JP4516389B2 - 波長多重伝送システム - Google Patents

Description

この発明は光伝送技術における波長多重伝送システムに関し、特に時間的に変動する伝送路の波長分散の監視およびそれに基づく分散補償を行う波長多重伝送システムに関するものである。

近年の情報通信技術の急速な発展に伴い、同一の光ファイバ内を異なる波長をもつ複数の光信号で多重化して伝送量を増大させる波長多重伝送（ＷＤＭ：Wavelength Division Multiplexing）システムが実現されている。

波長多重伝送システムでは、主としてＣバンドと呼ばれる１５５０ｎｍ帯の波長をもつ光信号が用いられる。石英ガラス系光ファイバにおいて１５５０ｎｍ帯での光損失が最小であること、および１５５０ｎｍ帯の光信号を光直接増幅できることから、複雑かつ高価な中継器を用いずに長距離伝送を実現できるためである。

一方、波長多重伝送システムの伝送路に用いられる光ファイバには、経済的観点から、膨大に敷設されている既存の光ファイバを流用することが多い。しかし、これら既設の光ファイバの多くは、１３００ｎｍ帯を零分散とするシングルモードファイバ（ＳＭＦ：Single Mode Fiber；以下、ＳＭＦと称す）である。そのため、零分散となる１３００ｎｍ帯から離れた１５５０ｎｍ帯の光信号には１６ｐｓ／ｋｍ／ｎｍもの大きな波長分散が生じる。

ところで、デジタル変調された光信号の時間波形はパルス状であるため、光信号のスペクトルは広がりをもつ。すなわち、光信号は、複数の波長成分を含むことになる。

さらに、伝送速度、いわゆるビットレートを増大させると光信号のパルス幅が狭くなるため、光信号のスペクトルはさらに広がり、光信号に含まれる波長成分の帯域幅は拡大する。よって、光信号に含まれる波長成分間の伝搬時間差がさらに拡大し、光信号の時間波形はより大きなひずみを生じるため、長距離伝送の制約となる。

そこで、伝送誤り率を規定値以下に維持できる波長分散として定義される許容分散値を用いて、ビットレート毎に伝送路を評価する必要がある。例えば、４０Ｇｂｉｔ／ｓの許容分散値は、約５０ｐｓ／ｎｍであり、上述のＳＭＦからなる伝送路において１５５０ｎｍ帯の光信号を用いると伝送可能距離は約３ｋｍとなる。また、８０Ｇｂｉｔ／ｓの許容分散値は、約１２ｐｓ／ｎｍであり、同様に伝送可能距離は約７５０ｍとなる。つまり、伝搬過程で光信号に蓄積された波長分散を解消しなければ、実用的な伝送距離を実現できない。

そのため、伝送路の波長分散と反対の符号の波長分散を有する分散補償ファイバ（ＤＣＦ：Dispersion Compensation Fiber；以下、ＤＣＦと称す）を伝送路に挿入し、光信号に生じた波長分散を相殺する分散補償器が実現されている。ただし、このようなＤＣＦを用いた分散補償器では、光信号に与える波長分散は固定的となる。

しかし、ＳＭＦからなる伝送路には、温度変化に起因する波長分散の変動が生じる。その波長分散の変動量は、零分散波長の温度依存性×温度変化×分散スロープ×伝送距離として概算できる。一例として、伝送距離が１００ｋｍで、年間の温度変化が４０℃とすると、波長分散の変動は、０．０３ｎｍ／℃×４０℃×０．０７ｐｓ／ｎｍ^２／ｋｍ×１００ｋｍ＝８．４ｐｓ／ｎｍとなる。

このように、伝送路の温度変化に起因する波長分散の変動は、８０Ｇｂｉｔ／ｓの許容分散値である１２ｐｓ／ｎｍと比較しても無視できないほど大きい。

したがって、ビットレートの高い光伝送システムでは、伝送路の波長分散をリアルタイムに監視して、それに応じた分散補償が必要となる。

特許文献１には、周期的なフレーム構造を有するデータ信号を送信する波長多重伝送システムにおいて、データ信号のフレーム位相を同期させて送信し、受信側で受信した所定の光信号から検出したフレーム位相差、つまり所定の波長をもつ光信号間の相対的な遅延時間を検出して、その遅延時間から伝送路の波長分散を算出し、分散補償を行う技術が示されている。

特許文献２には、クロック成分を含まない光信号を送受信する伝送システムにおいて、受信側で受信した光信号の中からビットレートに対応する波長成分の強度が極小となるように分散補償を行う技術が示されている。

特許文献３には、受信側で受信した光信号の特定波長成分の強度が最大となる波長分散値と、光信号の時間波形が最良となる波長分散値との差に等しい波長分散を有する波長分散付加素子を、送信側または受信側のいずれかに備える伝送システムが示されている。
特開２００３−１３４０４７号公報 特開平１１−６８６５７号公報 特開２００２−７７０５３号公報

しかしながら、上述の特許文献１では、送信側で同期をとった複数の光信号を受信側で受信し、各信号間の相対的な遅延時間を検出する必要があるが、その光信号は１０ＧＢｉｔ／ｓ以上のビットレートを有するため、極めて高速な位相比較器などを使用する必要があり、コスト高となるといった問題があった。さらに、データ信号は、周期的なフレーム構造を有し、かつビットレートが同一でなければならず、適用範囲が限られるといった問題もあった。

また、特許文献２では、波長成分の強度を検出して間接的に波長分散を導出するため、波長成分の強度と波長分散との間の関係が経年的に変化することで、十分な精度が得られなくなるといった問題があった。

また、特許文献３では、上述の特許文献２と同様に、波長分散を波長成分の強度から導出しているため、経年的な変化により十分な精度が得られなくなるといった問題があった。

そこで、この発明は、かかる問題を解決するためになされたものであり、その目的は、コストを抑制しつつ、データ信号の種類にかかわらず波長分散をリアルタイムに精度よく監視できる波長多重伝送システムを提供することである。

この発明によれば、伝送路と、外部から受けたデータ信号とデータ信号の周波数より低い周波数の周期信号からなる互いに同一である２以上の基準信号とを波長多重化された複数の光信号により伝送路を介して送信する送信部と、伝送路から複数の光信号を受けてデータ信号および２以上の基準信号に復調する受信部とを備える波長多重伝送システムである。受信部は、伝送路において生じた２以上の基準信号間の相対的な遅延時間を測定し、その遅延時間に基づいて伝送路の波長分散を算出する波長分散算出手段を含む。

好ましくは、送信部は、外部からの指令に応じてまたは所定の期間毎に２以上の基準信号を構成する周期信号の周波数を複数の周波数に順次切換えて送信し、波長分散算出手段は、各周波数における２以上の基準信号間の位相差を検出し、その検出した複数の位相差に基づいて２以上の基準信号間の相対的な遅延時間を測定する。

好ましくは、送信部は、２以上の基準信号の各々をデータ信号に重畳して送信し、受信部は、伝送路から受けた複数の光信号の中から２以上の基準信号を抽出して復調する。

好ましくは、データ信号における基準信号による変調度は、５％〜１０％である。

好ましくは、波長分散算出手段は、復調した２以上の基準信号を安定化する位相同期回路を含む。

好ましくは、波長分散算出手段は、測定された２以上の基準信号間の相対的な遅延時間を平均化処理して２以上の基準信号間の相対的な遅延時間とする。

好ましくは、受信部は、波長分散算出手段において算出された伝送路の波長分散に応じて複数の光信号に所定の波長分散を与える分散補償手段をさらに含む。

好ましくは、受信部は、分散補償手段において所定の波長分散が与えられていない複数の光信号から２以上の基準信号を復調する。

この発明によれば、データ信号の周波数より低い周波数の周期信号である基準信号を用いて伝送路において生じた相対的な遅延時間を測定するため、データ信号間の遅延時間を検出する場合に比較して低速な位相比較器で済む。よって、コストを抑制した波長多重伝送システムを実現できる。

また、この発明によれば、データ信号とは無関係に基準信号を送信するので、データ信号の構造およびビットレートなどには制約がなく、汎用性が高く適応範囲の広い波長多重伝送システムを実現できる。

この発明の実施の形態について、図面を参照しながら詳細に説明する。なお、図中の同一または相当部分については、同一符号を付してその説明は繰返さない。

［実施の形態１］
図１は、この発明の実施の形態１に従う波長多重伝送システム１の概略構成図である。

図１を参照して、波長多重伝送システム１は、伝送路５０と、送信部８と、受信部９とからなる。

伝送路５０は、１３１０ｎｍを零分散とするＳＭＦからなり、送信部８および受信部９と接続される。

送信部８は、外部から受けた複数のデータ信号１，２，・・・，ｎおよび２つの基準信号を互いに異なる光信号波長を持つ複数の光信号により伝送路５０を介して受信部９へ送信する。送信部８から送信された複数の光信号は、波長多重化されて同一の光ファイバを伝搬する。

受信部９は、伝送路５０から送信された複数の光信号を受けて、複数のデータ信号１，２，・・・，ｎおよび２つの基準信号に復調する。また、受信部９は、復調された２つの基準信号間の相対的な遅延時間を測定し、その遅延時間に基づいて伝送路５０の波長分散を算出する。そして、受信部９は、その算出された伝送路５０の波長分散を相殺するように所定の波長分散を各光信号に与える。

データ信号１，２，・・・，ｎはデジタル信号であり、一定周期毎に「０」または「１」のデータが供給される。このデータが供給される一定周期の逆数がビットレート、すなわちデータ信号の周波数となる。

また、送信部８は、光源２０．１，２０．２，・・・，２０．ｎと、発振器９０と、掛算器１００．１，１００．２と、光変調器３０．１，３０．２，・・・，３０．ｎと、合波器４０とからなる。

光源２０．１，２０．２，・・・，２０．ｎは、レーザ発振器で構成され、互いに異なる光信号波長λ１，λ２，・・・，λｎのレーザ光を発生する。そして、光源２０．１，２０．２，・・・，２０．ｎは、その発生したレーザ光をそれぞれ光変調器３０．１，３０．２，・・・，３０．ｎへ出力する。

発振器９０は、データ信号１，２，・・・，ｎのいずれの周波数よりも低い周波数の正弦波信号を発生し、その正弦波信号からなる同一の基準信号を掛算器１００．１，１００．２へそれぞれ出力する。

掛算器１００．１，１００．２は、発振器９０から受けた基準信号をデータ信号１，ｎにそれぞれ重畳する。そして、掛算器１００．１，１００．２は、その重畳した信号をそれぞれ光変調器３０．１，３０．ｎへ出力する。

光変調器３０．１，３０．２，・・・，３０．ｎは、基準信号が重畳されたデータ信号１、データ信号２，３，・・・，ｎ−１、基準信号が重畳されたデータ信号ｎをそれぞれ受けて、光信号波長λ１，λ２，・・・，λｎのレーザ光を光強度変調して光信号を生成する。そして、光変調器３０．１，３０．２，・・・，３０．ｎは、その生成した各光信号を合波器４０へ出力する。

合波器４０は、光変調器３０．１，３０．２，・・・，３０．ｎから受けた各光信号を合成して伝送路５０へ出力する。

一方、受信部９は、光カプラ１２０．１，１２０．ｎと、分散補償手段７０．１，７０．２，・・・，７０．ｎと、復調部８０．１，８０．２，・・・，８０．ｎと、光電気変換器１４０．１，１４０．ｎと、帯域通過フィルタ（ＢＰＦ：Band Pass Filter）１６０．１，１６０．ｎと、位相比較器１８０と、制御部２００とからなる。

分波器６０は、伝送路５０と接続され、合波器４０から送信される複数の光信号を受ける。そして、分波器６０は、その複数の光信号を波長に応じて各光信号に分離する。すなわち、分波器６０は、その複数の光信号を光信号波長λ１，λ２，・・・，λｎの各光信号に分離して光カプラ１２０．１、分散補償手段７０．２，７０．３，・・・，７０．ｎ−１、光カプラ１２０．ｎへそれぞれ出力する。

光カプラ１２０．１，１２０．ｎは、分波器６０から受けた光信号を２つに分配し、その分配した光信号を分散補償手段７０．１，７０．ｎおよび光電気変換器１４０．１，１４０．ｎへそれぞれ出力する。

分散補償手段７０．１，７０．２，・・・，７０．ｎは、制御部２００から受けた制御指令に応じて、光信号波長λ１，λ２，・・・，λｎの各光信号に所定の波長分散を与える。そして、分散補償手段７０．１，７０．２，・・・，７０．ｎは、所定の波長分散を与えた各光信号を復調部８０．１，８０．２，・・・，８０．ｎへそれぞれ出力する。

なお、分散補償手段７０．１，７０．２，・・・，７０．ｎは、制御指令に応じて波長分散を変化できるものであればよく、一例として、長手方向に屈折率変化が形成されたファイバブラッググレーティングから構成されるものや、表面形状を自在に変更できるミラーとレンズとから構成されるものなどが挙げられる。

復調部８０．１，８０．２，・・・，８０．ｎは、分散補償手段７０．１，７０．２，・・・，７０．ｎから各光信号を受けてデータ信号１，２，・・・，ｎに復調する。

光電気変換器１４０．１，１４０．ｎは、光カプラ１２０．１，１２０．ｎからそれぞれ受けた光信号を電気信号に変換する。そして、光電気変換器１４０．１，１４０．ｎは、その電気信号を帯域通過フィルタ１６０．１，１６０．ｎへ出力する。

帯域通過フィルタ１６０．１，１６０．ｎは、光電気変換器１４０．１，１４０．ｎからそれぞれ受けた電気信号のうち所定周波数以下の成分のみを通過させる。ここで、発振器９０の周波数成分を通過させ、データ信号１，ｎの周波数成分を遮断するように帯域通過フィルタ１６０．１，１６０．ｎを選定する。すると、帯域通過フィルタ１６０．１，１６０．ｎは、それぞれ基準信号を抽出できる。さらに、帯域通過フィルタ１６０．１，１６０．ｎは、その抽出した各基準信号を位相比較器１８０へ出力する。

位相比較器１８０は、帯域通過フィルタ１６０．１，１６０．ｎから受けた２つの基準信号を比較して位相差を検出する。そして、位相比較器１８０は、その検出した位相差を制御部２００へ出力する。

制御部２００は、位相比較器１８０から受けた位相差に基づいて光信号波長λ１，λｎの光信号により伝送された２つの基準信号間の相対的な遅延時間を測定する。さらに、制御部２００は、後述する波長分散算出手段により伝送路５０の波長分散を算出する。

なお、実施の形態１においては、一例として、各データ信号のビットレートは８０Ｇｂｉｔ／ｓ、すなわち各データ信号の周波数は８０ＧＨｚであり、基準信号は９５０ＭＨｚである。また、光信号波長は、１５５０ｎｍを中心として±１５ｎｍの範囲に等間隔で１６波長とする。

（データ信号と基準信号との重畳送信）
図２は、波長多重伝送システム１の送信部８における各部位の時間波形を示した図である。

図２（ａ）は、データ信号１の時間波形を示す。

図２（ｂ）は、発振器９０から出力される基準信号の時間波形を示す。

図２（ｃ）は、掛算器１００．１から出力される基準信号が重畳されたデータ信号１の時間波形を示す。

図２（ａ）を参照して、データ信号１は、ビット周期毎に「０」または「１」が供給される。なお、図２（ａ）では、一例として、ビット周期毎に必ず「０」に戻るＲＺ（Return to Zero）信号を示すが、「１」が連続する場合には「０」に戻らないＮＲＺ（Non Return to Zero）信号を用いてもよい。

図２（ｂ）を参照して、発振器９０から出力される基準信号は、データ信号１の周波数より低い周波数の正弦波信号である。

図２（ｃ）を参照して、掛算器１００．１は、データ信号１と基準信号とを重畳して出力する。したがって、掛算器１００．１の出力信号の包絡線は、発振器９０から出力される基準信号と一致する。

ここで、データ信号により光強度変調されて生成される光信号は、伝送路５０を伝搬する過程で減衰する。そのため、光信号が所定のレベル以上、いわゆるスレッシュホールド以上の強度を維持できる距離が伝送可能距離となる。

したがって、基準信号が重畳されたデータ信号において、基準信号による変調度が大きいと、「１」の信号に割当てられる光強度が低下して伝送誤りが生じやすいため、伝送可能距離が制約される。

一方、基準信号による変調度が小さいと、光信号が伝搬する過程で生じる光損失の時間的変動などにより、復調した包絡線に生じるノイズが大きくなり、基準信号間の相対的な遅延時間の測定誤差が大きくなる。

そこで、データ信号における基準信号による変調度は、５％〜１０％にするのが望ましい。なお、変調度とは、データ信号の最大振幅に対する基準信号の最大振幅である。

上述のような光強度変調を実現する光変調器３０．１，３０．ｎは、一例として、リチウムニオベイトで構成される。

リチウムニオベイトは、印加される電圧、すなわちバイアス電圧と光信号の透過率との間に一定の関係を有する。したがって、バイアス電圧を変化させることで光信号の透過率、つまり光信号の強度を制御できる。

なお、リチウムニオベイトの透過率は、バイアス電圧に対して周期的に変化するため、基準信号が重畳されたデータ信号の最大値を透過率が最大となるバイアス電圧値と対応させることにより、リチウムニオベイトを挿入することによる光損失を最小限にできる。

（波長分散算出手段）
図３は、伝送路５０における光信号の波長分散および遅延時間の関係を示す図である。

図３（ａ）は、波長と波長分散との関係を示す図である。なお、図３（ａ）は、単位距離あたりの波長分散を示す。

図３（ｂ）は、波長と遅延時間との関係を示す図である。

図３（ａ）を参照して、実施の形態１に従う伝送路５０は、１３１０ｎｍにおいて零分散となる。

図３（ｂ）を参照して、波長分散は遅延時間を波長で微分した値であるので、波長の異なる２つの光信号間の相対的な遅延時間は、波長分散を２つの波長間で積分した値となる。なお、絶対的な遅延時間は、伝送路５０の距離に応じて決まる。

図４は、光信号波長λ１，λｎの光信号により伝送された２つの基準信号間の相対的な遅延時間を示す図である。

図４を参照して、光信号波長λ１，λｎの光信号により伝送された２つの基準信号間には、光信号波長λ１，λｎの波長分散に応じた遅延時間Δｔが生じる。

なお、実施の形態１では、基準信号の周波数は９５０ＭＨｚであるので、位相差１°あたり約３ｐｓの遅延時間に相当する。したがって、データ信号の周波数である８０ＧＨｚに比較して１／１０００以下の周波数の基準信号を用いても十分な測定精度が得られる。すなわち、低速な位相比較器による遅延時間の測定が可能である。

次に、光信号波長λ１，λｎの光信号により伝送された基準信号間の相対的な遅延時間を用いて、伝送路５０の波長分散を算出する。

図５は、ＳＭＦにおける波長分散の温度依存関係の一例を示す図である。

図５を参照して、波長分散は、波長分散特性を維持したまま、温度に応じて波長軸上をシフトする。

そこで、光信号波長λ１，λｎを含む伝送路５０の波長分散特性をｆ（λ）＝ａ＋ｂλで示される一次式とすると、ａは温度に依存する変動値、ｂは温度に依存しない固定値となる。ここで、ｂは、波長分散スロープと呼ばれる値である。

光信号波長λ１，λｎの光信号により伝送された基準信号間の相対的な遅延時間Δｔは、波長分散特性ｆ（λ）をλ１からλｎの範囲で積分することにより求められるので、ａをΔｔ，λ１，λｎ，ｂを用いて表すことができる。すると、波長分散特性ｆ（λ）は、以下のようになる。

なお、基準信号を送信する光信号波長は任意に選択すればよいが、高精度に波長分散を算出するためには、波長間隔を広くすることが望ましい。また、基準信号を送信する光信号は２以上であればよく、特に２つの光信号に限られない。

（分散補償手段）
制御部２００は、得られた波長分散特性ｆ（λ）を用いて、光信号波長λ１，λ２，・・・，λｎの各光信号における波長分散を算出する。さらに、制御部２００は、分散補償手段７０．１，７０．２，・・・，７０．ｎに対して、各光信号の波長分散を相殺するように制御指令を出力する。

ここで、分散補償手段７０．１，７０．２，・・・，７０．ｎは、互いに独立して各光信号に所定の波長分散を与える。

図６は、分散補償手段７０．１，７０．２，・・・，７０．ｎにより所定の波長分散を与えられた各光信号の特性を示した図である。

図６（ａ）は、各光信号の波長成分スペクトルを示す図である。

図６（ｂ）は、各光信号の遅延時間を示す図である。

図６（ａ）を参照して、各光信号の時間波形はパルス状であるため、各光信号のスペクトルは広がりをもつ。そのため、各光信号に含まれる波長成分間の相対的な遅延時間が時間波形の歪みを生じる。

図６（ｂ）を参照して、分散補償手段７０．１，７０．２，・・・，７０．ｎは、入力される光信号に含まれる波長成分に対してそれぞれ所定の波長分散を与えて、光信号に含まれる波長成分間の相対的な遅延時間を零にする。

一般的に、データ信号は互いに独立であるので、各光信号間に相対的な遅延時間が生じていても復調時に問題は生じない。

上述のように、実施の形態１における分散補償手段は、算出された伝送路５０の波長分散特性ｆ（λ）に応じて、各光信号にそれぞれ所定の波長分散を与える、いわゆるフィードフォワード型の制御方式を採用する。フィードバック型と比較してシステムの構成がシンプルとなるからである。

そのため、実施の形態１における制御部２００は、分散補償手段７０．１，７０．ｎで所定の波長分散が与えられる前の光信号から復調された２つの基準信号間の相対的な遅延時間を測定する。

このように、分散補償手段において所定の波長分散が与えられていない光信号から２つの基準信号を復調することにより、分散補償手段に影響されず、伝送路５０における波長分散を算出できる。

実施の形態１によれば、データ信号の周波数より低い周波数の周期信号である基準信号を用いて伝送路において生じた相対的な遅延時間を測定するため、データ信号間の遅延時間を検出する場合に比較して低速な位相比較器で済む。よって、コストを抑制した波長多重伝送システムを実現できる。

また、実施の形態１によれば、データ信号とは無関係に基準信号を送信するので、データ信号の構造およびビットレートなどには制約がなく、汎用性が高く適応範囲の広い波長多重伝送システムを実現できる。

さらに、実施の形態１によれば、基準信号をデータ信号に重畳して送信するので、基準信号を単独で送信する場合に比較して光信号を有効に利用することができる。よって、データ伝送量を維持しながら伝送路の波長分散をリアルタイムに監視し、それに応じた分散補償が行える波長多重伝送システムを実現できる。

［実施の形態２］
上述の実施の形態１においては、データ信号と基準信号とを電気的に重畳して、その重畳信号で光強度変調して光信号を生成する場合について説明した。

一方、実施の形態２においては、データ信号と基準信号とを光学的に重畳する場合について説明する。

図７は、この発明の実施の形態２に従う波長多重伝送システム２の概略構成図である。

図７を参照して、波長多重伝送システム２は、伝送路５０と、送信部１０と、受信部９とからなる。

送信部１０は、図１に示す波長多重伝送システム１の送信部８において、掛算器１００．１，１００．２を光変調器２２０．１，２２０．２に変更したものである。

光変調器３０．１，３０．ｎは、データ信号１，ｎをそれぞれ受けて、光信号波長λ１，λｎのレーザ光を光強度変調して光信号を生成し、その生成した光信号を光変調器２２０．１，２２０．２へそれぞれ出力する。

光変調器２２０．１，２２０．２は、光変調器３０．１，３０．ｎからそれぞれ受けた光信号を基準信号でさらに光強度変調して合波器４０へ出力する。

実施の形態２における光変調器３０．１，３０．ｎは、データ信号を受けてデジタル変調すればよいので、２値変調、すなわちレーザ光をスイッチングできればよく、レーザ光の光強度を連続的に変化させる必要はない。

実施の形態２によれば、実施の形態１における効果に加えて、光強度を連続的に変化させることができない光変調器からなる既存の波長多重伝送システムに本発明を適用する場合において、送信部では、基準信号で光強度変調を行う光変調器を挿入するだけでよい。よって、既存の波長多重伝送システムを利用して、伝送路の波長分散をリアルタイムに監視し、それに応じた分散補償が行える波長多重伝送システムを実現できる。

［実施の形態３］
上述の実施の形態１においては、任意に選択した光信号に対して基準信号を重畳する場合について説明した。

一方、実施の形態３においては、すべての光信号に対して基準信号を重畳する場合について説明する。

図８は、この発明の実施の形態３に従う波長多重伝送システム３の概略構成図である。

図８を参照して、波長多重伝送システム３は、伝送路５０と、送信部１２と、受信部１３とからなる。

送信部１２は、図１に示す波長多重伝送システム１の送信部８において、掛算器１００．１，１００．２を光変調器２２０に変更したものである。

光変調器２２０は、合波器４０から受けた合成された複数の光信号をさらに基準信号で光強度変調して伝送路５０へ出力する。

受信部１３は、図１に示す波長多重伝送システム１の受信部９において、光信号波長λ１，λｎの光信号に対するのと同様に、光信号波長λ２，・・・，λｎ−１の各光信号に対する光カプラ１２０．２，・・・，１２０．ｎ−１、光電気変換器１４０．２，・・・，１４０．ｎ−１および帯域通過フィルタ１６０．２，・・・，１６０．ｎ−１を追加したものである。

光カプラ１２０．１，１２０．２，・・・，１２０．ｎは、分波器６０から受けた各光信号を２つに分配し、その分配した光信号を分散補償手段７０．１，７０．２，・・・，７０．ｎおよび光電気変換器１４０．１，１４０．２，・・・，１４０．ｎへそれぞれ出力する。

光電気変換器１４０．１，１４０．２，・・・，１４０．ｎは、光カプラ１２０．１，１２０．２，・・・，１２０．ｎから受けた各光信号を電気信号に変換する。そして、光電気変換器１４０．１，１４０．２，・・・，１４０．ｎは、その各電気信号を帯域通過フィルタ１６０．１，１６０．２，・・・，１６０．ｎへ出力する。

帯域通過フィルタ１６０．１，１６０．２，・・・，１６０．ｎは、光電気変換器１４０．１，１４０．２，・・・，１４０．ｎから受けた各電気信号から基準信号の周波数成分を通過させて、基準信号を抽出する。さらに、帯域通過フィルタ１６０．１，１６０．２，・・・，１６０．ｎは、その抽出した各基準信号を位相比較器１８０へ出力する。

位相比較器１８０は、帯域通過フィルタ１６０．１，１６０．２，・・・，１６０．ｎから受けたｎ個の基準信号を比較して相互間の位相差を検出する。そして、位相比較器１８０は、その検出した基準信号相互間の位相差を制御部２００へ出力する。

制御部２００は、位相比較器１８０から受けた基準信号相互間の位相差と発振器９０の周波数とから各光信号により伝送された基準信号相互間の相対的な遅延時間を測定する。

さらに、制御部２００は、実施の形態１と同様に、任意に選択した２つの基準信号間の相対的な遅延時間から伝送路５０の波長分散を算出できる。

一方、制御部２００は、基準信号相互間の相対的な遅延時間を用いて伝送路５０の波長分散を算出することもできる。

一例として、基準信号の遅延時間をΔｔ（λ）＝ａλ^２＋ｂλ＋ｃ＋ｄλ^−１＋ｅλ^−２という多項式で近似する。測定した基準信号相互間の相対的な遅延時間を用いて、この多項式を最小二乗法などにより最適化し、各定数ａ，ｂ，ｃ，ｄおよびｅを求める。最適化の精度を向上させるためには、すべての測定結果を用いることが望ましい。

さらに、波長分散特性ｆ（λ）は、遅延時間Δｔ（λ）を波長λで微分したものであり、ｆ（λ）＝２ａλ＋ｂ−ｄλ^−２−２ｅλ^−３となるから、この式に求めた各定数を代入することで、波長分散特性ｆ（λ）を得ることができる。

制御部２００は、得られた波長分散特性ｆ（λ）を用いて、実施の形態１と同様に分散補償を行う。

なお、基準信号の遅延時間として近似する多項式は、上述の多項式に限られず、さらに次数の多い多項式を用いてもよい。

実施の形態３によれば、実施の形態１における効果に加えて、１つの光変調器を用いてすべての光信号に対して基準信号を重畳させることができるため、各光信号について光変調器を設ける場合に比較してコストを抑制した波長多重伝送システムを実現できる。

また、実施の形態３によれば、すべての光信号により伝送された基準信号相互間の相対的な遅延時間を測定できるため、それらの測定値を用いて伝送路の波長分散を精度よく算出できる。よって、各光信号に対して高精度で分散補償できるため、伝送誤りがより少ない波長多重伝送システムを実現できる。

［実施の形態４］
上述の実施の形態１においては、固定周波数の基準信号を送信する場合について説明した。

一方、実施の形態４においては、基準信号の周波数を複数の周波数に切換えて送信する場合について説明する。

図９は、異なる周波数の基準信号における位相比較器１８０の動作を示す図である。なお、図９（ａ）および図９（ｂ）における基準信号間の相対的な遅延時間Δｔは同一である。

図９（ａ）は、基準信号の周波数が高い場合を示す。

図９（ｂ）は、基準信号の周波数が低い場合を示す。

図９（ａ）を参照して、光信号波長λ１，λｎの光信号により伝送された基準信号間に相対的な遅延時間Δｔが生じている場合において、位相比較器１８０は、遅延時間Δｔが基準信号の１周期を超えていると、実際より１周期ずれた位相差ω１を検出する。したがって、制御部２００は、遅延時間を正しく測定できない。

そこで、遅延時間Δｔが基準信号の１周期以内に収まるまで基準信号の周波数を低くすると、位相比較器１８０は遅延時間に相当する位相差を検出できるため、制御部２００は遅延時間を正しく測定できる。

図９（ｂ）を参照して、図９（ａ）と同じ遅延時間Δｔが生じている場合において、位相比較器１８０は、遅延時間Δｔに相当する位相差ω２を検出する。

つまり、位相比較器１８０を用いた場合には、基準信号の１周期が測定可能範囲となる。

一方、制御部２００は、基準信号の周波数ｆおよび基準信号間の位相差ωを受けて、Δｔ＝（１／ｆ）×（ω／３６０°）より遅延時間を測定するので、位相比較器１８０が同じ精度で位相差を検出する場合には、周波数の高い基準信号を用いた方が精度よく測定できる。

そこで、制御部２００は、周波数の高い基準信号において検出された位相差ω１が何周期ずれているかを検出して、その検出したずれ周期分をω１に加算することで遅延時間を精度よく測定できる。

よって、実施の形態４においては、送信部は、所定の期間毎に基準信号の周波数を複数に切換えて送信し、受信部は、各周波数における基準信号間の位相差を検出する。さらに、受信部は、最も高い周波数における位相差が何周期ずれているかを、その他の低い周波数における位相差に基づいて検出し、遅延時間を測定する。

このように、基準信号の周波数を切換えることにより、制御部２００は、最も高い周波数における測定精度を維持しつつ、最も低い周波数における測定可能範囲で遅延時間を測定できる。

図１０は、この発明の実施の形態４に従う波長多重伝送システム４の概略構成図である。

図１０を参照して、波長多重伝送システム４は、伝送路５０と、送信部１４と、受信部１５とからなる。

送信部１４は、図１に示す波長多重伝送システム１の送信部８において、発振器９０を可変型発振器９２に変更し、制御部２０２を追加したものである。

可変型発振器９２は、制御部２０２からの周波数切換指令に応じて、出力する正弦波信号の周波数を複数の周波数に切換える。

制御部２０２は、所定の期間毎に可変型発振器９２に対して周波数切換指令を出力する。

受信部１５は、図１に示す波長多重伝送システム１の受信部９において、周波数検出器９４を追加したものである。

周波数検出器９４は、帯域通過フィルタ１６０．ｎから出力される基準信号を受けて、基準信号の周波数を検出する。さらに、周波数検出器９４は、その検出結果を制御部２００へ出力する。

実施の形態４においては、一例として、制御部２０２は、可変型発振器９２の周波数を２種類の周波数ｆ１，ｆ２（但し、ｆ１＝ｆ２×２とする）に切換える。

図１１は、この発明の実施の形態４に従う基準信号間の相対的な遅延時間を測定するフローチャートである。

図１１を参照して、制御部２００は、周波数検出器９４から検出信号を受けて基準信号の周波数がｆ１であるか否かを判断する（ステップＳ１００）。

基準信号の周波数がｆ１でない場合（ステップＳ１００においてＮＯの場合）には、制御部２００は、周波数がｆ１となるまで待つ（ステップＳ１００）。

基準信号の周波数がｆ１である場合（ステップＳ１００においてＹＥＳの場合）には、制御部２００は、基準信号間の位相差ω１を検出する（ステップＳ１０２）。

次に、制御部２００は、周波数検出器９４から検出信号を受けて基準信号の周波数がｆ２であるか否かを判断する（ステップＳ１０４）。

基準信号の周波数がｆ２でない場合（ステップＳ１０４においてＮＯの場合）には、制御部２００は、周波数がｆ２となるまで待つ（ステップＳ１０４）。

基準信号の周波数がｆ２である場合（ステップＳ１０４においてＹＥＳの場合）には、制御部２００は、基準信号間の位相差ω２を検出する（ステップＳ１０６）。

さらに、制御部２００は、位相差ω２が１８０°以上であるか否かを判断する（ステップＳ１０８）。ｆ１＝ｆ２×２であるので、周波数ｆ１の１周期は、周波数ｆ２の半周期と一致する。そのため、遅延時間が周波数ｆ２の半周期以上、つまり位相差ω２が１８０°以上であれば、遅延時間は周波数ｆ１の１周期を超えていることになる。

位相差ω２が１８０°以上である場合（ステップＳ１０８においてＹＥＳの場合）には、制御部２００は、周波数ｆ１における位相差をω１＋３６０°として遅延時間を測定する（ステップＳ１１０）。すなわち、周波数ｆ２における位相差ω２から、遅延時間が周波数ｆ１の１周期を超えているとわかるので、制御部２００は、検出された位相差ω１に１周期分の位相差を加算して、Δｔ＝（１／ｆ１）×（（ω１＋３６０°）／３６０°）より遅延時間を測定する。

位相差ω２が１８０°以上でない場合（ステップＳ１０８においてＮＯの場合）には、制御部２００は、周波数ｆ１における位相差ω１から遅延時間を測定する（ステップＳ１１２）。つまり、周波数ｆ２における位相差ω２から、遅延時間が周波数ｆ１の１周期以下であるとわかるので、制御部２００は、検出された位相差ω１を用いて、Δｔ＝（１／ｆ１）×（ω１／３６０°）より遅延時間を測定する。

上述のように、制御部２００は、周波数ｆ１における測定精度を維持しながら、周波数ｆ２における測定可能範囲（１／ｆ２）まで遅延時間を測定できる。

さらに、周波数、切換数および周波数比を適切に選定することにより、測定精度および測定可能範囲を任意に決定することができる。例えば、ｆ１＝ｆ２×３となるように切換周波数を選定すると、制御部２００は、周波数ｆ１における位相差ω１が２周期分ずれても遅延時間を測定できる。

なお、制御部２００が周波数切換指令を送信部１４の制御部２０２へ送信し、その指令を受けて、制御部２０２が基準信号の周波数を切換える方式を採用してもよい。

実施の形態４によれば、実施の形態１における効果に加えて、基準信号の切換周波数を適切に選択することにより、遅延時間の高精度な測定が必要で、かつ伝送距離が長く広い範囲の測定が必要な場合にも対応できる。よって、高いビットレートで長距離伝送を行っても伝送誤りを抑制できる波長多重伝送システムを実現できる。

［実施の形態５］
上述の実施の形態１においては、分散補償手段はそれぞれの光信号に対して独立に所定の波長分散を与える場合について説明した。

一方、実施の形態５においては、すべての光信号に対して一括で所定の波長分散を与える場合について説明する。

図１２は、この発明の実施の形態５に従う波長多重伝送システム５の概略構成図である。

図１２を参照して、波長多重伝送システム５は、伝送路５０と、送信部８と、受信部１７とからなる。

受信部１７は、図１に示す波長多重伝送システム１の受信部９において、分散補償手段７０．１，７０．２，・・・，７０．ｎを分散補償手段７０に変更したものである。

分散補償手段７０は、伝送路５０と接続され、合波器４０から受けた波長多重化された複数の光信号に対して、制御部２００から受けた制御指令に応じた所定の波長分散を与える。そして、分散補償手段７０は、波長分散を与えた複数の光信号を分波器６０へ出力する。

図１３は、分散補償手段７０により所定の波長分散を与えられた光信号の特性を示した図である。

図１３を参照して、分散補償手段７０は、光信号波長λ１，λ２，・・・，λｎの光信号相互間の相対的な遅延時間が零となるようにすべての波長帯域にわたり所定の波長分散を与える。

そこで、制御部２００は、フィードバック型の制御方式を構成する。つまり、制御部２００は、位相比較器１８０から光信号波長λ１，λｎの光信号により伝送された２つの基準信号間の位相差を受けて相対的な遅延時間を測定し、分散補償手段７０で所定の波長分散が与えられた後の光信号に残る波長分散を算出する。さらに、制御部２００は、その光信号に残る波長分散が零となるように分散補償手段７０へ制御指令を出力する。

最終的には、制御部２００は、光信号に残る波長分散が零となるような制御指令を出力して平衡する。

また、伝送路５０の波長分散が変動した場合には、制御部２００は、その変動分を相殺するようにフィードバックをかけて、光信号に残る波長分散を零に維持する。

実施の形態５によれば、実施の形態１における効果に加えて、分散補償手段により所定の波長分散が与えられた光信号を直接監視して、光信号に残る波長分散を零にできるため、確実に分散補償が行える波長多重伝送システムを実現できる。

［実施の形態６］
上述の実施の形態１においては、基準信号をデータ信号に重畳して送信する場合について説明した。

一方、実施の形態６においては、基準信号をデータ信号とは独立に送信する場合について説明する。

図１４は、この発明の実施の形態６に従う波長多重伝送システム６の概略構成図である。

図１４を参照して、波長多重伝送システム６は、伝送路５０と、送信部１８と、受信部１９とからなる。

送信部１８は、図１に示す波長多重伝送システム１の送信部８において、掛算器１００．１，１００．２を削除したものである。

光変調器３０．１，３０．ｎは、発振器９０から出力される基準信号を受けて、光信号波長λ１，λｎのレーザ光を光強度変調して光信号を生成し、その生成した光信号を合波器４０へ出力する。

受信部１９は、図１に示す波長多重伝送システム１の受信部９において、光カプラ１２０．１，１２０．ｎおよび帯域通過フィルタ１６０．１，１６０．ｎを削除したものである。

なお、実施の形態６においては、データ信号との重畳を考慮する必要がないので、光変調器３０．１，３０．ｎは、ダイナミックレンジ（最小光強度と最大光強度との差）が大きくなるように光強度変調を行うのが望ましい。

一方、光電気変換器１４０．１，１４０．ｎは、光信号波長λ１，λｎの光信号を受けて、基準信号の電気信号を生成する。上述の実施の形態１〜５とは異なり、基準信号はデータ信号と重畳されずに送信されるので、帯域通過フィルタ１６０．１，１６０．ｎにより基準信号を抽出する必要はない。

以下、実施の形態１〜５と同様に、制御部２００は、基準信号間の相対的な遅延時間を測定し、伝送路５０の分散補償を算出する。

実施の形態６によれば、基準信号による光強度変調の最大振幅は制約されないので、最大のダイナミックレンジで光強度変調を行うことで復調時のノイズを低減できる。よって、遅延時間の測定誤差が少なく伝送路の波長分散を高精度に算出する波長多重伝送システムを実現できる。

また、実施の形態６によれば、光カプラや帯域通過フィルタなどを設けて基準信号を抽出する必要がないので、シンプルでかつコストを抑制した波長多重伝送システムを実現できる。

［実施の形態７］
上述の実施の形態１〜６においては、復調された基準信号をそのまま位相比較器に入力して遅延時間を測定する場合について説明した。

一方、実施の形態７においては、復調した基準信号を安定化する位相同期回路を含む場合について説明する。

光信号が伝送路５０を伝搬する過程で、伝送路の温度変化などにより、光信号の受ける光損失は変動する。そのため、光信号の包絡線から復調される基準信号の最大振幅には変動が生じる。そこで、遅延時間を精度よく測定するためには、基準信号を安定化した後に位相比較することが望ましい。

そこで、実施の形態７においては、基準信号を安定化する位相同期回路を設ける。

図１５は、この発明の実施の形態７に従う位相同期回路２２８の概略構成図である。

図１５を参照して、位相同期回路（Phase Lock Loop：ＰＬＬ回路）２２８は、位相比較器２３０と、増幅器２３２と、電圧制御発振器２３４とからなり、入力される信号と出力する信号とでフィードバックループを構成する。

位相比較器２３０は、外部から入力される信号と電圧制御発振器２３４から出力される信号とを比較して位相差を検出し、その検出した位相差を増幅器２３２へ出力する。

増幅器２３２は、ループフィルタ機能を備え、位相比較器２３０から位相差の信号を受けて、所定の周波数成分のみを通過させて、電圧制御発振器２３４へ出力する。

電圧制御発振器２３４は、増幅器２３２から受けた位相差の信号に応じて、周波数の周期信号を外部および位相比較器２３０へ出力する。

位相同期回路２２８は、フィードバックループを構成するため、入力される信号の最大振幅に変動が生じても、基準信号と同期した安定な信号を出力できる。また、位相同期回路２２８は、位相比較器２３０および増幅器２３２を最適に選定することで、所定の周波数成分のみを通過させる帯域通過フィルタとしての機能も果たす。

そこで、上述した受信部９，１３，１５，１７のいずれにおいても、帯域通過フィルタ１６０．１，１６０．ｎを位相同期回路２２８．１，２２８．ｎにそれぞれ変更するか、または帯域通過フィルタ１６０．１，１６０．ｎと位相比較器１８０との間に位相同期回路２２８．１，２２８．ｎをそれぞれ挿入することにより、復調した基準信号を安定化することができる。

また、上述した受信部１９においては、光電気変換器１４０．１，１４０．ｎと位相比較器１８０との間に位相同期回路２２８．１，２２８．ｎをそれぞれ挿入することにより、復調した基準信号を安定化することができる。

実施の形態７によれば、復調した基準信号の最大振幅に変動が生じても位相同期回路内のフィードバックループにより基準信号と同期した安定な信号が得られるので、遅延時間の測定誤差が少なく波長分散を高精度に算出する波長多重伝送システムを実現できる。

［実施の形態８］
上述の実施の形態１〜７においては、基準信号間の相対的な遅延時間の測定値をそのまま用いて、分散特性を求める場合について説明した。

一方、実施の形態８においては、測定された基準信号間の相対的な遅延時間を平均化処理した値を用いて、分散特性を求める場合について説明する。

伝送路５０の分散特性の変動要因は、主として温度である。そのため、伝送路５０の波長分散の変動時定数はそれほど小さくない。

一方、基準信号間の相対的な遅延時間は基準信号の周期毎に測定可能である。

よって、測定した基準信号間の相対的な遅延時間を平均化処理して、伝送路５０の波長分散の変動時定数と対応させることが有効である。

そこで、実施の形態８においては、制御部２００は、測定した遅延時間を平均化処理する移動平均回路を備える。

図１６は、この発明の実施の形態８に従う移動平均回路２４２の概略構成図である。

図１６を参照して、移動平均回路２４２は、遅延素子２３６．１，２３６．２，２３６．３と、加算器２３８．１，２３８．２，２３８．３と、割算器２４０とからなる。

遅延素子２３６．１，２３６．２，２３６．３は、入力された信号を一定期間だけ遅延させて出力する。

加算器２３８．１，２３８．２，２３８．３は、入力された２つの信号を加算して出力する。

割算器２４０は、入力された信号を所定の値で割り算を行い出力する。

移動平均回路２４２は、外部から入力される遅延時間の測定値と、その遅延時間の測定値から一定期間ずつ以前の遅延時間の測定値とを平均して出力する。

したがって、移動平均回路２４２は、低域通過フィルタとして機能する。

なお、実施の形態８においては、一例として移動平均回路２４２を説明したが、特にこれに限られることなく、所定の時間毎に平均化処理を行う回路や低域通過フィルタでもよい。

実施の形態８によれば、波長分散の変動の時定数に相応しい期間毎に遅延時間を測定するので、瞬間的に生じた遅延時間の測定誤差により不必要な波長分散を光信号に与えることもない。よって、安定して分散補償が可能な波長多重伝送システムを実現できる。

なお、上述の実施の形態１〜８においては、データ信号の周波数よりも低い周波数の正弦波信号を基準信号とする場合について説明したが、特に正弦波信号に限られることなく、方形波信号、ランプ波および三角波信号などでもよい。

また、上述の実施の形態１〜８においては、受信部に分散補償手段を備える波長多重伝送システムについて説明したが、特にこれに限られることなく、送信部または伝送路に分散補償手段を設けてもよい。また、伝送路の波長分散をリアルタイムに監視すること自体が有効な技術である。

今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は、上記した説明ではなく、特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。

この発明の実施の形態１に従う波長多重伝送システムの概略構成図である。 波長多重伝送システムの送信部における各部位の時間波形を示した図である。 伝送路における光信号の波長分散および遅延時間の関係を示す図である。 光信号波長λ１，λｎの光信号により伝送された２つの基準信号間の相対的な遅延時間を示す図である。 ＳＭＦにおける波長分散の温度依存関係の一例を示す図である。 分散補償手段により所定の波長分散を与えられた各光信号の特性を示した図である。 この発明の実施の形態２に従う波長多重伝送システムの概略構成図である。 この発明の実施の形態３に従う波長多重伝送システムの概略構成図である。 異なる周波数の基準信号における位相比較器の動作を示す図である。 この発明の実施の形態４に従う波長多重伝送システムの概略構成図である。 この発明の実施の形態４に従う基準信号間の相対的な遅延時間を測定するフローチャートである。 この発明の実施の形態５に従う波長多重伝送システムの概略構成図である。 分散補償手段により所定の波長分散を与えられた光信号の特性を示した図である。 この発明の実施の形態６に従う波長多重伝送システムの概略構成図である。 この発明の実施の形態７に従う位相同期回路の概略構成図である。 この発明の実施の形態８に従う移動平均回路の概略構成図である。

符号の説明

１，２，３，４，５，６ 波長多重伝送システム、８，１０，１２，１４，１８ 送信部、９，１３，１５，１７，１９ 受信部、２０．１，２０．２，・・・，２０．ｎ 光源、３０，３０．１，３０．２，・・・，３０．ｎ，２２０．１，２２０．２ 光変調器、４０ 合波器、５０ 伝送路、６０ 分波器、７０，７０．１，７０．２・・・，７０．ｎ 分散補償手段、８０．１，８０．２，・・・，８０．ｎ 復調部、９０ 発振器、９２ 可変型発振器、９４ 周波数検出器、１００．１，１００．２ 掛算器、１２０．１，１２０．２，・・・，１２０．ｎ 光カプラ、１４０．１，１４０．２，・・・，１４０．ｎ 光電気変換器、１６０．１，１６０．２，・・・，１６０．ｎ 帯域通過フィルタ（ＢＰＦ）、１８０ 位相比較器、２００，２０２ 制御部、２２８，２２８．１，２２８．ｎ 位相同期回路、２３０ 位相比較器、２３２ 増幅器、２３４ 電圧制御発振器、２３６．１，２３６．２，２３６．３ 遅延素子、２３８．１，２３８．２，２３８．３ 加算器、２４０ 割算器、２４２ 移動平均回路、λ１，λ２，・・・，λｎ 光信号波長、Δｔ 基準信号間の相対的な遅延時間、ｆ１，ｆ２，ｆ３ 基準信号の周波数、ω１，ω２ 位相差。

Claims (8)

1. 伝送路と、
   並列的に入力されるパルス状の複数のデータ信号を、互いに異なる波長をもつ複数の光信号を用いて波長多重化した上で前記伝送路を介して送信する送信部とを備え、前記送信部は、前記複数のデータ信号のパルス周波数より低い周波数の正弦波である基準信号を用いて少なくとも２つの光信号を変調するための重畳手段を含み、さらに
   前記伝送路から前記複数の光信号を受けて前記複数のデータ信号に復調する受信部とを備え、
   前記受信部は、
   前記基準信号により変調された少なくとも２つの光信号から少なくとも２つの前記基準信号を復調するための復調手段と、
   前記伝送路において生じた前記少なくとも２つの基準信号間の相対的な遅延時間を測定し、その遅延時間に基づいて前記伝送路の波長分散を算出する波長分散算出手段を含む、波長多重伝送システム。
2. 前記重畳手段は、外部からの指令に応じてまたは所定の期間毎に、前記基準信号の周波数を、第１の周波数および第２の周波数の間で交互に切換え、前記第１の周波数は、前記第２の周波数より高く、
   前記波長分散算出手段は、前記基準信号の周波数が前記第１の周波数である場合の測定結果である第１の位相差を取得し、前記基準信号の周波数が前記第２の周波数である場合に測定された位相差に基づいて、先に取得されている前記基準信号の周波数が前記第１の周波数である場合の測定結果に含まれる周期ずれの数を取得し、前記第１の位相差に取得した周期ずれに応じた位相差を加算することで、前記少なくとも２つの基準信号間の相対的な遅延時間を算出する、請求項１に記載の波長多重伝送システム。
3. 前記重畳手段は、データ信号の送信に用いられる複数の光信号のうち、最も波長の長い光信号と最も波長の短い光信号とについて、前記基準信号で変調する、請求項１または２に記載の波長多重伝送システム。
4. 前記データ信号における前記基準信号による変調度は、５％〜１０％である、請求項３に記載の波長多重伝送システム。
5. 前記波長分散算出手段は、前記復調した前記少なくとも２つの基準信号を安定化する位相同期回路を含む、請求項１〜４のいずれか１項に記載の波長多重伝送システム。
6. 前記波長分散算出手段は、測定された前記少なくとも２つの基準信号間の相対的な遅延時間を平均化処理して前記少なくとも２つの基準信号間の相対的な遅延時間とする、請求項１〜５のいずれか１項に記載の波長多重伝送システム。
7. 前記受信部は、前記波長分散算出手段において算出された前記伝送路の波長分散に応じて前記複数の光信号に所定の波長分散を与える分散補償手段をさらに含む、請求項１〜６のいずれか１項に記載の波長多重伝送システム。
8. 前記受信部は、前記分散補償手段において所定の波長分散が与えられていない前記複数の光信号から前記少なくとも２つの基準信号を復調する、請求項７に記載の波長多重伝送システム。

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