JP4494514B1 - プリチャージ機能を持つスイッチ回路、双方向直流スイッチおよび電力変換回路 - Google Patents

Abstract

【課題】小型化されたプリチャージ機能を持つスイッチ回路、双方向直流スイッチおよび電力変換回路を提供する。
【解決手段】電力変換回路１００は、ＡＣ−ＤＣコンバータ１２０とＤＣ−ＡＣインバータ１６０との間に並列に接続され、ＡＣ−ＤＣコンバータ１２０とＤＣ−ＡＣインバータ１６０との間に接続されて交互にスイッチングするバッテリ１４２に接続されたスイッチング回路ＳＷであって、ＡＣ−ＤＣコンバータ１２０とＤＣ−ＡＣインバータ１６０との間の２つの配線間に接続されたキャパシタ１４１と、ＡＣ−ＤＣコンバータ１２０およびＤＣ−ＡＣインバータ１６０の間の２つの配線における一方の配線とバッテリ１４２との間に接続され、ソース同士が接続された半導体スイッチＳＷ１およびＳＷ２と、を備える。
【選択図】図１

Description

本発明は、プリチャージ機能を持つスイッチ回路、双方向直流スイッチおよび電力変換回路に関し、特に、ＡＣ−ＤＣコンバータおよびＤＣ−ＡＣインバータの間をプリチャージするためのプリチャージ機能を持つスイッチ回路、双方向直流スイッチおよび電力変換回路に関する。

通常、ＡＣ−ＤＣコンバータとＤＣ−ＡＣインバータとを直列に接続した電力変換回路では、ＡＣ−ＤＣコンバータとＤＣ−ＡＣインバータとの間をプリチャージする必要がある（例えば以下に示す特許文献１参照）。ここで、図５に、従来技術による電力変換回路の概略構成を示す。図５に示すように、従来技術による電力変換回路は、直列に接続されたＡＣ−ＤＣコンバータ９２０とＤＣ−ＡＣインバータ９６０とからなる電力変換回路に、充電抵抗Ｒ９０１とコンデンサ９４０とバッテリ９５０と２つのスイッチＳＷ９０１とからなるプリチャージ回路が接続された構成を備える。起動時には、まずスイッチＳＷ９０１がオンすることで充電抵抗Ｒ９０１を介してコンデンサ９４０がプリチャージされ、その後、スイッチＳＷ９０２がオンした後、スイッチＳＷ９０１がオフする。これにより、起動時の突入電流を防止することができる。なお、スイッチＳＷ９０２は、遅延スイッチに置き換えることも可能である。

特開平９−２８４９９８号公報 特開平９−１９１５４号公報

しかしながら、上記従来の技術では、特に変換対象の電圧が高い場合、リレー回路とメカニカルスイッチの接点の耐圧などが要求されるため、プリチャージ回路におけるスイッチング回路が複雑になって、装置の大型化を招くという問題が存在した。

そこで本発明は、上記の問題に鑑みてなされたものであり、小型化されたプリチャージ機能を持つスイッチ回路、双方向直流スイッチおよび電力変換回路を提供することを目的とする。

かかる目的を達成するために、本発明によるスイッチ回路は、コンバータとインバータとの間に並列に接続され、該コンバータと該インバータとの間に接続されたスイッチ回路であって、前記コンバータと前記インバータとの間の２つの配線間に接続されたキャパシタと、一方の端子が前記２つの配線における一方の配線に接続されたバッテリと、前記２つの配線における他方の配線と前記バッテリの他方の端子との間に接続され、ソース同士またはドレイン同士が接続された第１および第２の半導体スイッチと、前記第１および第２の半導体スイッチそれぞれのゲート−ソース間に接続された抵抗およびキャパシタよりなる時定数回路と、前記第１および第２の半導体スイッチをオンする際に該第１および第２の半導体スイッチのゲートに流入する電流または該ゲートから流出する電流が前記時定数回路を介するように該電流の流れる経路を制限することで前記時定数回路に方向性を持たせるダイオードと、を備えたことを特徴とする。

また、本発明による双方向直流スイッチは、上記本発明によるスイッチ回路と、前記第１の半導体スイッチのオン／オフを制御する第１の制御回路と、前記第２の半導体スイッチのオン／オフを制御する第２の制御回路と、を備え、前記第１の制御回路が、前記第２の制御回路による前記第２の半導体スイッチの立ち上げ時における所定期間、前記第１の半導体スイッチをオンすることを特徴とする。

また、本発明による電力変換回路は、上記本発明によるプレチャージ機能を持つ双方向直流スイッチを備えたことを特徴とする。

本発明によれば、直列に接続された２つの半導体スイッチを用いてプリチャージ回路のスイッチング回路を構成しているため、リレー回路やメカニカルスイッチ等を用いる場合よりも、小型化されたプリチャージ回路持つスイッチ回路、双方向直流スイッチおよび電力変換回路を実現することができる。

図１は、本発明の一実施の形態による電力変換回路の概略構成を示す回路図である。 図２は、本発明の一実施の形態による制御回路の具体例を説明する回路図である。 図３は、本発明の一実施の形態における半導体スイッチをオンする際の動作波形図である。 図４は、本発明の一実施の形態における半導体スイッチをオフする際の動作波形図である。 図５は、従来技術による電力変換回路の概略構成を示す回路図である。

以下、本発明を実施するための一実施の形態を図面と共に詳細に説明する。図１は、本実施の形態による電力変換回路１００の概略構成を示す回路図である。

図１に示すように、電力変換回路１００は、交流電源１１０からの交流電力を直流電力に変換するＡＣ−ＤＣコンバータ１２０と、ＡＣ−ＤＣコンバータ１２０から出力された直流電力の逆方向電流を防止する整流ダイオード１３０と、ＡＣ−ＤＣコンバータ１２０により直流に変換された電力を交流に変換して負荷１７０へ供給するＤＣ−ＡＣインバータ１６０と、ＡＣ−ＤＣコンバータ１２０とＤＣ−ＡＣインバータ１６０との間に並列に接続されたプリチャージ機能を持つ双方向直流スイッチ１４０と、双方向直流スイッチ１４０の動作を制御する制御回路１５０と、を備える。

双方向直流スイッチ１４０は、互いに直列に接続されたキャパシタ１４１、バッテリ１４２、２つの半導体スイッチＳＷ１およびＳＷ２を含む。半導体スイッチＳＷ１およびＳＷ２は、例えば、電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）や、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）などでそれぞれ構成され、互いのソース同士が接続される。また、この２つの半導体スイッチＳＷ１およびＳＷ２の制御端子（ゲート）には、制御回路１５０が接続される。

ここで、図２を用いて、本実施の形態による制御回路１５０の具体例を説明する。図２に示すように、制御回路１５０は、半導体スイッチＳＷ１のオン／オフを制御する第１制御回路１５１と、半導体スイッチＳＷ２のオン／オフを制御する第２制御回路１５２と、を含む。

第１制御回路１５１は、図２に示すように、発光ダイオードとフォトトランジスタとからなる感光スイッチＵ１１と、バッテリＶ１１と、３つのトランジスタＱ１１〜Ｑ１３と、５つの抵抗Ｒ１１〜Ｒ１５と、２つのダイオードＤ１１およびＤ１２と、定電圧ダイオードＤ１３と、キャパシタＣ１１と、を含んでなる。感光スイッチＵ１１における発光ダイオードのアノードには制御電源からの電力が入力され、カソードにはオン／オフを制御するための切替信号が入力される。したがって、感光スイッチＵ１１は、切替信号に従ってオン／オフを切り替える。

感光スイッチＵ１１におけるフォトトランジスタのエミッタは、２つの半導体スイッチＳＷ１およびＳＷ２の間に接続される。フォトトランジスタのエミッタには、バッテリＶ１１の陰極も接続される。一方、バッテリＶ１１の陽極には、２つの抵抗Ｒ１１それぞれの一方の端とＲ１２とトランジスタＱ１１のコレクタとが並列に接続される。抵抗Ｒ１１の他方の端は、トランジスタＱ１２のベースに接続される。トランジスタＱ１２のコレクタは、抵抗Ｒ１２の他方の端に接続され、エミッタは、２つの半導体スイッチＳＷ１およびＳＷ２の間に接続される。抵抗Ｒ１２およびトランジスタＱ１２に対しては、２つのトランジスタＱ１１およびＱ１３よりなる相補型の出力回路が接続される。

２つのトランジスタＱ１１およびＱ１３よりなる出力回路の出力端には、２つの抵抗Ｒ１３およびＲ１４を介して半導体スイッチＳＷ１のゲートに接続されると共に、抵抗Ｒ１４の出力端に互いに並列に接続された抵抗Ｒ１５および定電圧ダイオードＤ１３を介して、半導体スイッチＳＷ１のゲートとソースとの間に接続される。また、抵抗Ｒ１３は、抵抗Ｒ１４に直列に接続されている。抵抗Ｒ１３および抵抗Ｒ１４の接続点とソースとの間にはキャパシタＣ１１が接続されている。これにより、抵抗Ｒ１３とキャパシタＣ１１とよりなる時定数回路が形成される。キャパシタＣ１１の電荷がダイオードＤ１２を介して放電させるために、ダイオードＤ１２は抵抗Ｒ１３へ並列に接続されている。直列接続された抵抗Ｒ１３およびＲ１４の入出力間には、半導体スイッチＳＷ１のゲート電荷を素早く放電させるために、ダイオードＤ１１が逆方向に接続されている。

一方、第２制御回路１５２は、図２に示すように、発光ダイオードとフォトトランジスタとからなる感光スイッチＵ２１と、バッテリＶ２１と、３つのトランジスタＱ２１〜Ｑ２３と、５つの抵抗Ｒ２１〜Ｒ２５と、２つのダイオードＤ２１およびＤ２２と、定電圧ダイオードＤ２３と、キャパシタＣ２１と、を含み、第１制御回路１５１と同様の構成を備える。

ここで、バッテリ１４２の電力を直接キャパシタ１４１に通電する際、半導体スイッチＳＷ１およびＳＷ２よりなるスイッチング回路ＳＷにおいて、半導体スイッチＳＷ１およびＳＷ２がそれぞれオンする際、突入電流が発生しない様に制御している。

そこで、本実施の形態による制御回路１５０は、半導体スイッチＳＷ１およびＳＷ２が同時にオンしないように、別々の制御信号で半導体スイッチＳＷ１およびＳＷ２をそれぞれソフトスタートさせる。

キャパシタ１４１（図１参照）は、半導体スイッチＳＷ１をオフし、続いて半導体スイッチＳＷ２のゲートを遅らせてオンさせた際に、半導体スイッチＳＷ２のドレインからソースを介して半導体スイッチＳＷ１に並列に接続された内部ダイオードに電力が流れることによってプリチャージされる。一方、バッテリ１４２は、半導体スイッチＳＷ２をオフし、続いて半導体スイッチＳＷ１のゲートを遅らせてオンさせた際に、半導体スイッチＳＷ１のドレインからソースを介して半導体スイッチＳＷ２に並列に接続された内部ダイオードに電力が流れることによって充電される。

ここで、第１制御回路１５１および半導体スイッチＳＷ１の動作、および、第２制御回路１５２および半導体スイッチＳＷ２の動作を、図３および図４に示す動作波形図を用いて詳細に説明する。図３は、本実施の形態による制御回路１５１および１５２が半導体スイッチＳＷ１およびＳＷ２のゲートを遅延してオンさせる際の動作波形図である。
図４は、本実施の形態による制御回路１５１および１５２が半導体スイッチＳＷ１およびＳＷ２のゲートをオフさせる際の動作波形図である。

図３に示すように、第２制御回路１５２は、キャパシタ１４１をチャージする際、すなわち切替信号をＬｏｗレベルに遷移させて半導体スイッチＳＷ２をオンすることでバッテリ１４２からキャパシタ１４１へ電流を供給する際、トランジスタＱ２３から半導体スイッチＳＷ２のゲートへ印加される制御信号の立ち上がりを抵抗Ｒ２３とキャパシタＣ２１とよりなる時定数回路で遅延させる。この結果、図３に示すように、半導体スイッチＳＷ２のゲートに入力される制御電圧が緩やかに立ち上がる（ソフトスタート）。このように、半導体スイッチＳＷ２をソフトスタートさせることで、半導体スイッチＳＷ２自体が突入電流の発生を防止することが可能となるため、半導体スイッチＳＷ２の使用電流のピーク値を小さく選定することが可能となる。なお、抵抗Ｒ２３と並列に接続されたダイオードＤ２２は、抵抗Ｒ２３とキャパシタＣ２１とよりなる遅延回路が半導体スイッチＳＷ１のゲートとソース間に蓄積されている電荷を急速に放電させるための回路素子である。また、ダイオードＤ２１は、半導体スイッチＳＷ２のゲートとソース間に蓄積されている電荷をダイオードＤ２２と同時に放電させる。

また、本実施の形態では、図３および図４に示すように、半導体スイッチＳＷ２をオンする時に立ち上げの所定期間（立ち上がりから例えば約２００ｍｓまでの間）があるため、突入電流が発生しない。半導体スイッチＳＷ２がオンすることと同時に半導体スイッチＳＷ１の内部ダイオードでキャパシタＣ１４１をプリチャージする。これにより、半導体スイッチＳＷ２における突入電流の発生を防止することが可能となり、半導体スイッチＳＷ２がピーク電流超過による破壊されることを防止できる。

なお、本実施の形態では、第１制御回路１５１におけるトランジスタＱ１３から半導体スイッチＳＷ１のゲートへ印加される制御信号の立ち上がりを抵抗Ｒ１３とキャパシタＣ１１とよりなる時定数回路を用いて遅延させてもよい。これにより、図３に示すように、半導体スイッチＳＷ１のゲートに入力される制御電圧が緩やかに立ち上がるため（ソフトスタート）、半導体スイッチＳＷ２と同様に、半導体スイッチＳＷ１自体が突入電流の発生を防止することが可能となり、結果、半導体スイッチＳＷ１の使用電流のピーク値を小さく選定することが可能となる。なお、抵抗Ｒ１３と並列に接続されたダイオードＤ１２は、抵抗Ｒ１３とキャパシタＣ１１とよりなる遅延回路が半導体スイッチＳＷ１のゲートとソース間に蓄積されている電荷を急速に放電させるための回路素子である。また、ダイオードＤ１１は、半導体スイッチＳＷ１のゲートとソース間に蓄積されている電荷をダイオードＤ１２と同時に放電させる。

また、切替信号がＨｉｇｈレベルに切り替わる際、すなわち半導体スイッチＳＷ１をオフする際、第１制御回路１５１は、半導体スイッチＳＷ１のゲートに蓄えられている電荷をダイオードＤ１１およびＤ１２が同時にトランジスタＱ１３を介して素早く放電する。この結果、図４に示すように、半導体スイッチＳＷ１のゲート電位を素早く立ち下げることが可能となる。但し、この段階で半導体スイッチＳＷ２は必ずオフしている。その際、半導体スイッチＳＷ２の内部ダイオードを介して電流の方向を決定する。

以上で説明したように、本実施の形態によれば、ＡＣ−ＤＣコンバータ１２０とＤＣ−ＡＣインバータ１６０との間に接続されているキャパシタ１４１をプリチャージする。また、バッテリ１４２を充電する双方向直流、半導体スイッチを用いて構成しているため、小型化されたスイッチング回路ＳＷ、双方向直流スイッチ１４０および電力変換回路１００を実現することが可能となる。また、スイッチング回路ＳＷを２つの半導体スイッチＳＷ１およびＳＷ２で構成し、メインスイッチ（第１スイッチ）とサブスイッチ（第２スイッチ）のゲートを交互に遅延させて突入電流の発生を防止することが可能となり、結果、スイッチング回路の半導体スイッチの使用電流のピーク値を減軽することが可能となる。半導体スイッチＳＷ１／ＳＷ２のゲートに印加される制御電圧の立ち上がりを半導体スイッチＳＷ１／ＳＷ２のゲート−ソース間に接続されたダイオードＲ１３／Ｒ２３およびキャパシタＣ１１／Ｃ２１を用いて緩やかにしているため、特にプリチャージする電圧と充電電圧が高い場合であっても、突入電流の発生をより確実に防止することが可能となる。

上記実施の形態は本発明を実施するための例にすぎず、本発明はこれらに限定されるものではなく、仕様等に応じて種々変形することは本発明の範囲内であり、更に本発明の範囲内において、他の様々な実施の形態が可能であることは上記記載から自明である。

１００ 電力変換回路
１１０ 交流電源
１２０ ＡＣ−ＤＣコンバータ
１３０ 整流ダイオード
１４０ 双方向直流スイッチ回路
１４１ キャパシタ
１４２ バッテリ
１５０ 制御回路
１５１ 第１制御回路
１５２ 第２制御回路
１６０ ＤＣ−ＡＣインバータ
Ｃ１１、Ｃ２１ キャパシタ
Ｄ１１、Ｄ１２、Ｄ２１、Ｄ２２ ダイオード
Ｄ１３、Ｄ２３ 定電圧ダイオード
Ｑ１１、Ｑ１２、Ｑ１３、Ｑ２１、Ｑ２２、Ｑ２３ トランジスタ
Ｒ１１〜Ｒ１５、Ｒ２１〜Ｒ２５ 抵抗
ＳＷ スイッチング回路
ＳＷ１、ＳＷ２ 半導体スイッチ
Ｕ１１、Ｕ２１ 感光スイッチ
Ｖ１１、Ｖ２１ バッテリ

Claims (3)

1. コンバータとインバータとの間に並列に接続され、該コンバータと該インバータとの間に接続されたスイッチ回路であって、
   前記コンバータと前記インバータとの間の２つの配線間に接続されたキャパシタと、
   一方の端子が前記２つの配線における一方の配線に接続されたバッテリと、
   前記２つの配線における他方の配線と前記バッテリの他方の端子との間に接続され、ソース同士またはドレイン同士が接続された第１および第２の半導体スイッチと、
   前記第１および第２の半導体スイッチそれぞれのゲート−ソース間に接続された抵抗およびキャパシタよりなる時定数回路と、
   前記第１および第２の半導体スイッチをオンする際に該第１および第２の半導体スイッチのゲートに流入する電流または該ゲートから流出する電流が前記時定数回路を介するように該電流の流れる経路を制限することで前記時定数回路に方向性を持たせるダイオードと、
   を備えたことを特徴とするスイッチ回路。
2. 請求項１に記載のスイッチ回路と、
   前記第１の半導体スイッチのオン／オフを制御する第１の制御回路と、
   前記第２の半導体スイッチのオン／オフを制御する第２の制御回路と、
   を備え、
   前記第１の制御回路は、前記第２の制御回路による前記第２の半導体スイッチの立ち上げ時における所定期間、前記第１の半導体スイッチをオンすることを特徴とする双方向直流スイッチ。
3. 請求項２に記載のプリチャージ機能を持つ双方向直流スイッチを備えたことを特徴とする電力変換回路。

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