JP4470756B2

JP4470756B2 - 放電灯点灯装置及び照明装置

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Publication number: JP4470756B2
Application number: JP2005044560A
Authority: JP
Inventors: 俊朗中村
Original assignee: Panasonic Corp; Matsushita Electric Works Ltd
Current assignee: Panasonic Corp; Panasonic Electric Works Co Ltd
Priority date: 2005-02-21
Filing date: 2005-02-21
Publication date: 2010-06-02
Anticipated expiration: 2025-02-21
Also published as: JP2006228685A

Description

本発明は、放電灯点灯装置、及びこれを用いた照明装置に関する。

図２６は、背景技術に係る放電灯点灯装置の構成を示すブロック図である（例えば、特許文献１参照。）。図２６に示す放電灯点灯装置１０１は、直流電源部１０２と、電圧検出部１０３と、電流検出部１０４と、インバータ部１０５と、始動回路１０６と、インバータ制御部１０７と、出力電圧設定部１０８と、ＰＷＭ信号発生回路１０９と、ランプ電圧保持回路１１０と、ランプ電流保持回路１１１とを備えている。そして、始動回路１０６の外部に放電灯Ｌａが接続されるようになっている。

直流電源部１０２は、外部に接続された直流電源Ｅから出力された直流電圧を、ＰＷＭ信号発生回路１０９からの制御信号に応じて所定の直流電圧に変換して放電灯Ｌａに供給するＤＣ−ＤＣコンバータで、トランス１２１と、スイッチング素子１２２と、ダイオード１２３と、コンデンサ１２４と、抵抗１２５とを備えている。電圧検出部１０３は、抵抗１３１と抵抗１３２とが直列に接続されて構成されている。インバータ部１０５は、スイッチング素子１５１，１５２の直列回路と、スイッチング素子１５３，１５４の直列回路とが並列に接続されて構成されたブリッジ回路を備えている。

また、直流電源部１０２の外部に直流電源Ｅが接続されており、直流電源Ｅの正極は、トランス１２１の一次巻線の一端に接続され、他端はスイッチング素子１２２を介して直流電源Ｅの負極に接続されている。トランス１２１の二次巻き線には、ダイオード１２３とコンデンサ１２４との直列回路が並列に接続されており、コンデンサ１２４とトランス１２１との接続点が抵抗１２５を介して直流電源Ｅの負極に接続されている。そして、ダイオード１２３とコンデンサ１２４との接続点と直流電源Ｅの負極との間の電圧が、直流電源部１０２の出力電圧として電圧検出部１０３とインバータ部１０５とに供給されるようになっている。

抵抗１２５は、放電灯Ｌａに流れる電流を検出する電流検出部１０４であり、放電灯Ｌａの負荷電流が抵抗１２５を流れることにより生じた電圧が、放電灯Ｌａに供給されるランプ電流検出値としてランプ電流保持回路１１１を介して出力電圧設定部１０８へ供給される。

また、直流電源部１０２から電圧検出部１０３へ供給された電圧は、抵抗１３１と抵抗１３２とによって分圧され、その分圧された電圧が放電灯Ｌａに印加されるランプ電圧検出値としてランプ電圧保持回路１１０を介して出力電圧設定部１０８へ供給される。また、直流電源部１０２の出力電圧は、スイッチング素子１５１，１５３の接続点とスイッチング素子１５２，１５４の接続点との間に供給され、スイッチング素子１５１，１５２の接続点とスイッチング素子１５３，１５４の接続点との間に出力された電圧が始動回路１０６を介して放電灯Ｌａへ供給される。スイッチング素子１２２，１５１，１５２，１５３，１５４は、例えばＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconducter Field Effect Transistor）を用いて構成されている。

出力電圧設定部１０８は、ランプ電圧保持回路１１０から出力された電圧、すなわちランプ電圧検出値と、電流検出部１０４から出力された電圧、すなわちランプ電流検出値との差分に基づいて直流電源部１０２の出力電圧を設定する回路部で、目標値設定部１８１と、比例積分回路１８２とを備えている。

目標値設定部１８１は、ランプ電圧保持回路１１０から出力された電圧、すなわちランプ電圧検出値に応じて放電灯Ｌａを点灯させるためのランプ電流の目標値を示す信号を比例積分回路１８２へ出力する。

比例積分回路１８２は、抵抗１８３，１８４、コンデンサ１８５、及び演算増幅器１８６を備えて構成されており、目標値設定部１８１から抵抗１８３を介して演算増幅器１８６の反転入力端子が接続され、電流検出部１０４がランプ電流保持回路１１１を介して演算増幅器１８６の非反転入力端子に接続され、演算増幅器１８６の出力端子は、抵抗１８４とコンデンサ１８５とを介して演算増幅器１８６の反転入力端子に接続されている。そして、演算増幅器１８６の出力端子が、ＰＷＭ信号発生回路１０９に接続されている。

そして、ＰＷＭ信号発生回路１０９からの制御信号に応じてスイッチング素子１２２がオンオフされると、スイッチング素子１２２がオンのときにトランス１２１の一次巻線に電流が流れて磁気エネルギーが蓄えられ、スイッチング素子１２２がオフのときにトランス１２１の二次巻線に逆起電圧が発生し、コンデンサ１２４で平滑され、直流電圧としてスイッチング素子１５１，１５２，１５３，１５４からなるインバータ部１０５へ供給される。

そして、インバータ部１０５において、インバータ制御部１０７からの制御信号に応じてスイッチング素子１５１，１５４の組と、スイッチング素子１５２，１５３の組とが交互にオンオフされ、直流電源部１０２から出力された直流電圧がスイッチングされて始動回路１０６を介して放電灯Ｌａへ交番電圧が供給され、放電灯Ｌａが点灯する。始動回路１０６は、放電開始時に点灯電圧よりも非常に高い電圧の始動電圧を印加する必要があるＨＩＤランプ（高圧放電ランプ）を点灯させるための高電圧を発生する回路である。

さらに、放電灯Ｌａが点灯すると、電流検出部１０４によって放電灯Ｌａのランプ電流が検出され、その検出値がランプ電流保持回路１１１を介して演算増幅器１８６へ出力される。また、電圧検出部１０３によって、放電灯Ｌａに印加されるランプ電圧が検出され、その検出値がランプ電圧保持回路１１０を介して目標値設定部１８１へ出力される。そして、目標値設定部１８１によって、ランプ電圧保持回路１１０からのランプ電圧検出値に応じて放電灯Ｌａを点灯させるためのランプ電流の目標値を示す信号が比例積分回路１８２へ出力され、比例積分回路１８２によって、ランプ電流目標値とランプ電流検出値との差分が比例積分される。

そして、比例積分回路１８２による比例積分値が直流電源部１０２の出力電圧の設定値としてＰＷＭ信号発生回路１０９へ出力され、ＰＷＭ信号発生回路１０９により比例積分回路１８２の比例積分値に応じてスイッチング素子１２２をオンオフさせる制御信号のデューティが設定されて、出力電圧設定部１０８で設定された電圧が直流電源部１０２から出力される。

この場合、インバータ部１０５において、スイッチング素子１５１，１５４の組とスイッチング素子１５２，１５３の組とが交互にオンオフされて放電灯Ｌａへ供給される電圧が交番する際、放電灯Ｌａと直列に接続されたインダクタンス成分、例えば始動回路１０６の影響により、電圧検出部１０３によって検出される放電灯Ｌａのランプ電圧検出値と電流検出部１０４によって検出される放電灯Ｌａのランプ電流検出値とが不連続な値となる。そうすると、ランプ電圧検出値とランプ電流検出値との差分に基づいて、直流電源部１０２の出力電圧を設定する出力電圧設定部１０８によって一時的に過大な出力電圧値や過小な出力電圧値が設定される場合があり、直流電源部１０２の出力電圧が不安定になる結果、放電灯Ｌａの発光が不安定になったり消灯してしまうおそれがある。

そこで、インバータ制御部１０７は、スイッチング素子１５１，１５４の組とスイッチング素子１５２，１５３の組とをオンオフさせる交番タイミングを示す交番タイミング信号をランプ電圧保持回路１１０とランプ電流保持回路１１１とに出力する。

ランプ電圧保持回路１１０は、電圧検出部１０３と出力電圧設定部１０８との間に介設されたスイッチ１１２と、スイッチ１１２の出力電圧設定部１０８側端子とグラウンドとの間に接続されたコンデンサ１１３とを備えている。スイッチ１１２は、インバータ制御部１０７から出力された交番タイミング信号が、交番タイミングを示す場合にオフされ、交番タイミングではない場合にはオンされる。これにより、交番タイミングではない場合はスイッチ１１２がオンされ電圧検出部１０３から出力されたランプ電圧検出値を示す電圧が、スイッチ１１２を介して出力電圧設定部１０８へ供給されると共にコンデンサ１１３に充電される一方、交番タイミングではスイッチ１１２がオフされコンデンサ１１３に充電されていた電圧が出力電圧設定部１０８へ供給されるので、交番タイミングにおいて電圧検出部１０３により検出されるランプ電圧検出値が不連続な値となることが抑制される。

ランプ電流保持回路１１１は、電流検出部１０４と出力電圧設定部１０８との間に介設されたスイッチ１１４と、スイッチ１１４の出力電圧設定部１０８側端子とグラウンドとの間に接続されたコンデンサ１１５とを備えている。スイッチ１１４は、インバータ制御部１０７から出力された交番タイミング信号が、交番タイミングを示す場合にオフされ、交番タイミングではない場合にはオンされる。これにより、交番タイミングではない場合はスイッチ１１４がオンされ電流検出部１０４から出力されたランプ電流検出値を示す電圧が、スイッチ１１４を介して出力電圧設定部１０８へ供給されると共にコンデンサ１１５に充電される一方、交番タイミングではスイッチ１１４がオフされコンデンサ１１５に充電されていた電圧が出力電圧設定部１０８へ供給されるので、交番タイミングにおいて電流検出部１０４により検出されるランプ電流検出値が不連続な値となることが抑制される。

以上のように、ランプ電圧保持回路１１０とランプ電流保持回路１１１とによって、電圧検出部１０３により検出されるランプ電圧検出値と電流検出部１０４により検出されるランプ電流検出値とが交番タイミングにおいて不連続な値となることが抑制されるので、交番タイミングにおいて直流電源部１０２の出力電圧が不安定になり、放電灯Ｌａの発光が不安定になったり消灯してしまうことが抑制されるようになっている。
特開平９−７７８４号公報

ところで、上述のように、インバータ部１０５から出力される電圧の交番タイミングにおいて、ランプ電圧検出値とランプ電流検出値とを、ランプ電圧保持回路１１０とランプ電流保持回路１１１とによって保持する構成では、ランプ電圧保持回路１１０とランプ電流保持回路１１１とを設ける必要があり、回路規模が増大するという不都合があった。また、例えばインバータ制御部１０７、出力電圧設定部１０８、及びＰＷＭ信号発生回路１０９等の制御回路を集積回路化する場合、ランプ電圧保持回路１１０やランプ電流保持回路１１１に用いられるコンデンサ１１３，１１５は集積回路化することが困難であるため、集積回路の外部に外付けする必要がある。そうすると、コンデンサ１１３，１１５を外付けするための信号ピンを必要とし、集積回路のパッケージによる信号ピン数制限により、インバータ制御部１０７等の制御回路における集積回路化の難易度が増大するという不都合があった。

本発明は、このような問題に鑑みて為された発明であり、ランプ電圧保持回路とランプ電流保持回路とを備えることなく放電灯への供給電圧の交番タイミングにおける直流電源部の出力電圧を安定化することができる放電灯点灯装置、及びこれを用いた照明装置を提供することを目的とする。

上述の目的を達成するために、本発明の第１の手段に係る放電灯点灯装置は、直流電圧を出力する直流電源部と、前記直流電源部から出力された直流電圧をスイッチングして放電灯の点灯用の交番電圧を生成するインバータ部と、前記放電灯に供給される電圧を検出する電圧検出部と、前記電圧検出部により検出された電圧から前記放電灯に供給する目標電流値を設定する目標値設定部と、前記放電灯に供給される電流値を検出電流値として検出する電流検出部と、前記目標値設定部により設定された目標電流値と前記電流検出部により検出された検出電流値との差分を表す差分信号を出力する差分出力部と、前記差分出力部から出力された差分信号を積分する積分回路と、前記積分回路の積分値に応じて前記直流電源部の出力電圧を設定する出力電圧設定部と、前記インバータ部における前記スイッチング動作のタイミングと同期して前記積分回路による前記差分信号の積分を停止させる積分制御部とを備えることを特徴としている。

また、上述の放電灯点灯装置において、前記差分出力部から出力された差分信号に比例する比例値を出力する比例回路をさらに備え、前記出力電圧設定部は、前記積分回路の積分値と前記比例回路から出力された比例値とに応じて前記直流電源部の出力電圧を設定することを特徴としている。

そして、上述の放電灯点灯装置において、前記比例回路は、前記差分信号が流れる抵抗であり、前記抵抗の両端電圧を前記比例値として出力するものであることを特徴としている。

また、上述の放電灯点灯装置において、前記出力電圧設定部による前記直流電源部の出力電圧設定値の増大を抑制するべく前記比例回路から出力される前記比例値を予め設定された範囲内に制限する比例値制限部をさらに備えることを特徴としている。

そして、上述の放電灯点灯装置において、前記直流電源部は、スイッチング素子のオンオフ動作をＰＷＭ制御することによって出力電圧を設定するものであり、前記出力電圧設定部は、三角波又はノコギリ波を基準信号として出力する基準信号源と、前記基準信号源から出力された基準信号と前記比例回路から出力された比例値との加算値を出力する三角波加算部と、前記三角波加算部から出力された加算値と前記積分回路の積分値とを比較する三角波比較部とを備え、前記三角波比較部による比較結果に基づき前記スイッチング素子のオンオフタイミングを設定するものであることを特徴としている。

さらに、上述の放電灯点灯装置において、前記直流電源部は、入力された直流電流により磁気エネルギーを蓄えるインダクタと、前記インダクタを流れる電流値を検出するインダクタ電流検出部とを備え、前記スイッチング素子は、前記インダクタに流れる電流をオンオフするものであり、前記基準信号源は、前記インダクタ電流検出部により検出された電流値を前記基準信号として用いることを特徴としている。

また、上述の放電灯点灯装置において、前記差分出力部の代わりに前記目標値設定部により設定された目標電流値と前記電圧検出部により検出された検出電流値とを比較する電流値比較部を備え、前記電流値比較部による比較結果に応じて前記積分回路を充放電する充放電部をさらに備え、前記積分回路は、前記差分信号の代わりに前記充放電部から出力された充放電電流を積分することを特徴としている。

そして、上述の放電灯点灯装置において、前記充放電部は、前記積分回路の充電と放電との切り替えを、所定の周期タイミングと同期して行うことを特徴としている。

また、前記比例回路へ供給される前記差分信号にオフセット電流を加算するオフセット電流源をさらに備えることを特徴としている。

さらに、上述の放電灯点灯装置において、前記出力電圧設定部による前記直流電源部の出力電圧設定値の増大を抑制するべく前記積分回路から出力される前記積分値を予め設定された範囲内に制限する積分値制限部をさらに備えることを特徴としている。

そして、上述の放電灯点灯装置において、前記放電灯の点灯状態を検出する点灯状態検出部をさらに備え、前記出力電圧設定部は、前記点灯状態検出部により前記放電灯の消灯が検出されている間、前記直流電源部の出力電圧を予め設定された初期電圧に設定することを特徴としている。

また、上述の放電灯点灯装置において、前記出力電圧設定部は、前記点灯状態検出部により前記放電灯の点灯が検出された後、予め設定された設定時間の間、前記初期電圧の設定を維持することを特徴としている。

そして、本発明の第２の手段に係る照明装置は、放電灯を点灯させるための放電灯点灯装置と、前記放電灯点灯装置を収容する筐体とを備え、前記放電灯点灯装置は、上述の放電灯点灯装置であることを特徴としている。

このような構成の放電灯点灯装置及び照明装置は、インバータ部によって直流電源部から出力された直流電圧がスイッチングされて放電灯点灯用の交番電圧が生成され、電圧検出部によって放電灯に供給される電圧が検出され、電圧検出部により検出された電圧から放電灯に供給する目標電流値が設定され、電流検出部により放電灯に供給される電流値が検出電流値として検出される。また、差分出力部により、目標値設定部により設定された目標電流値と電流検出部により検出された検出電流値との差分を表す差分信号が出力され、積分回路により差分出力部から出力された差分信号が積分され、出力電圧設定部により積分回路の積分値に応じて直流電源部の出力電圧が設定される。そして、積分制御部によりインバータ部におけるスイッチング動作のタイミングと同期して積分回路による差分信号の積分が停止されるので、放電灯への供給電圧の交番タイミングにおける不連続な差分信号が積分されてその積分値に応じて直流電源部の出力電圧が設定されることが抑制されるので、ランプ電圧保持回路とランプ電流保持回路とを備えることなく直流電源部の出力電圧を安定化することができる。

以下、本発明に係る実施形態を図面に基づいて説明する。なお、各図において同一の符号を付した構成は、同一の構成であることを示し、その説明を省略する。

（第１実施形態）
図１は、本発明の一実施形態に係る照明装置の構成の一例を示す断面図である。図１に示す照明装置１は、例えば自動車、オートバイや列車等の車両に用いられる前照灯であり、車両の車体に固定される灯体ハウジング２（筐体）の内部にランプソケット３と反射板４と放電灯Ｌａとを収納したものであり、灯体ハウジング２の前面に設けた開口部には、灯体レンズ５が装着される。灯体ハウジング２の後部には、放電灯Ｌａを交換するための開口部６が設けられており、開口部６には着脱可能なキャップ７が取り付けられている。灯体ハウジング２の下部外側には、ケースに収納された放電灯点灯装置８が取り付けられ、放電灯点灯装置８には、例えばバッテリを直流電源として電源供給を行うための電源線ＣＢＬ１が接続されている。さらに、放電灯点灯装置８と、ランプソケット３とはハーネスＣＢＬ２により接続されている。そして、ランプソケット３に放電灯Ｌａを取り付けることにより、放電灯点灯装置８からの電力を放電灯Ｌａへ供給し、放電灯Ｌａを点灯させるようになっている。そして、照明装置１は、例えば図２に示す車両９の車体における前部の左右両側にそれぞれ配設されるようになっている。

図３は、本発明の第１の実施形態に係る放電灯点灯装置８の構成の一例を示すブロック図である。図３に示す放電灯点灯装置８は、直流電源部１０と、インバータ部２０と、始動回路３０と、制御回路部４０と、ＰＷＭ信号発生回路５０とを備えている。

直流電源部１０は、外部に接続された直流電源Ｅから出力された直流の入力電圧Ｖｉｎを、ＰＷＭ信号発生回路５０からの制御信号に応じて所定の直流電圧である出力電圧Ｖｏｕｔに変換してインバータ部２０に供給するＤＣ−ＤＣコンバータで、トランスＴと、スイッチング素子Ｑ１と、ダイオードＤ１と、コンデンサＣ１とを備えている。

また、直流電源部１０の外部に直流電源Ｅが接続されており、直流電源Ｅの正極は、トランスＴの一次側巻線Ｌ１の一端に接続され、他端はスイッチング素子Ｑ１を介して直流電源Ｅの負極に接続されている。トランスＴの二次側巻線Ｌ２には、ダイオードＤ１とコンデンサＣ１との直列回路が並列に接続されている。そして、コンデンサＣ１の両端電圧が、直流電源部１０の出力電圧Ｖｏｕｔとしてインバータ部２０へ供給されるようになっている。

インバータ部２０は、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３の直列回路とスイッチング素子Ｑ４，Ｑ５の直列回路とが並列に接続されて構成されたブリッジ回路と、制御回路部４０からの制御信号に応じてスイッチング素子Ｑ２〜Ｑ５をオンオフさせるドライブ回路２１とを備えている。スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ５は、例えばＭＯＳＦＥＴを用いて構成されている。

始動回路３０は、放電開始時に点灯電圧よりも非常に高い電圧を印加する必要があるＨＩＤランプ（高圧放電ランプ）を点灯させるため高電圧を発生する回路である。始動回路３０は、図１に示すハーネスＣＢＬ２とランプソケット３とを介してランプソケット３に取り付けられた放電灯Ｌａと接続されている。

制御回路部４０は、ランプ電圧検出回路４０１（電圧検出部）と、目標値設定部４０２と、ランプ電流検出回路４０３（電流検出部）と、差分出力部４０４と、ＶＩ変換回路４０５と、インバータ制御部４０６と、スイッチＳＷ１（積分制御部）と、比例積分回路４０７（積分回路）とを備えている。

ランプ電圧検出回路４０１は、コンデンサＣ１の両端電圧、すなわち直流電源部１０の出力電圧を、放電灯Ｌａに供給されるランプ電圧と略等価な電圧として検出し、その電圧を示す電圧検出信号ＳＬＶを目標値設定部４０２へ出力する。目標値設定部４０２は、ランプ電圧検出回路４０１から出力された電圧検出信号ＳＬＶから放電灯Ｌａに供給する目標電流値を設定すると共に、その目標電流値を示す目標電流値信号ＳＴＩを差分出力部４０４へ出力する。ランプ電流検出回路４０３は、直流電源部１０の出力電流を、放電灯Ｌａに供給されるランプ電流と略等価な電流として検出し、その電流を示す電流検出信号ＳＬＩを差分出力部４０４へ出力する。

差分出力部４０４は、例えば減算器を用いて構成されており、目標値設定部４０２により設定された目標電流値を示す目標電流値信号ＳＴＩからランプ電流検出回路４０３により検出された検出電流値を示す電流検出信号ＳＬＩを減算した差分値を示す差分電圧をＶＩ変換回路４０５へ出力する。ＶＩ変換回路４０５は、電圧−電流変換回路で、差分出力部４０４により得られた差分電圧を電流に変換した差分信号ＳＵＢをスイッチＳＷ１を介して比例積分回路４０７へ出力する。スイッチＳＷ１は、インバータ制御部４０６からのホールド信号Ｈｏｌｄに応じてオンオフするスイッチング素子である。

比例積分回路４０７は、コンデンサＣ２と抵抗Ｒ１との直列回路から構成されており、比例積分回路４０７のコンデンサＣ２側端子がスイッチＳＷ１に接続され、抵抗Ｒ１側端子がグラウンドに接続されている。そして、ＶＩ変換回路４０５からスイッチＳＷ１を介して比例積分回路４０７へ供給された差分信号ＳＵＢが抵抗Ｒ１を流れ、コンデンサＣ２により充電されてコンデンサＣ２と抵抗Ｒ１との直列回路の両端間に生じた電圧が、直流電源部１０の出力電圧Ｖｏｕｔを設定する電圧制御信号ＳＷＣとしてＰＷＭ信号発生回路５０へ出力される。この場合、比例積分回路４０７は、出力電圧設定部の一例として機能する。

ＰＷＭ信号発生回路５０は、制御回路部４０から出力された電圧制御信号ＳＷＣに応じてＰＷＭ制御に基づきスイッチング素子Ｑ１をオンオフさせるための制御信号ＳＰＷＭのデューティを変化させ、直流電源部１０から電圧制御信号ＳＷＣに応じた出力電圧Ｖｏｕｔを出力させる。図４は、ＰＷＭ信号発生回路５０の構成の一例を示す回路図である。図４に示すＰＷＭ信号発生回路５０は、例えばノコギリ波信号Ｗ１を出力する発振器ＯＳＣ１と、ノコギリ波信号Ｗ１と電圧制御信号ＳＷＣとを比較するコンパレータＣＭＰ１とを備えている。なお、発振器ＯＳＣ１は三角波信号を出力する発振回路であってもよい。

図５は、ＰＷＭ信号発生回路５０の動作を説明するための説明図である。図５に示すように、コンパレータＣＭＰ１によりノコギリ波信号Ｗ１と電圧制御信号ＳＷＣとが比較され、電圧制御信号ＳＷＣがノコギリ波信号Ｗ１を上回るとコンパレータＣＭＰ１がオンして制御信号ＳＰＷＭがハイレベルにされ、電圧制御信号ＳＷＣがノコギリ波信号Ｗ１以下になるとコンパレータＣＭＰ１がオフして制御信号ＳＰＷＭがローレベルにされる。これにより、制御回路部４０から出力された電圧制御信号ＳＷＣの電圧レベルが上昇すると制御信号ＳＰＷＭのオンデューティが増大され、電圧制御信号ＳＷＣの電圧レベルが低下すると制御信号ＳＰＷＭのオンデューティが減少されるようになっている。

スイッチング素子Ｑ１は、制御信号ＳＰＷＭがハイレベルでオンされ、ローレベルでオフされるようにされており、制御信号ＳＰＷＭのオンデューティの増減に応じて、すなわち電圧制御信号ＳＷＣの電圧レベルの増減に応じて直流電源部１０の出力電圧Ｖｏｕｔが増減される。

なお、ＰＷＭ信号発生回路５０は、例えば図６に示す構成としてもよい。図６に示すＰＷＭ信号発生回路５０ａは、いわゆるカレントモード型の回路で、コンパレータＣＭＰ１によって、トランスＴの一次側巻線Ｌ１を流れる電流Ｉ１の検出電圧Ｗ２と電圧制御信号ＳＷＣとが比較され、コンパレータＣＭＰ１の出力信号Ｗ３がフリップフロップＦＦ１のリセット端子へ出力され、フリップフロップＦＦ１のセット端子には所定の周波数信号Ｗ０を出力する発振器ＯＳＣ２が接続されている。そして、フリップフロップＦＦ１の出力信号が制御信号ＳＰＷＭとしてスイッチング素子Ｑ１へ出力される。

図７は、図６に示すＰＷＭ信号発生回路５０ａの動作を説明するための説明図である。図７に示すように、発振器ＯＳＣ２から出力された周波数信号Ｗ０によって周期的にフリップフロップＦＦ１がセットされて制御信号ＳＰＷＭがハイレベルにされ、スイッチング素子Ｑ１がオンする。スイッチング素子Ｑ１がオンすると、トランスＴの一次側巻線Ｌ１に流れる電流Ｉ１が徐々に増加して検出電圧Ｗ２が徐々に増大し、電圧制御信号ＳＷＣに達するとコンパレータＣＭＰ１によってフリップフロップＦＦ１がリセットされて制御信号ＳＰＷＭがローレベルにされ、スイッチング素子Ｑ１がオフする。これにより、電圧制御信号ＳＷＣの電圧レベルの増減に応じて制御信号ＳＰＷＭのオンデューティが増減され、直流電源部１０の出力電圧Ｖｏｕｔが増減されるようになっている。

なお、ＰＷＭ信号発生回路５０，５０ａの構成は図４及び図６に示す構成に限られず、電圧制御信号ＳＷＣの電圧に応じて直流電源部１０の出力電圧Ｖｏｕｔを設定するものであればよい。

インバータ制御部４０６は、インバータ部２０におけるスイッチング素子Ｑ２，Ｑ５をオンオフさせる制御信号ＳＱ２５と、インバータ部２０におけるスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４をオンオフさせる制御信号ＳＱ３４とをドライブ回路２１へ出力し、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ５の組とスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４の組とを交互にオンオフさせて直流電源部１０の出力電圧Ｖｏｕｔをスイッチングさせ、放電灯Ｌａの点灯用の交番電圧を生成させる。また、インバータ制御部４０６は、インバータ部２０におけるスイッチング素子Ｑ２〜Ｑ５のスイッチング動作のタイミングと同期して比例積分回路４０７による差分信号ＳＵＢの積分を停止させるべくホールド信号ＨｏｌｄをスイッチＳＷ１へ出力する。

図８は、インバータ制御部４０６の構成の一例を示す概略ブロック図である。図８に示すインバータ制御部４０６は、周期信号Ｗ４を出力する発振器ＯＳＣ３と、低周波ＩＮＶ駆動信号発生回路４６１と、ホールド信号発生回路４６２とを備えている。低周波ＩＮＶ駆動信号発生回路４６１は、発振器ＯＳＣ３から出力された周期信号Ｗ４に基づき制御信号ＳＱ２５と制御信号ＳＱ３４とを生成すると共にスイッチング素子Ｑ２〜Ｑ５のスイッチング動作のタイミング、すなわち制御信号ＳＱ２５及び制御信号ＳＱ３４の変化するタイミングを示すスイッチングタイミング信号Ｗ５を、ホールド信号発生回路４６２へ出力する。制御信号ＳＱ２５は、例えばハイレベルでスイッチング素子Ｑ２，Ｑ５をオンさせ、制御信号ＳＱ３４は、例えばハイレベルでスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４をオンさせる。

ホールド信号発生回路４６２は、発振器ＯＳＣ３から出力された周期信号Ｗ４と低周波ＩＮＶ駆動信号発生回路４６１から出力されたスイッチングタイミング信号Ｗ５とに基づいてホールド信号ＨｏｌｄをスイッチＳＷ１へ出力する。

図９は、インバータ制御部４０６の動作を説明するための説明図である。まず、低周波ＩＮＶ駆動信号発生回路４６１によって、例えば発振器ＯＳＣ３から出力された周期信号Ｗ４が分周されて、放電灯Ｌａを点灯させるための交番周波数にされた制御信号ＳＱ２５が生成され、制御信号ＳＱ２５を反転した信号（１８０度位相がずれた信号）が制御信号ＳＱ３４として生成される。そして、インバータ制御部４０６から制御信号ＳＱ２５と制御信号ＳＱ３４とがドライブ回路２１を介してスイッチング素子Ｑ２，Ｑ５とスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４とへ出力され、直流電源部１０からの出力電圧Ｖｏｕｔがスイッチング素子Ｑ２，Ｑ５とスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４とによって交互にスイッチングされ、交番電圧にされて始動回路３０を介して放電灯Ｌａへ供給される。

また、制御信号ＳＱ２５，ＳＱ３４は、例えば周期信号Ｗ４がローレベルの期間、例えばローレベルになるようにされている。これにより、制御信号ＳＱ２５の立ち下がりから制御信号ＳＱ３４の立ち上がりまで、及び制御信号ＳＱ３４の立ち下がりから制御信号ＳＱ２５の立ち上がりまでの間に周期信号Ｗ４のローパルス幅の時間だけ、制御信号ＳＱ２５と制御信号ＳＱ３４とが共にローレベルにされる。すなわちスイッチング素子Ｑ２，Ｑ５とスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４とのオンオフの切り替えタイミングにおいて、スイッチング素子Ｑ２〜Ｑ５がすべてオフするデッドオフタイムＴｄが設けられる。

これにより、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ５とスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４とのオンオフ遅延や遷移時間などのために生じるいわゆるアーム短絡の発生が抑制される。また、デッドオフタイムＴｄを、発振器ＯＳＣ３から出力された周期信号Ｗ４における例えばローレベルの期間として設けることができるので、インバータ部２０の交番周期を生成するための発振回路の他にデッドオフタイムＴｄを生成するためのタイマ回路を別途設ける必要がなく、回路を簡素化することができる。

そして、低周波ＩＮＶ駆動信号発生回路４６１から、スイッチング素子Ｑ２〜Ｑ５のスイッチング動作のタイミングを示すスイッチングタイミング信号Ｗ５がホールド信号発生回路４６２へ出力され、ホールド信号発生回路４６２によって、スイッチングタイミング信号Ｗ５で示されるスイッチング素子Ｑ２〜Ｑ５のスイッチング動作のタイミングから、予め設定されたホールド時間Ｔｈｏｌｄの間、ホールド信号ＨｏｌｄがハイレベルでスイッチＳＷ１へ出力される。ホールド時間Ｔｈｏｌｄは、スイッチング素子Ｑ２〜Ｑ５のスイッチング動作タイミングにおいて、ランプ電圧検出回路４０１で検出される検出電圧とランプ電流検出回路４０３によって検出される検出電流とが不連続になる時間を含む時間で周期信号Ｗ４の周期の整数倍にされている。例えば図９に示すホールド時間Ｔｈｏｌｄは発振器ＯＳＣ３から出力される周期信号Ｗ４の２周期分の時間で、例えば２００μｓｅｃ（マイクロ秒）に設定されている。

また、例えばホールド時間Ｔｈｏｌｄを決定したり、その他放電灯点灯装置８内の各部に経過時間に応じた動作をさせるための計時タイマを備える場合には、このような各種計時タイマを動作させるためのそれぞれの時間要素に応じた発振器やタイマ回路を設ける必要があるが、図８に示すインバータ制御部４０６では、発振器ＯＳＣ３から出力された周期信号Ｗ４を用いてこのような各種計時タイマを動作させるので、回路を簡素化することができる。

また、例えば、制御回路部４０を集積回路化する場合、このような各種計時タイマを動作させるための発振器を集積回路の外部に接続するための信号端子や、タイマ回路の時定数を設定するための時定数設定端子が増加するために集積回路に必要とされる外部端子数が必要となる。しかし、図８に示すインバータ制御部４０６では、発振器ＯＳＣ３から出力された周期信号Ｗ４を用いてこのような各種計時タイマを動作させるので、例えば、制御回路部４０やインバータ制御部４０６を集積回路化する場合であっても、各種計時タイマを動作させるための発振器を集積回路の外部に接続するための信号端子が発振器ＯＳＣ３を接続する端子のみでよいので外部接続端子数を低減することができ、集積回路化を容易にすることができる。

図１０は、発振器ＯＳＣ３の構成の一例を示す回路図である。また、図１１は、発振器ＯＳＣ３の動作を説明するための信号波形図である。図１０に示す発振器ＯＳＣ３は、ヒステリシスを有するコンパレータＣＭＰ２と、所定の基準電圧Ｖｒｅｆを分圧する抵抗Ｒ２，Ｒ３と、コンデンサＣ３と、電流源ＣＳ１，ＣＳ２と、スイッチＳＷ２，ＳＷ３とを備えている。そして、基準電圧Ｖｒｅｆとグラウンドとの間に抵抗Ｒ２、抵抗Ｒ３、及びスイッチＳＷ２の直列回路が設けられ、スイッチＳＷ２がオンされると抵抗Ｒ２，Ｒ３により分圧された電圧Ｖｒ３がコンパレータＣＭＰ２の非反転入力端子へ供給され、スイッチＳＷ２がオフされると基準電圧ＶｒｅｆがコンパレータＣＭＰ２の非反転入力端子へ供給される。スイッチＳＷ２は、コンパレータＣＭＰ２から出力される周期信号Ｗ４が、ハイレベルでオフ、ローレベルでオンされる。

コンパレータＣＭＰ２の反転入力端子には、コンデンサＣ３と切替スイッチＳＷ３とが接続されている。切替スイッチＳＷ３は、接点ＴＢ１，ＴＢ２を備えている。そして、切替スイッチＳＷ３は、コンパレータＣＭＰ２から出力される周期信号Ｗ４がハイレベルで接点ＴＢ１側に切り替えられて電流源ＣＳ１から出力された電流をコンデンサＣ３へ充電し、周期信号Ｗ４がローレベルで接点ＴＢ２側に切り替えられてコンデンサＣ３に充電された電荷を電流源ＣＳ２によって放電させる。

そして、コンパレータＣＭＰ２によって、コンデンサＣ３の充放電によって生じたノコギリ波Ｗ６と反転入力端子に入力される電圧とが比較され、周期信号Ｗ４が出力されると共にスイッチＳＷ２，ＳＷ３の切り替えが行われることにより、発振器ＯＳＣ３から周期信号Ｗ４が出力される。

また、ホールド時間Ｔｈｏｌｄ等の放電灯点灯装置８の仕様によって決定される時間は、固定であるため周期信号Ｗ４の周波数は一定であることが望ましい。一方、デッドオフタイムＴｄは、インバータ部２０の回路条件によって調整する必要がある。図１０に示す発振器ＯＳＣ３においては、電流源ＣＳ１の電流値に応じてノコギリ波Ｗ６の立ち上がり時間が決まり周期信号Ｗ４のオンパルス幅が決定され、電流源ＣＳ２の電流値に応じてノコギリ波Ｗ６の立ち下がり時間が決まり周期信号Ｗ４のオフパルス幅が決定される。そうすると、例えば周期信号Ｗ４のオフパルス幅又はオンパルス幅によってデッドオフタイムＴｄを生成する場合、デッドオフタイムＴｄを調整しつつ周期信号Ｗ４の周波数を一定に保つためには、電流源ＣＳ１の電流値と電流源ＣＳ２の電流値とを両方設定する必要が生じる。そうすると、例えば制御回路部４０を集積回路化する場合、電流源ＣＳ１の電流値を設定する設定端子と電流源ＣＳ２の電流値を設定する設定端子とを設ける必要があるため、集積回路の外部端子数が増加する。

そこで、例えば、周期信号Ｗ４におけるデッドオフタイムＴｄに対応するパルス幅、例えばオフパルス幅を設定するための設定端子のみを設け、周期信号Ｗ４のオンパルス幅を固定にするとよい。これにより、オンパルス幅を設定するための設定端子を設ける必要がないので、集積回路の外部端子数を低減することができる。この場合、デッドオフタイムＴｄを調整することによる周期信号Ｗ４の周期の変化を、ホールド時間Ｔｈｏｌｄ等の放電灯点灯装置８の仕様によって決定される時間の許容範囲内に収めるために、周期信号Ｗ４の固定されるパルス幅Ｔａを、下記式（１）で示される範囲に設定することが望ましい。

Ｔａ＞（Ｔｄｍａｘ／２）×（１−δ）／δ ・・・（１）
但し、ＴｄｍａｘはデッドオフタイムＴｄの想定される最大の設定値、δはホールド時間Ｔｈｏｌｄ等の放電灯点灯装置８の仕様によって決定される時間における許容誤差率のうち最も小さいものである。

これにより、周期信号Ｗ４におけるオンパルス幅及びオフパルス幅のうちいずれか一方のみを設定するための設定端子を設けることにより、交番電圧周波数やホールド時間Ｔｈｏｌｄ等の誤差を許容範囲内に収めつつデッドオフタイムＴｄの調整を可能にすることができるので、集積回路の外部設定端子数を低減することができ、制御回路部４０の集積回路化を容易にすることができる。

また、周期信号Ｗ４のデューティの差が過大になると、発振器ＯＳＣ３におけるコンデンサＣ３の充放電が過剰となってノコギリ波Ｗ６の信号波形がノコギリ波にならなかったり、コンパレータＣＭＰ２が応答できないおそれがあるため、デッドオフタイムの最小値Ｔｄｍｉｎと、パルス幅Ｔａとの比は、下記の式（２）で示す範囲であることが望ましい。

Ｔａ／Ｔｄｍｉｎ≦２０・・・（２）
図１２は、インバータ制御部４０６の具体的な構成の一例を示す回路図である。図１２に示すインバータ制御部４０６は、分周カウンタ４６３と、デッドタイム付加回路４６４と、カウント数比較回路４６５とを備えている。そして、低周波ＩＮＶ駆動信号発生回路４６１は、分周カウンタ４６３とデッドタイム付加回路４６４とによって構成され、ホールド信号発生回路４６２は、分周カウンタ４６３とカウント数比較回路４６５とによって構成されている。

分周カウンタ４６３は、発振器ＯＳＣ３から出力された周期信号Ｗ４を分周する分周カウンタ回路で、例えば５段のフリップフロップＦＦａ〜ＦＦｅにより構成されている。そして、最終段のフリップフロップＦＦｅにおけるＱ出力と、Ｑの反転出力とが位相の１８０度ずれた２相信号としてデッドタイム付加回路４６４へ出力される。

デッドタイム付加回路４６４は、分周カウンタ４６３から出力された２相信号をフリップフロップＦＦｚによって遅延させた後アンドゲートＡＮＤａ，ＡＮＤｂによって、分周カウンタ４６３から出力された２相信号とフリップフロップＦＦｚで遅延させた２相信号との論理積をとることにより制御信号ＳＱ２５，ＳＱ３４を生成し、ドライブ回路２１へ出力する。

カウント数比較回路４６５は、分周カウンタ４６３におけるフリップフロップＦＦａ〜ＦＦｅのカウント値からホールド期間にあることを判断し、ホールド信号ＨｏｌｄをスイッチＳＷ１へ出力する。具体的には、カウント数比較回路４６５は、ＮＯＲゲートで構成されており、フリップフロップＦＦｂ，ＦＦｃ，ＦＦｄの出力信号がすべてローレベル（分周カウンタ４６３のカウンタ値の１〜３ビット目が「０」）のとき、ホールド信号ＨｏｌｄをハイレベルにしてスイッチＳＷ１をオフさせる。

また、フリップフロップＦＦａ〜ＦＦｅ，ＦＦｚは、図略のリセット回路から出力された初期化信号ＲＥＳ１によってリセットされる。この場合、放電灯点灯装置８の動作開始時に、初期化信号ＲＥＳ１によるリセット指示に応じてホールド信号Ｈｏｌｄがハイレベルに変化し、スイッチＳＷ１がオフされてしまうことを防止するため、フリップフロップＦＦｂは、初期化信号ＲＥＳ１によるリセット指示に応じて「１」にセットされ、フリップフロップＦＦｂの出力信号がハイレベルになることにより、ホールド信号ＨｏｌｄがローレベルになってスイッチＳＷ１がオンされるようになっている。

図１３は、目標値設定部４０２の構成の一例を示すブロック図である。直流電源部１０のようなＤＣ−ＤＣ変換回路は、一般的に同一の出力電力を得るために入力電圧Ｖｉｎが低いほど変換効率が低下する。また、直流電源部１０のようなＤＣ−ＤＣ変換回路は、入力電圧Ｖｉｎが低下すると、低下した入力電圧Ｖｉｎから同じエネルギーを取得するために、入力電流Ｉ１を増大させるようになっている。そのため、このようなＤＣ−ＤＣ変換回路において、入力電圧Ｖｉｎが低下した場合に一定の出力電圧を維持すると、ＤＣ−ＤＣ変換回路を流れる電流が過大となって温度上昇が過大となったり回路を損傷したりするおそれがある。

そこで、図１３に示す目標値設定部４０２は、入力電圧Ｖｉｎが低下した場合に、低下した入力電圧Ｖｉｎに応じた出力電力上限値を設定し、出力電力を制限することにより温度の上昇や回路の損傷を抑制する。

図１３に示す目標値設定部４０２は、電力指令回路４０８と、電力最大値制限回路４０９と、除算器４１０とを備えている。電力指令回路４０８は、放電灯Ｌａに供給する電力を指示する電力指令値信号Ｗ７を電力最大値制限回路４０９へ出力する。例えば、放電灯点灯装置８の出力電力仕様が３５Ｗであれば、３５Ｗを示す電力指令値信号Ｗ７を電力最大値制限回路４０９へ出力する。

電力最大値制限回路４０９は、図略の電圧検出回路によって検出された入力電圧Ｖｉｎの検出値に基づき出力電力上限値Ｗｌｉｍを設定し、電力指令回路４０８から出力された電力指令値信号Ｗ７を出力電力上限値Ｗｌｉｍ以下に制限することにより得られた新たな電力指令値ｙを除算器４１０へ出力する。電力最大値制限回路４０９は、例えば以下の関数式（３）に基づき出力電力上限値Ｗｌｉｍを設定する。
Ｗｌｉｍ＝ａ×Ｖｉｎ＋ｂ・・・（３）
式（３）において、ａは関数の傾き、ｂはオフセットである。

図１４は、電力最大値制限回路４０９の一例を示す回路図である。図１４に示す電力最大値制限回路４０９は、トランジスタＱ６と、基準電圧Ｖｒｅｆを分圧してトランジスタＱ６のベースに供給する抵抗Ｒ４，Ｒ５と、入力電圧Ｖｉｎに比例する電流を抵抗Ｒ４，Ｒ５へ供給するＶＩ変換回路４１１と、電力指令回路４０８から出力された電力指令値信号Ｗ７をトランジスタＱ６のエミッタへ供給する抵抗Ｒ６と、トランジスタＱ６のエミッタ電圧を電力指令値ｙとして除算器４１０へ出力するバッファ４１２とを備え、トランジスタＱ６のコレクタはグラウンドに接続されている。

図１４に示す電力最大値制限回路４０９によれば、トランジスタＱ６のベース電圧より電力指令値信号Ｗ７の電圧が低ければ、トランジスタＱ６はオフするので電力指令値信号Ｗ７がバッファ４１２を介して電力指令値ｙとして除算器４１０へ出力される。一方、トランジスタＱ６のベース電圧より電力指令値信号Ｗ７の電圧が高ければ、トランジスタＱ６はオンするので電力指令値信号Ｗ７はトランジスタＱ６のベース電圧でクランプされ、トランジスタＱ６のベース電圧がバッファ４１２を介して電力指令値ｙとして除算器４１０へ出力される。すなわちトランジスタＱ６のベース電圧が出力電力上限値Ｗｌｉｍとなる。

そして、トランジスタＱ６のベース電圧は、抵抗Ｒ４，Ｒ５による基準電圧Ｖｒｅｆの分圧電圧と、ＶＩ変換回路４１１からの出力電流が抵抗Ｒ４，Ｒ５の並列回路に流れて生じた電圧が加算された電圧となる。この場合、抵抗Ｒ４，Ｒ５による分圧電圧が上記式（３）におけるオフセットｂに相当し、抵抗Ｒ４，Ｒ５を並列接続した合成抵抗が上記式（３）における傾きａに相当するので、図１４に示す電力最大値制限回路４０９は、抵抗Ｒ４，Ｒ５の比率によってオフセットｂが設定され、抵抗Ｒ４，Ｒ５を並列接続した合成抵抗によって傾きａが設定される。

これにより、電力最大値制限回路４０９は、抵抗Ｒ４，Ｒ５の抵抗値によって設定された傾きａとオフセットｂとに基づき出力電力を制限した電力指令値ｙを除算器４１０へ出力することができる。また、例えば制御回路部４０を集積回路化した場合、トランジスタＱ６のベースに接続された接続端子４１３を設け、接続端子４１３の外部に抵抗Ｒ４，Ｒ５を接続することで式（３）に示す一次関数の傾きａとオフセットｂとを設定するようにすれば、一本の接続端子４１３を用いて二つのパラメータ傾きａとオフセットｂとを設定することができるので、集積回路の外部接続端子を減少させることができ、制御回路部４０を集積回路化することが容易となる。

ところで、図１４に示す電力最大値制限回路４０９では、トランジスタＱ６のベース電圧より電力指令値信号Ｗ７の電圧が高く、電力指令値信号Ｗ７がトランジスタＱ６のベース電圧でクランプされた状態では、トランジスタＱ６のベース電圧にトランジスタＱ６のベース−エミッタ間電圧が加算された電圧が、出力電力上限値Ｗｌｉｍとしてバッファ４１２へ出力されるため、トランジスタＱ６のベース−エミッタ間電圧が誤差成分となる。図１５に示す電力最大値制限回路４０９は、ベース−エミッタ間電圧の影響を低減するものである。

図１５に示す電力最大値制限回路４０９において、ＶＩ変換回路４１１は、演算増幅器４１４とトランジスタＱ７と抵抗Ｒ７とから構成された電圧−電流変換回路と、トランジスタＱ８，Ｑ９により構成されたカレントミラー回路とから構成されている。そして、ＶＩ変換回路４１１に入力された入力電圧Ｖｉｎに比例した電流が抵抗Ｒ４，Ｒ５へ供給され、抵抗Ｒ４，Ｒ５による基準電圧Ｖｒｅｆの分圧電圧とＶＩ変換回路４１１からの出力電流が抵抗Ｒ４，Ｒ５の並列回路に流れて生じた電圧とが加算され、出力電力上限値ＷｌｉｍとしてトランジスタＱ１０のベースへ供給される。

トランジスタＱ１０のコレクタは回路電源に接続され、トランジスタＱ１０のエミッタはトランジスタＱ１１のエミッタに接続される。トランジスタＱ１１のコレクタは、電流源ＣＳ３を介してグラウンドに接続される。トランジスタＱ１１のベースはトランジスタＱ１２に接続されてトランジスタＱ１１，Ｑ１２でカレントミラー回路が構成されており、トランジスタＱ１２のエミッタには電流源ＣＳ４が接続され、トランジスタＱ１２のコレクタはグラウンドに接続されている。さらに、トランジスタＱ１２のエミッタはトランジスタＱ１３のエミッタに接続され、トランジスタＱ１３のベース−コレクタ間は短絡されると共に電力指令値信号Ｗ７が抵抗Ｒ６を介してトランジスタＱ１３のベースに供給され、トランジスタＱ１３のベース電圧がバッファ４１２を介して電力指令値ｙとして除算器４１０へ出力される。

この場合、出力電力上限値Ｗｌｉｍは、トランジスタＱ１０〜Ｑ１３のベース−エミッタ間を、ベースからエミッタ方向に２回、エミッタからベース方向に２回経由してバッファ４１２に至るので、トランジスタＱ１０〜Ｑ１３の特性を略同一にすることで、トランジスタＱ６のベース−エミッタ間電圧により生じる出力電力上限値Ｗｌｉｍの誤差を補償することができる。

なお、電力最大値制限回路４０９は、図１４、図１５の構成に限られず、例えば入力電圧Ｖｉｎの代わりに放電灯点灯装置８の温度を検出して得られた温度信号や、出力電圧Ｖｏｕｔに基づいて出力電力を制限する構成としてもよい。

図１３に戻って除算器４１０は、電力最大値制限回路４０９から出力された電力指令値ｙをランプ電圧検出回路４０１から出力された電圧検出信号ＳＬＶにより除算することにより、電力値を電流値に変換した目標電流値信号ＳＴＩを生成すると共に差分出力部４０４へ出力する。

次に、図３に示す放電灯点灯装置８の動作について説明する。まず、直流電源Ｅから直流電源部１０へ入力電圧Ｖｉｎが供給され、ＰＷＭ信号発生回路５０からの制御信号に応じてスイッチング素子Ｑ１がオンオフされると、スイッチング素子Ｑ１がオンのときにトランスＴの一次側巻線Ｌ１（インダクタ）に電流が流れて磁気エネルギーが蓄えられ、スイッチング素子Ｑ１がオフのときにトランスＴの二次側巻線Ｌ２に逆起電圧が発生し、コンデンサＣ１で平滑され、直流の出力電圧Ｖｏｕｔとしてインバータ部２０へ供給される。

そして、インバータ部２０において、インバータ制御部４０６からの制御信号に応じてスイッチング素子Ｑ２，Ｑ５の組と、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４の組とが交互にオンオフされ、直流電源部１０から出力された出力電圧Ｖｏｕｔがスイッチングされることにより生成された交番電圧が始動回路３０を介して放電灯Ｌａへ供給され、放電灯Ｌａが点灯する。

さらに、放電灯Ｌａが点灯すると、ランプ電流検出回路４０３によって放電灯Ｌａのランプ電流が検出され、電流検出信号ＳＬＩとして差分出力部４０４へ出力される。また、ランプ電圧検出回路４０１によって、放電灯Ｌａに印加されるランプ電圧が検出され、電圧検出信号ＳＬＶが目標値設定部４０２へ出力される。そして、目標値設定部４０２によって、電圧検出信号ＳＬＶに応じて放電灯Ｌａを点灯させるためのランプ電流の目標値を示す目標電流値信号ＳＴＩが差分出力部４０４へ出力される。

次に、差分出力部４０４によって、目標値設定部４０２により設定された目標電流値を示す目標電流値信号ＳＴＩからランプ電流検出回路４０３により検出された検出電流値を示す電流検出信号ＳＬＩを減算した差分値を示す差分電圧がＶＩ変換回路４０５へ出力される。そして、ＶＩ変換回路４０５によって、差分出力部４０４により得られた差分電圧が電流に変換され差分信号ＳＵＢとしてスイッチＳＷ１を介して比例積分回路４０７へ出力され、比例積分回路４０７によって、差分信号ＳＵＢが比例積分され、その積分値が電圧制御信号ＳＷＣとしてＰＷＭ信号発生回路５０へ出力される。

そして、ＰＷＭ信号発生回路５０によって、制御信号ＳＰＷＭのデューティが電圧制御信号ＳＷＣに応じて設定されると共にスイッチング素子Ｑ１へ出力され、直流電源部１０の出力電圧ＶｏｕｔがＰＷＭ制御により電圧制御される。

この場合、差分信号ＳＵＢをコンデンサＣ２で充電して積分することにより得られた電圧は、変化の遅い平均的な制御量となるので、出力電圧Ｖｏｕｔの平均的な電圧調整を精度よく行うことができる。また、出力電圧Ｖｏｕｔが急峻に変化した場合は、コンデンサＣ２に直列接続された抵抗Ｒ１で生じる電圧降下が電圧制御信号ＳＷＣに加算されるので、出力電圧Ｖｏｕｔの急峻な変化に対応した電圧制御信号ＳＷＣがＰＷＭ信号発生回路５０へ出力され、出力電圧Ｖｏｕｔの制御の迅速性を向上させることができる。すなわち、比例積分回路４０７は、コンデンサＣ２が積分演算、抵抗Ｒ１が比例演算を受け持つ比例積分型の誤差増幅器として動作する。

また、インバータ制御部４０６からスイッチング素子Ｑ２〜Ｑ５のスイッチング動作のタイミングと同期して差分信号ＳＵＢの積分を停止させるべくホールド信号ＨｏｌｄがスイッチＳＷ１へ出力され、スイッチＳＷ１がオフされる。

これにより、インバータ部２０において、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ５の組とスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４の組とが交互にオンオフされて放電灯Ｌａへ供給される電圧が交番する際、放電灯Ｌａと直列に接続されたインダクタンス成分、例えば始動回路３０の影響により、ランプ電圧検出回路４０１から出力される電圧検出信号ＳＬＶとランプ電流検出回路４０３から出力される電流検出信号ＳＬＩとが不連続な値となった場合であっても、不連続な値の電圧検出信号ＳＬＶ及び電流検出信号ＳＬＩに基づき生成された差分信号ＳＵＢが比例積分回路４０７で積分されることが抑制されると共に、比例積分回路４０７で充電されていた電圧が電圧制御信号ＳＷＣとしてＰＷＭ信号発生回路５０へ出力されるので、電圧制御信号ＳＷＣが安定化されて直流電源部１０の出力電圧Ｖｏｕｔが安定化され、放電灯Ｌａに供給される交番電圧の交番タイミングにおいて直流電源部１０２の出力電圧が不安定になって放電灯Ｌａの発光が不安定になったり消灯したりすることを抑制することができる。

これにより、ランプ電圧保持回路とランプ電流保持回路とを備えることなく放電灯Ｌａへの供給電圧の交番タイミングにおける直流電源部１０の出力電圧Ｖｏｕｔを安定化し、放電灯Ｌａの発光を安定化することができる。また、例えば制御回路部４０を集積回路化する場合、ランプ電圧保持回路やランプ電流保持回路に用いられる集積化が困難なコンデンサを集積回路の外部に外付けするための外部端子を設ける必要がないので、集積回路の外部信号端子数を低減することができ、制御回路部４０の集積回路化を容易にすることができる。

なお、ホールド信号Ｈｏｌｄに応じてスイッチング素子Ｑ２〜Ｑ５のスイッチング動作のタイミングと同期してスイッチＳＷ１をオフさせることにより、比例積分回路４０７による差分信号ＳＵＢの積分を停止させる例を示したが、スイッチＳＷ１を用いる構成に限られず、スイッチング素子Ｑ２〜Ｑ５のスイッチング動作のタイミングと同期して差分信号ＳＵＢの積分を停止させる構成であればよく、例えばホールド信号Ｈｏｌｄに応じてＩＶ変換回路４０５の出力電流をゼロにする構成であってもよい。

比例積分回路４０７の構成は、例えば比例積分回路４０７のゲイン調整用に、コンデンサＣ２と抵抗Ｒ１との直列回路と並列に抵抗を設けた構成としてもよく、コンデンサと抵抗とを並列に接続した一次遅れ構成のフィードバック制御回路としてもよい。あるいは、比例積分回路４０７は、図１６に示すように、比例要素を決定する抵抗Ｒ１と並列に抵抗Ｒ７と直流電圧源４１５との直列回路が接続された構成としてもよい。

図１６に示す比例積分回路４０７では、直流電圧源４１５によって電圧制御信号ＳＷＣにオフセット電圧が加算される。図３に示す比例積分回路４０７では、差分出力部４０４やＩＶ変換回路４０５が正負両極性の信号を出力可能であれば、目標電流値信号ＳＴＩより電流検出信号ＳＬＩが小さい場合は差分出力部４０４の出力電圧が正となってＩＶ変換回路４０５から正電圧によって比例積分回路４０７が充電される一方、目標電流値信号ＳＴＩより電流検出信号ＳＬＩが大きい場合は差分出力部４０４の出力電圧が負となってＩＶ変換回路４０５から負電圧によって比例積分回路４０７が放電される。

しかし、差分出力部４０４やＩＶ変換回路４０５が単電源で正極性の信号しか出力できない場合、目標電流値信号ＳＴＩより電流検出信号ＳＬＩが小さい場合は差分出力部４０４の出力電圧が正となってＩＶ変換回路４０５から正電圧によって比例積分回路４０７が充電される一方、目標電流値信号ＳＴＩより電流検出信号ＳＬＩが大きい場合は差分出力部４０４の出力電圧は０Ｖ未満にはならないため、コンデンサＣ２の充電電圧を電圧源として放電することとなり、コンデンサＣ２の充電電圧が低いと抵抗Ｒ１を流れる電流が低下して負側の比例信号振幅を十分に確保できないおそれがある。

そこで、図１６に示す比例積分回路４０７では、電圧制御信号ＳＷＣにオフセット電圧を加算することにより、負側の比例信号振幅を確保している。また、比例積分回路４０７を図１７に示すように、比例要素を決定する抵抗Ｒ１と並列に電流源ＣＳ５を接続した構成としても、同様の効果が得られる。

（第２実施形態）
次に、本発明の第２の実施形態に係る放電灯点灯装置について説明する。本発明の第２の実施形態に係る放電灯点灯装置８ａは、図３に示す放電灯点灯装置８とは、制御回路部４０ａの構成が異なる。図１８は、制御回路部４０ａの構成の一例を示す回路図である。図１８に示す制御回路部４０ａでは、比例積分回路４０７の代わりに比例回路４１６と積分回路４１７とを備える。そして、差分出力部４０４から出力された差分信号を２系統に分けて比例回路４１６と積分回路４１７とでそれぞれ比例演算と積分演算とを行い、和演算回路４１８により比例演算結果と積分演算結果とを合成して電圧制御信号ＳＷＣを生成する。

その他の構成は図３に示す放電灯点灯装置８と同様であるのでその説明を省略し、以下本実施形態の特徴的な点について説明する。図１８に示す制御回路部４０ａでは、目標値設定部４０２とランプ電流検出回路４０３とは、目標電流値信号ＳＴＩと電流検出信号ＳＬＩとをそれぞれ電流信号で差分出力部４０４へ出力する。差分出力部４０４は、目標電流値信号ＳＴＩから電流検出信号ＳＬＩを減算した差分値を電流値で示す差分信号ＳＵＢをカレントミラー回路４１９へ出力する。

カレントミラー回路４１９は、差分出力部４０４から出力された差分信号ＳＵＢを、２系統にして一方を比例回路４１６における抵抗Ｒ８を介してグラウンドへ供給し、他方をスイッチＳＷ１と積分回路４１７におけるコンデンサＣ４とを介してグラウンドへ供給する。

比例回路４１６は、抵抗Ｒ８の一端がグラウンドに接続され、他端がカレントミラー回路４１９及び和演算回路４１８に接続されて構成され、差分信号ＳＵＢが抵抗Ｒ８を流れることにより生じた抵抗Ｒ８の両端電圧を比例信号ＳＲＶとして和演算回路４１８へ出力する。積分回路４１７は、コンデンサＣ４の一端がグラウンドに接続され、他端がカレントミラー回路４１９及び和演算回路４１８に接続されて構成され、差分信号ＳＵＢがコンデンサＣ４で充電されることにより生じた充電電圧を積分信号ＳＣＶとして和演算回路４１８へ出力する。

和演算回路４１８は、出力電圧設定部の一例であり、比例回路４１６から出力された比例信号ＳＲＶと積分回路４１７から出力された積分信号ＳＣＶとを加算して、電圧制御信号ＳＷＣとしてＰＷＭ信号発生回路５０へ出力する。

この場合、比例信号ＳＲＶは、電圧検出信号ＳＬＶや電流検出信号ＳＬＩの変動に対し追従精度は悪いが追従速度の早い制御信号として働き、積分信号ＳＣＶは、比例信号ＳＲＶに比べれば低速だが精度よく直流電源部１０の出力電圧Ｖｏｕｔを調整し、平均的な誤差量を極力小さくするように働くので、比例信号ＳＲＶと積分信号ＳＣＶとが合成された電圧制御信号ＳＷＣに基づいてＰＷＭ信号発生回路５０におけるＰＷＭ制御を行うことにより、ＰＷＭ制御による直流電源部１０の出力電圧Ｖｏｕｔの制御精度を向上させつつ電圧検出信号ＳＬＶや電流検出信号ＳＬＩの変動に対する応答性を向上させることができる。

放電灯点灯装置８ａにおいて、比例信号ＳＲＶは急峻な電源電圧（入力電圧Ｖｉｎ）変動などによる出力電圧Ｖｏｕｔの変動を抑制するために利用され、安定時は基本的にゼロとなる。放電灯Ｌａの安定点灯時における直流電源部１０の出力電圧Ｖｏｕｔの制御には主に積分信号ＳＣＶが利用される。

このため、図１８に示すように、スイッチＳＷ１によって、スイッチング素子Ｑ２〜Ｑ５のスイッチング動作のタイミングと同期して差分信号ＳＵＢの積分を停止させ、積分信号ＳＣＶを保持することで、安定点灯時における放電灯Ｌａへ供給される交番電圧が交番する際における直流電源部１０の出力電圧Ｖｏｕｔへの影響を抑制することができる。

なお、図１８に示す制御回路部４０ａでは、差分信号ＳＵＢを複数系統化する手法として、カレントミラー回路４１９を用いているが、これに限るものではなく電流を２系統流すことができればよい。例えば、目標電流値信号ＳＴＩ及び電流検出信号ＳＬＩを複数系統化し、複数の差分出力部４０４を用いて複数系統の差分信号ＳＵＢを得る構成としてもよい。

また、図１８に示す制御回路部４０ａでは、比例回路４１６に供給される差分信号ＳＵＢに一定のオフセット電流を加算するオフセット電流源４２０が接続されており、オフセット電流が加算された差分信号ＳＵＢが抵抗Ｒ８を流れるようになっている。これにより、例えば差分出力部４０４やカレントミラー回路４１９が単電源で正極性の信号しか出力できない場合、電流信号形式の差分信号ＳＵＢがカレントミラー回路４１９から比例回路４１６へ供給される極性、あるいはその逆極性のどちらにおいても比例回路４１６に差分信号ＳＵＢを流し、比例信号ＳＲＶを得ることができる。

なお、電流源４２０の代わりに抵抗と電圧源の直列回路を用いてもよい。また、比例回路４１６側にもスイッチＳＷ１と同様に、ホールド信号Ｈｏｌｄに応じて比例回路４１６への差分信号ＳＵＢの供給を停止させるスイッチを設けてもよく、あるいは比例回路４１６は、ホールド期間中には、直流電源部１０の出力電圧Ｖｏｕｔを低下させる比例信号ＳＲＶの出力を禁止するよう切り替える機能を備えてもよい。

（第３実施形態）
次に、本発明の第３の実施形態に係る放電灯点灯装置について説明する。本発明の第３の実施形態に係る放電灯点灯装置８ｂは、図３に示す放電灯点灯装置８とは、制御回路部４０ｂの構成と、ＰＷＭ信号発生回路５０ｂの構成とが異なる。図１９は、制御回路部４０ｂ及びＰＷＭ信号発生回路５０ｂの構成の一例を示す回路図である。

図１９に示す制御回路部４０ｂは、図１８に示す制御回路部４０ａとは、和演算回路４１８を備えず、比例回路４１６から出力された比例信号ＳＲＶと、積分回路４１７から出力された積分信号ＳＣＶとをＰＷＭ信号発生回路５０ｂへ出力する点で異なる。

図１９に示すＰＷＭ信号発生回路５０ｂは、和演算回路５０１（三角波加算部）をさらに備える点で図１８に示すＰＷＭ信号発生回路５０と異なる。そして、コンパレータＣＭＰ１（三角波比較部）の非反転入力端子に電圧制御信号ＳＷＣの代わりに積分信号ＳＣＶが入力され、コンパレータＣＭＰ１の非反転入力端子には、発振器ＯＳＣ１（基準信号源）から出力されたノコギリ波信号Ｗ１の代わりに、和演算回路５０１によって比例信号ＳＲＶとノコギリ波信号Ｗ１とが加算された加算信号Ｗ８が入力される。

そして、コンパレータＣＭＰ１によって、図４に示すＰＷＭ信号発生回路５０と同様の動作により加算信号Ｗ８と積分信号ＳＣＶとが比較され、その比較結果から得られた制御信号ＳＰＷＭがスイッチング素子Ｑ１へ出力される。

これにより、スイッチＳＷ１によって放電灯Ｌａへの供給電圧の交番タイミングにおいて安定化された積分信号ＳＣＶに基づき制御信号ＳＰＷＭを生成することができるので、ランプ電圧保持回路とランプ電流保持回路とを備えることなく放電灯Ｌａへの供給電圧の交番タイミングにおける直流電源部１０の出力電圧Ｖｏｕｔを安定化し、放電灯Ｌａの発光を安定化することができる。

その他の構成は図１８に示す制御回路部４０ａ及び図４に示すＰＷＭ信号発生回路５０と同様であるのでその説明を省略する。

（第４実施形態）
次に、本発明の第４の実施形態に係る放電灯点灯装置について説明する。図２０は、放電灯点灯装置８ｃの構成の一例を示す回路図である。図２０に示す放電灯点灯装置８ｃは、図３に示す放電灯点灯装置８とは、直流電源部１０ａと、制御回路部４０ｃと、ＰＷＭ信号発生回路５０ｃとが異なる。なお、インバータ部２０と始動回路３０とはその記載を省略している。

図２０に示す直流電源部１０ａは、スイッチング素子Ｑ１とグラウンドとの間に抵抗Ｒ９が接続されている点で異なる。抵抗Ｒ９は、トランスＴの一次側巻線Ｌ１（インダクタ）とスイッチング素子Ｑ１を介して直列に接続され、一次側巻線Ｌ１を流れる電流Ｉ１を検出するインダクタ電流検出部として用いられる。そして、抵抗Ｒ９の両端電圧が一次側巻線Ｌ１を流れる電流Ｉ１の検出電圧Ｗ２として制御回路部４０ｃへ出力される。検出電圧Ｗ２（基準信号）は、ＰＷＭ信号発生回路５０ｃからの制御信号ＳＰＷＭに応じてスイッチング素子Ｑ１がスイッチング動作を行うと、図７に示すようにノコギリ波信号となる。

制御回路部４０ｃは、カレントミラー回路４２１，４２２と、差分出力部４２３，４２４と、オフセット電流源４２０と、比例値制限回路４２５（比例値制限部）と、抵抗Ｒ８からなる比例回路４１６ａと、スイッチＳＷ１と、積分回路４１７と、積分値制限回路４２６と、ランプ電圧検出回路４０１と、目標値設定部４０２と、ランプ電流検出回路４０３と、インバータ制御部４０６とを備えて構成されている。図２０においては、ランプ電圧検出回路４０１と、目標値設定部４０２と、ランプ電流検出回路４０３と、インバータ制御部４０６とは図示を省略している。

カレントミラー回路４２１は、目標値設定部４０２から出力された目標電流値信号ＳＴＩを、２系統にして一方を差分出力部４２３へ供給し、他方を差分出力部４２４へ供給する。カレントミラー回路４２２は、ランプ電流検出回路４０３から出力された電流検出信号ＳＬＩを、２系統にして一方を差分出力部４２３へ供給し、他方を差分出力部４２４へ供給する。

差分出力部４２３は、例えば減算器を用いて構成されており、カレントミラー回路４２１により出力された目標電流値信号ＳＴＩからカレントミラー回路４２２により出力された電流検出信号ＳＬＩを減算し、得られた差分値に応じた電流を差分信号ＳＵＢとしてスイッチＳＷ１を介して積分回路４１７へ出力する。

スイッチＳＷ１は、差分出力部４２３を積分回路４１７及びグラウンドのいずれかへ接続する切替スイッチにされており、例えばインバータ制御部４０６からのホールド信号Ｈｏｌｄがハイレベルの場合（スイッチング素子Ｑ２〜Ｑ５のスイッチングと同期したタイミング）に差分出力部４２３をグラウンドに接続して積分回路４１７の積分値を保持し、ホールド信号Ｈｏｌｄがローレベルの場合に差分出力部４２３を積分回路４１７に接続し、差分出力部４２３に差分信号ＳＵＢの積分動作を行わせる。

そして、積分回路４１７の充電電圧が積分信号ＳＣＶとしてＰＷＭ信号発生回路５０と積分値制限回路４２６（積分値制限部）とへ出力される。積分値制限回路４２６は、積分信号ＳＣＶを予め設定された設定電圧を超えると電圧クランプすることにより、積分信号ＳＣＶを設定電圧以下に制限するための回路で、例えばツェナーダイオードＺＤ１を用いて構成されている。なお、積分値制限回路４２６は、ツェナーダイオードＺＤ１を用いた構成に限られず、積分信号ＳＣＶを設定電圧以下に制限するものであればよい。例えば、積分信号ＳＣＶを監視し、積分信号ＳＣＶが設定電圧を超えた場合に差分信号ＳＵＢを積分回路４１７へ流さないようにしてもよい。

差分出力部４２４は、例えば減算器を用いて構成されており、カレントミラー回路４２２により出力された電流検出信号ＳＬＩからカレントミラー回路４２１により出力された目標電流値信号ＳＴＩを減算し、得られた差分値に応じた電流を差分信号ＳＵＢとして比例値制限回路４２５へ出力する。オフセット電流源４２０は、差分出力部４２４から出力された差分信号ＳＵＢに予め設定されたオフセット電流を重畳して比例値制限回路４２５へ出力する。

比例値制限回路４２５は、オフセット電流源４２０によるオフセット電流が重畳された差分信号ＳＵＢに応じた電流ＳＵＢＯを、抵抗Ｒ８を介して直流電源部１０ａにおけるスイッチング素子Ｑ１と抵抗Ｒ９との接続点へ供給する。また、比例値制限回路４２５は、電流ＳＵＢＯの電流値を予め最小電流として設定された最小電流設定値以下とならないように、電流ＳＵＢＯの最小値を制限する。抵抗Ｒ８は、比例回路４１６ａとして機能する。そして、抵抗Ｒ８と比例値制限回路４２５との接続点に生じた電圧Ｗ８が、ＰＷＭ信号発生回路５０ｃへ供給される。

この場合、直流電源部１０ａにおける一次側巻線Ｌ１に流れる電流Ｉ１は、制御信号ＳＰＷＭに応じてノコギリ波状となり、電流Ｉ１が抵抗Ｒ９を流れることによりスイッチング素子Ｑ１と抵抗Ｒ９との接続点に生じる電圧は、図７に示す検出電圧Ｗ２と同様のノコギリ波となる。そして、このノコギリ波状の信号電圧に、比例回路４１６ａである抵抗Ｒ８を比例値制限回路４２５から出力された電流が流れることによる電圧降下が加算され、加算信号Ｗ８としてＰＷＭ信号発生回路５０ｃへ供給される。

ＰＷＭ信号発生回路５０ｃは、コンパレータＣＭＰ１と、発振器ＯＳＣ２と、フリップフロップＦＦ１とを備えている。図２０に示すＰＷＭ信号発生回路５０ｃは、図１９に示すＰＷＭ信号発生回路５０ｂが備える発振器ＯＳＣ１と和演算回路５０１とを備えず、コンパレータＣＭＰ１の後段には、図６に示すＰＷＭ信号発生回路５０ａと同様にフリップフロップＦＦ１と発振器ＯＳＣ２とが接続され、フリップフロップＦＦ１の出力信号が制御信号ＳＰＷＭとしてスイッチング素子Ｑ１へ出力される。

この場合、直流電源部１０ａにおける抵抗Ｒ９が図１９に示すＰＷＭ信号発生回路５０ｂにおける発振器ＯＳＣ１（基準信号源）の機能を果たし、抵抗Ｒ９と比例回路４１６ａである抵抗Ｒ８が直列に接続されることによりＰＷＭ信号発生回路５０ｂにおける和演算回路５０１の機能を果たしている。

これにより、抵抗Ｒ９によって、発振器ＯＳＣ１を設けることなくノコギリ波信号を生成することができると共に、抵抗Ｒ９で得られたノコギリ波信号と抵抗Ｒ８で得られた比例信号とを、和演算回路５０１を用いることなく加算できるので、回路を簡素化することができる。

そして、コンパレータＣＭＰ１によって、図１９に示すＰＷＭ信号発生回路５０ｂと同様の動作により加算信号Ｗ８と積分信号ＳＣＶとが比較され、その比較結果から得られた出力信号Ｗ３が図６に示すＰＷＭ信号発生回路５０ａと同様の動作によりフリップフロップＦＦ１へ出力され、フリップフロップＦＦ１の出力信号が制御信号ＳＰＷＭとしてスイッチング素子Ｑ１へ出力される。

この場合、加算信号Ｗ８は、電流値が低下すると制御信号ＳＰＷＭのオンデューティが増大し、直流電源部１０ａからの出力電圧Ｖｏｕｔが増大する。また、積分信号ＳＣＶは、その電圧値が増大すると制御信号ＳＰＷＭのオンデューティが増大し、直流電源部１０ａからの出力電圧Ｖｏｕｔが増大する。ここで、加算信号Ｗ８の比例成分を生じさせる電流ＳＵＢＯは、比例値制限回路４２５によって予め設定された最小電流以下にならないように制限されているので、加算信号Ｗ８の最小値もまた制限される結果、制御信号ＳＰＷＭのオンデューティの増大が一定の範囲内に制限され、一次側巻線Ｌ１を流れる電流Ｉ１の増大が一定の範囲内に制限される。また、積分信号ＳＣＶは、その電圧値が積分値制限回路４２６によって設定電圧を超えないように制限されるので、制御信号ＳＰＷＭのオンデューティの増大が一定の範囲内に制限され、一次側巻線Ｌ１を流れる電流Ｉ１の増大が一定の範囲内に制限される。

これにより、制御信号ＳＰＷＭのオンデューティや電流Ｉ１を一定の値以下に制限することができる。例えば電流Ｉ１を一次側巻線Ｌ１の定格電流以下に制限することにより、一次側巻線Ｌ１が過電流により損傷することを抑制することができる。

（第５実施形態）
次に、本発明の第５の実施形態に係る放電灯点灯装置について説明する。図２１は、放電灯点灯装置８ｄの構成の一例を示す回路図である。図２１に示す放電灯点灯装置８ｄは、図２０に示す放電灯点灯装置８ｃとは、制御回路部４０ｄにおける差分出力部４２３ａと、ＰＷＭ信号発生回路５０ｄとが異なる。なお、インバータ部２０と始動回路３０とはその記載を省略している。

図２１に示す差分出力部４２３ａは、図２０に示す差分出力部４２３のように電流検出信号ＳＬＩ（検出電流値）と目標電流値信号ＳＴＩ（目標電流値）との差演算により得られた電流を積分回路４１７で積分させる代わりに、電流検出信号ＳＬＩと目標電流値信号ＳＴＩとの大小比較結果に応じて積分回路４１７の充電動作と放電動作とを切り替えるようにしたものである。

差分出力部４２３ａは、抵抗Ｒ１０，Ｒ１１と、コンパレータＣＭＰ３（電流値比較部）と、定電流源ＣＳ６，ＣＳ７と、スイッチＳＷ４（充放電部）とを備えている。そして、カレントミラー回路４２１から出力された目標電流値信号ＳＴＩが抵抗Ｒ１０を介してグラウンドへ流れることにより抵抗Ｒ１０に生じた電圧がコンパレータＣＭＰ３の非反転入力端子へ供給され、カレントミラー回路４２２から出力された電流検出信号ＳＬＩが抵抗Ｒ１１を介してグラウンドへ流れることにより生じた電圧がコンパレータＣＭＰ３の反転入力端子へ供給される。

スイッチＳＷ４は、コンパレータＣＭＰ３の出力信号に応じて切り替えられる切り替えスイッチで、コンパレータＣＭＰ３の出力信号がハイレベルであれば積分回路４１７を定電流源ＣＳ６に接続し、コンパレータＣＭＰ３の出力信号がローレベルであれば積分回路４１７を定電流源ＣＳ７に接続する。定電流源ＣＳ６は、予め設定された一定の電流をスイッチＳＷ４を介して積分回路４１７へ供給し、充電する。定電流源ＣＳ７は、予め設定された一定の電流をスイッチＳＷ４を介して積分回路４１７から引き抜いて、放電する。また、定電流源ＣＳ６，ＣＳ７は、インバータ制御部４０６からのホールド信号Ｈｏｌｄがハイレベルの場合（スイッチング素子Ｑ２〜Ｑ５のスイッチングと同期したタイミング）には、充放電電流をゼロにする。

これにより、電流検出信号ＳＬＩが目標電流値信号ＳＴＩよりも小さければ、コンパレータＣＭＰ３の出力信号がハイレベルとなりスイッチＳＷ４により積分回路４１７が定電流源ＣＳ６に接続され、定電流源ＣＳ６によって積分回路４１７が充電されて積分信号ＳＣＶの電圧が上昇する。一方、電流検出信号ＳＬＩが目標電流値信号ＳＴＩよりも大きければ、コンパレータＣＭＰ３の出力信号がローレベルとなりスイッチＳＷ４により積分回路４１７が定電流源ＣＳ７に接続され、定電流源ＣＳ７によって積分回路４１７が放電されて積分信号ＳＣＶの電圧が下降する。

そうすると、積分回路４１７の充電電流は、定電流源ＣＳ６から出力される予め設定された一定の電流となり、積分回路４１７の放電電流は、定電流源ＣＳ７により引き抜かれる予め設定された一定の電流となる。

ところで、例えば図３に示す制御回路部４０や、図１８に示す制御回路部４０ａ等では、電流検出信号ＳＬＩと目標電流値信号ＳＴＩとの差の増大に応じて、比例積分回路４０７や積分回路４１７を充放電する充放電電流が増大する。そうすると、例えば放電灯Ｌａの放電開始直後には、電流検出信号ＳＬＩと目標電流値信号ＳＴＩとの差が急激に増大するため、積分回路４１７等の充放電電流が急激に増大し、電圧制御信号ＳＷＣにリンギングが生じるおそれがある。

一方、図２１に示す制御回路部４０ｄでは、電流検出信号ＳＬＩと目標電流値信号ＳＴＩとの差が急激に増大した場合であっても積分回路４１７の放電電流は、定電流源ＣＳ６，ＣＳ７に予め設定された電流値となるので、定電流源ＣＳ６，ＣＳ７の電流値を、リンギングを生じない程度の適切な電流値に設定することにより、電圧制御信号ＳＷＣを安定化することができる。

なお、電流検出信号ＳＬＩの値と目標電流値信号ＳＴＩの値とを直接コンパレータＣＭＰ３により比較する構成を示したが、例えば電流検出信号ＳＬＩの値と目標電流値信号ＳＴＩの値との差演算結果と所定の閾値とをコンパレータで比較することにより、間接的に電流検出信号ＳＬＩの値と目標電流値信号ＳＴＩの値とを比較してその比較結果に応じてスイッチＳＷ４を切り替える構成としてもよい。あるいは図２２に示すように、抵抗Ｒ１２を、オフセット電流源４２０及び比例回路４１６ａの接続点と差分出力部４２４との間に介設し、抵抗Ｒ１２の差分出力部４２４側端子をコンパレータＣＭＰ３の反転入力端子に接続し、他方側の端子をコンパレータＣＭＰ３の非反転入力端子に接続し、コンパレータＣＭＰ３の出力信号によってスイッチＳＷ４を切り替える構成としてもよい。

また、図２３に示す差分出力部４２３ｂのように、差分出力部４２３ａにおけるコンパレータＣＭＰ３の出力信号を発振器ＯＳＣ４から出力された周期信号と同期してラッチするフリップフロップＦＦ２を備え、フリップフロップＦＦ２の出力信号によりスイッチＳＷ４による積分回路４１７の充電と放電との切替を、所定の周期タイミングと同期して行う構成としてもよい。

例えば、放電灯Ｌａの安定点灯状態において、図２１における差分出力部４２３ａで電流検出信号ＳＬＩ≒目標電流値信号ＳＴＩとなると、コンパレータＣＭＰ３の出力信号が頻繁に変化する結果、スイッチＳＷ４の切替速度がコンパレータＣＭＰ３の出力信号に追従できなくなるおそれがある。そこで、発振器ＯＳＣ４から出力される周期信号の周期を、スイッチＳＷ４、定電流源ＣＳ６、及び定電流源ＣＳ７の応答可能な時間に設定することにより、スイッチＳＷ４の切替をスイッチＳＷ４等の応答可能な時間で行うことができ、スイッチＳＷ４の切替速度がコンパレータＣＭＰ３の出力信号に追従できなくなることを抑制することができる。

また、図２１に示すＰＷＭ信号発生回路５０ｄは、電流境界モードで動作するカレントモード型のＰＷＭ信号発生回路の例であり、トランスＴの二次側巻線Ｌ２を流れる電流Ｉ２を検出する電流検出回路４２７と、コンパレータＣＭＰ４，ＣＭＰ５と、オアゲートＯＲ１と、フリップフロップＦＦ１と、最大オフ時間制限タイマ５０２とを備えている。

そして、コンパレータＣＭＰ４の反転入力端子に加算信号Ｗ８が入力され、コンパレータＣＭＰ４の非反転入力端子に積分信号ＳＣＶが入力され、コンパレータＣＭＰ４の出力信号がフリップフロップＦＦ１のリセット端子に入力されている。また、コンパレータＣＭＰ５の反転入力端子に予め設定された基準電圧Ｖｒｉｚが入力され、コンパレータＣＭＰ５の非反転入力端子に電流検出回路４２７で検出された電流Ｉ２の電流値が入力され、コンパレータＣＭＰ５の出力信号がオアゲートＯＲ１の一方の入力端子に入力されている。基準電圧Ｖｒｉｚは、一次側巻線Ｌ１に磁気的に蓄えられたエネルギーが二次側巻線Ｌ２側に略すべて放出された場合の二次側巻線Ｌ２を流れる電流Ｉ２に対応して設定されている。

さらに、オアゲートＯＲ１の他方の入力端子には、フリップフロップＦＦ１から出力された制御信号ＳＰＷＭが入力され、オアゲートＯＲ１の出力信号がフリップフロップＦＦ１のセット端子に入力されている。また、フリップフロップＦＦ１の出力信号である制御信号ＳＰＷＭは最大オフ時間制限タイマ５０２へ出力され、最大オフ時間制限タイマ５０２の出力がフリップフロップＦＦ１のセット端子に接続されている。

これにより、加算信号Ｗ８が積分信号ＳＣＶに達した際にスイッチング素子Ｑ１がオフされ、一次側巻線Ｌ１に磁気的に蓄えられたエネルギーが二次側巻線Ｌ２側に略すべて放出されたタイミングでスイッチング素子Ｑ１がオンされる。

また、制御信号ＳＰＷＭのオフ時間が最大オフ時間制限タイマ５０２によって計時され、制御信号ＳＰＷＭのオフ時間が予め設定された最大オフ時間に達した場合、最大オフ時間制限タイマ５０２から制御信号が出力され、フリップフロップＦＦ１がセットされてスイッチング素子Ｑ１がオンされる。これにより、制御信号ＳＰＷＭのオフ時間の上限が設定され、スイッチング素子Ｑ１のスイッチング周波数が予め設定された所定の周波数以下となることが抑制される。

なお、図２１に示すＰＷＭ信号発生回路５０ｄでは、二次側巻線Ｌ２を流れる電流Ｉ２が基準電圧Ｖｒｉｚで設定される所定の電流値以下になった場合にスイッチング素子Ｑ１をオンする構成としているが、例えばスイッチング素子Ｑ１の両端電圧が所定の電圧以下になった場合、あるいはダイオードＤ１の両端電圧が所定の電圧以上になった場合にスイッチング素子Ｑ１をオンする構成としてもよい。

（第６実施形態）
次に、本発明の第６の実施形態に係る放電灯点灯装置について説明する。図２４は、放電灯点灯装置８ｅの構成の一例を示す回路図である。図２４に示す放電灯点灯装置８ｅは、図２１に示す放電灯点灯装置８ｄとは、制御回路部４０ｅの構成が異なる。なお、インバータ部２０と始動回路３０とはその記載を省略している。

図２４に示す制御回路部４０ｅは、図２１に示す制御回路部４０ｄとは、スイッチＳＷ５，ＳＷ６と、遅延回路４２８と、点灯状態検出部４２９と、コンパレータＣＭＰ６とをさらに備える点で異なる。また、制御回路部４０ｅにおける差分出力部４２３ｃは、図２３に示す差分出力部４２３ｂとは、コンパレータＣＭＰ３とフリップフロップＦＦ２との間に切替スイッチＳＷ７が介設されている点で異なる。

放電灯点灯装置８ｅは、動作開始から放電灯Ｌａが放電開始するまでの間、無負荷状態となる。この間、放電灯Ｌａの始動をより確実にするため直流電源部１０ａの出力電圧Ｖｏｕｔを所定の無負荷電圧にしておく必要がある。しかし、無負荷状態であるため、直流電源部１０ａの出力電流がゼロとなり、ランプ電流検出回路４０３で得られる電流検出信号ＳＬＩが略ゼロとなる一方、ランプ電圧検出回路４０１では放電灯Ｌａに印加される無負荷電圧が検出されるため、電流検出信号ＳＬＩと目標電流値信号ＳＴＩとの差が増大し、積分信号ＳＣＶや比例信号ＳＲＶが増大する結果、ＰＷＭ信号発生回路５０ｃにより制御信号ＳＰＷＭのオンデューティが増大され、電流Ｉ１が過度に増大される場合がある。

そこで、図２４に示す制御回路部４０ｅでは、点灯状態検出部４２９により放電灯Ｌａの消灯が検出されると、予め設定された所定の期間だけ、電流検出信号ＳＬＩと目標電流値信号ＳＴＩとを用いたフィードバック制御を行わず、オープンループの制御を行うようになっている。

点灯状態検出部４２９は、放電灯Ｌａの点灯状態を検出する回路部で、放電灯Ｌａの消灯を検出した場合に消灯検出信号ＳＯＦＦをローレベルにし、放電灯Ｌａの点灯を検出した場合に消灯検出信号ＳＯＦＦをハイレベルにして遅延回路４２８へ出力する。点灯状態検出部４２９は、例えば直流電源部１０ａの出力電圧Ｖｏｕｔが予め設定された消灯検出電圧を超えた場合に放電灯Ｌａが消灯していると判定するものであってもよく、あるいは直流電源部１０ａの出力電流が予め設定された消灯検出電流以下の場合に放電灯Ｌａが消灯していると判定するものであってもよく、あるいはこれらの条件を組み合わせた複合的な条件で消灯を判定するものであってもよい。

遅延回路４２８は、点灯状態検出部４２９から出力された消灯検出信号ＳＯＦＦを、図２５に示すように、予め設定された遅延時間Ｔｄｒだけ遅延させて遅延信号ＳＯＦＦＤとしてスイッチＳＷ５及びスイッチＳＷ７へ出力する。スイッチＳＷ５は、遅延信号ＳＯＦＦＤがローレベル（放電灯Ｌａが消灯）の場合、差分出力部４２４の出力端子を比例回路４１６ａから切り離してグラウンドに接続し、遅延信号ＳＯＦＦＤがハイレベル（放電灯Ｌａが点灯）の場合、差分出力部４２４の出力端子を比例回路４１６ａに接続する切替スイッチである。

コンパレータＣＭＰ６は、予め設定された消灯時制御量設定値と、積分信号ＳＣＶとを比較してその比較結果をスイッチＳＷ７へ出力する。消灯時制御量設定値は、放電灯Ｌａが放電を開始した際の放電を維持できると共に、過大とならない範囲の電力を直流電源部１０ａから放電灯Ｌａへ供給できる制御量の設定値にされている。スイッチＳＷ７は、コンパレータＣＭＰ３の出力信号と、コンパレータＣＭＰ６の出力信号とを遅延回路４２８から出力された遅延信号ＳＯＦＦＤに応じて切り替え、フリップフロップＦＦ２のＤ入力端子へ供給する。具体的には、スイッチＳＷ７は、遅延信号ＳＯＦＦＤがローレベル（放電灯Ｌａが消灯）の場合コンパレータＣＭＰ６をフリップフロップＦＦ２に接続し、遅延信号ＳＯＦＦＤがハイレベル（放電灯Ｌａが点灯）の場合コンパレータＣＭＰ３をフリップフロップＦＦ２に接続する。

そして、点灯状態検出部４２９で放電灯Ｌａの消灯が検出されると、遅延回路４２８から出力された遅延信号ＳＯＦＦＤに基づきスイッチＳＷ５が比例回路４１６ａから切り離されて比例制御が停止されると共にスイッチＳＷ７がコンパレータＣＭＰ６側に切り替えられて、電流検出信号ＳＬＩと目標電流値信号ＳＴＩとを用いたフィードバック制御が停止され、消灯時制御量設定値に基づき設定された初期電圧が、オープンループの制御により放電灯Ｌａへ供給される。さらに、点灯状態検出部４２９で放電灯Ｌａの点灯が検出されると、遅延信号ＳＯＦＦＤは、遅延回路４２８により遅延時間Ｔｄｒだけ遅延されるので、少なくとも遅延時間Ｔｄｒの間、オープンループの制御による初期電圧の供給が維持される。

これにより、放電灯点灯装置８ｅは、動作開始から放電灯Ｌａが放電開始する場合において、予め設定された遅延時間Ｔｄｒの間、消灯時制御量設定値に基づき設定された初期電圧をオープンループの制御で放電灯Ｌａへ供給することができるので、フィードバック制御における放電開始直後の不安定動作を回避し、放電灯Ｌａの点灯動作の始動性能を向上させることができる。

また、放電灯点灯装置８ｅが動作を停止している間、積分信号ＳＣＶを所定の値以下に低下させるようにしてもよい。例えば、コンデンサＣ４と並列に接続されたスイッチＳＷ６を、放電灯点灯装置８ｅの動作停止を示す停止信号によってオンさせ、積分回路４１７を放電させると共に放電灯点灯装置８ｅの動作開始を示す動作許可信号によってオフさせるようにしてもよい。これにより、放電灯点灯装置８ｅが動作停止中に積分回路４１７が放電されるので、放電灯点灯装置８ｅが動作を開始した際には積分回路４１７を放電された状態に初期化しておくことができるので、放電灯点灯装置８ｅの動作開始前から積分回路４１７に充電されていた電荷に基づく積分信号ＳＣＶに応じてＰＷＭ信号発生回路５０ｄにより制御信号ＳＰＷＭが生成され、スイッチング素子Ｑ１のオンオフ制御が行われることが抑制される。

なお、ＰＷＭ信号発生回路５０ｄは、消灯時、無負荷状態になった場合に必要以上に直流電源部１０ａの出力電圧Ｖｏｕｔが上昇しないようにするため、例えば出力電圧Ｖｏｕｔを検出し、所定電圧を超えていると制御信号ＳＰＷＭをローレベルにしてスイッチング素子Ｑ１をオフさせることにより直流電源部１０ａを間欠発振させ、過電圧制御するようにしてもよい。あるいは、ＰＷＭ信号発生回路５０ｄは、例えば出力電圧Ｖｏｕｔを検出し、所定電圧を超えている場合は出力電圧Ｖｏｕｔを上昇させない程度に制御信号ＳＰＷＭのオンデューティを設定することにより、消灯により無負荷状態になった場合における過電圧制御を行うようにしてもよい。

本発明の一実施形態に係る照明装置の構成の一例を示す断面図である。図１に示す照明装置が配設された車両を示す斜視図である。本発明の第１の実施形態に係る放電灯点灯装置の構成の一例を示すブロック図である。図３に示すＰＷＭ信号発生回路の構成の一例を示す回路図である。図４に示すＰＷＭ信号発生回路の動作を説明するための説明図である。図３に示すＰＷＭ信号発生回路の構成の他の一例を示す回路図である。図６に示すＰＷＭ信号発生回路の動作を説明するための説明図である。図３に示すインバータ制御部の構成の一例を示す概略ブロック図である。図８に示すインバータ制御部の動作を説明するための説明図である。図８に示す発振器の構成の一例を示す回路図である。図１０に示す発振器の動作を説明するための信号波形図である。図８に示すインバータ制御部の具体的な構成の一例を示す回路図である。図３に示す目標値設定部の構成の一例を示すブロック図である。図１３に示す電力最大値制限回路の一例を示す回路図である。図１３に示す電力最大値制限回路の他の一例を示す回路図である。図３に示す比例積分回路の変形例を示す回路図である。図３に示す比例積分回路の変形例を示す回路図である。本発明の第２の実施形態に係る放電灯点灯装置における制御回路部の構成の一例を示す回路図である。本発明の第３の実施形態に係る放電灯点灯装置における制御回路部及びＰＷＭ信号発生回路の構成の一例を示す回路図である。本発明の第４の実施形態に係る放電灯点灯装置の構成の一例を示す回路図である。本発明の第５の実施形態に係る放電灯点灯装置の構成の一例を示す回路図である。図２１に示す差分出力部の変形例を説明するための回路図である。図２１に示す差分出力部の変形例を説明するための回路図である。本発明の第６の実施形態に係る放電灯点灯装置の構成の一例を示す回路図である。図２４に示す遅延回路の動作を説明するための説明図である。背景技術に係る放電灯点灯装置の構成を示す回路図である。

符号の説明

１照明装置
２灯体ハウジング
８，８ａ，８ｂ，８ｃ，８ｄ，８ｅ放電灯点灯装置
９車両
１０，１０ａ直流電源部
２０インバータ部
２１ドライブ回路
３０始動回路
４０，４０ａ，４０ｂ，４０ｃ，４０ｄ，４０ｅ制御回路部
５０，５０ａ，５０ｂ，５０ｃ，５０ｄ信号発生回路
４０１ランプ電圧検出回路
４０２目標値設定部
４０３ランプ電流検出回路
４０４差分出力部
４０５ＩＶ変換回路
４０６インバータ制御部
４０７比例積分回路
４０８電力指令回路
４０９電力最大値制限回路
４１０除算器
４１１ＶＩ変換回路
４１２バッファ
４１３端子
４１４演算増幅器
４１５直流電圧源
４１６，４１６ａ比例回路
４１７積分回路
４１８和演算回路
４１９カレントミラー回路
４２０オフセット電流源
４２１，４２２カレントミラー回路
４２３，４２３ａ，４２３ｂ，４２３ｃ，４２４差分出力部
４２５比例値制限回路
４２６積分値制限回路
４２７電流検出回路
４２８遅延回路
４２９点灯状態検出部
４６３分周カウンタ
４６４デッドタイム付加回路
４６５カウント数比較回路
５０１和演算回路
５０２最大オフ時間制限タイマ
Ｃ１，Ｃ２，Ｃ３，Ｃ４コンデンサ
ＣＭＰ１，ＣＭＰ２，ＣＭＰ３，ＣＭＰ４，ＣＭＰ５，ＣＭＰ６コンパレータ
ＣＳ１，ＣＳ２，ＣＳ３，ＣＳ４，ＣＳ５電流源
ＣＳ６，ＣＳ７定電流源
Ｄ１ダイオード
ＦＦ１，ＦＦ２フリップフロップ
Ｌ１一次側巻線
Ｌ２二次側巻線
ＯＳＣ１，ＯＳＣ２，ＯＳＣ３，ＯＳＣ４発振器
Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４，Ｑ５スイッチング素子
Ｑ６，Ｑ７，Ｑ８，Ｑ９，Ｑ１０，Ｑ１１，Ｑ１２，Ｑ１３トランジスタ
Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３，Ｒ４，Ｒ５，Ｒ６，Ｒ７，Ｒ８，Ｒ９，Ｒ１０，Ｒ１１，Ｒ１２抵抗
ＳＷ１，ＳＷ２，ＳＷ３，ＳＷ４，ＳＷ５，ＳＷ６，ＳＷ７スイッチ
ＺＤ１ツェナーダイオード

Claims

直流電圧を出力する直流電源部と、
前記直流電源部から出力された直流電圧をスイッチングして放電灯の点灯用の交番電圧を生成するインバータ部と、
前記放電灯に供給される電圧を検出する電圧検出部と、
前記電圧検出部により検出された電圧から前記放電灯に供給する目標電流値を設定する目標値設定部と、
前記放電灯に供給される電流値を検出電流値として検出する電流検出部と、
前記目標値設定部により設定された目標電流値と前記電流検出部により検出された検出電流値との差分を表す差分信号を出力する差分出力部と、
前記差分出力部から出力された差分信号を積分する積分回路と、
前記積分回路の積分値に応じて前記直流電源部の出力電圧を設定する出力電圧設定部と、
前記インバータ部における前記スイッチング動作のタイミングと同期して前記積分回路による前記差分信号の積分を停止させる積分制御部と、
前記差分出力部から出力された差分信号に比例する比例値を出力する比例回路とを備え、
前記出力電圧設定部は、前記積分回路の積分値と前記比例回路から出力された比例値とに応じて前記直流電源部の出力電圧を設定すること
を特徴とする放電灯点灯装置。
前記比例回路は、
前記差分信号が流れる抵抗であり、
前記抵抗の両端電圧を前記比例値として出力するものであること
を特徴とする請求項１記載の放電灯点灯装置。
前記出力電圧設定部による前記直流電源部の出力電圧設定値の増大を抑制するべく前記比例回路から出力される前記比例値を予め設定された範囲内に制限する比例値制限部をさらに備えること
を特徴とする請求項１又は２記載の放電灯点灯装置。
前記直流電源部は、スイッチング素子のオンオフ動作をＰＷＭ制御することによって出力電圧を設定するものであり、
前記出力電圧設定部は、
三角波又はノコギリ波を基準信号として出力する基準信号源と、
前記基準信号源から出力された基準信号と前記比例回路から出力された比例値との加算値を出力する三角波加算部と、
前記三角波加算部から出力された加算値と前記積分回路の積分値とを比較する三角波比較部とを備え、
前記三角波比較部による比較結果に基づき前記スイッチング素子のオンオフタイミングを設定するものであること
を特徴とする請求項１〜３のいずれかに記載の放電灯点灯装置。
前記直流電源部は、
入力された直流電流により磁気エネルギーを蓄えるインダクタと、
前記インダクタを流れる電流値を検出するインダクタ電流検出部と
を備え、
前記スイッチング素子は、前記インダクタに流れる電流をオンオフするものであり、
前記基準信号源は、前記インダクタ電流検出部により検出された電流値を前記基準信号として用いること
を特徴とする請求項４記載の放電灯点灯装置。
前記差分出力部の代わりに前記目標値設定部により設定された目標電流値と前記電圧検出部により検出された検出電流値とを比較する電流値比較部を備え、
前記電流値比較部による比較結果に応じて前記積分回路を充放電する充放電部をさらに備え、
前記積分回路は、前記差分信号の代わりに前記充放電部から出力された充放電電流を積分すること
を特徴とする請求項１〜５のいずれかに記載の放電灯点灯装置。
前記充放電部は、前記積分回路の充電と放電との切り替えを、所定の周期タイミングと同期して行うこと
を特徴とする請求項６記載の放電灯点灯装置。
前記比例回路へ供給される前記差分信号にオフセット電流を加算するオフセット電流源をさらに備えること
を特徴とする請求項１〜５のいずれかに記載の放電灯点灯装置。
前記出力電圧設定部による前記直流電源部の出力電圧設定値の増大を抑制するべく前記積分回路から出力される前記積分値を予め設定された範囲内に制限する積分値制限部をさらに備えること
を特徴とする請求項１〜８のいずれかに記載の放電灯点灯装置。
前記放電灯の点灯状態を検出する点灯状態検出部をさらに備え、
前記出力電圧設定部は、前記点灯状態検出部により前記放電灯の消灯が検出されている間、前記直流電源部の出力電圧を予め設定された初期電圧に設定すること
を特徴とする請求項１〜９のいずれかに記載の放電灯点灯装置。
前記出力電圧設定部は、前記点灯状態検出部により前記放電灯の点灯が検出された後、予め設定された設定時間の間、前記初期電圧の設定を維持すること
を特徴とする請求項１〜１０のいずれかに記載の放電灯点灯装置。
放電灯を点灯させるための放電灯点灯装置と、前記放電灯点灯装置を収容する筐体とを備え、
前記放電灯点灯装置は、請求項１〜１１のいずれかに記載の放電灯点灯装置であることを特徴とする照明装置。