を、加速器システムに適用した場合について図２を用いて説明する。加速器のシンクロトロン用電磁石の中で、偏向電磁石２０４はビームを偏向させる働きをするので、より大きな磁界を発生させる必要があり電力変動が大きい。一方、ビームを絞る役割をする四極電磁石２０７や図２に記していない他の電磁石は比較的電力が小さいので、シンクロトロン用電磁石電源の電力変動は偏向電磁石電源の電力変動が支配的である。例えば、図３の負荷９が図２の偏向電磁石２０４に、図３の負荷２００９が図２の四極電磁石２０７、図３の負荷３００９が図２に記されていない他の電磁石に相当する。各負荷９、２００９、３００９を駆動する電圧型自励変換装置１０００、２０００、３０００はそれぞれ交流電源１０３（系統）に、連系インピーダンス１０１、２１０１、３１０１と系統インピーダンス１０２を介して接続されているが、前述のように従来技術の電圧型自励変換装置１０００、２０００、３０００で各負荷９、２００９、３００９を駆動すると、負荷９すなわち偏向電磁石２０４を駆動する電圧型自励変換装置１０００の受電の電力変動が支配的となる。

従って、本実施例の電圧型自励変換装置を電力変動が大きい偏向電磁石２０４を励磁する電圧型自励変換装置１０００に適用すると偏向電磁石２０４を励磁する電圧型自励変換装置１０００の受電電力変動を抑制できる。本実施例では、電圧型自励変換装置１０００は、他の電磁石を励磁する電圧型自励変換装置２０００、３０００よりも直流コンデンサ静電エネルギー容量比が高い。このため、偏向電磁石２０４を駆動する電圧型自励変換装置１０００の受電電力変動を抑制することにより、電力系統の系統インピーダンス１０２が大きな場所でも受電電圧の変動を抑制でき、電圧型自励変換装置２０００、３０００が出力する電流を安定化できる。すなわち、加速器システムの電磁石の励磁を安定化できるので、ビーム位置やビームエネルギーの精度を高く保つことができる。

本実施例の電圧型自励変換装置の主要部の構成を図６に示す。本実施例の電圧型自励変換装置のコンバータ１００の構成は実施例１と同様である。また、図３に示す実施例１と同様にコンバータ１００はチョッパ１に接続される。チョッパ１は周期性のある電流指令値に従い、負荷９に電流を通流させる。

本実施例と実施例１とは、制御装置１０４が行う制御方法が異なる。実施例１は、周期変動に対するフィードバック応答を下げるのに対し、本実施例は、負荷の周期変動による直流電圧変化を直流電圧指令値Ｖref にフィードフォワード的に電圧指令を加算する。具体的には、チョッパ電流指令値Ｉref(ｔ) から、出力電力を演算して、その値を直流電圧検出値で割ることにより、直流コンデンサ１５０の出力電流予測値を演算し、次に、直流コンデンサ１５０の出力電流予測値を積分した値を直流コンデンサ１５０の容量で割った値を、直流コンデンサ１５０の直流電圧指令値Ｖref に加算する。

コンデンサ電圧の微分はコンデンサ電流と等しいことから、直流コンデンサ１５０の直流電圧指令に、チョッパ１の出力する電流指令値を積分して直流コンデンサ１５０の容量で割った値を加算することにより、チョッパ１の出力電流を直流コンデンサ１５０から供給することが可能となり、交流電源１０３からの受電電力の変動を抑制できる。

なお、チョッパエネルギーの演算の際に、チョッパ電流指令値Ｉref(ｔ) ではなく、チョッパ１の出力する電流値を用いても構わない。また、チョッパ１の出力電力から直流コンデンサ１５０の出力電流を演算する際に、直流電圧検出値ではなく、直流電圧指令値Ｖref を用いても近似値を得ることができる。

本実施例の電圧型自励変換装置１００を加速器システムに適用した場合も、実施例１と同様に、ビーム位置精度が高い加速器システムを実現できる。

実施例１の電圧型自励変換装置の制御方法の説明図。加速器システムの主要部の構成の説明図。実施例１の電圧型自励変換装置の説明図。実施例１と従来技術の受電電流の説明図。従来技術の電圧型自励変換装置の説明図。実施例２の電圧型自励変換装置の制御方法の説明図。実施例１の電圧型自励変換装置の別の制御方法の説明図。

符号の説明

１…チョッパ、９、２００９、３００９…負荷、１１ｍ〜１１ｒ…ＩＧＢＴ素子、１００…コンバータ、１０１、２１０１、３１０１…連系インピーダンス、１０２…系統インピーダンス、１０３…交流電源、１０４…制御装置、１５０…直流コンデンサ、１５１…ＡＣ−ＡＣＲ、１５２…ＤＣ−ＡＶＲ、１５３…ＰＷＭ制御ブロック、１６０Ｕ、１６０Ｖ、１６０Ｗ、１７０Ｐ、１７０Ｎ、１７１Ｐ、１７１Ｎ、１８５Ｐ、１８５Ｎ、２１６０Ｕ、２１６０Ｖ、２１６０Ｗ、２１８５Ｐ、２１８５Ｎ、３１６０Ｕ、３１６０Ｖ、３１６０Ｗ、３１８５Ｐ、３１８５Ｎ…端子、１８０…電流検出器、１９０…電圧検出器、２００…シンクロトロン、２０１…イオン源、２０２…線形加速器、２０３…入射装置、２０４…偏向電磁石、２０５…高周波加速空洞、２０６…出射装置、２０７…四極電磁石、１０００、２０００、３０００…電圧型自励変換装置。

Claims

シンクロトロンを用いてビームを加速する加速器システムにおいて、
該加速器システムが、偏向電磁石を含む複数個の電磁石と、該複数個の電磁石を負荷とする複数個の電圧型自励変換装置と、を備え、
前記電磁石を負荷とする電圧型自励変換装置が、交流を直流に変換するコンバータ部と、該コンバータ部の直流出力を入力し、周期性がある電流指令値に基づいて前記負荷に電流を流すチョッパ部と、前記コンバータ部の制御装置と、前記コンバータ部の直流側に接続した直流コンデンサと、を備え、
前記制御装置が、前記コンバータ部の直流出力電圧を入力し、該直流出力電圧を前記負荷の変動周期の自然数倍の周期で期間サンプリングし、サンプリングした直流電圧検出値の移動平均値を算出し、該移動平均値と前記コンバータ部の直流電圧指令値との偏差を用いて、前記コンバータ部の直流出力電圧を制御すると共に、
前記直流コンデンサに蓄積できる静電エネルギーの前記電圧型自励変換装置の変換容量に対する割合が、他の電磁石を励磁する電圧型自励変換装置の直流コンデンサに蓄積できる静電エネルギーの電圧型自励変換装置の変換容量に対する割合よりも大きいことを特徴とする加速器システム。
請求項１に記載の加速器システムにおいて、
前記制御装置が、前記移動平均値と前記コンバータ部の直流電圧指令値との偏差を用いる代わりに、サンプリングした直流電圧検出値と前記コンバータ部の直流電圧指令値との偏差を求め、該偏差の移動平均値を用いて、前記コンバータ部の直流出力電圧を制御することを特徴とする加速器システム。
シンクロトロンを用いてビームを加速する加速器システムにおいて、
該加速器システムが、偏向電磁石を含む複数個の電磁石と、該複数個の電磁石を負荷とする複数個の電圧型自励変換装置と、を備え、
前記電磁石を負荷とする電圧型自励変換装置が、交流を直流に変換するコンバータ部と、該コンバータ部の直流出力を入力し、周期性がある電流指令値に基づいて前記負荷に電流を流すチョッパ部と、前記コンバータ部の制御装置と、前記コンバータ部の直流側に接続した直流コンデンサと、を備え、
前記制御装置が、前記コンバータ部の直流出力電圧を前記負荷の変動周期の自然数倍の周期で期間サンプリングした直流電圧検出値と、前記チョッパ部の電流指令値と、を入力し、前記コンバータ部の直流電圧指令値と前記直流電圧検出値との偏差に、前記チョッパ部の電流指令値と前記直流電圧検出値とを用いて算出した出力電流予測値を加えて、前記コンバータ部の直流出力電圧を制御すると共に、
前記直流コンデンサに蓄積できる静電エネルギーの前記電圧型自励変換装置の変換容量に対する割合が、他の電磁石を励磁する電圧型自励変換装置の直流コンデンサに蓄積できる静電エネルギーの電圧型自励変換装置の変換容量に対する割合よりも大きいことを特徴とする加速器システム。
請求項３に記載の加速器システムにおいて、
前記制御装置が、前記チョッパ部の電流指令値に代えて、前記チョッパ部の出力電流値を用いて、前記出力電流予測値を算出することを特徴とする加速器システム。
請求項３に記載の加速器システムにおいて、
前記制御装置が、前記直流電圧検出値に代えて、前記直流電圧指令値を用いて、前記出力電流予測値を算出することを特徴とする加速器システム。