JP7080209B2 - シンボルタイミング生成器および受信機 - Google Patents

Description

本発明は、シンボルタイミング生成器および受信機に関し、詳しくは、シングルキャリアブロック伝送におけるシンボルタイミングを生成するためのシンボルタイミング生成器、および、これを用いた受信機に関する。

高電圧送電線路を用いる広帯域ディジタル電力線搬送においては、限られた周波数帯域（１５０ｋＨｚ～４５０ｋＨｚ）で高速伝送を行うため、６４ＱＡＭ（Quadrature Amplitude Modulation：直交振幅変調）の高多値化変調方式が用いられる。良好なＢＥＲ（Bit Error Ratio）特性を得るには送信側で生成したナイキスト間隔のシンボルタイミングと、受信側で生成するシンボルタイミングを一致させる必要がある。ただし、通常は送受信のシンボルタイミングは非同期であり、受信側のシンボルタイミングは送信側のシンボルタイミングとは同期がとれていない。

このため、送受信のシンボルタイミングを一致させる必要があり、受信側で送信シンボルタイミングを高精度に推定し、送信シンボルタイミングと同期がとれた受信シンボルタイミングを生成する必要がある。これにより、受信側ロールオフフィルタの出力ではシンボル間干渉が低減され良好なＢＥＲ特性を得ることができる。特に高い多値化の変調方式ほど高精度化が要求されるので、広帯域ディジタル電力線搬送方式では、高精度な受信シンボルタイミングを生成できるＤＰＬＬ（Digital Phase Lock Loop：ディジタル位相同期回路）方式の開発が重要となってくる。

例えば、特許文献１には、入力される時間信号に対して自己相関演算を行う自己相関演算部と、入力される時間信号に対して相互相関演算を行う相互相関演算部と、自己相関演算部及び相互相関演算部からの自己相関演算結果及び相互相関演算結果を用いてタイミング同期位置の検出を行うものが開示されている。特許文献１に開示された装置では、様々な受信状況下にあっても、受信データを復調するためのタイミングを高精度で正確に生成できるとしている。

特開２００６－２３８３６７号公報

送電線路は、長遅延かつ強い周波数選択性の伝送路である。受信シンボルの包絡線は遅延波との畳み込みによる特性となるため、オーバーサンプリング時の相関器の出力は遅延波の応答特性に応じた相関特性が得られることになる。このため、遅延波の位相特性によっては相関値のピーク位置は真の送信シンボルタイミング位置から前後にシフトしたオフセットを持った特性となる。図１１は、オフセットを持った相関ピーク位置をシンボルタイミングに適用した場合の６４ＱＡＭ変調でのコンスタレーションを示す図である。そして、オフセットを持った相関ピーク位置をシンボルタイミングに適用した場合は，タイミング位置に誤差が生じているので符号間干渉が発生し、図１１に示すようにコンスタレーションが基準シンボル点から大きく分散することでＢＥＲ特性が劣化することになる。

相関器の相関値出力は、遅延波や雑音による影響が小さい場合では、相関値のピーク位置がシンボルタイミングとして適用できる。しかし、遅延波の存在が大きく影響する場合は、符号間干渉によるＢＥＲ特性の劣化を防ぐために、検出した相関ピーク位置からオフセット量を推定し補正する必要がある。図１２は、オフセット量を補正した場合の６４ＱＡＭ変調でのコンスタレーションを示す図であり、オフセット量を補正することにより、図１２に示すようにコンスタレーションが基準シンボル点近傍に収束し、ＢＥＲ特性が改善される。

本発明は、これらの実情に鑑みてなされたものであり、周波数選択性の生じていない理想の伝送路におけるトレーニングシーケンスの相関特性を予め基準相関特性として実装し、１次推定により基準相関特性と、実伝送路で測定された相関器から出力されるトレーニングシーケンスの相関特性との比較および演算で、真のシンボルタイミング位置とのオフセット量の推定と補正を行なう。

また、１次推定だけでは真のシンボルタイミング位置の推定に多少のオフセットが生じることがあるため、２次推定により１次推定から得られた演算値と、既存等化器から出力される二乗誤差量を活用し演算することで、オフセット量を推定および補正し、精度の高い真のシンボルタイミング位置へ補正を行なう。

これにより、長遅延で強い周波数選択性の伝送路においても、相関器から検出された相関ピーク位置の誤差を高精度に推定し補正を行い、精度の高いシンボルタイミングを生成可能なシンボルタイミング生成器、および、これを用いた受信機を提供することをその目的とする。

上記課題を解決するために、本発明の第１の技術手段は、既知のシンボルからなるトレーニングシーケンスを含む受信信号の、シンボルタイミングを生成するシンボルタイミング生成器であって、前記受信信号をオーバーサンプリングするインタポレーション部と、前記受信信号の前記トレーニングシーケンスに基づく相関ピークを求める相関器と、該相関ピークを基に、前記受信信号のシンボルタイミングを生成するシンボルタイミング生成部と、前記シンボルタイミングの位置を補正する一次推定・補正部を備え、該一次推定・補正部は、基準となる相関値データを正規化した相関値データについて、相関値がピーク値となるタイミング位置から相関値が所定の値となるタイミング位置までの基準サンプリング数を予め記憶する記憶部と、前記相関器によって測定した相関値データを正規化した相関値データについて、相関値がピーク値となるタイミング位置から相関値が前記所定の値となるタイミング位置までの測定サンプリング数を求め、前記基準サンプリング数と前記測定サンプリング数を比較する比較部と、該比較部の結果に基づいて、前記シンボルタイミングの位置を補正するための一次補正量を算出する第１の算出部を備え備え、前記基準サンプリング数と前記測定サンプリング数は、それぞれ、相関値が第１の所定の値となるタイミング位置から相関値がピーク値となるタイミング位置までのサンプリング数と、相関値がピーク値となるタイミング位置から相関値が第２の所定の値となるタイミング位置までのサンプリング数の、２つのサンプリング数を含むことを特徴とするものである。

第２の技術手段は、第１の技術手段において、前記相関器は、自己相関器あるいは相互相関器であることを特徴とするものである。

第３の技術手段は、第１または第２の技術手段において、前記シンボルタイミングの位置を補正する二次推定・補正部をさらに備え、該二次推定・補正部は、前記受信信号の遅延波を除去するための等化器と、該等化器からの出力信号の領域判定を行う判定器と、前記一次補正量の正負に基づいて前記シンボルタイミングの位置を補正するための二次補正量を算出する第２の算出部を有し、該第２の算出部は、前記等化器からの出力信号と前記判定器からの出力信号との誤差の増減に応じて、前記二次補正量を修正することを特徴とするものである。

第４の技術手段は、受信機であって、第１から第３のいずれか１の技術手段のシンボルタイミング生成器を有することを特徴とするものである。

本発明によれば、長遅延で強い周波数選択性の伝送路においても、相関器から検出された相関ピーク位置の誤差を高精度に推定し補正を行い、精度の高いシンボルタイミングを生成可能なシンボルタイミング生成器、および、これを用いた受信機を提供することができる。

図１Ｂと合わせて、本発明に係るシンボルタイミング生成器が用いられる受信機側の構成の一例を示す図である。 図１Ａと合わせて、本発明に係るシンボルタイミング生成器が用いられる受信機側の構成の一例を示す図である。 広帯域ディジタル電力線搬送用のブロック伝送データの構成例を示す図である。 相関器のピークタイミングとシンボルタイミングの関係を示す図である。 真のピーク位置を示す基準相関特性に対する測定相関データの関係を説明するための図である。 図５Ｂとともに、本発明に係るシンボルタイミング生成器における一次推定と補正のフローの一例を示す図である。 図５Ａとともに、本発明に係るシンボルタイミング生成器における一次推定と補正のフローの一例を示す図である。 測定相関特性と基準相関特性との関係を説明するための図である。 測定相関特性と基準相関特性との他の関係を説明するための図である。 一次補正の前後におけるシンボルタイミングの真のポジションに対する誤差の度数分布についてシミュレーションを行った結果を示す図である。 ＳＮＲに対するＢＥＲ特性を示す図である。 図１０Ｂとともに、本発明に係るシンボルタイミング生成器における二次推定と補正のフローの一例を示す図である。 図１０Ａとともに、本発明に係るシンボルタイミング生成器における二次推定と補正のフローの一例を示す図である。 オフセットを持った相関ピーク位置をシンボルタイミングに適用した場合の６４ＱＡＭ変調でのコンスタレーション。 オフセット量を補正した場合の６４ＱＡＭ変調でのコンスタレーション。

以下、図面を参照しながら、本発明の自己相関器および受信機に係る好適な実施形態について説明する。以下の説明において、異なる図面においても同じ符号を付した構成は同様のものであるとして、その説明を省略する場合がある。なお、本発明はこれらの実施形態での例示に限定されるものではなく、特許請求の範囲に記載された事項の範囲内および均等の範囲内におけるすべての変更を含む。また、複数の実施形態について組み合わせが可能である限り、本発明は任意の実施形態を組み合わせたものを含む。

図１Ａ、図１Ｂは、本発明に係るシンボルタイミング生成器が用いられる受信機側の構成の一例を示す図である。
送電線路から受信されたＲＦ信号は復調器１１で復調され、復調された信号は所要のサンプリング速度となるように１/ｄデシメーション部１２で１/ｄにデシメーションされる。デシメーションされた信号はナイキストフィルタ（ロールオフフィルタ）部１３で帯域制限される。そして、送信信号から回り込んでくるエコー信号をエコーキャンセル部１４で除去し、受信信号r(t)の要素のみを抽出する。

次に、送信側から送信されたトレーニング信号から受信信号のシンボルタイミングを生成するため、受信信号r(t)をｋ倍インタポレーション部１５でｋ倍、例えば１２８倍のオーバーサンプリングでインタポレーションを行う。ｋ倍にオーバーサンプリングされた受信データri(t)は、シンボルデータ生成部１６と相関器２１に出力される。相関器２１により受信信号の相関計測値Ｃ_ａｄ(t)が出力され、相関ピーク波形探索部２２で相関ピーク値が探索され、相関ピーク位置算出部２３で探索された相関ピーク位置から受信シンボルタイミングのサンプリング位置Ｐt(t₀)が算出される。

シンボルタイミング位置の補正値制御部２４では、送信シンボルタイミングと受信シンボルタイミングが同期するよう、後述するように受信シンボルタイミングを補正し、シンボルタイミング生成部２５では、補正されたシンボルタイミングでシンボルタイミング信号を生成する。そして、シンボルデータ生成部１６では、生成されたシンボルタイミング信号に基づいてインタポレーションされた受信データri(t)を打ち抜き、シンボルレートに対応したシンボルデータが抽出される。相関器２１、相関ピーク波形探索部２２、相関ピーク位置算出部２３、シンボルタイミング位置の補正値制御部２４は、ＤＰＬＬを構成している。

シンボルデータ生成部１６から出力されたシンボルデータには周波数オフセットが存在する。周波数オフセットは、送受信機に実装されている発振器の周波数が、製作精度のばらつきによって送受信間で最大±３０ｐｐｍほどの周波数誤差が生じる事象であり、この周波数オフセットによって、復調器１１の出力では位相回転が生じる。このため、周波数オフセット推定・補正部１７で周波数オフセットが補正される。周波数オフセット推定・補正部１７からの信号rs(t)は、等化器１８へ入力される。

ディジタル電力線搬送を用いた通信システムでは、送電線分岐箇所などから生じる反射波が遅延波となり、これがディジタル信号の符号間干渉となって伝送品質を劣化させる。等化器１８はこの遅延波を除去し、符号間干渉を補償する。等化器１８ではシンボルデータから遅延波の要素が除去され、送信されたシンボルデータを推定した等化器出力信号y(t)が出力される。等化器出力信号y(t)は判定器１９に入力され、判定器１９は等化器出力信号y(t)の値を複素平面における領域判定を行って、基準シンボル点の値として判定した判定信号d(t)を出力する。判定器１９からの判定信号d(t)はデマッピング部２０においてデマッピングされ、データ信号rd(t)として出力されて復号処理が行われる。ここで、ディジタル変調では一定の周期（シンボル周期）でシンボルの伝送が行われ、信号は離散的に変化するため、ＩＱ座標では特定の点になる。この点をシンボル点と呼び、シンボル点の配置がコンスタレーションとなる。そして、コンスタレーションにおける、本来あるべき理想的なシンボル点の位置は、使用する変調方式（４ＰＳＫ、６４ＱＡＭなど）で定まっており、周波数オフセットやノイズ等が存在しない本来あるべき理想的なシンボル点が基準シンボル点となる。

図１Ａ、図１Ｂにおいて、測定相関ピーク正規化応答信号記憶部３１、測定相関ピーク特性データ平均化部３２、基準相関ピークデータ保持部３３、相関ピーク特性データ比較部３４、および、一次サンプリング位置補正量算出部３５は、本実施形態における一次推定・補正部を構成し、等化器１８、判定器１９、誤差量算出部４１、二乗誤差算出部４２、１ブロックシンボル平均化部４３、１ブロック前シンボル平均値保持部４４、平均値比較部４５、および、二次サンプリング位置補正量算出部４６は、本実施形態における二次推定・補正部を構成する。一次推定・補正部および二次推定・補正部の詳細については後述する。

図２は、広帯域ディジタル電力線搬送用のブロック伝送データの構成例を示す図である。送電線用広帯域ディジタル電力線搬送においては、シングルキャリアブロック伝送を適用するため、図２に示すようにデータシンボルの先頭と後方に既知のシンボルからなるトレーニングシーケンス（以下、「ＴＳ」ともいう。）が配置される。そして、本実施形態では、受信シンボルタイミングを高精度に生成するため、式（１）で示すZadoff－Chu系列をＴＳとして用いている。図２に示すＴＳのシンボル数Ｎ_ｔｓは、例えば６４であり、データシンボルのデータシンボル数Ｎ_ｄは、例えば９６０である。また、ＴＳおよびデータシンボルはＤＦＴ（Discrete Fourier Transform）ブロックである。

式（１）において、Ｎ_ｔｓはＴＳのシンボル数であり、Zadoff－Chu系列の系列長（整数）として与えられる。ｍは任意の整数である。定数ｍは、ＰＡＰＲ（Peak to Average Power Ratio：ピーク対平均電力比）を小さくするために、系列長に等しいシンボル数Ｎ_ｔｓと互いに素となるように選択される。

相関器２１としては、自己相関器あるいは相互相関器のいずれを用いてもよい。自己相関器を用いる場合、自己相関器の自己相関値出力Ｃa(t)は、ｋをトレーニング信号のオーバーサンプリング数、Ｍを乗算器の数、aをZadoff－Chu系列において偶対称となる最小距離のシンボル数、ri(t)を、時間インデックスｔにおける前記受信データの値（複素数）、ri(t)^＊を、rd(t)の複素共役数の値とした場合、式（２）から求められる。式（２）は、Zadoff－Chu系列を偶対称で自己相関を測定する構成となっている。さらに、式（３）に示すように、自己相関値出力Ｃa(t)と所定のＮシンボル数遅延した自己相関値出力Ｃa(t-Ｎ)を加算することによって、大きな相関ピーク値の相関関数出力値Ｃad(t)として得ることができる。

また、相互相関器を用いる場合は、例えば、Zadoff－Chu系列のＴＳのシンボル数Ｎ_ｔｓと等しい乗算器と、オーバーサンプリング数ｋによるサンプリング時間間隔と同一の遅延時間となるＮ_ｔｓ－１個の遅延器と加算器を用いる。そして、ｋ倍インタポレーション部１５からの受信データri(t)をＮ_ｔｓ－１個直列接続した遅延器に入力し、入力信号と各遅延器の出力信号を、それぞれ参照信号となる複素共役のZadoff－Chu系列信号（Chu^*）と乗算し、Ｎ_ｔｓ個の乗算結果を加算することによって、相互相関器の相関関数出力値Ｃ(t)を得ることができる。相互相関器の相関関数出力値Ｃ(t)は式（４）で表せる。

以下の説明では、ｋ倍インタポレーション部１５のオーバーサンプリング数ｋを１２８とし、相関器２１は、Zadoff－Chu系列を偶対称で自己相関を測定する自己相関器を用いた場合について説明する。

図３は、相関器のピークタイミングとシンボルタイミングの関係を示す図である。図３（Ａ）はパルス幅ｔ_pの送信シンボルのクロックを示し、図３（Ｂ）はパルス幅ｔ_prの受信シンボルのクロックを示す。また、図３（Ｃ）は、送信シンボルクロックと受信シンボルクロックのクロック誤差をオーバーサンプリングのサンプリング数で示している。図３（Ａ）、図３（Ｂ）に示すように、通常、送信シンボルクロックと受信シンボルクロックとは、周波数オフセットや遅延波が存在するため同期がとれておらず、受信側のクロックタイミングの先頭を送信側のクロックタイミングに合わせる必要がある。その際に、受信機側の相関器の検出ピークタイミングを利用して送信側のシンボルの立ち上がりを把握し、受信シンボルクロックのタイミングを補正することによって、受信シンボルクロックのタイミングを送信シンボルクロックのタイミングに合わせている。

図３（Ｄ）は、遅延波の影響の小さい場合の相関器のピークタイミングを示しており、この場合、相関器の検出ピークタイミングは送信シンボルクロックの立ち上がりに一致している。図３（Ｅ）、図３（Ｆ）は、それぞれ遅延波の影響が大きい場合の相関器のピークタイミングを示しており、図３（Ｅ）は前方に相関器の検出ピークタイミングがシフトしている場合を示し、図３（Ｆ）は後方に相関器の検出ピークタイミングがシフトしている場合を示している。

図１Ａに示す相関ピーク位置算出部２３では、相関器２１の相関計測値Ｃ_ａｄ(t)のピーク波形からサンプリング位置Ｐt(t₀)が求めているが、このサンプリング位置Ｐt(t₀)はシンボルのクロック単位で求まる。このため、図３（Ｅ）、図３（Ｆ）に示すように、遅延波の影響がある場合は、受信シンボルクロックのタイミングを送信シンボルクロックのタイミングに補正する必要がある。本実施形態では、後述するように、受信シンボルのタイミングクロックをｋ倍インタポレーション部１５でオーバーサンプリングし、オーバーサンプリングしたサンプリング周波数の単位で細かく補正することにより、精度の高いシンボルタイミングを生成するものである。

図４は、真のピーク位置を示す基準相関特性に対する測定相関データの関係を説明するための図であり、横軸は真のピーク位置のサンプル点を０とした場合の相対サンプル数を、縦軸は正規化した相関値を示している。また、図４（Ａ）は、真のピーク位置よりも後方に相関器の検出ピークが現れる場合を示しており、図４（Ｂ）は、真のピーク位置よりも前方に相関器の検出ピークが現れる場合を示している。図４において、実線で示す基準相関特性は、遅延波が存在せず周波数オフセットが生じていない伝送路を仮定したときの、相関器の相関値が最大となる検出位置の相関値で正規化した相関関数を示しており、基準信号となる。真のピーク位置は、遅延波が存在せず周波数オフセットが生じていない伝送路を仮定したときに、相関値１が得られる位置となる。

本実施形態では、基準となる相関値データと測定した相関値データをそれぞれ正規化し、相関値が第１の所定の値となるタイミング位置から相関値がピーク相関値１となるタイミング位置までのサンプリング数と、相関値がピーク相関値１となるタイミング位置から相関値が第２の所定の値となるタイミング位置までのサンプリング数を、それぞれ比較することによって、基準となる相関値データに対する測定した相関値データのずれを補正している。第１、第２の所定の値は、保有するメモリの大きさによって定めることができるが、以下、第１の所定の値を０．５、第２の所定の値を０．９とした場合について説明する。式（３）で表される自己相関器における、基準相関特性として、相関値０．５以上となるタイミング位置からピーク相関値１が得られるタイミング位置までのサンプリング数s_ｒａは、１２８倍オーバーサンプリング相当で３３サンプリングとなり、ピーク相関値１が得られるタイミング位置から相関値０．９以下となるタイミング位置までのサンプリング数s_ｒｂは、１２８倍オーバーサンプリング相当で１２サンプリングとなる。

一方、図４（Ａ）に示すように、真のピーク位置よりも後方に相関器の測定相関ピークが現れる場合、測定された相関値０．５以上となるタイミング位置からピーク相関値１が得られるタイミング位置までのサンプリング数s_ｔa、および、測定されたピーク相関値１となるタイミング位置から相関値０．９が得られるタイミング位置までのサンプリング数s_ｔbは、それぞれ基準相関特性におけるサンプリング数s_ｒａ、および、サンプリング数s_ｒｂよりも多くなる傾向がある。また、図４（Ｂ）に示すように、真のピーク位置よりも前方に相関器の測定相関ピークが現れる場合、測定された相関値０．５以上となるタイミング位置からピーク相関値１が得られるタイミング位置までのサンプリング数s_ｔa、および、測定されたピーク相関値１となるタイミング位置から相関値０．９が得られるタイミング位置までのサンプリング数s_ｔbは、それぞれ基準相関特性におけるサンプリング数s_ｒａ、および、サンプリング数s_ｒｂよりも少なくなる傾向がある。本実施形態では、この傾向を活用することによって、サンプリング位置オフセット量の一次推定と補正を行っている。

(一次推定と補正)
次に、シンボルタイミング生成器における一次推定と補正の方法について説明する。図５Ａ、図５Ｂは、本発明に係るシンボルタイミング生成器における一次推定と補正のフローの一例を示す図である。また、図６は、測定相関特性と基準相関特性との関係を説明するための図であり、図７は、測定相関特性と基準相関特性との他の関係を説明するための図である。以下、図１Ａも参照しながら説明する。

まず、相関器２１はｋ倍（１２８倍）オーバーサンプリングされた受信信号の相関関数の特性の測定を行う（ステップＳ１１）。相関器２１からの受信信号の相関計測値Ｃ_ａｄ(t)が出力され、相関ピーク波形探索部２２で相関ピーク値が探索される。測定相関ピーク正規化応答信号記憶部３１では、相関関数の正規化が行われるとともに（ステップＳ１２）、測定されたピーク時の相関関数データが記憶される。

ｎ番目のブロックで測定されたピーク時の相関関数データは、ベクトル表示でＳ_ｔ(n)＝[Ｓ_ｔ(0), …,Ｓ_ｔ(s_ｔａ+s_ｔｂ),…,Ｓ_ｔ(s_ｔａ+s_ｔｂ+mg)]であり、最大値を１として正規化し、測定相関ピーク特性データ平均化部３２で、ｎ番目からｎ＋ｍ番目までのブロックによる相関値データが平均化される（ステップＳ１３）。ここで、s_ｔaは、先述したように、測定された相関値０．５以上となるタイミング位置からピーク相関値１が得られるタイミング位置までのサンプリング数で、s_ｔｂはピーク相関値１となるタイミング位置から相関値０．９以下になるタイミング位置までのサンプリング数である。また、mgはマージンサンプリング数である。なお、測定相関ピーク正規化応答信号記憶部３１が記憶する相関関数データとして、受信信号の全ての相関関数データを記憶した場合、必要となるメモリ容量が大きくなるため、ピーク相関値１の前後の（s_ｔａ+s_ｔｂ+mg）個のデータを記憶している。

また、測定相関ピーク特性データ平均化部３２では、ｎ番目からｎ+ｍ番目までのブロックによる相関値データを平均化しているが、これは、１つのブロックの相関値データからサンプリング位置のオフセット量を求めるよりも、複数のブロックのデータからサンプリング位置のオフセット量を求める方が、各ブロックのデータごとのノイズ等によるばらつきの影響を受けにくくなるためである。

なお、上記処理に代えてｎ番目のブロックからｎ+ｍ番目のブロックに亘って測定されたピーク時の相関関数データを加算し、得られた合計データから相関値０．５と０．９のサンプリング位置からサンプリング数を算出する方法を採用してもよい。

ｎ番目のブロックからｎ+ｍ番目のブロックまで平均化された、もしくは加算されたピーク時の相関関数データは、ベクトル表示でＳ_ｔ ^－(n)＝[Ｓ_ｔ ^－(0), …,Ｓ_ｔ ^－(s_ｔａ+s_ｔｂ),…,Ｓ_ｔ ^－(s_ｔａ+s_ｔｂ+mg)]であり、相関ピーク特性データ比較部３４は、測定した相関関数データに基づく０．５以上となるタイミング位置からピーク相関値１となるタイミング位置までのサンプリング数s_ｔａ ^－と、基準相関ピークデータ保持部３３に予め記憶されている基準値のサンプリング数s_ｒａを比較する（ステップＳ１４）。なお、本明細書において、右上付きのバー（－）を有する記号は、平均値を表すものとする。例えば、Ｓt^－(n)は、Ｓt(n)の平均値を表す。また、図面において、平均値は上付きのバー（－）を有する記号を用いている。なお、以降の説明においては、測定値によるサンプリング数は平均値であるとして説明する。なお、相関ピーク特性データ比較部３４は、本発明の比較部に相当する。

基準相関ピークデータ保持部３３には、基準相関特性として、相関値０．５以上となるタイミング位置からピーク相関値１が得られるタイミング位置までのサンプリング数s_ｒａ、ピーク相関値１となるタイミング位置から相関値０．９以下となるタイミング位置までのサンプリング数s_ｒｂ、および、後述する相関値０．９以上となるタイミング位置からピーク相関値１となるタイミング位置までのサンプリング数s_ｒｃが、予め記憶、保持されている。基準相関ピークデータ保持部３３は、本発明の記憶部に相当する。また、サンプリング数s_ｒａ、サンプリング数s_ｒｂ、および、サンプリング数s_ｒｃは、本発明の基準サンプリング数に相当する。

まず、測定値によるサンプリング数s_ｔａ ^－と、基準値のサンプリング数s_ｒａを比較し(ステップＳ１５)、測定値のサンプリング数s_ｔａ ^－が基準値のサンプリング数s_ｒａより少なく、両者の差se（＝s_ｔａ ^－－s_ｒａ）がマイナスの値を示した場合(ステップＳ１５で「ＹＥＳ」の場合)、図６（Ａ）または図６（Ｄ）に示すように、真の送信シンボルタイミング位置より前方に測定ピーク位置が検出されたと判断し、真の相関ピークのポジションは後方にあると判断する(ステップＳ１６)。また、ステップＳ１５で「ＮＯ」の場合、ステップＳ１９に移り、測定値のサンプリング数s_ｔａ ^－が基準値のサンプリング数s_ｒａより多く、差seがプラスの値を示した場合(ステップＳ１９で「ＹＥＳ」の場合)、図６（Ｂ）または図６（Ｃ）に示すように、後方に測定ピーク位置が検出されたと判断し、真の相関ピークのポジションは前方にあると判断する(ステップＳ２０)。

相関ピーク特性データ比較部３４は、測定値のサンプリング数s_ｔａ ^－と基準値のサンプリング数s_ｒａの差seに「－１」を乗算した値を補正値efとして出力する。例えば、図６（Ａ）に示すように、差se＜０の場合、誤差量は－seとなり、真のピーク位置は、測定相関特性のピーク位置よりも差seに「－１」を乗算した値efだけ移動させた位置近傍にあると推定できる。同様に、図６（Ｂ）に示すように、se＞０の場合、誤差量は＋seとなり、真のピーク位置は測定相関特性のピーク位置よりも差seに「－１」を乗算した値efだけ移動させた位置近傍にあると推定できる。

次に、相関ピーク特性データ比較部３４は、平均化した相関値データにおいてピーク相関値１となるタイミング位置から相関値０．９以下となるタイミング位置までのサンプリング数s_ｔｂ ^－と、基準値のサンプリング数s_ｒｂとを比較し、その差erを算出する。

一次サンプリング位置補正量算出部３５は、一次補正量ecとして、差se＜０の場合は、式（５）に示す値を出力し、差se＞０の場合は、式（６）に示す値を出力する。

式（５）、式(６)に示すように、差erは符号によらず、se＜０の場合は、補正量としてerの絶対値をプラスし、se＞０の場合は、補正量としてerの絶対値をマイナスしている。式（５）、式(６)において、k1およびk2は補正係数であり、k1＝２．２、k2＝１．０程度を用いる。なお、係数k1およびk2の値は、実機による試験で決定することができる。また、一次補正量ecが実数の場合は、四捨五入を行って整数値に変更する。

よって、測定した相関のピーク位置が真のシンボルタイミング位置より前方、すなわち、真のポジションが後方と判断された場合（ステップＳ１６）、式（５）に基づく一次補正量ecを求め（ステップＳ１７）、平均化された相関ピークのサンプリング位置Ｐt(t₀)から、＋ecに相当するサンプリング数だけタイミング位置を補正すれば良い。これにより、一次推定のシンボルタイミング点はＰt(t₀＋ec)として決定される(ステップＳ１８)。また、測定ピーク点が真のシンボルタイミング位置より後方、すなわち、真のポジションが後方と判断された場合（ステップＳ２０）、式（６）に基づく一次補正量ecを求め（ステップＳ２１）、平均化された相関ピークのサンプリング位置Ｐt(t₀)から、＋ecに相当するサンプリング数だけタイミング位置（マイナス値）を補正すれば良い。これにより、一次推定のシンボルタイミング位置はＰt(t₀＋ec)として決定される(ステップＳ２２)。

なお、サンプリング数s_ｒａとサンプリング数s_ｔａ ^－とに差がなく補正値efが０の場合は、基準相関特性における相関器の応答特性が相関値０．９以上となるタイミング位置からピーク相関値１となるタイミング位置までのサンプリング数s_ｒｃ（１２８倍オーバーサンプリング相当で１３サンプリング）と、測定相関ピークデータＳt^－の相関値が０．９以上となるタイミング位置からピーク相関値１となるタイミング位置までのサンプリング数s_ｔｃ ^－とを比較する（ステップＳ２３）。

測定値によるサンプリング数s_ｔｃ ^－と、基準値のサンプリング数s_ｒｃを比較し、測定値によるサンプリング数s_ｔｃ ^－が基準値のサンプリング数s_ｒｃより少なく、差sｇがマイナスの値を示した場合（ステップＳ２３で「ＹＥＳ」の場合）、図７（Ａ）に示すように、真の送信シンボルタイミング位置より前方に測定ピーク位置が検出されたと判断し、真の相関ピークのポジションは後方にあると判断する（ステップＳ２４）。

また、ステップＳ２３で「ＮＯ」の場合はステップＳ２７に移り、測定値のサンプリング数s_ｔｃ ^－が基準値のサンプリング数s_ｒｃより多く、差sｇがプラスの値を示した場合（ステップＳ２７で「ＹＥＳ」の場合）、図７（Ｂ）に示すように、真の送信シンボルタイミング位置より後方に測定ピーク位置が検出されたと判断し、真の相関ピークのポジションは前方にあると判断する(ステップＳ２８)。

真のポジションが後方にあると判断した場合（ステップＳ２４）、補正値ef＝０とし、平均化した相関値データにおいてピーク相関値１となるタイミング位置から相関値０．９以下となるタイミング位置までのサンプリング数s_ｔｂ ^－と基準値のサンプリング数s_ｒｂとの差erの値を用いて、一次補正量ecを式（５）より算出する（ステップＳ２５）。この場合、補正値ef＝０であるから、一次補正量ecは＋k2erとなる。これにより、一次推定のシンボルタイミング位置はＰt(t0＋ec)として決定される(ステップＳ２６)。また、真のポジションが前方にあると判断した場合（ステップＳ２８）、補正値ef＝０とし、一次補正量ecを式（６）より算出する（ステップＳ２９）。この場合、一次補正量ecは－k2erとなる。これにより、一次推定のシンボルタイミング位置はＰt(t0＋ec)として決定される(ステップＳ３０)。

上記のように、図１Ａに示す一次サンプリング位置補正量算出部３５から算出された一次補正量ecは、サンプリング位置補正部３６で、後述する二次推定に基づく二次補正量tc(n)と合算されて、シンボルタイミング位置の補正値制御部２４に出力される。なお、一次サンプリング位置補正量算出部３５は、本発明の第１の算出部に相当する。また、サンプリング数s_ｔａ ^－、サンプリング数s_ｔｂ ^－、および、サンプリング数s_ｔｃ ^－が、本発明の測定サンプリング数に相当する。

図５Ｂに戻り、補正値efが０かつ差erが０の場合（ステップＳ２７で「ＮＯ」の場合）、一次補正量ecは０となり、一次補正は行わない(ステップＳ３１)。この場合、真のシンボルタイミング位置の方向が推定できていないため、乱数により「１」または「０」を発生させ（ステップＳ３２）、乱数発生値ｒ_ｎが「１」かどうかを判断し（ステップＳ３３）、「１」であれば、真のピーク位置が後方にあると仮定し(ステップＳ３４)、「０」であれば、前方に真のピーク位置が存在すると仮定し（ステップＳ３６）、以降の二次推定の処理を行う。なお、ステップＳ３５、ステップＳ３７では、一次推定のシンボルタイミング位置はＰt(t₀＋ec)として決定されるが、一次補正量ecは０であるため、一次補正は実質的に行われない。

図８は、複数（２０パターン）の異なる伝送路において、１６タップの自己相関器を用いたときに、一次補正の前後におけるシンボルタイミングの真のポジションに対する誤差の度数分布についてシミュレーションを行った結果を示している。図８の上側に示す三角形のマークは、上記の一次補正を行わない場合の結果を示しており、図８の下側に示すひし形のマークは、上記の一次補正を行った場合を示している。また、横軸の０の位置が真の送信タイミング位置を示している。一次補正を行わない場合、真のタイミング位置の前後にシンボルタイミングの位置が広がっているが、一次補正を行た場合は、真の送信タイミング位置に対して、前後でオーバーサンプリング数の単位でサンプル数４以内にシンボルタイミングの位置が収まっていることが分かる。

図９は、ＳＮＲに対するＢＥＲ特性を示す図である。図９において、例えば、タイミングエラー＝１／６４のグラフは、本実施形態では受信信号に対して１２８倍のオーバーサンプリングで行っているため、サンプリング数で２サンプルの誤差がある場合を示している。タイミングエラーが０の場合は、ＳＮＲが大きくなるにしたがって、ＢＥＲは小さくなる傾向を示すが、例えば、タイミングエラーが１／３２の場合で、シンボルタイミングが４サンプルの誤差を有する場合は、ＳＮＲが大きくなった場合でも、ＢＥＲは大きくは下がらないことが分かる。これは、後述する等化器１８の出力と判定器１９の出力との二乗誤差が大きくなることに起因している。そして、図８から、一次補正によって、シンボルタイミングが真のポジションに対して４サンプル以内に収まるものの、所望のＳＮＲを維持するためには、さらに、補正を行うことが望ましい。

（二次推定と補正）
一次補正量ecが得られると、次に二次推定と補正の処理を行う。図１Ａ、図１Ｂを参照し、一次サンプリング位置補正量算出部３５から一次補正量ecが算出されると、シンボルタイミング位置の補正値制御部２４は、一次補正量ecに基づいて、シンボルタイミング位置を補正し、サンプリング位置Ｐt(t₀＋ec)を出力する。シンボルタイミング生成部２５では、補正されたシンボルタイミングでシンボルタイミング信号を生成する。そして、シンボルデータ生成部１６では、生成されたシンボルタイミング信号に基づいてインタポレーションされた受信データri(t)を打ち抜き、シンボルレートに対応したシンボルデータが抽出される。

広帯域ディジタル電力線搬送用のブロック伝送データでは、ディジタル信号は、例えば、６４ＱＡＭによって送信される。出力されたシンボルデータは周波数オフセットが存在するので、周波数オフセット推定・補正部１７で周波数オフセットが補正され、周波数オフセットが補正された信号rs（ｔ）が等化器１８に出力される。等化器１８はシンボルデータから遅延波の要素が除去され、送信されたシンボルデータを推定した等化器出力信号y(t)が出力される。等化器１８からの等化器出力信号y(t)は、判定器１９に入力される。判定器１９は、入力信号の複素平面における領域判定を行って判定結果を判定信号d(t)として出力する。判定器１９から判定信号d(t)は、デマッピング部２０でデマッピングされ、データ信号rd(t)が、図示しないデコーダ部に出力されて復号処理が行われる。

次に、シンボルタイミング生成器における二次推定と補正の方法について説明する。図１０Ａ、図１０Ｂは、本発明に係るシンボルタイミング生成器における二次推定と補正のフローの一例を示す図である。本実施形態では、受信機に実装している等化器１８の等化器出力信号y(t)と、判定器１９で判定された判定信号d(t)との誤差量を二乗したデータを、１ブロックのデータシンボル数Ｎ_ｄで平均化したデータを用いてシンボルタイミングの二次推定と補正を行っている。

まず、ステップＳ５１の二次補正の開始にあたって、誤差量算出部４１で、等化器１８の等化器出力信号y(t)と判定器１９からの判定信号d(t)との誤差er(t)が算出される。誤差er(t)は二乗誤差算出部４２で二乗され、パワー値としての次元を有する二乗誤差量er_ａ(t)が、二乗誤差算出部４２から出力される。

二乗誤差量er_ａ(t)は１シンボルごとに出力されるので、１ブロックシンボル平均化部４３は、式（７）に示すように、１ブロックのデータシンボルとなるＮ_ｄシンボル（９６０シンボル）で平均化を行う(ステップＳ５２)。平均化データは、二乗誤差量平均値er_ａ ^－(n)として出力される。

二次補正では、一次推定の結果として得られた、真のサンプリング位置に対する測定相関特性のピーク位置が前方あるいは後方にあるかという情報に基づいて、一次補正量ecを補正する。具体的には、二次補正では、初めに一次推定した一次補正量ecに対して、二次補正量tc(n)のサンプリング量の補正を行う。二次補正では、基本となるサンプリング数の補正量が予め設定されており、補正量tsとしている。本実施形態では、例えば、補正量ts＝２(サンプリング数)とする。

二次補正では、最初に、一次補正量ecが０より大きいかどうかを判別し(ステップＳ５３)、一次補正量ecが０より大きい場合は（ステップＳ５３で「ＹＥＳ」の場合は）、二次補正量tc(n)として補正量ts（＝２）が設定される(ステップＳ５７)。なお、一次補正量ecは整数値であるため、一次補正量ecが０より大きい場合は１以上の値をとる。また、ステップＳ５３で、一次補正量ecが０より大きくない場合は、ステップＳ５４に移り、一次補正量ecが０に等しいかどうか判別される。一次補正量ecが０でない場合は、ステップＳ５６に移り、補正量tsに（－１）を掛けられ（ステップＳ５６）、二次補正量tc(n)として負の補正量ts（＝－２）が設定される(ステップＳ５７)。また、ステップＳ５４において、一次補正量ecが０の場合は、乱数発生値ｒ_ｎが０であるかどうかを判別し（ステップＳ５５）、乱数発生値ｒ_ｎ=０の場合は、二次補正量tc(n)としての補正量tsを加算(＋ts)し、rn=１の場合は二次補正量tc(n)としての補正量tsを減算(－ts)している。

サンプリング位置補正部３６では、一次サンプリング位置補正量算出部３５からの一次補正量ecと二次サンプリング位置補正量算出部４６からの二次補正値tc(n)を合算し、二次補正された補正量ec＋tc(n)をシンボルタイミング位置の補正値制御部２４へ出力する（ステップＳ５８）。なお、二次サンプリング位置補正量算出部４６は、本発明の第２の算出部に相当する。

このように、二次補正では、まず、一次推定において、一次補正量ecが１以上の場合は、真のサンプル位置が測定した相関ピーク位置より後方にあると判断されるため、一次補正量ecに二次補正量tc(n)としての補正量tsを加算(＋ts)している。一方、一次補正量ecが０未満の場合は真のサンプル位置が測定した相関ピーク位置より前方にあると判断されるため、一次補正量ecに二次補正量tc(n)として補正量tsを減算(－ts)している。

シンボルタイミング位置の補正値制御部２４は、二次補正された補正量ec＋tc(n)に基づいて、シンボルタイミング位置を補正する。この二次補正によって、シンボルタイミング点は、Ｐt｛t₀＋ec＋tc(n)｝となる。

次いで、最初の二次補正を行った補正後の二乗誤差量平均値er_ａ ^－(n)を求め（ステップＳ５９）、最初の二次補正後の二乗誤差量平均値er_ａ ^－(n)と、二次補正前（１ブロック前）の二乗誤差量平均値er_ａ ^－(n-1)とを比較する。１ブロック前シンボル平均値保持部４４は、１ブロック前の二乗誤差量平均値er_ａ ^－(n-1)を記録しており、１ブロック前の二乗誤差量平均値er_ａ ^－(n-1)と現在のブロックで得られた二乗誤差量平均値er_ａ ^－(n)とが、平均値比較部４５で比較される。平均値比較部４５からは比較値er_ｃ(n)が出力される。

次に、二次サンプリング位置補正量算出部４６は、ステップＳ６０に示すように、１ブロック前の二乗誤差量平均値er_ａ ^－(n-1)と現在のブロックで得られた二乗誤差量平均値er_ａ ^－(n)との差の絶対値｜er_c(n)｜を算出する。そして、絶対値｜er_c(n)｜が二乗誤差量の増減有無を判断する閾値Ｃ_ｔｈより小さい場合（ステップＳ６０で「ＹＥＳ」の場合）、二乗誤差量に変動が生じていないと判断し、今回の二次補正量tc(n)を前回の二次補正量tc(n-1)から補正量ts／２減算した値とする（ステップＳ６１）。これにより、比較値erｃ(n)の絶対値|erc(n)|が閾値Ｃ_ｔｈ以上より小さい場合は、補正量tsの半分だけ(１サンプリング)、サンプリング位置が補正前のサンプリング位置の方向に来る値としている。そして、補正量tc(n)＋ecを新たに修正し（ステップＳ６２）、補正処理を終了する(ステップＳ６３)。

ステップＳ６０で、１ブロック前の二乗誤差量平均値er_ａ ^－(n-1)と現在のブロックで得られた二乗誤差量平均値er_ａ ^－(n)との差の絶対値｜er_c(n)｜が、閾値Ｃ_ｔｈ以上の差がある場合（「ＮＯ」の場合）、ステップＳ６４に移り、現在のブロックで得られた二乗誤差量平均値er_ａ ^－(n)の大きさと１ブロック前の二乗誤差量平均値er_ａ ^－(n-1)とを比較する（ステップＳ６４）。そして、現在のブロックで得られた二乗誤差量平均値er_ａ ^－(n)の方が大きい場合（「ＹＥＳ」の場合）、補正量tsの符号を反転させ（ステップＳ６５）、今回の二次補正量tc(n)を前回の二次補正量tc(n-1)から例えば補正量２tsを加算した値とする（ステップＳ６６）。そして、補正量tc(n)＋ecを新たに修正し（ステップＳ６７）、修正後の二乗誤差量平均値er_ａ ^－(n)を求める（ステップＳ６８）。

これにより、１回目（初期）の二次補正で行ったシンボルタイミング位置の補正によって、二乗誤差量平均値er_ａ ^－(n)が増大した場合は、２回目の二次補正では、１回目の二次補正で行ったシンボルタイミング位置の補正とは反対方向の位置に、シンボルタイミング位置を移動させる処理を行うことになる。

次に、補正量２tsに基づいて補正された、現在のブロックで得られた二乗誤差量平均値er_ａ ^－(n)と２ブロック前の二乗誤差量平均値er_ａ ^－(n-2)との差の絶対値｜er_c(n)｜を所定の閾値Ｃ_ｔｈと比較する（ステップＳ６９）。そして、その差が所定の閾値Ｃ_ｔｈより小さい場合（「ＹＥＳ」の場合）、今回の二次補正量tc(n)を前回の二次補正量tc(n-1)から例えば補正量ts／２減算した値とする（ステップＳ７０）。これにより、２回の二次補正によって最初の二乗誤差量平均値er_ａ ^－(n-2)との差が小さくなった場合は、補正量tsの半分だけ（１サンプリング）、２回目の二次補正のサンプリング位置の補正とはサンプリング位置の補正が反対方向になるように補正している。そして、補正量tc(n)＋ecを新たに修正し（ステップＳ７１）、補正処理を終了する（ステップＳ７２）。

ステップＳ６９で、現在のブロックで得られた二乗誤差量平均値er_ａ ^－(n)と２ブロック前の二乗誤差量平均値er_ａ ^－(n-2)との差の絶対値｜er_c(n)｜が所定の閾値Ｃ_ｔｈ以上の場合（「ＮＯ」の場合）、現在のブロックで得られた二乗誤差量平均値er_ａ ^－(n)の大きさと２ブロック前の二乗誤差量平均値er_ａ ^－(n-2)とを比較する（ステップＳ７３）。そして、現在のブロックで得られた二乗誤差量平均値er_ａ ^－(n)の方が大きい場合（「ＹＥＳ」の場合）、二次補正量tc(n)を０とし（ステップＳ７４）、補正量tc(n)＋ecを新たに修正し（ステップＳ７５）、補正処理を終了する（ステップＳ７６）。これにより、実質的に、一次推定により求めた一次補正量ecのみによって、サンプリング位置の補正が行われる。

ステップＳ６４で、現在のブロックで得られた二乗誤差量平均値er_ａ ^－(n)の大きさが１ブロック前の二乗誤差量平均値er_ａ ^－(n-1)より大きくない場合（「ＮＯ」の場合）、および、ステップＳ７３で、現在のブロックで得られた二乗誤差量平均値er_ａ ^－(n)の大きさが２ブロック前の二乗誤差量平均値er_ａ ^－(n-2)より大きくない場合、図１０Ｂに示すステップＳ７７に移る。ステップＳ７７では、今回の二次補正量tc(n)を前回の二次補正量tc(n-1)から例えば補正量tsを加算した値とする。そして、補正量tc(n)＋ecを新たに修正し（ステップＳ７８）、修正後の二乗誤差量平均値er_ａ ^－(n)を求める（ステップＳ７９）。

次に、１ブロック前の二乗誤差量平均値er_ａ ^－(n-1)と現在のブロックで得られた二乗誤差量平均値er_ａ ^－(n)との差の絶対値｜er_c(n)｜が所定の閾値Ｃ_ｔｈより小さいかどうかを判別し（ステップＳ８０）、小さい場合（「ＹＥＳ」の場合）は、今回の二次補正量tc(n)を前回の二次補正量tc(n-1)から例えば補正量ts／２減算した値とする（ステップＳ８１）。これにより、補正量tsの補正後の比較値er_ｃ(n)の絶対値｜er_c(n)｜が閾値Ｃ_ｔｈ以上より小さい場合は、補正量tsの半分だけ（１サンプリング）、サンプリング位置が補正前のサンプリング位置の方向に来るように補正している。そして、補正量tc(n)＋ecを新たに修正し（ステップＳ８２）、補正処理を終了する（ステップＳ８３）。

ステップＳ８０で、１ブロック前の二乗誤差量平均値er_ａ ^－(n-1)と現在のブロックで得られた二乗誤差量平均値er_ａ ^－(n)との差の絶対値｜er_c(n)｜が所定の閾値Ｃ_ｔｈより小さくない場合（「ＮＯ」の場合）、１ブロック前の二乗誤差量平均値er_ａ ^－(n-1)と現在のブロックで得られた二乗誤差量平均値er_ａ ^－(n)との大きさを比較する（ステップＳ８４）。そして、現在のブロックで得られた二乗誤差量平均値er_ａ ^－(n)の方が大きい場合（「ＹＥＳ」の場合）、今回の二次補正量tc(n)を前回の二次補正量tc(n-1)と同じにする（ステップＳ８５）。その後、補正量tc(n)＋ecを修正し（ステップＳ８６）、補正処理を終了する（ステップＳ８７）。また、ステップＳ８４で、１ブロック前の二乗誤差量平均値er_ａ ^－(n-1)が大きい場合（「ＮＯ」の場合）、ステップＳ７７に戻り、以降の処理を繰り返す。

１１…復調器、１２…１/ｄデシメーション部、１３…ナイキストフィルタ（ロールオフフィルタ）部、１４…エコーキャンセル部、１５…ｋ倍インタポレーション部、１６…シンボルデータ生成部、１７…周波数オフセット推定・補正部、１８…等化器、１９…判定器、２０…デマッピング部、２１…相関器、２２…相関ピーク波形探索部、２３…相関ピーク位置算出部、２４…シンボルタイミング位置の補正値制御部、２５…シンボルタイミング生成部、３１…測定相関ピーク正規化応答信号記憶部、３２…測定相関ピーク特性データ平均化部、３３…基準相関ピークデータ保持部、３４…相関ピーク特性データ比較部、３５…一次サンプリング位置補正量算出部、３６…サンプリング位置補正部、４１…誤差量算出部、４２…二乗誤差算出部、４３…１ブロックシンボル平均化部、４４…１ブロック前シンボル平均値保持部、４５…平均値比較部、４６…二次サンプリング位置補正量算出部。

Claims (4)

1. 既知のシンボルからなるトレーニングシーケンスを含む受信信号の、シンボルタイミングを生成するシンボルタイミング生成器であって、
   前記受信信号をオーバーサンプリングするインタポレーション部と、
   前記受信信号の前記トレーニングシーケンスに基づく相関ピークを求める相関器と、
   該相関ピークを基に、前記受信信号のシンボルタイミングを生成するシンボルタイミング生成部と、
   前記シンボルタイミングの位置を補正する一次推定・補正部を備え、
   該一次推定・補正部は、基準となる相関値データを正規化した相関値データについて、相関値がピーク値となるタイミング位置から相関値が所定の値となるタイミング位置までの基準サンプリング数を予め記憶する記憶部と、
   前記相関器によって測定した相関値データを正規化した相関値データについて、相関値がピーク値となるタイミング位置から相関値が前記所定の値となるタイミング位置までの測定サンプリング数を求め、前記基準サンプリング数と前記測定サンプリング数を比較する比較部と、
   該比較部の結果に基づいて、前記シンボルタイミングの位置を補正するための一次補正量を算出する第１の算出部を備え、
   前記基準サンプリング数と前記測定サンプリング数は、それぞれ、相関値が第１の所定の値となるタイミング位置から相関値がピーク値となるタイミング位置までのサンプリング数と、相関値がピーク値となるタイミング位置から相関値が第２の所定の値となるタイミング位置までのサンプリング数の、２つのサンプリング数を含むことを特徴とする、
   シンボルタイミング生成器。
2. 前記相関器は、自己相関器あるいは相互相関器であることを特徴とする、
   請求項１に記載のシンボルタイミング生成器。
3. 前記シンボルタイミングの位置を補正する二次推定・補正部をさらに備え、
   該二次推定・補正部は、前記受信信号の遅延波を除去するための等化器と、該等化器からの出力信号の領域判定を行う判定器と、前記一次補正量の正負に基づいて前記シンボルタイミングの位置を補正するための二次補正量を算出する第２の算出部を有し、
   該第２の算出部は、前記等化器からの出力信号と前記判定器からの出力信号との誤差の増減に応じて、前記二次補正量を修正することを特徴とする、
   請求項１または２に記載のシンボルタイミング生成器。
4. 請求項１～３のいずれか１に記載のシンボルタイミング生成器を有する受信機。

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