JP4445010B2 - 共通モードの電磁界を排除するためのコンパクトなバラン - Google Patents

Description

本発明は導波体に関し、特に差入力信号中の共通モードの電磁エネルギを消去するかまたは入力信号に応答して共通モードエネルギのない差出力信号を提供するためのバランに関する。

バランは不平衡な伝送ライン入力を１以上の平衡された伝送ライン出力に変換するか、その逆に変換する。バランはデルタシグマ変調器の直接デジタルシンセサイザ（ΔΣ ＤＤＳ）の出力段およびアンテナフィードを含む種々の要求の多い応用で使用されている。このような応用は集積回路と両立し、差入力からの共通モードエネルギを排除して共通モードエネルギのない差出力を提供できる小型で広い帯域幅（広帯域）のバランを必要とする。

スペース効率のよい広帯域バランは特に二重の広帯域差動ラインがしばしば単線出力に変換されなければならないΔΣ ＤＤＳ応用で重要である。ΔΣ ＤＤＳはしばしばあるデジタル入力に基づいて、所望の振幅、周波数、位相を有するアナログ出力信号を発生するために使用されている。ΔΣ ＤＤＳはアクチブパルスレーダおよびデジタル無線通信を含む種々の応用で使用され、それによって信号の混合、上方変換、下方変換、周波数合成、信号オフセットのための信号波形の発生を助長する。

通常のΔΣ ＤＤＳは選択的にアナログ入力信号をサンプルして対応するデジタル出力信号を発生するための１ビットデジタルアナログ変換器（ＤＡＣ）を使用する。ＤＡＣは低い１ビット分解能の量子化器を補償するために比較的高いサンプリング速度をもたなければならない。その結果として、１ビットＤＡＣの出力は多くは高周波数のパルス状の信号である。この１ビットＤＡＣ出力は典型的に量子化雑音を取除くために濾波される。

ΔΣ ＤＤＳで使用される１ビットＤＡＣは二重パルス状の出力信号を提供し、これは１８０度位相がずれている。これらの差動のパルス状の信号は広い周波数範囲にわたって生じ、バランを介して単一の出力に変換されなければならない。１ビットのＤＡＣは僅かに異なる上昇及び下降時間を有するトランジスタを含んでいる。トランジスタの上昇及び下降時間の差はパルス化された出力信号において不所望な共通モード成分を生成する。最適なＤＤＳ性能では、これらの共通モードの成分は最終的なΔΣ ＤＤＳ出力では排除されなければならない。

一般的に、巻線フェライトバランは差入力ラインを単一の平衡された出力伝送ラインへ変換するために使用される。これらのバランはワイヤを巻きつけられた鉄芯を有し、電力変成圧器として作用する。残念ながら、フェライトバランは低い周波数、典型的に多くのΔΣ ＤＤＳ応用では不所望な低さに帯域を制限され、典型的に２または３ギガヘルツを超えるカットオフ周波数を有している。さらに、フェライトバランはしばしば高速度の入力パルスから生じる反射を受けるので、連続波用としては適しているが、パルス用としては適切ではない。バランの過渡的な応答特性を改良するため、バランは大きく作られる。大きいフェライトバランは小型のΔΣ ＤＤＳ集積回路に含ませることが難しく、共通モードエネルギの排除が不十分である。

その代わりに、バランは４分の１波長セクションを有する種々の導波体を使用して構成される。残念ながら、４分の１波長セクションを使用するためにはバランは不所望に大きくなる。さらにこれらのバランは比較的狭帯域であり、パルス状の入力を供給されるとき大きい反射を受ける。

したがって、集積回路に容易に設けられ、差パルス入力から共通モードエネルギを効率的に排除し、平衡された出力を提供する小型で広帯域のバランが技術で必要とされている。このようなバランはまた平衡された入力から共通モードエネルギのない平衡された差出力も提供することができる。さらに効率的な広帯域バランを内蔵する効率的なΔΣ ＤＤＳが必要とされている。

この技術の要求は本発明のスペース効率のよい広帯域バランにより解決される。例示的な実施形態では、本発明のバランは直接デジタルシンセサイザ（ＤＤＳ）応用に使用するように構成される。バランは不所望な共通モード成分を有する入力信号を受信するための第１の機構を含んでいる。第２の機構は不所望な共通モード成分を導波体転移を介して排除する。

より特定の実施形態では、第１の機構は入力マイクロストリップ導波体を含んでいる。導波体転移は単一のマイクロストリップとスロットラインとの転移である。単一のマイクロストリップとスロットラインとの転移はマイクロストリップの接地平面でスロットラインを横切るように配置されている入力マイクロストリップ導波体を含んでいる。スロットラインは接地平面のウェッジを介して第１の端部で終端される。スロットラインの第２の端部はバランの出力を与える。

入力信号は第１の入力信号と第２の入力信号とを含み、これらは入力マイクロストリップ導波体の対向する端部に入力される。第１の入力信号と第２の入力信号は所望の差モード成分と、不所望の共通モード成分とを有している。

第１の別の実施形態では、第１の機構は２つのマイクロストリップ導波体を含んでいる。入力信号は第１のマイクロストリップ導波体上を伝播する第１の入力信号と、第２のマイクロストリップ導波体上を伝播する第２の入力信号を含んでいる。第１及び第２の信号の所望の信号成分は約１８０度位相がずれている。導波体の転移は第１及び第２のマイクロストリップ導波体から単一のスロットライン出力導波体への転移を含んでいる、スロットライン出力導波体は共通モードエネルギを排除し、所望の信号成分に対応する差動モードエネルギを通過させる。転移はさらに第１のマイクロストリップラインから第１のスロットラインセクションへの第１の転移と、第２のマイクロストリップラインから第２のスロットラインセクションへの第２の転移とを含んでいる。この転移はまた第１のスロットラインセクションと第２のスロットラインセクションを介して与えられる同一平面導波体セクションと、同一平面導波体セクションから、スロットライン出力導波体に対応する第３のスロットラインセクションへの転移を含んでいる。第１、第２、第３のスロットラインセクションと同一平面導波体セクションとは第１及び第２のマイクロストリップ導波体と関連する接地平面に設けられる。

第２の別の実施形態では、第１の機構は第１及び第２の同軸導波体を含んでいる。導波体転移は二つの同軸と同一平面導波体の転移と単一の同軸転移を含んでいる。導波体転移における抵抗ネットワークまたはブリッジは負荷整合を容易にし、後方反射された共通モードエネルギを減衰させる。

本発明の優れた設計は入力信号からの不所望な成分を排除するための効率的な導波体転移を使用することにより容易にされる。不平衡ラインから平衡ラインへの転移によって、不所望な共通モード成分は効率的に排除される。このことによって、ΔΣ ＤＤＳ応用のような種々の高周波数応用に対して適切なコンパクトな広帯域バランが生成される。

ここで、本発明を特定の応用の例示的な実施形態を参照して説明するが、本発明はそれに限定されないことを理解すべきである。当業者は付加的な変形、応用、実施形態をその技術的範囲内および本発明が非常に有用である付加的な分野で認識するであろう。

図１は本発明の教示にしたがって構成されたコンパクトな広帯域バランを使用するΔΣ ＤＤＳ10のブロック図である。明瞭にするために、電源、クロック回路、ソフトウェアフィードバックループのような種々のよく知られたコンポーネントは図面から省略されている。しかしながら当業者は所定の応用の要求を満たすために、どのようなコンポーネントを設け、それらをどのように設けるかを知っているであろう。

ΔΣ ＤＤＳ10は左から右に、ランダムアクセスメモリ（ＲＡＭ）12、マルチプレクサ（ＭＵＸ）14、１ビットデジタルアナログ変換器（ＤＡＣ）16、減衰器18、広帯域バラン20およびそのバラン20の出力に接続された広帯域フィルタ22の随意選択的なセットを含んでいる。種々のコンポーネント12−22は直列に接続されている。ΔΣ ＤＤＳ10はフィードフォワードシステムである。

動作において、ΔΣ ＤＤＳ10はＲＡＭ12中に記憶されているデータに基づいて所望の波形を出力する。ΔΣ ＤＤＳ10は周波数合成またはオフセット周波数発生のための波形発生を含んだ種々の応用に使用されることができる。

振幅及び周波数のような所望の波形特性を特定するパラメータはコンピュータまたは他のプロセッサ（図示せず）を介してＲＡＭへ書込まれる。ＲＡＭはタイミングと制御のためのフィールドプログラム可能なゲートアレイ（ＦＰＧＡ）バス交換スイッチを内蔵している。

デジタル波形データはコンピュータまたはプロセッサ（図示せず）からの制御信号に応答してＲＡＭ12からＭＵＸ14へ選択的に入力される。ＲＡＭ12の出力はしばしば３２ビットバスのようなバスである。各出力ビットは技術で知られている方法によりＭＵＸ14の入力において差信号対へ変換される。ＭＵＸ14はその後、２つの導体に差出力信号を与える。この差出力信号は単一ビットのビットストリームを表している。

ＭＵＸ14からの１ビット差出力信号は１ビットＤＡＣ16へ入力される。この１ビットＤＡＣ16は１ビット量子化器および高いサンプリング速度を使用して、１ビット量子化器の低い解像度を補償する。多くの通信およびレーダー応用では、１ビットＤＡＣ16の出力は高い周波数、即ち多ＧＨｚの、スペクトル24により表されるような過剰な量子化雑音を有するパルス化された信号である。さらに、自然に発生する１ビットＤＡＣ16およびＭＵＸ14の種々のトランジスタの上昇及び下降時間の差によって、１ビットＤＡＣ16の差出力において不所望な共通モード成分が発生する。１ビットＤＡＣ16の出力はしばしば、マイクロストリップ伝送ライン、２つのスロットライン、同一平面導波体または同軸ケーブルを介して与えられる。

理想的には、差出力マイクロストリップラインの信号は丁度１８０度位相がずれている。信号が１８０度の位相差ではないとき、不所望の共通モード成分が存在する。バラン20はこの不所望な共通モード成分を除去し、差入力に基づいて単一の出力を与える。共通モード成分はしばしば偶数モード成分と呼ばれる。所望の差モード成分はしばしば奇数モード成分と呼ばれる。

本発明の目的に対しては、バランは平衡された信号を不平衡な信号へまたはその逆方向に変換する装置である。２導体伝送ラインは本質的に平衡されており、一方３導体伝送ラインは潜在的に不平衡である。

バラン20は不平衡なマイクロストリップ伝送ライン（３導体）から平衡された伝送ライン（２導体）への特有の転移を使用して、１ビットＤＡＣ16の出力からの不所望な共通モード成分を排除する。バラン20を介して消去されず、反射して戻る何等かの共通モードエネルギは随意選択的な減衰器18によって吸収される。減衰器18はパイ（π）減衰器として構成されることができる。

バラン20の出力はフィルタ22へ与えられ、このフィルタ22はバラン20の出力からの量子化雑音のような雑音の除去を行う。フィルタ22の出力は所望のスペクトル26を表し、これはスペクトル24と類似しているが、バラン20およびフィルタ22により不所望な信号成分と雑音が除去されている。幾つかの応用では、バラン20およびフィルタ22は適切な能動フィルタに置換されることができる。しかしながら、能動フィルタは応用によっては極端な歪みと位相雑音を導入する可能性がある。

バラン20への入力はバラン転移から反射されたエネルギが後方終端の抵抗中で消費されるように後方終端されることができる。この場合には、減衰器18を省略することができる。代わりに、バラン20は以下さらに詳しく説明するように、反射されたエネルギを消費するための負荷整合抵抗ネットワークを設けることができる。

ＭＵＸ14と１ビットＤＡＣ16で差信号を使用することによって位相雑音及びパルス歪みを減少させることができ、ΔΣ ＤＤＳ10の設定時間と信号対雑音比（ＳＮＲ）を改良することができる。共通モードエネルギを排除するためのバラン20の使用はΔΣ ＤＤＳ10のＳＮＲを増加する。

通常のバランはしばしば非常に大きいためにΔΣ ＤＤＳ10チップ中に効率的に集積されることができず、しばしば巻線により生じるキャパシタによって不所望に帯域が限定される。チップレベルの集積に適している本発明のバラン20はＧａＡｓ及びその他の集積回路チップ環境で容易に構成される。

このフィードフォワードΔΣ ＤＤＳ10は通常のΔΣ ＤＤＳハードウェア及びフィードバックループに関連する安定性問題を消去する。ΔΣ ＤＤＳ10により使用されるΔΣ変調器のフィードバックループ（図示せず）はＲＡＭ12へ入力される波形パラメータを発生するコンピュータで作動するソフトウェア（図示せず）中に存在している。コンピュータはループの安定性を維持しながら高次のΔΣ変調器をシミュレートすることができる。

図２は図１のバラン20のさらに詳細な斜視図である。このバラン20は第１の接地平面セクション34と第２の接地平面セクション36との間に形成されたスロットライン導波体32を含んでいる。このスロットライン導波体32はオープンエンド38と出力エンド42とを含んでいる。オープンエンド38は接地平面セクション34と36でＶ型の切断部またはウェッジに形成されており、これは傾斜した接地平面エッジ40により形成されている。

マイクロストリップ導波体44は接地平面セクション34と36の上方をスロットライン32に対して垂直に通過する。マイクロストリップ44は第１の接地平面セクション34によりサポートされる第１のマイクロストリップセクション46と、第２の接地平面セクション36によりサポートされる第２のマイクロストリップセクション48を含んでいる。図面を明瞭にするために、マイクロストリップ44と接地平面セクション34、36との間の誘電体は示されていない。アルミナのような種々の高誘電定数の材料を使用することができる。当業者は所定の応用の要求を満たすために使用する誘電材料を知っている。接地平面セクション34、36とマイクロストリップ44は銅または金の導体によって構成される。接地平面セクション34、36とマイクロストリップ44の寸法は用途により特定され、所定の応用の要求を満たすために当業者により決定されることができる。

マイクロストリップ50はマイクロストリップとスロットラインの転移部50でスロットライン32上を通過する。異なるマイクロストリップセクション46と48はマイクロストリップとスロットラインの転移部50により分離される異なるマイクロストリップラインとして考えることができる。

動作において、マイクロストリップ44の端部にはそれぞれ反対側の端部46と48で差入力信号52と54が与えられる。差入力信号52と54に関連する例示的な電界線が示されている。逆位相信号とも呼ばれる異なる入力信号52と54は約１８０度位相が異なっている。同位相である成分のような任意の共通モード成分はマイクロストリップとスロットラインの転移部50で排除される。転移部50から反射されて戻る任意のエネルギは図１の減衰器18中で減衰される。

バラン20はスロットライン足部46と48で９０度の位相回転を導入し、それによって共通モードエネルギ成分を消去し、差モード電磁エネルギ成分を通過するように促す。４分の１波長セクションを使用するか、または異なるバラン足部で１８０度の位相回転を使用するバランの多くは大型で、物理的に対称ではないために、不良の性能になる可能性が高い。本発明のバラン20および20’は物理的に対称である。

所望の奇数モードまたは差モード成分56は平衡された伝送ラインであるスロットライン32へ結合される。平衡されたスロットライン32に位置する差モード成分56はスロットライン32の平衡された特性と、不所望な共通モードエネルギ成分が無いこととによって必然的に平衡される。

バラン20の設計は構造的に簡単であるように見えるが、バランとして使用するとき大きな利点を有する。バラン20は多メガヘルツから多ギガヘルツの周波数の広帯域特性を示し、パルス波形に効率的に適合する。さらに、バラン20は容易に小型化され、集積回路中に組込まれる。４分の１波長セクションにたよる多くの通常のバランとは異なり、バラン20の特性は寸法に依存しない。優秀な広帯域特性は本発明の教示にしたがって構成された小型バランで実現されることができる。

当業者は、本発明のバラン20がＤＤＳ応用に限定されないことを認識するであろう。本発明は異なる入力信号から共通モードエネルギを排除するコンパクトな広帯域バランを必要とする任意の応用に適合されることができる。さらに、バラン20は反対に与えられることができ、共通モードエネルギのない差動出力信号をスロットライン端部42における信号入力から与えることができる。したがって、バラン20は１つの入力信号を差動出力信号対へ変換するために使用されることができる。このようなバランは例えば図１のフィルタ22の十分な差動構造で、バランのスロットライン出力を差信号に戻す変換を行うために使用されることができる。

種々のパッド、インピーダンス変成器、テーパーライン、または他のインピーダンス整合技術は本発明の技術的範囲を逸脱せずにバラン20に適合されることができる。開示されていない種々の一般的な技術および特徴もまたさらにバラン20のカットオフ波長を低くするために使用されることができ、これは既に図１のデルタ−シグマＤＤＳ応用10のＤＤＳの合成された帯域幅に対して十分な低さである。

図３は図２のバラン20の第１の代わりの実施形態20’のさらに詳細な斜視図である。このバラン20’は第１の接地平面セクション64と、第２の接地平面セクション66と、第３の接地平面セクション68とを含んでいる。接地平面セクション64、66、68は第１の接地平面セクション64と第２の接地平面セクション66との間に第１のスロットラインセクション70を形成するように配置されている。第２のスロットラインセクション72は第１の接地平面セクション64と第３の接地平面セクション68との間に形成されている。第３のスロットラインセクション74は第２の接地平面セクション66と第３の接地平面セクション68との間に形成されている。

同一平面導波体セクション76は第１のスロットラインセクション70と第２のスロットラインセクション72と第３のスロットラインセクション74との間のインターフェースを構成し、３つの接地平面セクション64、66、68との間に位置されている。同一平面導波体とスロットラインとの転移部78は同一平面導波体セクション76の１端部に存在し、同一平面導波体76と第３のスロットラインセクション74との間の転移部として作用する。同一平面導波体セクション76の異なる足部は異なるスロットラインセクション70と72から始まっている。本発明の技術的範囲から逸脱せずにスロットラインＴ接合だけを残して同一平面導波体セクション76は省略されることができる。

第１のマイクロストリップ導波体80は第１のスロットラインセクション70に対してほぼ垂直に第１のスロットラインセクション70上を通過し、第１の電気接続84によって第２の接地平面セクション66へ終端している。同様に、第２のマイクロストリップ導波体82は第２のスロットラインセクション72に対してほぼ垂直に第２のスロットラインセクション72上を通過し、第２の電気接続86を介して第２の接地平面セクション68へ終端している。

動作において、１８０度位相の異なる差入力信号52、54はそれぞれ第１のマイクロストリップセクション80と第２のマイクロストリップセクション82を介して入力される。差入力信号52、54はそれぞれマイクロストリップ80および82とスロットラインセクション70および72との間の転移部において対応するスロットラインセクション70および72に結合する。

第１の入力信号52と第２の入力信号54に関連するおおよその電界線はバラン20’の種々のセクション70−78に近似的に示されている。スロットラインセクション70と72の両側端部はオープンエンドであり、それ故、スロットラインセクション70と72にそれぞれ与えられる電磁エネルギ52と54は同一平面導波体セクション76に向けて流れ、同一平面導波体とスロットラインとの転移部78を通り、その後第３のスロットラインセクション74を通過する。

マイクロストリップ導波体80および82とスロットラインセクション70および72との間の転移と、スロットラインセクション70および72自体と、同一平面導波体セクション76と、同一平面導波体とスロットラインとのの転移部78とは、２つの入力マイクロストリップ導波体80および82から平衡されたスロットライン出力導波体74への転移装置として作用する。

差入力信号52と54に存在する任意の共通モードエネルギは同一平面導波体とスロットラインとの間の転移部78で消去される。（偶数モードとも呼ばれる）不所望な共通モード成分がなく（差動または逆位相成分とも呼ばれる）所望の奇数モード成分を含んでいる平衡された電界56はその後、第３のスロットラインセクション74を介してバラン20’から出力される。当業者はバラン20’は逆に動作されることができ、それによって電磁エネルギが第３のスロットラインセクション74に入力され、２つの差出力信号がマイクロストリップセクション80と82に沿って生じることを認識するであろう。

図４は図２のバラン20の第２の代わりの実施形態20”のさらに詳細な図である。バラン20”は左から右に、１組の入力ＤＣ阻止キャパシタ92、異なる入力信号に適合するためのそれぞれ第１及び第２の入力同軸ケーブル94と96、導波体転移セクション98、単一の出力同軸ケーブル120を含んでいる。

導波体転移セクション98は負荷整合抵抗ブリッジ100を含んでいる。抵抗ネットワークである抵抗ブリッジ100はそれぞれ入力同軸ケーブル94と96の外部導体110と内部導体112との間に位置されている２つの入力抵抗102を含んでいる。出力抵抗104は出力同軸ケーブル120の内部導体118と外部導体122との間に接続されている。４つの中央抵抗106は入力抵抗102と出力抵抗104の端子間に接続されている。

導波体転移セクション98は、同一平面導波体セクションが第１のスロットライン114と第２のスロットライン116から形成されるように構成されている。第１のスロットライン114は出力同軸ケーブル120の外部導体122と内部導体118との間および入力同軸ケーブル94の外部導体110と第１の内部導体112との間に形成されている。同様に、第２のスロットライン116は出力同軸ケーブルの外部導体122と内部導体118との間および第２の入力同軸ケーブル96の外部導体110と内部導体112との間に形成されている。導波体転移セクション98は二つの同軸と同一平面導波体と単一の同軸との間の転移部として考えられることができる。

動作において、差入力信号52と54は随意選択的なＤＣ阻止キャパシタ92を介して第１の入力同軸ケーブル94と第２の同軸ケーブル96へそれぞれ入力され、ＤＣ阻止キャパシタ92は入力信号52、54から直流（ＤＣ）オフセットを除去する。差信号52、54はその後、導波体転移セクション98へ送られ、導波体転移セクション98はバラン20”を通して負荷整合及び最大のパワー転送を行うために抵抗ブリッジ100を使用する。共通モードの電磁エネルギはスロットライン114および116と出力同軸ケーブル120との間の転移で排除される。出力同軸ケーブルは２つの導体の伝送ラインであるので、共通モードエネルギをサポートしない。結果として、出力信号56は差入力信号52および54中に存在する可能性のある不所望な偶数モード成分を含まない。抵抗ブリッジ100はまた任意の反射された共通モードエネルギを吸収するように動作する。

当業者はバラン20”の種々の導波体94、96、114、116、120や部品の正確な寸法と、抵抗ブリッジ100の抵抗102−106の抵抗値およびサイズが用途により特定されることを認識するであろう。これらの寸法及び値は過剰な実験をせずに、所定の応用の要件を満たすように当業者により決定されることができる。

別のバラン20”は本発明の発明者により特定の応用で構成され、試験されており、効率的な広帯域周波数性能を有することが示されている。一般的に、本発明のバラン20、20’、20”は周波数独立逆位相応答特性を有するコンパクトな広帯域バランである。これらはＤＤＳ応用、電力分割器、広帯域振幅追跡装置等を含んだ種々の応用で使用するのに適している。

したがって、本発明を特定の応用における特定の実施形態を参照してここで説明した。当業者はその技術的範囲内で付加的な変形、応用、実施形態を認識するであろう。

それ故、特許請求の範囲に記載された本発明の技術的範囲によって任意の及び全てのこのような応用、変形、実施形態がカバーされることを意図している。

本発明の教示にしたがって構成された特有の広帯域バランを使用するΔΣ ＤＤＳのブロック図。 図１のバランのさらに詳細な斜視図。 図２のバランの第１の別の実施形態のさらに詳細な斜視図。 図２のバランの第２の別の実施形態のさらに詳細な図。

Claims (1)

1. １平面上に並んで間隔を隔てて配置されている第１および第２の２個の導体板と、それら第１および第２の導体板間に形成されたスロットとによって構成されているスロットライン導波体と、
   このスロットライン導波体の平面に平行でそれと間隔を隔てた平面上に配置され、前記スロットライン導波体のスロットに対して垂直な方向に前記スロットを横切って延在する単一の条帯状の導体とを具備し、
   前記スロットの両側の前記第１および第２の導体板上に延在する前記１個の条帯状の導体の各部分は前記第１および第２の導体板と共に第１および第２のマイクロストリップ導波体を形成しており、それら第１および第２のマイクロストリップ導波体を構成している前記条帯状の導体の部分の前記スロットと反対側の端部には互いに位相が１８０度異なる信号が供給されるように構成されている広帯域バラン。

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