JP4475676B2 - ソフトスイッチングインターリーブ電力コンバータ - Google Patents

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Description

（本発明の分野）
本発明は、概してソフトスイッチングスイッチモード電力コンバータに関し、より詳しくは、プラズマ処理のような高電力、高電圧の用途に好適な、バック、バックブースト、およびブーストスイッチモード電力コンバータに関する。
（従来技術の概略）
概して、スイッチング電力供給は、特定の回路に実用的である最高周波数で行うことが望ましい。より高い周波数での動作によって、電力供給におけるインダクタおよびコンデンサの値を減じることが可能になることで、物理的なサイズおよびコストが削減され、また電力供給の過渡応答の改善も可能になる。プラズマアークの供給に利用可能なエネルギを減じることも、所望の目標である。高周波動作によって、使用する出力フィルタのコンデンサがより小さくなり、大きなコンデンサよりも貯蔵するエネルギが少なくなるので、プラズマアークに供給されうるエネルギが減じられる。
スイッチング損失は、動作周波数が増加すると極端に高くなりうるので、ハードスイッチング電力コンバータを用いた従来技術の電力供給装置の動作周波数は制限される。
図１は、図４〜図６にそれぞれ示されるような、従来技術のハードスイッチのバック、バックブースト、およびブースト電力コンバータの実装に使用することができる、従来技術のハードスイッチ電力コンバータセルＨＳＰＣＣを示す。ハードスイッチ電力コンバータセルＨＳＰＣＣは、アクティブ端子ＡＴと、パッシブ端子ＰＴと、インダクティブ端子ＩＴと、の３つの端子を備える。電力コンバータセルは、スイッチアセンブリＳＡおよびインダクタＬから構成される。スイッチアセンブリは、アクティブ端子ＡＴに接続されたアクティブスイッチ端子ＡＳＴと、パッシブ端子ＰＴに接続されたパッシブスイッチ端子ＰＳＴと、共通スイッチ端子ＣＳＴと、を備える。インダクタＬは、共通スイッチ端子ＣＳＴとコンバータインダクティブ端子ＩＴとの間に接続される。
スイッチアセンブリは、アクティブスイッチ端子ＡＳＴと共通スイッチ端子ＣＳＴとの間に接続されるスイッチＳＡＣと、パッシブスイッチ端子ＰＳＴと共通スイッチ端子ＣＳＴとの間に接続されるスイッチＳＰＣと、の２つのスイッチを備える。スイッチＳＡＣは、トランジスタのようなアクティブスイッチを常に備えており、また逆並列ダイオードを備えることも可能であるが、ＳＰＣスイッチは、ダイオードか、アクティブスイッチ、またはその両方を備えることが可能である。
図２および３は、スイッチＳＡＣが、逆並列ダイオードＡＰＤと並列に接続されたアクティブスイッチＳＡを備え、スイッチＳＰＣがフリーホイーリングダイオードＦＤである、スイッチアセンブリＳＡの２つの実施形態を示す。スイッチアセンブリＳＡ内の２つのスイッチは、決して同時にオンにならないことが理想的であるが、フィルタインダクタ内の電流が、スイッチングサイクル（連続導通モード）においてゼロにならないような方式で作用する、ハードスイッチ電力では、スイッチングトランジスタがオンになるたびに、フリーホイーリングダイオードをオフにしなければならない。逆方向回復電流と呼ばれる逆方向電流は、フリーホイーリングダイオードがオフである期間中に、フリーホイーリングダイオードを流れる。ダイオードをオフにするのにかかる時間は、逆方向回復時間と呼ばれる。逆方向回復期間中に、スイッチに電圧がかかっている間、大きなダイオードの逆方向回復電流がスイッチを流れ、スイッチにかかる電圧は高くなる。これによって、高い周波数でスイッチングしながら、高い電圧および電力レベルで動作するハードスイッチング電力コンバータにおいて極端に高くなる場合のある、スイッチング損失がもたらされる。
フリーホイーリングダイオードとして実装されるＳＰＣスイッチを備えたスイッチアセンブリは、図２のＰＳＡのような正のスイッチアセンブリとして、または図３のＮＳＡのような負のスイッチアセンブリとして分類することが可能である。正のスイッチアセンブリは、スイッチＳＡＣがオフであり、アクティブスイッチ端子ＡＳＴが共通スイッチ端子ＣＳＴに対して正である間、アクティブスイッチ端子ＡＳＴと共通スイッチ端子ＣＳＴとの間を電流が流れないようにする。負のスイッチアセンブリは、スイッチＳＡＣがオフであり、アクティブスイッチ端子ＡＳＴが共通スイッチ端子ＣＳＴに対して負である間、アクティブスイッチ端子ＡＳＴと共通スイッチ端子ＣＳＴとの間を電流が流れないようにする。
図４〜６は、ハードスイッチ電力コンバータセルを実装した、ハードスイッチ電力コンバータを示す。図４は、ハードスイッチバック電力コンバータＨＳＢＫＰＣを示す。図５は、ハードスイッチバックブースト電力コンバータＨＳＢＰＣを示す。図６は、ハードスイッチブースト電力コンバータＨＳＢＴＰＣを示す。図４〜６の電力コンバータのそれぞれは、コンバータ入力端子ＣＩＴと、コンバータ共通端子ＣＣＴと、コンバータ出力端子ＣＯＴと、を備える。入力電力は、入力電圧Ｖｉｎとして入力端子と共通端子との間に供給され、電力は、入力端子と共通端子との間の出力電圧Ｖｏｕｔとして入力端子と共通端子との間に配電される。電力コンバータセル端子および電力コンバータ端子の間の相互接続の機構は、電力コンバータが、ハードスイッチバック電力コンバータＨＳＢＫＰＣなのか、ハードスイッチバックブースト電力コンバータＨＳＢＢＰＣなのか、またはハードスイッチブースト電力コンバータＨＳＢＴＰＣなのかを判定する。図４〜６に示される各電力コンバータは、入力端子と共通端子との間に接続されたコンバータ入力コンデンサＣＩＣと、出力端子と共通端子との間に接続されたコンバータ出力コンデンサＣＯＣと、を備える。
ハードスイッチング電力コンバータセルＨＳＰＣＣは、一組の正のスイッチアセンブリ、または一組の負のスイッチアセンブリのいずれかを実装することができる。正のハードスイッチ電力コンバータセルは、１つ以上の正のスイッチアセンブリを実装した、電力コンバータセルとして形成される。同様に、負のハードスイッチ電力コンバータセルは、１つ以上の負のスイッチアセンブリを実装した、電力コンバータセルとして形成される。正または負の電力コンバータセルのどちらを使用するかの選択は、変換される電圧の極性、およびコンバータのトポロジに依存する。正のハードスイッチ電力コンバータセルＰＨＳＰＣＣは、入力電圧Ｖｉｎが正の（コンバータ入力端子ＣＩＴが、コンバータ共通端子ＣＣＴに対して正である）ときに、ハードスイッチバックＨＳＢＫＰＣと、ハードスイッチバックブーストＨＳＢＢＰＣ電力コンバータと、を実装するために使用され、また負の入力電圧（コンバータ入力端子ＣＩＴが、コンバータ共通端子ＣＣＴに対して負である）を有するハードスイッチブースト電力コンバータＨＳＢＴＰＣとともに使用される。これとは逆に、負のハードスイッチ電力コンバータセルＮＨＳＰＣＣは、負の入力電圧を有する、ハードスイッチバックＨＳＢＫＰＣおよびハードスイッチバックブーストＨＳＢＢＰＣ電力コンバータにおいて使用され、また正の入力電圧を有する、ハードスイッチブースト電力コンバータＨＳＢＴＰＣにおいても使用される。
図４内の破線は、２つ以上のコンバータセルの間で、電力コンバータの入出力電流を共有するように、複数のコンバータセルの並列接続が可能であることを示すものである。並列接続された電力コンバータセルは、入出力電流内のリップルを減じるために、インターリーブスイッチングパターンで動作させることが好ましい。Ｎ個のコンバータが並列して接続されている場合、スイッチは、３６０°／Ｎのインターリービング位相角差で動作させることが好ましい。図５および６には示されていないが、これらの電力コンバータはまた、並列接続された電力コンバータセルを実装することも可能である。
インターリーブハードスイッチ電力コンバータは、従来技術において広く公知である。これらのコンバータは、一般に、非常に高い出力電流かつ非常に低い出力電圧のマイクロプロセッサのＶＲＭアプリケーションに使用される。出力電圧が低いことによって、非常に速い低電圧ダイオードの使用が可能になるので、スイッチング損失はごくわずかになる。一般に、高電圧のダイオードは、低電圧のダイオードよりもゆっくりとオフになるので、高電圧、高出力レベルで動作する高周波電力コンバータでは、スイッチング損失が特に問題となる。特許文献１に開示されているように、ハードスイッチ電力コンバータを、高電圧、高出力用途に使用する場合、電力コンバータを高スイッチング周波数で動作させるときに、スイッチング損失がかなり大きくなる。
図７は、図２および４に基づいた従来技術のインターリーブハードスイッチバック電力コンバータＨＳＢＫＰＣを示す。この電力コンバータは、２つの並列接続された正のハードスイッチング電力コンバータセルＰＨＳＰＣＣ１およびＰＨＳＰＣＣ２を備え、特許文献１に開示されているインターリーブコンバータに類似するものである。図８は、低速の高電圧ダイオードを使用した、図７に示されるようなインターリーブハードスイッチ電力コンバータの代表的な波形を示す。図８の電流波形の線図は、縦軸の１目盛が１０Ａである。
図８の波形は、以下の特性を有する図７のバック電力コンバータＢＫＰＣのコンピュータシュミレーションによって得られたものである：入力電圧Ｖｉｎ＝７５０ＶＤＣ、出力電圧Ｖｏｕｔ＝４００ＶＤＣ、出力電流Ｉｏｕｔ＝６２．５Ａ、スイッチング期間Ｔｓ＝６４μｓ、６００μＨインダクタＬ１およびＬ２、および１０μＦコンバータ出力コンデンサ。シミュレーションで使用したＣＯＣの容量は、出力リップルを無視できるように選択したが、代表的な直流プラズマ負荷のような、高周波数リップルがクリティカルではない動作負荷用のコンバータを、より小さなコンデンサとともに使用することができる。電力コンバータは、シミュレーションにおいて、理想的な電圧源によって供給されたので、コンバータ入力コンデンサは不要であった。
図８から分かるように、ダイオードＦＤ１は、時間ｔ０でスイッチＳＷ１がオンになったときに導電する。大きな逆方向回復電流ＩＲＤ１は、ＦＤ１がＳＷ１によってオフになったときにＦＤ１を流れる。同じ事が、時間Ｔｓ／２で、ＳＷ２およびＦＤ２によって生じる。フリーホイーリングダイオードの波形ＩＦＤ１およびＩＦＤ２は、ダイオードＦＤ１およびＦＤ２のピーク逆方向回復電流ＩＲＤ１およびＩＲＤ２が、どのようにピーク順方向動作電流を超えうるかを示すものである。スイッチにかかる電圧は、ターンオンスイッチングの移行期間中は高いので、フリーホイーリングダイオードの大きな逆方向回復電流によって、高い電力損が生じる。また、ダイオードの逆方向回復電流によって、ダイオードにかなりの電力損も生じる。ダイオードが完全にオフになる直前には、ダイオードにかかる電圧は上昇するが電流はまだ流れているため、高電圧と高電流とが同時に存在することによって、ダイオードに高いターンオフ電力損を生じさせる。
ハードスイッチインターリーブバックブーストおよびブースト電力コンバータ内では、同じスイッチセルを使用するので、これらのコンバータは、図８に示されるようなスイッチング波形を示す。ハードスイッチ非インターリーブ電力コンバータには、フリーホイーリングダイオード内に大きな電流スパイクも生じる。
ダイオードの逆方向回復電流によるスイッチのターンオン損失は、スイッチがオンになるときに、スイッチを流れる電流をゼロか、または比較的低くする回路を追加することによって減じることができる。ダイオードのターンオフ損失は、転流期間中に、ダイオードを流れる電流を急にではなく、徐々に減じることによって、大幅に減らすことができる。
ダイオードの逆方向回復電流によるスイッチング損失を減じるための１つの従来技術の手法では、特許文献２に示されるような、補助またはパイロットスイッチおよびインダクタを使用している。この手法には２つの顕著な欠点がある。パイロットスイッチおよびダイオードは、主スイッチおよびダイオードと比較して、それほど多くの電力を処理しないが、それらのサイズは、絶縁要件のために、高電圧の電力コンバータでは比例的に小さいものではない。また、パイロットスイッチ用のドライバ回路のコストおよびサイズも、比例的に小さいものではない。
特許文献３では、同じ量の電力を処理し、電力損が等しい、並列接続されたスイッチを備えたバックコンバータを開示しているが、このコンバータは、ソフトスイッチングを備えていない。特許文献４では、被結合インダクタを備えたハードスイッチ同期インターリーブバックコンバータを開示している。この特許では、結合計数を０．９未満（最適値は約０．５）としなければならないことが示されている。特許文献５では、ソフトスイッチングを達成するために、同じサイズの並列接続されたスイッチングコンポーネントおよび転流インダクタを使用した電力コンバータを開示しているが、このスイッチングパターンでは、１つの並列接続されたスイッチだけしかソフトスイッチングが可能にならず、他のスイッチはハードスイッチングである。スイッチング損失を釣り合わせるために、各スイッチがソフトスイッチングを半分の時間有するように、スイッチングパターンを定期的に逆にしている。
より高い電圧の用途に対して、ハードスイッチ電力コンバータセルは、それぞれ図９、１０、１１に示されるように、ハードスイッチ積層型バックＨＳＳＢＫＰＣ電力コンバータ、ハードスイッチ積層型バックブーストＨＳＳＢＥＰＣ電力コンバータ、およびハードスイッチ積層型ブーストＨＳＳＢＴＰＣ電力コンバータを実装するように、積層配列で接続することができる。これらのコンバータのそれぞれは、１つの正のハードスイッチ電力コンバータセルＰＨＳＰＣＣと、１つの負のハードスイッチ電力コンバータセルＮＨＳＰＣＣと、を備える。図９〜１１に示されるような構成では、２つの電力コンバータを積層することによって、動作電圧を、同等の電力コンバータセルを使用したときに、非積層型電力コンバータで得られる電圧の２倍にすることが可能になる。
特許文献６では、積層型バックコンバータが、ハードスイッチ電力コンバータセルを実装できることが示されている。種々のハードスイッチ積層型電力コンバータは、非特許文献１に記述されている。これらのハードスイッチ電力コンバータは、高電圧、高出力の用途において高周波で動作させたときのスイッチング損失が大きい。
スイッチが低ターンオン損失であり、ダイオードが低ターンオフ損失である、高出力、高電圧の用途に好適なソフトスイッチング電力コンバータが提供されることが望ましい。さらに、並列接続されたスイッチングアセンブリ内のダイオードおよびスイッチが、同じレベルの電力を処理し、並列接続されたスイッチングアセンブリのそれぞれに対するソフトスイッチングを可能にするスイッチングパターンで動作する、高出力、高電圧の用途に好適なソフトスイッチング電力コンバータが提供されることが望ましい。
米国特許第６，２１１，６５７号明細書 米国特許第５，３０７，００４号明細書 米国特許第６，１８４，６６６号明細書 米国特許第５，２０４，８０９号明細書 米国特許第６，４２６，８８３号明細書 米国特許第５，９３２，９９５号明細書 Ｘｉｎｂｏ Ｒｕａｎ他、「Ｔｈｒｅｅ−ｌｅｖｅｌ ｃｏｎｖｅｒｔｅｒｓ−ａ ｎｅｗ ａｐｐｒｏａｃｈ ｆｏｒ ｈｉｇｈ ｖｏｌｔａｇｅ ａｎｄ ｈｉｇｈ ｐｏｗｅｒ ＤＣ−ｔｏ−ＤＣ ｃｏｎｖｅｒｓｉｏｎ」、ＩＥＥＥ ２００２ Ｐｏｗｅｒ Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ Ｓｐｅｃｉａｌｉｓｔｓ Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ、ｖｏｌ．２、ｐ．６６３〜６６８
（本発明の概要）
本発明によって、プラズマ処理のような高電力、高電圧の用途に好適な、ソフトスイッチングインターリーブ電力コンバータが提供される。これらのコンバータは、スイッチング損失およびダイオード逆方向回復損失を大幅に削減したことにより、従来技術のコンバータよりも高い周波数で動作することができる。ダイオードの逆方向回復電流のピーク値は、実質的にそれらのピーク順方向動作電流未満である。該電力コンバータは、インターリーブスイッチングパターンによって動作して、同様に共通端子を有するインダクタアセンブリの入力端子にそれぞれ接続された、複数のスイッチングアセンブリを備える電力コンバータセルを組み込んでいる。入力端子の各対間のインダクタンスは、各入力端子とインダクタアセンブリの共通端子との間のインダクタンス未満である。
（本発明の詳細な説明）
本発明の電力コンバータセルは従来技術の回路の構造に類似しているが、好都合な構造およびインダクタンス値を有するインダクタを用いることによって、また最適なスイッチングパターンを用いることによって、これまでになかった性能を達成するものである。
図１２は、本発明によるソフトスイッチング電力コンバータセルＳＳＰＣＣを示す。少なくとも、２つのスイッチアセンブリＳＡ１およびＳＡ２が、アクティブ端子ＡＴおよびパッシブ端子ＰＴに接続される。合計Ｎ個のスイッチングアセンブリを接続する可能性があることを、Ｎ番目のスイッチングアセンブリＳＡＮへの破線の接続によって示す。各スイッチアセンブリの共通端子ＣＳＴ１、・・・、ＣＳＴＮは、インダクティブアセンブリ入力端子ＩＡＩＴ１、・・・、ＩＡＩＴＮにおいて、インダクタアセンブリＩＡに接続される。インダクタアセンブリ共通端子ＩＡＣＴは、電力コンバータセルＳＳＰＣＣのインダクティブ端子ＩＴに接続される。
図１３〜１６は、インダクタアセンブリＩＡを実装する種々の方法を示す。一対の連続的に動作するスイッチングアセンブリに接続された、複数対のインダクタアセンブリ入力端子の間のインダクタンスＬｉｉは、ソフトスイッチング動作の発生における重要なパラメータである。インダクタアセンブリ入力端子とインダクタアセンブリ共通端子ＩＡＣＴとの間のインダクタンスＬｉｃは、スイッチングセルのインダクティブ端子を流れるリップル電流の大きさに影響を与える。インダクタンスＬｉｉの値は、インダクタンスＬｉｃの１／５未満であることが好ましい。図１３〜１６のインダクタアセンブリは、全ての対応する対のそれらの端子間で同じインダクタンスを有するように構成することができる。端子対の間のインダクタンスが、それぞれのインダクタアセンブリと等しければ、コンバータの波形も同じ動作条件に対して等しくなり、各インダクタに貯蔵される総エネルギが同じになる。
図１３は、Ｎ個の離散的な転流インダクタＬＣ１、・・・、ＬＣＮのうちの１つが、各インダクタアセンブリ入力端子ＩＡＩＴ１、・・・、ＩＡＩＴＮとインダクタ共通接合部ＩＣＪとの間に接続された、インダクタアセンブリＤＩＡの実施形態を示す。主コンバータインダクタＬＭは、接合部ＩＣＪとインダクタアセンブリ共通端子ＩＡＣＴとの間に接続される。転流時間を極端に長くさせないために、インダクタアセンブリ入力端子ＩＡＩＴ１とＩＡＩＴ２との間のインダクタンスは、これらの端子のそれぞれとインダクタアセンブリ共通端子ＩＡＣＴとの間のインダクタンスの約１／５未満であることが好ましい。したがって、図１３の転流インダクタのインダクタンスは、主インダクタＬＭのインダクタンスの１／９未満であることが好ましい。
図１４は、直列補助（ｓｅｒｉｅｓ−ａｉｄｉｎｇ）結合配列で接続したＮ対の転流インダクタを備えた、インダクタアセンブリＳＡＩＡを示す。１つのインダクタは、各インダクタアセンブリ入力端子ＩＡＩＴ１Ａ、・・・、ＩＡＩＴＮＡ、ＩＡＩＴ１Ｂ、・・・、ＩＡＩＴＮＢと、インダクタ共通接合部ＩＣＪＢとの間に接続される。このタイプのインダクタアセンブリに２つより多くの巻線を使用する場合、それらは対でなければならず、またスイッチングシーケンスは、シーケンス内の全ての連続するスイッチングアセンブリが、反極性の巻線に接続されるように配列しなければならない。被結合転流インダクタＬＣ１Ａ−ＬＣ１Ｂ、・・・、ＬＣＮＡ−ＬＣＮＢを実装するための２つの最も簡単な方法は、巻線をＥコアセットの周りに巻線を巻きつけるか、またはＣコアセットの同じ側の周りに巻線を巻きつけるものである。転流インダクタ巻線の各対は、密に結合される（結合係数が少なくとも０．９である）ことが好ましい。転流インダクタ巻線のインダクタンスは、ほぼ等しいことが好ましい。一対のインダクタアセンブリ入力端子間のインダクタンスは、直列補助配列で接続した密結合の巻線のための１つの巻線のインダクタンスの４倍に達する。巻線の各対間の共通接続は、インダクタ共通接合部ＩＣＪＢにおいて、主コンバータインダクタＬＭＢに接続される。
それらの対応する入力端子間のインダクタンスが同じであり、動作条件が同じであり、またダイオードのピーク逆方向回復電流が、ダイオードの順方向電流と比較して最小である場合、図１３の転流インダクタＬＣ１、・・・、ＬＣＮのそれぞれに貯蔵されたピークエネルギは、図１４の被結合転流インダクタＩＣ１Ａ−ＩＣ１Ｂ、・・・、ＩＣＮＡ−ＩＣＮＢの各対に貯蔵された総ピークエネルギよりもわずかに少ない。したがって、図１４の被結合転流インダクタのサイズは、図１３の離散的な転流インダクタを同じ数組み合わせたサイズよりもはるかに小さくすることができる。同等のインダクタアセンブリおよび同等の動作条件に対して、２つの構成に対する総ピークエネルギの貯蔵も等しくなければならないので、図１３の主インダクタＬＭには、図１４の対応する主インダクタＬＭＢと比較して、わずかに多いピークエネルギが貯蔵されることになる。しかし、ＬＭに対するわずかに増加させたエネルギの貯蔵要件は、その物理的サイズにはごくわずかな影響しかもたらさない。
図１５は、３つのスイッチングアセンブリによって駆動されるようにした、３つの被結合転流インダクタＬＬＣ１、・・・、ＬＬＣ３を備えたインダクタアセンブリ実施形態ＣＣＩＡを示す。転流インダクタは、三相変圧器において使用されるものに類似する三脚コアの周りに巻回した、３つの巻き線を実装することが可能である。各巻線対の間の結合の度合いは０．５未満でなければならないので、図１３の３つの離散的なインダクタと比較した、この構成で可能な相対的サイズの削減分は、概して、図１３の２つの離散的なインダクタと比較して、図１４の２つの密結合の巻線に可能な相対的サイズの削減分に満たない。１つの転流インダクタは、各インダクタアセンブリ入力端子ＩＡＩＣＴ１、・・・、ＩＡＩＣＴ３と、接合部ＩＣＪＣとの間に接続される。主インダクタＬＭＣは、接合部ＩＣＪＣとインダクタアセンブリ共通端子ＩＡＣＴＣとの間に接続される。
図１６は、２つの主インダクタ巻線ＬＭＤ１およびＬＭＤ２が、直列対抗する結合配列の共通コア構造体に巻回された、インダクタアセンブリＳＯＩＡを示す。転流インダクタは存在しないが、２つの巻線間の漏れインダクタンスによって、ダイオードの転流効果が依然として生じる。インダクタアセンブリ入力端子ＩＡＩＴＤ１およびＩＡＩＴＤ２と、インダクタアセンブリ共通端子ＩＡＣＴＤとの間のインダクタンスは等しいことが好ましく、インダクタアセンブリ入力端子間のインダクタンスは、入力端子と共通端子ＩＡＣＴとの間のインダクタンスの１／５未満であることが好ましい。これらの制約は、結合係数が少なくとも０．９であることを意味する。図１６のインダクタンスアセンブリへの銅の使用は、主巻線内の電流が不連続であるので、図１３〜１５のそれらに使用したときほど良好ではない。図１４に示される一対の巻線を備えた構成は、インダクタアセンブリの好適な実施形態である。
インダクタアセンブリＩＡの種々の実施形態におけるインダクタンス値間の比率の上述の好適な値は、代表的なダイオード転流時間および主インダクタにおける代表的なリップル電流レベルから導出されるので、それらの値は、例証のためのガイドラインに過ぎず、また主たるデザインを制約するものではない。
図１７〜１９は、それぞれ、ソフトスイッチバック電力コンバータＳＳＢＫＰＣ、バックブースト電力コンバータＳＳＢＢＰＣ、およびブースト電力コンバータＳＳＢＴＰＣを示す。これらの電力コンバータは、図４〜６の従来技術の電力コンバータで使用されるハードスイッチ電力コンバータセルの代わりに、ソフトスイッチ電力コンバータセル（図１２のＳＳＰＣＣの実施形態）を用いる。ソフトスイッチ電力コンバータ内のソフトスイッチ電力コンバータセルの配向性、およびそれらの極性は、ハードスイッチ電力コンバータに対して上述したものと同じである。
図２０は、図２に示され利用に構成した２つの正のスイッチアセンブリＰＳＡ１と、ＰＳＡ２と、を備えた正のソフトスイッチ電力コンバータセルＰＳＳＰＣＣを備えた、図１７のソフトスイッチバック電力コンバータＳＳＢＫＰＣの実施形態を示す。（対照的に、図２５のＮＳＳＰＣＣは、負のソフトスイッチ電力コンバータセルである。）インダクタアセンブリＩＡは、図１３内に示されるタイプであって、２つの離散的な転流インダクタＬＣ１およびＬＣ２と、主インダクタＬＭと、を備える。更なる転流インダクタおよびスイッチアセンブリは、図１３に示されるように接続することが可能であるが、Ｎ個のスイッチアセンブリは、３６０°／Ｎのインターリービング位相角差で動作させることが好ましい。転流インダクタのインダクタンスは、等しいことが好ましい。しかし、図１４に示されるように、２つの転流インダクタが密結合の場合が、好適な実施形態である。
図２１は、図２０のソフトスイッチングバック電力コンバータＳＳＢＫＰＣの波形を示す。この波形は、以下の特性を有するコンピュータシュミレーションによって得られたものである：入力電圧Ｖｉｎ＝７５０ＶＤＣ、出力電圧Ｖｏｕｔ＝４００ＶＤＣ、出力電流Ｉｏｕｔ＝６２．５Ａ、スイッチング期間Ｔｓ＝６４μｓ、６００μＨ主インダクタ、２つの離散的２０μＨ転流インダクタ、および１０μＦコンバータ出力コンデンサ。図２１の電流波形の線図は、縦軸の１目盛が１０Ａである。
図８の波形を生じたシミュレーションと同様に、本シミュレーションで使用したＣＯＣの容量は、出力リップルを無視できるように選択したが、代表的な直流プラズマ負荷のような、高周波数リップルがクリティカルではない動作負荷用のコンバータを、より小さなコンデンサとともに使用することができる。アークに配電されうるエネルギを減じるので、プラズマ負荷に対しては、出力容量が低いことが望ましい。ＳＳＰＣＣは、シミュレーションにおいて、理想的な電圧源によって供給されたので、コンバータ入力コンデンサは不要であった。
共通スイッチ端子ＣＳＴ１とパッシブスイッチ端子ＰＳＴ１との間の電圧をＶＣＰ１と表記し、ＣＳＴ２とＰＳＴ２との間の電圧をＶＣＰ２と表記する。フリーホイーリングダイオードＦＤ１を介した電流ＩＦＤ１は、スイッチＳＷ１が時間ｔ０でオンになったときに非常に小さいので、ＦＤ１のピーク逆方向回復電流ＩＲＤ１も非常に小さい。時間ｔ０で、ＦＤ２を流れる電流ＩＦＤ２は、ＬＣ２を流れる電流に等しく、主インダクタの電流ＩＬＭよりもわずかに小さい。ＳＷ１がオンになった後、ＦＤ２の電流が減少するにつれて、そこを流れる電流は増加する。アンペア／秒での電流推移の傾斜は、Ｖｉｎ／Ｌｉｉに等しく、ここで、Ｌｉｉ＝ＬＣ１＋ＬＣ２である。同じタイプの電流推移が、時間Ｔｓ／２の後にＳＷ２およびＦＤ２の電流に対して生じる。
転流インダクタＬＣ２を流れる電流は、ＦＤ２がオフになっているときに逆転し、ＦＤ２が最終的にオフになったときに、この電流によって、逆並列ダイオードＡＰＤ２が導通するまで、ＣＳＴ２における電圧が上昇する。時間ｔ１でＳＷ１がオフになった直後に、ＣＳＴ１での電圧が減少し、次いでＦＤ１が導通して、主インダクタの電流を取り出す。ＳＷ１がオフになった直後に、小さな逆方向回復電流によってＡＰＤ２がオフになり、ＦＤ２がＬＣ２に流れる小さな電流によって導通し始めるまで、ＣＳＴ２における電圧が減少する。時間Ｔｓ／２でＳＷ２がオンになると、そのときにＦＤ２を流れる電流は、流れたとしても非常に少ないので、ＳＷ２は、時間ｔ０でＳＷ１が行ったような、大きな電流スパイクがなくてもオンになる。
本発明のソフトスイッチ電力コンバータセルのソフトスイッチング特性は、スイッチおよびダイオードの省力化を可能にし、これらのセルを使用したコンバータ回路は、従来技術のハードスイッチ電力コンバータセルを使用した回路を備えたものよりも高い周波数で動作できるようになる。より高い周波数での動作によって、インダクタおよびコンデンサ値を減じることが可能になり、これによって物理的サイズおよびコストが削減される。また、より高い周波数での動作によって、コンバータの過度応答を改善し、プラズマアークへの供給に利用できるエネルギを減じることが可能になる。
ハードスイッチ電力コンバータでは、ダイオードの電流は、順方向の導通モードから逆方向の導通モードに非常に急速に逆転する。しかし、図２１の波形は、ｔ０およびＴｓ／２に従うソフトスイッチング電力コンバータセルＰＳＳＰＣＣの転流期間中に、ダイオードの電流は、１９Ａ／μｓの比較的遅い割合で減少し、これによって、ダイオードの電流が逆転する前に、ダイオード接合部における顕著な再結合を可能にする。結果的に、ピーク逆方向回復電流ＩＲＤ１およびＩＲＤ２は低く（出力電流の約１／５）、これによって、ダイオードのターンオフ損失およびスイッチのターンオン損失が少なくなる。対照的に、図８は、図７のハードスイッチ電力コンバータセルＰＨＳＰＣＣ内のダイオードの電流が、ほぼ１０００Ａ／μｓの割合で減少し、出力電圧よりも３５％大きな、ピーク逆方向回復電流ＩＲＤ１およびＩＲＤ２が得られることを示す。これによって、ダイオードのターンオフ損失およびスイッチのターンオン損失が多くなる。代表的な高電圧のパワーダイオードの最適な電流減少の傾斜は、約２０Ａ／μｓから１００Ａ／μｓまで変動する。最適な逆方向回復および転流時間は、ダイオード技術が向上すれば削減することが可能である。
ダイオードの電流をゼロにさせるために必要な時間Ｔｚは、ＩｏｕｔＬｉｉ／Ｖｉｎにほぼ等しく、ここで、Ｌｉｉ＝ＬＣ１＋ＬＣ２である。総転流時間Ｔｃｔは、Ｔｚと、フリーホイーリングダイオードＦＤの逆方向回復時間ｔｒｒｆとの合計に等しい。図２１では、ダイオードの電流は、約３μｓでゼロに達し、ダイオードの逆方向回復時間ｔｒｒｆは、約１μｓである。したがって、総転流時間Ｔｃｔは、約４μｓとなり、スイッチング期間Ｔｓの６４μｓの１／１６である。
電力コンバータセルの電圧転換比率Ｍは、アクティブ端子とパッシブ端子との間の平均電圧Ｖａｐで割った、インダクティブ端子とパッシブ端子との間の平均電圧Ｖｉｐの定常状態比率として定義される。連続導通モードで動作するハードスイッチ電力コンバータセルでは、転換比率Ｍは、理想的には（可逆コンポーネントによって）スイッチＳＡＣの負荷比率Ｄに等しい：Ｍ＝Ｖｉｐ／Ｖａｐ＝Ｄ。したがって、連続導通モードで動作するハードスイッチ電力コンバータの理想的な定常状態電圧転換比率Ｖｏｕｔ／Ｖｉｎは、単に負荷サイクルの関数であり、コンバータ出力電流に依存しない。電圧転換比率は、高圧ハードスイッチ電力コンバータにおける理想的な値にほぼ等しい。
対照的に、総転流時間Ｔｃｔの影響、およびコンバータセルの平均端子間電圧の逆並列ダイオードＴｒｒｎの逆方向回復時間のために、理想的なコンポーネントを備えていても、出力電流が増加すると、連続導通モードで動作する本発明のソフトスイッチ電力コンバータセルの電圧転換比率Ｍは減少する。図２０のソフトスイッチ電力コンバータセルＰＳＳＰＣＣでは、接合部ＩＣＪとパッシブ端子との間の電圧は、転流期間Ｔｃｔおよび逆並列ダイオードの逆方向回復期間Ｔｒｒｎ中の、アクティブ端子とパッシブ端子との間の電圧の半分に等しい。結果的に、Ｎ組のスイッチアセンブリを備えた、ソフトスイッチ電力コンバータセルＳＳＰＣＣに対するＭの理想的な値は、電力コンバータセルが、連続導通モードで動作し、ＴｃｔとＴｒｒｎとの合計が、スイッチＳＡＣの導通期間Ｄ・Ｔｓ未満である場合には：
Ｍ＝Ｖｉｐ／Ｖａｐ＝Ｎ・［Ｄ−０．５（Ｔｃｔ＋Ｔｒｒｎ）／Ｔｓ］となる。ＴｃｔとＴｒｒｎとの合計が、スイッチＳＡＣの導通期間に達したときに、ソフトスイッチングが失われる。Ｍの理想的な値は、電力コンバータが連続導通モードで動作しているときには、Ｎ・Ｄ／２未満にはならない。
どちらのＴｃｔ＋Ｔｒｒｎも出力電流に直接関係するので、出力電流が上昇すると、バック電力コンバータＢＫＰＣの出力電圧（Ｍに比例する）は減少する。例えば、負荷サイクルＤ＝０．２５で動作する、図２０のソフトスイッチバック電力コンバータＳＳＢＫＰＣによって、少ない負荷での最大出力電圧は、入力電圧の半分になるが、出力電圧は、ＴｃｔとＴｒｒｎとの合計が、スイッチＳＡＣの導通期間Ｄ・Ｔｓに等しいか、またはこれを超えたときに、大きい負荷での出力電圧の１／４に減少する。
スイッチの最大負荷サイクルは、１／Ｎであることが好ましい。負荷サイクルがこれを超えて増加しても、転換比率Ｍは増加せず、またソフトスイッチング効果が失われることになる。対照的に、図７の従来技術のハードスイッチインターリーブバックコンバータ内のスイッチの負荷サイクルは、インダクタが連続導通モードで動作しているときに、出力電圧の全てをカバーするために、０〜１の負荷サイクル範囲の全てを使用しなければならない。
総転流時間は、全負荷のときに、出力電圧を入力電圧に近づけなければならない、バック電力コンバータＢＫＰＣに対するＴｓの１／５未満であることが好ましい。電力を配電する能力が過度に影響を受けない状況では、より長い転流時間を許容することが可能である。Ｍが出力電流の関数であるという事実から、電力コンバータの過度応答における減衰効果が有用な場合もある。例えば、負の増分インピーダンスを有するプラズマ負荷を供給するために、ソフトスイッチバック電力コンバータＳＳＢＫＰＣを使用するとき、この効果は、電力コンバータの出力インピーダンスを増加させるので、電力供給を安定させることが可能である。
１つのインダクタアセンブリに、２つより多くのスイッチアセンブリを接続する代わりに、コンバータセル間のインターリーブスイッチングによって、図１７に示されるように、同じ極性の２つ以上のソフトスイッチング電力コンバータセルＳＳＰＣＣを並行して動作させることが好ましい。２つのインターリーブソフトスイッチング電力コンバータセルのスイッチングパターンを図２６に示す。これは、図２５の積層型バックコンバータＳＢＫＰＣの波形を示す。しかし、２つのソフトスイッチバック電力コンバータセルをそのように積層すると、それらは反極性となるはずである。２つのインターリーブソフトスイッチ電力コンバータセルを並行して動作させると、それらは、図７に示されるような、従来技術のインターリーブコンバータで生じるリップルキャンセルを有することになる。図７の２つのインダクタの結合電流Ｉｔｏｔａｌは、各インダクタ内の電流よりもリップルがはるかに少ない。リップルキャンセル効果は、図８のインダクタ電流の波形に示されるが、図２０の電力コンバータはインターリーブされていないので、図２１のインダクタの波形が欠如している。
本発明のソフトスイッチ電力コンバータセルに、図１８および１９のバックブーストおよびブーストコンバータを実装することで、バックコンバータにもたらされるものと同じタイプの性能の向上が提供され、スイッチング波形は図２０のものと同じ形状を有する。
図２２〜２４は、２つのソフトスイッチ電力コンバータセルをどのように接続して、ソフトスイッチ積層型バック電力コンバータＳＢＫＰＣ、ソフトスイッチ積層型バックブースト電力コンバータＳＢＢＫＰＣ、およびソフトスイッチ積層型ブースト電力コンバータＳＢＴＰＣをそれぞれ形成するのかを示す。これらの回路によって、入力および出力電圧を、スイッチおよびダイオードが同じ定格電圧である単一の電力コンバータの２倍にすることが可能になる。これらの回路は、通常高い出力電圧を必要とするので、プラズマ負荷を動作させる電力供給に特に有用である。積層型電力コンバータは、正および負の電力コンバータ入力端子ＰＣＩＴおよびＮＣＩＴと、正および負の電力コンバータ出力端子ＰＣＯＴおよびＮＣＯＴと、を備える。
図２２のソフトスイッチ積層型バック電力コンバータＳＢＫＰＣでは、正のソフトスイッチ電力コンバータセルＰＳＳＰＣＣは、正の入力端子ＰＣＩＴと中間端子ＣＣＩＴとの間に接続される。負のソフトスイッチ電力コンバータセルＮＳＳＰＣＣは、ＣＣＩＴと負の入力端子ＮＣＩＴとの間に接続される。２つの電力コンバータセルは、インターリーブ方式で動作させることが好ましい。ＳＢＫＰＣは、端子ＣＣＩＴにおいて共通接続を有する、２つの積層型電力供給装置から、電力を受けることができる。２つの電力コンバータセルのスイッチング負荷サイクルがつりあった場合、１つの電力供給装置をＰＣＩＴとＮＣＩＴとの間に接続し、ＣＣＩＴをフロートさせることが可能である。これも、図２３の電力コンバータＳＢＢＰＣをソフトスイッチ積層型バックブーストに適用する。
図２６は、図２５のソフトスイッチ積層型バックコンバータＳＢＫＰＣの波形を示す。インダクタアセンブリごとに２つのスイッチアセンブリを備えた、各ソフトスイッチング電力コンバータセルが示されているが、それらにはＮ個（Ｎは１より大きい）のスイッチアセンブリを実装することが可能である。図１５のソフトスイッチングバック電力コンバータＢＫＰＣと同様に、スイッチの最大負荷サイクルは、１／Ｎであることが好ましい。各ソフトスイッチ積層型電力コンバータセルのスイッチは、３６０°／Ｎのインターリービング位相角差で動作させることが好ましいが、２つのセルのスイッチングパターンもインターリーブされることが好ましく、これは、２つの積層型電力コンバータセルＰＰＣＣ間に、１８０°／Ｎの有効なインターリービング位相角差を提供する。転流インダクタのインダクタンスは、等しいことが好ましい。
接合部ＣＳＴ１〜ＣＳＴ４とＣＣＩＴとの間の電圧を、それぞれ波形ＶＣＰ１〜ＶＣＰ４で示す。各電力コンバータセルの波形は、主インダクタ内のリップル電流ＩＬＭが、２つの電力コンバータセル間のインターリーブによって減じられることを除いて、図２０のものと基本的に同じである。図２６に示されているように、ＬＭ１２およびＬＭ３４のリップル電流の周波数は、スイッチのスイッチング周波数の２倍である。これは、並列接続されたインターリーブ電力コンバータセルによって生じるリップルキャンセル効果に類似しているが、２つの主インダクタの電流の合計にキャンセルだけを有する代わりに、両方のインダクタのリップル電流が減じられているという利点がある。２つの並列接続されたインターリーブ電力コンバータによって、主インダクタのリップル電流の合計におけるリップルは、スイッチの負荷サイクルが５０％のときに、ほぼ完全にキャンセルされる。積層型インターリーブ電力コンバータによって、主インダクタ内のリップル電流は、スイッチの負荷サイクルが２５％のときに、ほぼ完全にキャンセルされる。
波形は、以下の特性を有するコンピュータシュミレーションによって得られたものである：ＰＣＩＴとＣＣＩＴとの間、およびＣＣＩＴとＮＣＩＴとの間の入力電圧Ｖｉｎ＝７５０ＶＤＣ（計、１５００ＶＣＤ）、出力電圧Ｖｏｕｔ＝４００ＶＤＣ、出力電流Ｉｏｕｔ＝６２．５Ａ、スイッチング期間Ｔｓ＝６４μｓ、３００μＨ主インダクタ、インダクタアセンブリごとの２つの離散的２０μＨ転流インダクタ、および１０μＦコンバータ出力コンデンサ。ＳＢＫＰＣは、２つの理想的な電圧源によって供給されたので、コンバータ入力コンデンサＰＣＩＣおよびＮＣＩＣは不要であった。
図８および２１の波形を生じたシミュレーションと同様に、シミュレーションで使用したＣＯＣの容量は、出力リップルを無視できるように選択したが、代表的な直流プラズマ負荷のような、高周波数リップルがクリティカルではない動作負荷用のコンバータを、より小さなコンデンサとともに使用することができる。アークに配電されうるエネルギを減じるので、プラズマ負荷に対しては、出力容量が低いことが望ましい。図２５のＳＢＫＰＣは、２００４年７月２日に出願された同時係属の特許出願第１０／８８４，１１９号、名称「Ａｐｐａｒａｔｕｓ ａｎｄ Ｍｅｔｈｏｄ Ｆｏｒ Ｆａｓｔ Ａｒｃ Ｅｘｔｉｎｃｔｉｏｎ Ｗｉｔｈ Ｅａｒｌｙ Ｓｈｕｎｔｉｎｇ ｏｆ Ａｒｃ Ｃｕｒｒｅｎｔ ｉｎ Ｐｌａｓｍａ」に開示されている、直流電力供給装置の実装に使用することができる。
図２３および２４のソフトスイッチ積層型バックブーストおよびブースト電力コンバータに、ソフトスイッチ電力コンバータセルＰＳＳＰＣＣおよびＮＳＳＰＣＣを実装することで、ソフトスイッチ積層型バック電力コンバータにもたらされるものと同じタイプの性能の向上が提供され、スイッチング波形は図２６のものと同じ形状を有する。
図２５の積層型バック電力コンバータＳＢＰＰＣでは、主インダクタＬＭ１２およびＬＭ３４が、コンバータ出力コンデンサＣＯＣと直列に効果的に接続されていることがわかる。結果的に、これらの主インダクタのうちの１つを取り除くことが可能であるが、主コンダクタは、スイッチングデバイスと負荷との間に非常に高い周波数インピーダンスを提供することによって、電磁ノイズ干渉（ＥＭＩ）の問題を減らすことができるので、両方の主インダクタを備えることが好ましい。同様に、主インダクタは、図２３および２４の積層型電力コンバータ内の電力コンバータのうちの１つから取り除くことが可能であるが、両方の主インダクタを備えることが好ましい。積層型ソフトスイッチ電力コンバータの主インダクタは、基本的に同じインダクタンスを有することが好ましく、そのような場合、それらは、直列補助の方式で配向された結合極性を有する共通コアに巻回することが可能である。例えば、図２２のソフトスイッチングバック電力コンバータＳＢＫＰＣは、共通コアに巻回されたＬＭ１２およびＬＭ３４を実装し、またＩＴ１およびＩＴ２に接続された端子が反極性を有するように配向された巻線を実装することができる。
特定の構造および動作の詳細を例示して説明したが、それらは単に例証的なものであり、本発明の趣旨および範囲から逸脱することなく、当業者によって容易に変更および改良することが可能であると、明確に理解されたい。
図１は、従来技術のハードスイッチ電力コンバータセルを示す図である。 図２は、従来技術の正および負のスイッチアセンブリを示す図である。 図３は、従来技術の正および負のスイッチアセンブリを示す図である。 図４は、従来技術のハードスイッチバック、バックブースト、およびブースト電力コンバータを示す図である。 図５は、従来技術のハードスイッチバック、バックブースト、およびブースト電力コンバータを示す図である。 図６は、従来技術のハードスイッチバック、バックブースト、およびブースト電力コンバータを示す図である。 図７は、従来技術のハードスイッチングインターリーブバック電力コンバータを示す図である。 図８は、図７の従来技術のハードスイッチング電力コンバータの波形を示す図である。 図９は、従来技術のハードスイッチ積層型バック、積層型バックブースト、および積層型ブースト電力コンバータを示す図である。 図１０は、従来技術のハードスイッチ積層型バック、積層型バックブースト、および積層型ブースト電力コンバータを示す図である。 図１１は、従来技術のハードスイッチ積層型バック、積層型バックブースト、および積層型ブースト電力コンバータを示す図である。 図１２は、ソフトスイッチ電力コンバータセルを示す図である。 図１３は、図１２のインダクタアセンブリＩＡの種々の実施形態の詳細を示す図である。 図１４は、図１２のインダクタアセンブリＩＡの種々の実施形態の詳細を示す図である。 図１５は、図１２のインダクタアセンブリＩＡの種々の実施形態の詳細を示す図である。 図１６は、図１２のインダクタアセンブリＩＡの種々の実施形態の詳細を示す図である。 図１７は、ソフトスイッチバック、バックブースト、およびブースト電力コンバータを示す図である。 図１８は、ソフトスイッチバック、バックブースト、およびブースト電力コンバータを示す図である。 図１９は、ソフトスイッチバック、バックブースト、およびブースト電力コンバータを示す図である。 図２０は、ソフトスイッチングインターリーブバック電力コンバータを示す図である。 図２１は、図２０のソフトスイッチバック電力コンバータの波形を示す図である。 図２２は、ソフトスイッチ積層型バック電力コンバータを示す図である。 図２３は、ソフトスイッチ積層型バックブースト電力コンバータを示す図である。 図２４は、ソフトスイッチ積層型ブースト電力コンバータを示す図である。 図２５は、図２２のソフトスイッチ積層型バック電力コンバータの詳細な図である。 図２６は、図２５の電力コンバータの波形を示す図である。

Claims (10)

  1. ソフトスイッチング積層型インターリーブ電力コンバータであって、
    該ソフトスイッチング積層型インターリーブ電力コンバータは、
    ａ）正のコンバータ入力端子と、負のコンバータ入力端子と、正のコンバータ出力端子と、負のコンバータ出力端子であって、電力は、該正のコンバータ入力端子と該負のコンバータ入力端子との間で受け取られ、出力電流は、該正のコンバータ出力端子と該負のコンバータ出力端子との間に接続される負荷に伝達される、正のコンバータ入力端子と、負のコンバータ入力端子と、正のコンバータ出力端子と、負のコンバータ出力端子と、
    ｂ）アクティブ端子と、パッシブ端子と、インダクティブ端子とを備える正のソフトスイッチング電力コンバータセルであって、これらの３つの端子のうちの１つの端子は、コンバータ入力端子に接続され、これらの３つの端子のうちの別の１つの端子は、コンバータ出力端子に接続される、正のソフトスイッチング電力コンバータセルと、
    ｃ）アクティブ端子と、パッシブ端子と、インダクティブ端子とを備える負のソフトスイッチング電力コンバータセルであって、これらの３つの端子のうちの１つの端子は、コンバータ入力端子に接続され、これらの３つの端子のうちの別の１つの端子は、コンバータ出力端子に接続される、負のソフトスイッチング電力コンバータセルと
    を備え、
    ｄ）該正のソフトスイッチング電力コンバータセルの該３つの端子のうち残りの１つの端子は、該負のソフトスイッチング電力コンバータセルの対応する端子に接続され、
    ｅ）該正のソフトスイッチング電力コンバータセルおよび該負のソフトスイッチング電力コンバータセルのそれぞれは、インダクタアセンブリと、少なくとも２つのスイッチアセンブリとを有し、
    ｆ）各スイッチアセンブリは、アクティブスイッチ端子と、パッシブスイッチ端子と、共通スイッチ端子とを有し、
    ｇ）各電力コンバータセル内の該インダクタアセンブリは、その電力コンバータセル内の各共通スイッチ端子のうちの１つに接続された、別個のインダクタアセンブリ入力端子と、該ソフトスイッチング電力コンバータセルの該インダクティブ端子に接続されたインダクタアセンブリ共通端子とを有し、該インダクタアセンブリは、任意のインダクタアセンブリの入力端子と該インダクタアセンブリ共通端子との間のインダクタンス未満である、一対のインダクタアセンブリ入力端子間の入力−入力インダクタンス値を有し、
    ｈ）各スイッチアセンブリは、該アクティブスイッチ端子と該共通スイッチ端子との間に接続されたスイッチと、該パッシブスイッチ端子と該共通スイッチ端子との間に接続されたダイオードとを備え、該スイッチは、スイッチアセンブリ内のスイッチの動作がスイッチの導通期間中にオンにされることによって、続けて別の該スイッチアセンブリ内のダイオードを転流期間中にオフにするように、インターリーブ方式で動作し、各ダイオードは、ピーク順方向動作電流と、オフになったときのピーク逆方向回復電流とを有する、ソフトスイッチング積層型インターリーブ電力コンバータ。
  2. 前記インダクタアセンブリの前記入力−入力インダクタンス値は、前記ダイオードの前記ピーク逆方向回復電流の大きさが、実質的に前記ピーク順方向動作電流の大きさ未満となるように選択される、請求項１に記載のソフトスイッチング積層型インターリーブ電力コンバータ。
  3. 前記ソフトスイッチングの正の電力コンバータセルの前記スイッチアセンブリ内の前記ダイオード、および前記ソフトスイッチングの負の電力コンバータセルの前記スイッチアセンブリ内の前記ダイオードは、電流が、前記正のソフトスイッチングの正の電力コンバータセル内の前記インダクタアセンブリの前記共通端子から流れ出て、前記負のソフトスイッチング電力コンバータセル内の前記インダクタアセンブリの前記共通端子に流れ込むように、反極性に配向される、請求項１に記載のソフトスイッチング積層型インターリーブ電力コンバータ。
  4. ａ）前記正のソフトスイッチング電力コンバータセルの前記アクティブ端子は、前記正のコンバータ入力端子に接続され、
    ｂ）前記負のソフトスイッチングの正の電力コンバータセルの前記アクティブ端子は、前記負のコンバータ入力端子に接続され、
    ｃ）前記正のソフトスイッチング電力コンバータセルの前記パッシブ端子は、前記負のソフトスイッチング電力コンバータセルの前記パッシブ端子に接続され、
    ｄ）前記正のソフトスイッチング電力コンバータセルの前記インダクティブ端子は、前記正のコンバータ出力端子に接続され、
    ｅ）前記負のソフトスイッチング電力コンバータセルの前記インダクティブ端子は、前記負のコンバータ出力端子に接続される、
    バックコンバータとして機能するように構成された、請求項１に記載のソフトスイッチング積層型インターリーブ電力コンバータ。
  5. ａ）前記正のソフトスイッチング電力コンバータセルの前記アクティブ端子は、前記正のコンバータ入力端子に接続され、
    ｂ）前記負のソフトスイッチングの正の電力コンバータセルの前記アクティブ端子は、前記負のコンバータ入力端子に接続され、
    ｃ）前記正のソフトスイッチング電力コンバータセルの前記インダクティブ端子は、前記負のソフトスイッチング電力コンバータセルの前記インダクティブ端子に接続され、
    ｄ）前記正のソフトスイッチング電力コンバータセルの前記パッシブ端子は、前記正のコンバータ出力端子に接続され、
    ｅ）前記負のソフトスイッチング電力コンバータセルの前記パッシブ端子は、前記負のコンバータ出力端子に接続される、
    バックブーストコンバータとして機能するように構成された、請求項１に記載のソフトスイッチング積層型インターリーブ電力コンバータ。
  6. ａ）前記正のソフトスイッチング電力コンバータセルの前記インダクティブ端子は、前記正のコンバータ入力端子に接続され、
    ｂ）前記負のソフトスイッチングの正の電力コンバータセルの前記インダクティブ端子は、前記負のコンバータ入力端子に接続され、
    ｃ）前記正のソフトスイッチング電力コンバータセルの前記アクティブ端子は、前記負のソフトスイッチング電力コンバータセルの前記アクティブ端子に接続され、
    ｄ）前記正のソフトスイッチング電力コンバータセルの前記パッシブ端子は、前記正のコンバータ出力端子に接続され、
    ｅ）前記負のソフトスイッチング電力コンバータセルの前記パッシブ端子は、前記負のコンバータ出力端子に接続される、
    ブーストコンバータとして機能するように構成された、請求項１に記載のソフトスイッチング積層型インターリーブ電力コンバータ。
  7. 前記転流期間は、前記スイッチの導通期間未満である、請求項１に記載のソフトスイッチング積層型インターリーブ電力コンバータ。
  8. 前記インダクタアセンブリは、少なくとも２つの転流インダクタと、第１および第２の主インダクタ端子を備えた主インダクタとを備え、各転流インダクタは、別個のインダクタアセンブリ入力端子と該第１の主インダクタ端子との間に接続され、該第２の主インダクタ端子は、前記インダクタアセンブリ共通端子に接続される、請求項１に記載のソフトスイッチング積層型インターリーブ電力コンバータ。
  9. 前記転流インダクタのうちの少なくとも２つが、共通のコア構造体に巻回されている、請求項８に記載のソフトスイッチング積層型インターリーブ電力コンバータ。
  10. 前記インダクタアセンブリは、少なくとも２つの被接続インダクタを備え、各インダクタは、別個のインダクタアセンブリ入力端子と前記インダクタアセンブリ共通端子との間に接続される、請求項１に記載のソフトスイッチング積層型インターリーブ電力コンバータ。
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