JP4520388B2 - 復調装置および受信システム - Google Patents

Description

本発明は、入力信号に基づいて情報を示すタイミングを検出し、当該入力信号から当該タイミングに示す値を求めて出力する装置に関する。

ディジタル無線通信においてはディジタル変調信号が広く用いられる。ディジタル変調信号は、１ビットあるいは複数ビットからなるディジタル符号を一単位としたシンボル符号を、所定の時間間隔を以て、搬送波の位相、その変化量、振幅等の物理量に対応付けたものである。ディジタル変調信号の方式については、シンボル符号を対応付ける搬送波の物理量によって様々なものが考えられており、例えば、シンボル符号を搬送波の位相に対応付けたＰＳＫ変調方式、シンボル符号を搬送波の振幅および位相に対応付けたＱＡＭ変調方式等がある。

ディジタル変調信号の変調成分信号は、同相成分信号（以下、Ｉ信号とする。）と直交成分信号（以下、Ｑ信号とする。）の２チャネルの信号によって表される。以下、この２チャネルの信号をＩ／Ｑ信号とする。

Ｉ／Ｑ信号からシンボル符号を抽出するためには、シンボル符号を搬送波の振幅または位相の少なくともいずれかに対応付けたタイミング（シンボル周期）をＩ信号およびＱ信号から抽出する必要がある。Ｉ／Ｑ信号の時間波形においてシンボル周期ごとに値が抽出される点は、シンボル点と称される。シンボル点は、Ｉ／Ｑ信号に情報を対応付けたタイミングに現れる時間波形上での点であるといえる。

図４にディジタル無線通信で扱われるディジタル変調信号の構成例を示す。ディジタル変調信号は、時系列で連なる複数の単位フレーム５０から構成される。受信装置は、時系列で連なる複数の単位フレーム５０のうち、自らに割り当てられた単位フレーム５０を受信し、シンボル符号を抽出してディジタル復調を行う。

図５に従来技術における受信装置５の構成を示す。受信装置５は、アンテナ１０、無線受信部１２、直交検波部１４、記憶型同期復調部７０、符号検波部３６、フレーム検出部３８、制御部４０、クロック信号生成部１８を備えて構成される。受信装置５は、制御部４０の制御によって自らに割り当てられた単位フレーム５０に対応するディジタル変調信号を復調する。また、受信装置５は、ディジタル変調信号を送信する送信装置とは独立に動作するため、ディジタル変調信号のシンボル周期と、シンボル符号を抽出するためにクロック信号生成部１８が生成するクロック信号ＣＫのクロック周期とは同期がとられていない。そこで、受信装置５は、シンボル周期と同期した、シンボル符号を得ることができるＩ／Ｑ信号を再生する記憶型同期復調部７０を備えることにより、ディジタル変調信号からディジタル信号を抽出することを可能としている。以下、受信装置５の具体的な動作について説明する。

無線受信部１２は、アンテナ１０を介して受信したディジタル変調信号に対して高周波増幅、中間周波数への周波数変換、中間周波数増幅を施し、直交検波部１４に入力する。直交検波部１４は、入力された単位フレーム５０に対応するディジタル変調信号からＩ／Ｑ信号を抽出して記憶型同期復調部７０に入力する。

記憶型同期復調部７０は、Ａ／Ｄ変換部２０、位相差推定部７２、単位フレーム記憶部８０、Ｉ／Ｑ信号再生部８２を備えて構成される。記憶型同期復調部７０に入力されたＩ／Ｑ信号はＡ／Ｄ変換部２０に入力される。Ａ／Ｄ変換部２０は、Ｉ信号およびＱ信号のそれぞれをクロック信号生成部１８が出力するクロック信号ＣＫの周期に従って離散化し、離散化Ｉ／Ｑ信号として位相差推定部７２および単位フレーム記憶部８０に入力する。クロック信号ＣＫの周期がシンボル周期のＬ分の１であるものとすると（Ｌは２以上の整数である。）、離散化する時間間隔は、Ｉ／Ｑ信号のシンボル周期をＬ分割した時間間隔となる。

上述のように、ディジタル変調信号のシンボル周期と、クロック信号ＣＫの周期とは同期がとられていないため、Ｉ／Ｑ信号のシンボル点から得られる位相と離散化点（振幅時間平面上に表される離散化された点をいう。）から得られる基準信号の位相との間には差が生じる。

図６はその様子を示したものである。図６（ａ）の点ｅ₀〜点ｅ_N-1は離散化されたＩ信号の自乗と離散化されたＱ信号の自乗との和である離散化された自乗和信号を、曲線Ａは離散化されていない自乗和信号を表したものである。曲線Ａ上の点Ｅ₀〜Ｅ_J-1はＩ／Ｑ信号のシンボル点を表す。一般に、Ｉ／Ｑ信号には帯域制限が施されるため、シンボル点と自乗和信号の極大値が現れる点とは一致しない。ここでは説明の便宜上、Ｉ／Ｑ信号に帯域制限が施されていない場合について考え、シンボル点Ｅ₀〜Ｅ_J-1は曲線Ａの極大値が現れる点と一致するものとしている。図６（ｂ）の曲線Ｂは基準余弦波信号を表したものである。ここで、基準余弦波信号は、自乗和信号からシンボル周波数成分を抽出するための余弦波信号であり、単位フレーム５０に対応するＩ／Ｑ信号の離散化点のうち最初に現れるものを位相の零点とする。また、図６（ｃ）の曲線Ｄは基準正弦波信号を表したものである。ここで、基準正弦波信号とは、自乗和信号からシンボル周波数成分を抽出するための正弦波信号であり、単位フレーム５０に対応するＩ／Ｑ信号の離散化点のうち最初に現れるものを位相の零点とする。

図６では、シンボル点が現れる時刻ｔ_Aj（ｊは０からＪ−１までの整数でありＪは単位フレーム５０に含まれるシンボル点の数である。単位フレーム５０に含まれる離散化点の数をＮとすればＮ＝ＬＪの関係がある。）と曲線Ｂの極大値が現れる時刻ｔ_Bjとの間には時間差Δｔ＝ｔ_Aj−ｔ_Bjが生じている。これをシンボル周期Ｔを基準とした位相に換算すると、位相差Δθ＝２πΔｔ／Ｔとなる。位相差Δθは基準余弦波信号の極大値が現れる点の位相を基準とするため、図６の場合Δθは正値となる。位相差ΔθはＩ／Ｑ信号のシンボル周波数成分を表す信号と離散化点で規定される基準信号との間の位相差であるといえる。

位相差推定部７２は、自乗和算出部７４、余弦成分抽出部７６ａ、正弦成分抽出部７６ｂ、逆正接算出部７８を備えて構成され、次の（ｉ）から（ｉｉｉ）に示す処理に従って位相差Δθを算出する。（ｉ）自乗和信号を算出する。（ｉｉ）自乗和信号に含まれる基準余弦波成分Ｃおよび基準正弦波成分Ｓを算出する。（ｉｉｉ）基準正弦波成分Ｓの基準余弦波成分Ｃに対する比の逆正接に基づいて位相差Δθを算出する。

上記（ｉ）から（ｉｉｉ）の処理を行うための位相差推定部７２の具体的な処理について説明する。自乗和算出部７４は、離散化されたＩ信号の自乗と離散化されたＱ信号の自乗を算出し加算することで、離散化された自乗和信号を算出する。離散化された自乗和信号の離散化値ｕ_kは、離散化Ｉ／Ｑ信号をなすＩ信号の離散化値Ｉ_kおよびＱ信号の離散化値Ｑ_kによって、次の（１）式のように表される。
（数１）ｕ_ｋ＝Ｉ_ｋ ^２＋Ｑ_ｋ ^２ （１）
ただし、ｋは０からＮ−１までの整数であり、Ｎは単位フレーム５０に含まれる離散化点の数を表す。

余弦成分抽出部７６ａは離散化された自乗和信号に対して、次の（２）式で表される基準余弦波成分に対するフーリエ変換を行う。
（数２）Ｃ＝Σｕ_kｃｏｓ（２πｋτ／Ｔ） （２）
ここに、Σはｋ＝０からｋ＝Ｎ−１までの累積加算を行うことを意味する。Ｔは予め定められたシンボル周期である。τは離散化の時間間隔でありτ＝Ｔ／Ｌの関係がある。また、ｃｏｓ（２πｋτ／Ｔ）は図６（ｂ）に示される曲線Ｂで表される信号に相当するものであり、基準余弦波信号の離散化値を意味する。

正弦成分抽出部７６ｂは離散化された自乗和信号に対して、次の（３）式で表される基準正弦波成分に対するフーリエ変換を行う。
（数３）Ｓ＝Σｕ_kｓｉｎ（２πｋτ／Ｔ） （３）
ここに、Σはｋ＝０からｋ＝Ｎ−１までの累積加算を行うことを意味する。ｓｉｎ（２πｋτ／Ｔ）は図６（ｃ）に示される曲線Ｄで表される信号に相当するものであり、基準正弦波信号の離散化値を意味する。

逆正接算出部７８は、余弦成分抽出部７６ａおよび正弦成分抽出部７６ｂの算出結果から、次の（４−１）または（４−２）式に従って位相差Δθを算出する。位相差Δθは−π／２から３π／２までの値をとり得る。
（数４−１）Ｃが正およびＳが正のとき、またはＣが正およびＳが負のとき
Δθ＝ａｒｃｔａｎ（Ｓ／Ｃ） （４−１）
（数４−２）Ｃが負およびＳが正のとき、またはＣが負およびＳが負のとき
Δθ＝ａｒｃｔａｎ（Ｓ／Ｃ）＋π （４−２）
ここで、ａｒｃｔａｎは−π／２からπ／２までの主値をとるものとする。

位相差推定部７２は、逆正接算出部７８が算出した位相差ΔθをＩ／Ｑ信号再生部８２に入力する。（２）式および（３）式から判るように、位相差Δθを算出するためにはｋ＝０からｋ＝Ｎ−１までの累積加算を行う必要がある。したがって、位相差推定部７２に離散化Ｉ／Ｑ信号が入力され位相差Δθが算出されるまでには、少なくとも累積加算を行う時間、すなわち単位フレーム５０の時間長だけの時間を必要とする。

位相差推定部７２が位相差Δθを算出する間、単位フレーム記憶部８０は離散化Ｉ／Ｑ信号の値を記憶して保持する。単位フレーム記憶部８０は、位相差ΔθがＩ／Ｑ信号再生部８２に入力されると共に、記憶していた離散化Ｉ／Ｑ信号をＩ／Ｑ信号再生部８２に入力する。

Ｉ／Ｑ信号再生部８２は、位相差Δθおよび離散化Ｉ／Ｑ信号に基づいて、Ｉ信号およびＱ信号のそれぞれについてシンボル点での値を算出する補間演算を行い、シンボル周期ＴごとにＩ信号およびＱ信号のそれぞれについての演算結果を出力する。図６に示されるように、自乗和信号に含まれるシンボル周波数成分の信号と、離散化点によって規定される基準余弦波信号との間にはΔθだけの位相差がある。そのため、離散化Ｉ／Ｑ信号の離散化値のいずれかを、シンボル点が示す値として抽出することができず、離散化点からΔｔ＝ＴΔθ／（２π）の時間を隔てた点における値を補間演算によって算出する。

Ｉ／Ｑ信号再生部８２では、Ｌ個の離散化値ごとに一つの補間値が出力される。このような処理によって、時間Ｌτごと、すなわちシンボル周期Ｔごとに送信装置側で与えられた値に対応する値を示す再生Ｉ／Ｑ信号が生成される。Ｉ／Ｑ信号再生部８２は、再生Ｉ／Ｑ信号をフレーム検出部３８および符号検波部３６に入力する。

フレーム検出部３８は、再生Ｉ信号および再生Ｑ信号のそれぞれの波形の変化パターンと、予め記憶されている波形の変化パターンとの相関値を算出して制御部４０に入力する。制御部４０は、当該相関値に基づいて、受信された単位フレーム５０が受信装置５に割り当てられているものであるか否かを判定し、判定結果およびクロック信号ＣＫに基づいて、割り当てられている単位フレーム５０のみを復調するよう受信装置５の各構成部を制御する。

符号検波部３６は、再生Ｉ／Ｑ信号からシンボル符号を得て、時系列で連なるシンボル符号をディジタル信号として出力する。

このような構成により、受信装置５は、ディジタル変調信号のシンボル周期とクロック信号ＣＫのクロック周期との同期がとられていない場合であっても、ディジタル変調信号からディジタル信号を抽出することが可能となる。

ここで説明した記憶型同期復調部７０と同様の構成については、次の文献に開示されている。

松本洋一、守倉正博、加藤修三、「バーストモード全ディジタル化高速クロック再生回路−蓄積型クロック再生方式−」、電子情報通信学会論文誌 Ｂ−ＩＩ Ｖｏｌ．Ｊ７５−Ｂ−ＩＩ Ｎｏ．６ ｐｐ．３５４−３６２ １９９２年５月

従来技術における受信装置５では、位相差推定部７２が位相差Δθを算出する間、単位フレーム記憶部８０は離散化Ｉ／Ｑ信号の値を記憶して待機する。これは、単位フレーム５０ごとに位相差Δθが変動することを想定し、再生Ｉ／Ｑ信号を生成しようとする離散化Ｉ／Ｑ信号そのものに基づいて算出された位相差Δθを適用して再生Ｉ／Ｑ信号を生成するためである。したがって、記憶型同期復調部７０にディジタル変調信号が入力されてから再生Ｉ／Ｑ信号が出力されるまで、少なくとも単位フレーム５０の時間長だけの時間が必要となる。そのため、単位フレーム５０に対応するディジタル変調信号を受信したすぐ後に、そのディジタル変調信号から抽出されたディジタル信号に基づいた処理を行うことができないという問題が受信装置５にはあった。

本発明は、このような課題に対してなされたものであり、ディジタル変調信号等の入力信号から情報を迅速に取得することが可能な復調装置を提供する。

本発明は、入力信号を離散化して離散化入力信号として出力する離散化部と、前記入力信号が情報を示すタイミングである情報タイミングに前記入力信号が示す値を、前記離散化入力信号に基づいて求めて出力する復調部と、を備える復調装置であって、前記離散化部は、有限の時間長の入力信号を離散化して有限長離散化入力信号として出力し、前記復調部は、前記有限長離散化入力信号の一部分である部分離散化入力信号を前記離散化部において離散化したタイミングに基づいて基準位相を設定し、前記部分離散化入力信号の情報タイミングから求まる位相と前記基準位相との差である位相差を算出する位相差算出手段と、前記位相差に基づいて、前記部分離散化入力信号の情報タイミングにおける値を算出する入力信号再生手段と、を備えることを特徴とする。

また、本発明に係る復調装置においては、前記復調部は、前記位相差に基づいてタップ係数を決定するディジタルフィルタを備える構成とすることが好適である。

また、本発明は、入力信号を離散化して離散化入力信号として出力する離散化部と、前記入力信号が情報を示すタイミングである情報タイミングに前記入力信号が示す値を、前記離散化入力信号に基づいて求めて出力する復調部と、を備える復調装置であって、前記復調部は、前記離散化部において第１の入力信号を離散化したタイミングに基づいて基準位相を設定し、前記第１の入力信号の情報タイミングから求まる位相と前記基準位相との差である位相差を、前記第１の入力信号の離散化信号に基づいて算出する位相差算出手段と、前記位相差に基づいて、前記第１の入力信号より後に入力される第２の入力信号の情報タイミングにおける値を算出する入力信号再生手段と、を備えることを特徴とする。

また、本発明に係る復調装置においては、前記復調部は、前記位相差に基づいてタップ係数を決定するディジタルフィルタを備える構成とすることが好適である。

また、本発明に係る復調装置においては、前記第１の入力信号と前記第２の入力信号は、同一の単位フレーム内に含まれる信号とすることが好適である。

また、直交変調信号を受信する無線受信部と、前記無線受信部が出力する信号からディジタル信号を抽出するディジタル復調部と、を備える本発明に係る受信システムにおいては、前記ディジタル復調部は、本発明に係る復調装置を備え、当該復調装置が出力する信号からディジタル信号を抽出する構成とすることが好適である。

本発明によれば、有限長離散化入力信号の一部分である部分離散化入力信号に基づいて位相差が算出され、これに基づいて当該部分離散化入力信号の情報タイミングにおける値が算出される。これによって、有限長離散化入力信号すべてに基づいて当該有限長離散化入力信号の情報タイミングにおける値を算出する場合に比して、処理を迅速に行うことができる。

また、本発明によれば、第２の入力信号の情報タイミングにおける値は、第１の入力信号に基づいて算出された位相差に基づいて算出される。第２の入力信号の情報タイミングを算出するに際しては、第１の入力信号に基づいて算出された位相差が適用されるため、処理時間を低減することができる。

また、本発明によれば、受信した信号から情報を迅速に取得することが可能な受信装置を実現することができる。

図１に本発明の第１の実施形態に係る受信装置１の構成を示す。受信装置１は、アンテナ１０、無線受信部１２、直交検波部１４、分割記憶型同期復調部１７、符号検波部３６、フレーム検出部３８、制御部４０、クロック信号生成部１８を備えて構成される。

無線受信部１２は、アンテナ１０を介して受信したディジタル変調信号に対して高周波増幅、中間周波数への周波数変換、中間周波数増幅を施し、直交検波部１４に入力する。直交検波部１４は、ディジタル変調信号からＩ／Ｑ信号を抽出して分割記憶型同期復調部１７に入力する。

分割記憶型同期復調部１７は、Ａ／Ｄ変換部２０、位相差推定部２３、分割フレーム記憶部４４、Ｉ／Ｑ信号再生部３４を備えて構成される。

分割記憶型同期復調部１７に入力されたＩ／Ｑ信号はＡ／Ｄ変換部２０に入力される。Ａ／Ｄ変換部２０は、Ｉ信号およびＱ信号のそれぞれをクロック信号生成部１８が出力するクロック信号ＣＫの周期で離散化し、離散化Ｉ／Ｑ信号として位相差推定部２３および分割フレーム記憶部４４に入力する。なお、Ａ／Ｄ変換部２０は、クロック信号ＣＫの周期より短い時間でＩ／Ｑ信号を離散化する補間手段を設けることにより、クロック信号ＣＫの周期より短い時間間隔で離散化された離散化Ｉ／Ｑ信号を出力する構成とすることも可能である。この補間手段としては、非特許文献１に記載されている中間値インタポレータを適用することが好適である。

位相差推定部２３は、自乗和算出部２４、余弦成分抽出部２６ａ、正弦成分抽出部２６ｂ、逆正接算出部２８を備えて構成される。図５の位相差推定部７２が単位フレーム５０に基づいて位相差Δθを算出するのに対し、位相差推定部２３は単位フレーム５０を分割した信号である分割フレーム５０ａに基づいて位相差Δθを算出する。図２に単位フレーム５０と分割フレーム５０ａとの関係を示す。Ｎ個の離散化点を含む単位フレーム５０は、Ｍ個の離散化点を含む分割フレーム５０ａを含んで構成される。単位フレーム５０の最後に現れる分割フレーム５０ａは、ＮをＭで除した余りだけ多くの離散化点を含むため、Ｍ_E個の離散化点を含むものとする。各分割フレーム５０ａの最初の離散化点は、単位フレーム５０の最初の離散化点からＭ個ごとに現れる。分割フレーム５０ａが含む離散化点の数Ｍは、単位フレーム５０が含む離散化点の数Ｎ未満の範囲で任意に設定することができる。しかし、シンボルクロック周期を抽出する際の精度の観点から、Ｍτがシンボル周期Ｔの整数倍になるようにＭを設定することが望ましい。

位相差推定部２３には、制御部４０から分割フレーム５０ａの受信が開始されるタイミングを示す分割フレーム情報Ｒが入力される。位相差推定部２３は、分割フレーム情報Ｒが入力されたときに、分割フレーム５０ａに対する位相差Δθの算出を開始する。

自乗和算出部２４は、離散化されたＩ信号の自乗と離散化されたＱ信号の自乗を算出して加算することで、離散化された自乗和信号を算出する。離散化された自乗和信号の離散化値ｕ_pは、離散化Ｉ／Ｑ信号をなすＩ信号の離散化値Ｉ_pおよびＱ信号の離散化値Ｑ_pによって、次の（５）式のように表される。
（数５）ｕ_ｐ＝Ｉ_ｐ ^２＋Ｑ_ｐ ^２ （５）
ただし、ｐはｑからｑ＋Ｍ−１まで（単位フレーム５０の最後に現れる分割フレーム５０ａについてはｐ＝ｑ＋Ｍ_E−１まで）の整数である。ｑは分割フレーム５０ａに含まれる離散化点のうち最初に現れるものの番号を示し、Ｍは分割フレーム５０ａに含まれる離散化点の数を表す。

余弦成分抽出部２６ａは離散化された自乗和信号に対して、次の（６）式で表される基準余弦波成分に対するフーリエ変換を行う。
（数６）Ｃ＝Σｕ_pｃｏｓ（２πｐτ／Ｔ） （６）
ここに、Σはｐ＝ｑからｐ＝ｑ＋Ｍ−１まで（単位フレーム５０の最後に現れる分割フレーム５０ａについてはｐ＝ｑ＋Ｍ_E−１まで）の累積加算を行うことを意味する。τは離散化の時間間隔、Ｔは予め定められたシンボル周期である。また、ｃｏｓ（２πｐτ／Ｔ）は図６（ｂ）に示される曲線Ｂで表される信号に相当するものであり、基準余弦波信号の離散化値を意味する。

正弦成分抽出部２６ｂは離散化された自乗和信号に対して、次の（７）式で表される基準正弦波成分に対するフーリエ変換を行う。
（数７）Ｓ＝Σｕ_pｓｉｎ（２πｐτ／Ｔ） （７）
ここに、Σはｐ＝ｑからｐ＝ｑ＋Ｍ−１まで（単位フレーム５０の最後に現れる分割フレーム５０ａについてはｐ＝ｑ＋Ｍ_E−１まで）の累積加算を行うことを意味する。ｓｉｎ（２πｐτ／Ｔ）は図６（ｃ）に示される曲線Ｄで表される信号に相当するものであり、基準正弦波信号の離散化値を意味する。

逆正接算出部２８は、余弦成分抽出部２６ａおよび正弦成分抽出部２６ｂの算出結果から、次の（８−１）式または（８−２）式に従って位相差Δθを算出する。
（数８−１）Ｃが正およびＳが正のとき、またはＣが正およびＳが負のとき
Δθ＝ａｒｃｔａｎ（Ｓ／Ｃ） （８−１）
（数８−２）Ｃが負およびＳが正のとき、またはＣが負およびＳが負のとき
Δθ＝ａｒｃｔａｎ（Ｓ／Ｃ）＋π （８−２）
ここで、ａｒｃｔａｎは−π／２からπ／２までの主値をとるものとする。

位相差推定部２３は、逆正接算出部２８が算出した位相差ΔθをＩ／Ｑ信号再生部３４に入力する。（６）式および（７）式から判るように、位相差Δθを算出するためにはｐ＝ｑからｐ＝ｑ＋Ｍ−１まで（単位フレーム５０の最後に現れる分割フレーム５０ａについてはｐ＝ｑ＋Ｍ_E−１まで）の累積加算を行う必要がある。したがって、位相差推定部２３に離散化Ｉ／Ｑ信号が入力され位相差Δθが算出されるまでには、少なくとも累積加算を行う時間、すなわち分割フレーム５０ａの時間長だけの時間を必要とする。

位相差推定部２３が位相差Δθを算出する間、分割フレーム記憶部４４は離散化Ｉ／Ｑ信号の値を記憶して保持する。分割フレーム記憶部４４は、位相差ΔθがＩ／Ｑ信号再生部３４に入力されると共に、離散化Ｉ／Ｑ信号をＩ／Ｑ信号再生部３４に入力する。

Ｉ／Ｑ信号再生部３４は、位相差Δθおよび離散化Ｉ／Ｑ信号に基づいて、Ｉ信号およびＱ信号のそれぞれについてシンボル点での値を算出する補間演算を行い、シンボル周期ＴごとにＩ信号およびＱ信号のそれぞれについての演算結果を出力する。Ｉ／Ｑ信号再生部３４は、タップ係数によって特性が定まるディジタルフィルタによって構成することが好適である。

ディジタルフィルタのタップ係数は、位相差Δθに基づいて決定される。先述のように、位相差Δθは、Ｉ／Ｑ信号のシンボル周波数成分を表す信号と、離散化点で規定される基準信号との間の位相差を表す。基準信号は、最初に現れる離散化点を位相の零点とするため、最初に現れる離散化点から位相差Δθ隔てた時刻にシンボル点が存在することとなる。

Ｉ／Ｑ信号再生部３４は、離散化時間間隔τと位相差Δθに基づいて、補間演算に寄与させるＰ個（Ｐは２以上の整数である。）の離散化点ｅ_i〜ｅ_i+P-1のうちシンボル点から最も近傍に存在する近傍離散化点を選出し、近傍離散化点とシンボル点との間の時間差δｔを算出する。

次に、Ｉ／Ｑ信号再生部３４は、補間演算に寄与させる離散化点ｅ_i〜ｅ_i+P-1のそれぞれついて、近傍離散化点までの時間ｔ_i〜ｔ_i+P-1を算出する。補間演算に寄与させる離散化点ｅ_i〜ｅ_i+P-1からシンボル点までの時間は、それぞれｔ_i＋δｔ〜ｔ_i+P-1＋δｔとなる。

Ｉ／Ｑ信号再生部３４は、補間演算の公式に従い、時間ｔ_i＋δｔ〜ｔ_i+P-1＋δｔに基づいてタップ係数Ｗ０〜ＷＰ−１を算出する。ここで、タップ係数Ｗ０〜ＷＰ−１は、シンボル点における補間値をＷ０ｅ_i＋Ｗ１ｅ_i+1＋・・・＋ＷＰ−１ｅ_i+P-1のような畳み込み演算を以て表すものである。

つまり、Ｉ／Ｑ信号再生部３４は、自らが備えるディジタルフィルタに位相差推定部２３が出力する位相差Δθを参照することによって定まるタップ係数Ｗ０〜ＷＰ−１を入力し、タップ係数Ｗ０〜ＷＰ−１と入力された離散化Ｉ／Ｑ信号との畳み込み演算を行うことでシンボル点における補間値を算出する。

Ｉ／Ｑ信号再生部３４は、クロック信号ＣＫのパルスをカウントすることにより、Ｌ個の離散化値ごとに一つの補間値を出力する。補間値を出力する時間間隔は、クロック信号ＣＫの周期に依存しているため、クロック信号ＣＫの周期のＬ倍の時間Ｌτと、ディジタル変調信号が示すシンボル周期Ｔとの間の誤差が十分小さく抑えられていれば、１シンボル周期Ｔに含まれる離散化点から一つの補間値が算出され、一定時間間隔Ｌτ＝Ｔごとにその値が出力されることとなる。

Ｉ／Ｑ信号再生部３４は、このような処理によって、シンボル周期Ｔごとに送信装置側で与えられた値に対応した値を示す再生Ｉ／Ｑ信号を生成する。Ｉ／Ｑ信号再生部３４は、再生Ｉ／Ｑ信号をフレーム検出部３８および符号検波部３６に入力する。

符号検波部３６は、再生Ｉ／Ｑ信号からシンボル符号を得て、時系列で連なるシンボル符号をディジタル信号として出力する。

フレーム検出部３８は、再生Ｉ信号および再生Ｑ信号のそれぞれの波形の変化パターンと、予め記憶されている波形の変化パターンとの相関値を算出して制御部４０に入力する。制御部４０は、当該相関値に基づいて、受信された単位フレーム５０が受信装置１に割り当てられているものであるか否かを判定し、判定結果およびクロック信号ＣＫに基づいて、割り当てられている単位フレーム５０のみを復調するよう受信装置１の各構成部を制御する。

制御部４０は、フレーム検出部３８が出力する相関値に基づいて分割フレーム５０ａの受信が開始される時刻を検出する。複数の分割フレーム５０ａそれぞれの最初の離散化点が現れる時刻は、予め定められた離散化点の数Ｍによって推定することができる。そこで、制御部４０は、単位フレーム５０の受信が開始される時刻からの経過時間をクロック信号ＣＫによって検出することで、分割フレーム５０ａの最初の離散化点が現れる時刻を検出する。そして、分割フレーム５０ａの受信が開始される時刻には、分割フレーム情報Ｒを位相差推定部２３に入力する。

このような構成により、受信装置１は、ディジタル変調信号のシンボル周期とクロック信号ＣＫのクロック周期との同期がとられていない場合であっても、ディジタル変調信号からディジタル信号を抽出することが可能となる。

本実施形態に係る分割記憶型同期復調部１７では、（６）式および（７）式から判るように、位相差Δθを算出するためにｐ＝ｑからｐ＝ｑ＋Ｍ−１まで（単位フレーム５０の最後に現れる分割フレーム５０ａについてはｐ＝ｑ＋Ｍ_E−１まで）の累積加算を行う。したがって、位相差推定部２３に離散化Ｉ／Ｑ信号が入力され位相差Δθが算出されるまでに要される時間は、分割フレーム５０ａの時間長に相当する時間となる。したがって、位相差Δθを算出するために単位フレーム５０の時間長だけの時間を必要とする従来構成に係る記憶型同期復調部７０に比して、位相差Δθを算出するために必要な時間を短縮することができる。また、分割記憶型同期復調部１７を適用した受信装置１では、受信装置５に比してディジタル変調信号を受信してからディジタル信号を取得するまでの処理を迅速に行うことができる。

本実施形態に係る分割記憶型同期復調部１７では、位相差推定部２３が位相差Δθを算出する間、分割フレーム記憶部４４が分割フレーム５０ａを記憶して待機する。そのため、分割記憶型同期復調部１７にディジタル変調信号が入力されてから再生Ｉ／Ｑ信号が出力されるまで、少なくとも分割フレーム５０ａの時間長だけの時間が必要となる。そこで、次に説明する本発明の第２の実施形態に係る受信装置３では、位相差Δθを算出する間に離散化Ｉ／Ｑ信号を記憶して保持する処理を行わないこととし、再生Ｉ／Ｑ信号を生成する処理を迅速に行うこととした。

図３に本発明の第２の実施形態に係る受信装置３の構成を示す。第１の実施形態に係る受信装置１と同一の構成部分については同一の符号を付してその説明を簡略に行う。

受信装置３は、アンテナ１０、無線受信部１２、直交検波部１４、実時間型同期復調部１６、符号検波部３６、フレーム検出部３８、制御部４０、クロック信号生成部１８を備えて構成される。

無線受信部１２は、アンテナ１０を介して受信したディジタル変調信号に対して高周波増幅、中間周波数への周波数変換、中間周波数増幅を施し、直交検波部１４に入力する。直交検波部１４は、ディジタル変調信号からＩ／Ｑ信号を抽出して実時間型同期復調部１６に入力する。

実時間型同期復調部１６は、Ａ／Ｄ変換部２０、位相差推定部２２、Ｉ／Ｑ信号再生部３４を備えて構成される。

実時間型同期復調部１６に入力されたＩ／Ｑ信号はＡ／Ｄ変換部２０に入力される。Ａ／Ｄ変換部２０は、Ｉ信号およびＱ信号のそれぞれをクロック信号生成部１８が出力するクロック信号ＣＫの周期で離散化し、離散化Ｉ／Ｑ信号として位相差推定部２２およびＩ／Ｑ信号再生部３４に入力する。

位相差推定部２２は、自乗和算出部２４、余弦成分抽出部２６ａ、正弦成分抽出部２６ｂ、逆正接算出部２８、位相差記憶部３０を備えて構成される。第１の実施形態に係る位相差推定部２３と同様、位相差推定部２２は単位フレーム５０を分割した信号である分割フレーム５０ａに基づいて位相差Δθを算出する。

位相差推定部２２には、制御部４０から分割フレーム５０ａの受信が開始されるタイミングを示す分割フレーム情報Ｒが入力される。位相差推定部２２は、分割フレーム情報Ｒが入力されたときに、分割フレーム５０ａに対する位相差Δθの算出を開始する。

位相差推定部２２は、第１の実施形態に係る位相差推定部２３と同様、（５）式から（８−２）式に基づいて位相差Δθを算出する。ただし、算出された位相差Δθは位相差記憶部３０に入力される点が位相差推定部２３と異なる。

逆正接算出部２８は、算出した位相差Δθを位相差記憶部３０に入力する。位相差記憶部３０は、次に受信される分割フレーム５０ａに基づいて位相差Δθが入力されるまで、先に入力された位相差Δθを記憶して保持し、Ｉ／Ｑ信号再生部３４にその値を出力する。したがって、制御部４０から、分割フレーム情報Ｒが入力され位相差Δθが算出されるまでは、最近において算出された位相差ΔθがＩ／Ｑ信号再生部３４に出力されることとなる。

また、単位フレーム５０の最後に現れる分割フレーム５０ａに基づいて算出された位相差Δθは、次に受信される単位フレーム５０の最初の分割フレーム５０ａに基づいて位相差Δθが入力されるまで、位相差記憶部３０において保持される。

Ｉ／Ｑ信号再生部３４は、位相差Δθおよび離散化Ｉ／Ｑ信号に基づいて、Ｉ信号およびＱ信号のそれぞれについてシンボル点での値を算出する補間演算を行い、シンボル周期ＴごとにＩ信号およびＱ信号のそれぞれについての演算結果を出力する。Ｉ／Ｑ信号再生部３４は、タップ係数によって特性が定まるディジタルフィルタによって構成することが好適である。ディジタルフィルタのタップ係数は、位相差Δθに基づいて決定される。具体的な処理については、第１の実施形態に係る受信装置１の説明において述べた通りである。

なお、位相差推定部２２からＩ／Ｑ信号再生部３４に入力される位相差Δθは、Ｉ／Ｑ信号再生部３４に入力されている分割フレーム５０ａより一つ先の分割フレーム５０ａに基づいて算出されたものである。これは、第１の実施形態に係る分割記憶型同期復調部１７のように、Ａ／Ｄ変換部２０とＩ／Ｑ信号再生部３４との間に記憶手段が設けられておらず、かつ、位相差記憶部３０が、先の分割フレーム５０ａに基づいて算出した位相差Δθを記憶して出力するからである。また、単位フレーム５０の最初の分割フレーム５０ａがＩ／Ｑ信号再生部３４に入力されているときには、先に受信された単位フレーム５０の最後に現れた分割フレーム５０ａに基づいて算出された位相差Δθが、Ｉ／Ｑ信号再生部３４に入力される。

Ｉ／Ｑ信号再生部３４は、クロック信号ＣＫのパルスをカウントすることにより、Ｌ個の離散化値ごとに一つの補間値を出力する。補間値を出力する時間間隔は、クロック信号ＣＫの周期に依存しているため、クロック信号ＣＫの周期のＬ倍の時間Ｌτと、ディジタル変調信号が示すシンボル周期Ｔとの間の誤差が十分小さく抑えられていれば、１シンボル周期Ｔに含まれる離散化点から一つの補間値が算出され、一定時間間隔Ｌτ＝Ｔごとにその値が出力されることとなる。

Ｉ／Ｑ信号再生部３４は、このような処理によって、シンボル周期Ｔごとに送信装置側で与えられた値に対応する値を示す再生Ｉ／Ｑ信号を生成する。Ｉ／Ｑ信号再生部３４は、再生Ｉ／Ｑ信号をフレーム検出部３８および符号検波部３６に入力する。

符号検波部３６は、再生Ｉ／Ｑ信号からシンボル符号を得て、時系列で連なるシンボル符号をディジタル信号として出力する。

このような構成により、受信装置３は、ディジタル変調信号のシンボル周期とクロック信号ＣＫのクロック周期との同期がとられていない場合であっても、ディジタル変調信号からディジタル信号を抽出することが可能となる。

本実施形態に係る実時間型同期復調部１６は、位相差推定部２２が現在入力されている分割フレーム５０ａに従って位相差Δθを算出している間は、先に入力された分割フレーム５０ａに基づいて算出された位相差Δθに基づいて再生Ｉ／Ｑ信号を生成する。そのため、位相差推定部２２によって位相差Δθが算出されるのを待機するために離散化Ｉ／Ｑ信号を記憶しておく必要がなく、ディジタル変調信号を受信してからディジタル信号を取得するまでの処理を迅速に行うことができる。

実時間型同期復調部１６は、先に入力された分割フレーム５０ａに基づいて算出された位相差Δθに基づいて再生Ｉ／Ｑ信号を生成する。したがって、再生Ｉ／Ｑ信号に含まれる誤差は、分割フレーム５０ａごとの位相差Δθの変動に依存する。すなわち、Ｉ／Ｑ信号のシンボル周期変動またはクロック信号ＣＫの位相変動による、分割フレーム５０ａごとの位相差Δθの変動が大きい程、再生Ｉ／Ｑ信号に含まれる誤差が大きくなる。しかし、分割フレーム５０ａの時間長を短くすれば、先述した分割フレーム５０ａごとの位相差Δθの変動を小さく抑えることができるため、再生Ｉ／Ｑ信号に含まれる誤差を小さく抑えることができる。したがって、分割フレーム５０ａに含まれる離散化点の数Ｍは、再生Ｉ／Ｑ信号に含まれる誤差を鑑みて決定することが好ましい。

なお、Ｉ／Ｑ信号のシンボル周期変動またはクロック信号ＣＫの位相変動が十分小さい場合には、分割フレーム５０ａの時間長を十分短く設定しなくとも、再生Ｉ／Ｑ信号に含まれる誤差は十分小さく抑えられる。

第１の実施形態に係る受信装置１および第２の実施形態に係る受信装置３では、分割フレーム５０ａに含まれる離散化点の数Ｍを最適に設定することにより、次のような問題を回避することができる。

従来構成における受信装置５には、ディジタル変調信号から抽出されたＩ／Ｑ信号のシンボル周期Ｔの誤差、または離散化Ｉ／Ｑ信号の離散化の時間間隔τの誤差による次のような問題があった。

受信装置５の位相差推定部７２は、単位フレーム５０に対応する離散化Ｉ／Ｑ信号に基づいて位相差Δθを算出する。これは、上記（２）式および（３）式に示される累積加算処理に、なるべく多くの離散化値を寄与させた方が、雑音等に起因する規則性のない誤差を排除する効果が大きいためである。すなわち、位相差Δθの算出に寄与させることのできる最大の離散化値の数は単位フレーム５０から得られるすべての離散化値であり、このすべてを位相差Δθの算出に寄与させるのである。

しかし、より多くの離散化値を位相差Δθの算出に寄与させることは、必ずしも位相差Δθの推定誤差を低減させるために有利であるとは限らない。その理由は次の通りである。

送信装置では、ディジタル変調を行う際のシンボル周期を定めるシンボルクロック信号発生部を備えている。シンボルクロック信号発生部の周波数誤差は、受信装置５においてディジタル変調信号から抽出されるＩ／Ｑ信号のシンボル周期Ｔの誤差Δｔ_aとなって現れる。

一方、受信装置５が備えるクロック信号生成部１８は、設計で規定された周期を示すクロック信号ＣＫを出力し、その周期は規定された周期誤差の範囲内で変動する。この周期誤差は、離散化Ｉ／Ｑ信号の離散化の時間間隔の誤差Δｔ_bとなって現れる。この誤差はシンボル周期当たりＬΔｔ_bとなる（Ｌは単位シンボルに含まれる離散化点の数である。）。そして、送信装置が備えるシンボルクロック信号発生部の設計基準とクロック信号生成部１８の設計基準を異なるものとした場合、誤差Δｔ_aと誤差ＬΔｔ_bの値は異なるものとなる。

Ｉ／Ｑ信号が示すシンボル周期と基準信号が示す周期との間の周期偏差はΔｔ_a−ＬΔｔ_bと表され、誤差Δｔ_aと誤差ＬΔｔ_bの値が異なることは、シンボル周期と基準信号との間に周期偏差があることを意味する。このような周期偏差があると、自乗和信号から抽出される基準余弦波成分Ｃと基準正弦波成分Ｓに含まれる誤差が大きくなり、算出される位相差Δθの推定誤差が大きくなる。

このようなシンボル周期と基準信号との間の周期偏差に起因する位相差Δθの推定誤差は、位相差Δθの算出に寄与させる離散化値の数を増加させても小さくすることはできない。それは、位相差Δθの算出に寄与させる離散化値の数が多い程、シンボル点と基準余弦波信号が極大値をとる点との時間差の不均一が顕著になるためである。このことは、例えば図６（ａ）におけるシンボル点Ｅ₀〜Ｅ_J-1のそれぞれと、図６（ｂ）の基準余弦波信号の極大値をとる点ｔ_B0〜ｔ_BJ-1のそれぞれとの時間差が、離散化点の数を増加させる程不均一になることからも明らかである。

したがって、より多くの離散化値を位相差Δθの算出に寄与させることは、雑音等に起因する位相差Δθの推定誤差を低減させるためには有利であるが、シンボル周期と基準信号との間の周期偏差に起因する位相差Δθの推定誤差を低減させるためには不利であるといえる。従来構成における受信装置５は、単位フレーム５０に含まれるすべての離散化値を位相差Δθの算出に寄与させている。このため、単位フレーム５０に含まれる離散化点の数が多い場合には、シンボル周期と基準信号との間の周期偏差に起因する位相差Δθの推定誤差が増大してしまうという問題があった。

位相差Δθの推定誤差は、Ｉ／Ｑ信号再生部３４が出力する再生Ｉ信号および再生Ｑ信号のそれぞれに含まれる振幅の誤差となって現れ、符号検波部３６が出力するディジタル信号の誤り率が増加する傾向を強める。

第１の実施形態に係る分割記憶型同期復調部１７および第２の実施形態に係る実時間型同期復調部１６では、分割フレーム５０ａが含む離散化点の数Ｍを任意に設定することができる。すなわち、（６）式および（７）式による位相差Δθの算出に寄与させる離散化値の数Ｍを最適に設定することができる。

分割フレーム５０ａが含む離散化点の数Ｍを大きくすると、雑音等に起因する位相差Δθの推定誤差を排除する効果が大きくなり、分割フレーム５０ａが含む離散化点の数Ｍを小さくすると、シンボル周期と基準信号との間の周期偏差に起因する位相差Δθの推定誤差を排除する効果が大きくなる。したがって、離散化点の数Ｍは、雑音等に起因する位相差Δの推定誤差を排除すべき程度と、シンボル周期と基準信号との間の周期偏差に起因する位相差Δの推定誤差を排除すべき程度の両者を鑑みて設定することが好ましい。

なお、非特許文献１では、１つのバーストに最大１２００シンボルが含まれるものを例としてとりあげている。本実施形態ではこれに対し、例えば６４シンボル〜５１２シンボル程度で分割フレームに含まれるシンボル点の数を決定することが好ましい。

本発明の第１の実施形態に係る受信装置の構成を示す図である。 単位フレームと分割フレームとの関係を示す図である。 本発明の第２の実施形態に係る受信装置の構成を示す図である。 ディジタル無線通信で扱われるディジタル変調信号の構成例を示す図である。 従来技術における受信装置の構成を示す図である。 自乗和信号、基準余弦波信号、および基準正弦波信号を示す図である。

符号の説明

１，３，５ 受信装置 １０ アンテナ、１２ 無線受信部、１４ 直交検波部、１６ 実時間型同期復調部、１７ 分割記憶型同期復調部、１８ クロック信号生成部、２０ Ａ／Ｄ変換部、２２，２３，７２ 位相差推定部、２４，７４ 自乗和算出部、２６ａ，７６ａ 余弦成分抽出部、２６ｂ，７６ｂ 正弦成分抽出部、２８，７８ 逆正接算出部、３０ 位相差記憶部、３４，８２ Ｉ／Ｑ信号再生部、３６ 符号検波部、３８ フレーム検出部、４０ 制御部、４４ 分割フレーム記憶部、５０ 単位フレーム、５０ａ 分割フレーム、７０ 記憶型同期復調部、８０ 単位フレーム記憶部。

Claims (6)

1. 入力信号を離散化して離散化入力信号として出力する離散化部と、
   前記入力信号が情報を示すタイミングである情報タイミングに前記入力信号が示す値を、前記離散化入力信号に基づいて求めて出力する復調部と、
   を備える復調装置であって、
   前記離散化部は、
   有限の時間長の入力信号を離散化して有限長離散化入力信号として出力し、
   前記復調部は、
   前記有限長離散化入力信号の一部分である部分離散化入力信号を前記離散化部において離散化したタイミングに基づいて基準位相を設定し、前記部分離散化入力信号の情報タイミングから求まる位相と前記基準位相との差である位相差を算出する位相差算出手段と、
   前記位相差に基づいて、前記部分離散化入力信号の情報タイミングにおける値を算出する入力信号再生手段と、
   を備えることを特徴とする復調装置。
2. 請求項１に記載の復調装置であって、
   前記復調部は、前記位相差に基づいてタップ係数を決定するディジタルフィルタを備えることを特徴とする復調装置。
3. 入力信号を離散化して離散化入力信号として出力する離散化部と、
   前記入力信号が情報を示すタイミングである情報タイミングに前記入力信号が示す値を、前記離散化入力信号に基づいて求めて出力する復調部と、
   を備える復調装置であって、
   前記復調部は、
   前記離散化部において第１の入力信号を離散化したタイミングに基づいて基準位相を設定し、前記第１の入力信号の情報タイミングから求まる位相と前記基準位相との差である位相差を、前記第１の入力信号の離散化信号に基づいて算出する位相差算出手段と、
   前記位相差に基づいて、前記第１の入力信号より後に入力される第２の入力信号の情報タイミングにおける値を算出する入力信号再生手段と、
   を備えることを特徴とする復調装置。
4. 請求項３に記載の復調装置であって、
   前記復調部は、前記位相差に基づいてタップ係数を決定するディジタルフィルタを備えることを特徴とする復調装置。
5. 請求項３または請求項４に記載の復調装置であって、
   前記第１の入力信号と前記第２の入力信号は、同一の単位フレーム内に含まれる信号であることを特徴とする復調装置。
6. ディジタル変調信号を受信する無線受信部と、
   前記無線受信部が出力する信号からディジタル信号を抽出するディジタル復調部と、
   を備える受信システムであって、
   前記ディジタル復調部は、請求項１から請求項５のいずれか１項に記載の復調装置を備え、
   前記復調装置が出力する信号からディジタル信号を抽出することを特徴とする受信システム。

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