JP4417069B2

JP4417069B2 - 半導体集積回路

Info

Publication number: JP4417069B2
Application number: JP2003354606A
Authority: JP
Inventors: 孝範本多
Original assignee: NEC Electronics Corp
Current assignee: NEC Electronics Corp
Priority date: 2003-10-15
Filing date: 2003-10-15
Publication date: 2010-02-17
Anticipated expiration: 2023-10-15
Also published as: JP2005123764A; US7193476B2; US20050083135A1

Description

本発明は半導体集積回路に関し、特に、動作モードを切り換えるスイッチ回路を内蔵したマルチチップモジュール（以下、ＭＣＭと記す）構成の携帯電話等に用いて好適な送信電力増幅用パワーアンプに関する。

携帯電話は高機能化が進み、従来の音声のみの通話からインターネット接続や画像伝送などその情報伝送量は増加の一途である。この為、無線伝送方式には高速大容量伝送が可能な各種のデジタル変調方式が採用されている。このようなデジタル変調方式の携帯電話等で用いられる送信電力増幅用パワーアンプには、デジタルデータの誤り率が低いことと電力効率が高いことが望まれている。そのため、線形動作によるデジタルデーター誤り率を低く増幅するモード（ＥＤＧＥ方式動作）と、高い電力効率で動作するモード（ＧＳＭ方式動作）の両方式を用いる携帯電話では、これらＧＳＭ方式とＥＤＧＥ方式とを切り替えるコントロール端子を設け、増幅器の負荷抵抗を切り替えることで電力効率の切り替えを行っている。また、このようなパワーアンプには、半絶縁性化合物半導体基板の主面上に、ヘテロバイポーラトランジスタ（以下、ＨＢＴと記す）構造を有する能動素子と、この能動素子の機能を切り替えるような受動素子により構成された整合回路を設けたＭＣＭとして実現されており、高機能化、小型化、低価格化が可能とされ、現在、数ＧＨｚ領域において実用化されつつある。

以下に、従来の携帯電話用の送信電力増幅用パワーアンプの動作を図を用いて説明する。図４は、従来の携帯電話等に用いられている送信電力増幅用パワーアンプの一例を説明するための回路図である。この回路は、３つのＨＢＴＱ１〜Ｑ３により構成された３段電力増幅器であり、高い電力効率で動作するモード（ＧＳＭ）と、線形動作モード（ＥＤＧＥ）の切り替えをＶmode端子電圧により行うことを目的としたものである。一般的に、線形動作モードは増幅器の飽和動作状態から例えば１０〜１５ｄＢ低い出力電力レベルにバックオフさせることで特性を実現させている。図４に示すように、初段増幅用ＨＢＴ
Ｑ１、２段目増幅用ＨＢＴＱ２、終段増幅用ＨＢＴＱ３はそれぞれ入力または前段のコレクタ出力がベースに入力されるエミッタ接地増幅回路として構成されている。初段増幅用ＨＢＴＱ１のベースには入力端子ＩＮが接続されており、この入力端子ＩＮにはＲＦ信号が入力される。また、終段増幅用ＨＢＴＱ３のコレクタには出力端子ＯＵＴが接続される。入力端子ＩＮ、各段のＨＢＴＱ１〜Ｑ３、及び出力端子ＯＵＴの間にはそれぞれ直流カット用のキャパシタＣ１〜Ｃ４が直列に接続され、各段のベース及びコレクタにはそれぞれバイアス電圧Ｖｂ１，Ｖｂ２，Ｖｂ３，Ｖｃｃ１，Ｖｃｃ２，Ｖｃｃ３が供給される。

そして、ＧＳＭモードとＥＤＧＥモードとを切り替えるための整合回路として、初段増幅用ＨＢＴＱ１のベース側と２段目増幅用ＨＢＴＱ２のベース側に、キャパシタＣ５，Ｃ６を介してダイオードＤ１を直列に接続するとともに、当該ダイオードＤ１のカソード端子に抵抗Ｒ３を並列に接続して整合回路を構成している。さらに、前記ダイオードＤ１のアノードにＶmode端子Ｃ−ＩＮを接続し、このＶmode端子Ｃ−ＩＮに入力される電圧により当該ダイオードＤ１をＯＮ，ＯＦＦ制御して前記した切り替えを行うようになっている。

このような整合回路を備えた送信電力増幅用パワーアンプでは、ＥＤＧＥモードに設定するときには、Ｖmode端子Ｃ−ＩＮに入力する電圧をダイオードＤ１の順方向電圧よりも高くしてダイオードＤ１をＯＮにすると、入力端子ＩＮからのＲＦ信号の一部はダイオードＤ１および抵抗Ｒ３を通って減衰されるため、初段増幅用ＨＢＴＱ１の実質的なゲインは減少する。Ｖmode端子Ｃ−ＩＮに入力する電圧をダイオードＤ１の順方向電圧よりも低くしてダイオードＤ１をＯＦＦにすれば、ＲＦ信号がダイオードＤ１を通過することがなく、初段増幅用ＨＢＴＱ１の実効的なゲインは増加される。このように入力端子ＩＮとは別にコントロール用の端子Ｃ−ＩＮを備えてゲインを調整する回路としては特許文献１に記載の回路がある。また、ゲインを自動的に制御する他の回路として特許文献２に記載の回路もある。
特開平７−２０２６１３号公報特開昭５８−０５１６０９号公報

図４に示したした従来のパワーアンプでは、実効的なゲインを減少させるためにはモード切り換えコントロール用のＶmode端子Ｃ−ＩＮからダイオードＤ１を介して抵抗Ｒ３へ電流を流す経路が必要となり消費電流が増加するという問題がある。また、入力端子ＩＮから入力されるＲＦ信号が減衰されると共に初段増幅用ＨＢＴＱ１のゲインも減少することから電力効率が低下するという問題もある。さらに、図４に示した回路はもとより、特許文献１，２のいずれに記載のゲインを制御する回路においても、ゲインをコントロールするための独立した端子が必要であり、また、パワーアンプ回路とは別にＶmode電圧を発生させるための回路も必要になり、結果として携帯電話セットのベースバンドの制御のための回路が複雑なものになり構成が複雑化するという問題が生じる。

本発明の目的は、携帯電話の異なる変調方式に対応したモード切替を行うことを可能にするための独立した端子を不要にし、かつコントロール用の外部電圧を不要にして構成の簡略化を図ったパワーアンプを提供することにある。

本発明は、少なくとも１段以上の増幅素子を備える高周波電力増幅用パワーアンプを備える半導体集積回路において、前記増幅素子の入力端にソースが接続され、ドレインが接地され、ゲートと接地との間にキャパシタが接続されたＭＯＳＦＥＴと、このＭＯＳＦＥＴのドレインとゲート間に並列接続された検波ダイオードとを含む整合回路を備える。

また、本発明は、少なくとも２段構成の増幅素子を備える高周波電力増幅用パワーアンプを備える半導体集積回路において、前段の増幅素子の出力端にソースが接続され、ドレインが接地され、ゲートと接地との間にキャパシタが接続されたＭＯＳＦＥＴと、このＭＯＳＦＥＴのドレインとゲート間に並列接続された検波ダイオードとを備える整合回路を備える。

本発明によれば、高周波電力増幅用パワーアンプに入力されるＲＦ信号電力により、ＰＭＯＳＦＥＴをオン、オフ動作させ、増幅素子に入力される信号レベルを高低に制御することが可能になる。これにより、ＲＦ信号出力のレベルに基づいてパワーアンプの実効的なゲインを制御し、独立したコントロール端子やコントロール用電圧を生成するための回路等を用いることなく、例えばＧＳＭモードとＥＤＧＥモードのモード切替を行うことが可能になる。

本発明の整合回路では、ドレインと接地との間に第１の抵抗が接続され、キャパシタと並列に第２の抵抗が接続された構成とすることが好ましい。また、本発明におけるＭＯＳＦＥＴはＰチャネルＭＯＳＦＥＴで構成されることが好ましい。さらに、本発明にかかる高周波電力増幅用パワーアンプは、ＥＤＧＥ方式動作とＧＳＭ方式動作の切り替えが可能な携帯電話の送信電力増幅用パワーアンプとして構成されることが好ましい。また、本発明の高周波電力増幅用パワーアンプはマルチチップモジュールとして構成されることが好ましい。

次に、本発明の実施例１について図面を参照して説明する。図１は本発明の実施例１の回路図である。パワーアンプ自体の構成は図４に示した従来回路と同じであり、初段増幅用ＨＢＴＱ１、２段目増幅用ＨＢＴＱ２、終段増幅用ＨＢＴＱ３の３段構成とされ、各ＨＢＴはそれぞれ入力または前段のコレクタ出力がベースに入力されるエミッタ接地増幅回路として構成されている。初段増幅用ＨＢＴＱ１のベースには入力端子ＩＮが接続され、この入力端子ＩＮからＲＦ信号が入力される。また、終段増幅用ＨＢＴＱ３のコレクタには出力端子ＯＵＴが接続される。入力端子ＩＮ、各段のＨＢＴ、出力端子ＯＵＴの各間には直流カット用のキャパシタＣ１，Ｃ２，Ｃ３，Ｃ４が直列に接続され、各段のＨＢＴベース及びコレクタにはそれぞれバイアス電圧Ｖｂ１，Ｖｂ２，Ｖｂ３，Ｖｃｃ１，Ｖｃｃ２，Ｖｃｃ３が供給される。

このパワーアンプにおけるＥＤＧＥモードとＧＳＭモードの切り替え用、すなわちゲイン制御用の整合回路として、初段増幅用ＨＢＴＱ１のベースに、ＰチャネルＭＯＳＦＥＴ（以下、ＰＭＯＳＦＥＴ）Ｍ１のソースが接続され、このＰＭＯＳＦＥＴＭ１のドレインは抵抗、例えば抵抗値が５０Ωの第１抵抗Ｒ１を介して接地（ＧＮＤ）されている。また、前記ＰＭＯＳＦＥＴＭ１のゲートとドレイン２との間に、例えばショットキーダイオードからなる検波ダイオードＺＤが接続される。この検波ダイオードＺＤはカソードがＰＭＯＳＦＥＴＭ１のゲートに、アノードがドレインに接続される。さらに前記検波ダイオードＺＤのカソードは、並列接続された例えば抵抗値が５ｋΩの第２抵抗Ｒ２と、容量値が１ｎＦのキャパシタＣ０を介して接地（ＧＮＤ）されている。

この整合回路の動作を図２のタイミング図を参照して説明すると、ＰＭＯＳＦＥＴＭ１のゲート端子には０Ｖの電圧が印加された状態にあり、またＰＭＯＳＦＥＴＭ１のソース端子には初段増幅用ＨＢＴＱ１のベースバイアスの電圧 1.3Ｖが印加されている。このとき、携帯電話における動作がＥＤＧＥ方式であると、入力端子ＩＮからのＲＦ信号が一定レベル（例えば−１０ｄＢｍ）以下となるため、検波ダイオードＺＤの出力電圧はＰＭＯＳＦＥＴＭ１のターンＯＦＦ電圧、例えば０．９Ｖまで上昇しないために、ＰＭＯＳＦＥＴＭ１はＯＮ状態となる。このため、入力端子ＩＮからのＲＦ信号はＰＭＯＳＦＥＴＭ１のソース−ドレイン間を通り第１抵抗Ｒ１を介して接地（ＧＮＤ）に流れ、初段増幅用ＨＢＴＱ１のベース側には入力端子ＩＮのＲＦ信号よりも低いレベルの信号が入力されることになり、初段増幅用ＨＢＴＱ１の実効的なゲインが低下され、結果としてパワーアンプ全体のゲインが低下される。

一方、携帯電話における動作がＧＳＭ方式であると、入力端子ＩＮからのＲＦ信号が一定レベル（この例では−１０ｄＢｍ）よりも大きくなり、これがＰＭＯＳＦＥＴＭ１のソース−ドレインを通して検波ダイオードＺＤに入力され、ここで検波された電圧がＰＭＯＳＦＥＴＭ１のターンＯＦＦ電圧、例えば０．９Ｖまで上昇し、この電圧がＰＭＯＳＦＥＴＭ１のゲートに入力されＰＭＯＳＦＥＴＭ１はＯＦＦ状態となる。このため、入力端子ＩＮからのＲＦ信号はＰＭＯＳＦＥＴＭ１のソース−ドレイン間を通されることなく、したがって第１抵抗Ｒ１によって減衰されることなく、初段増幅用ＨＢＴＱ１のベースに入力され、当該初段増幅用ＨＢＴＱ１の出力が増大され、結果としてパワーアンプ全体のゲインが増大される。

なお、ＧＳＭ方式においては、ＰＭＯＳＦＥＴＭ１がＯＦＦになったときには検波ダイオードＺＤへのＲＦ信号の入力が無くなるが、検波ダイオードＺＤの出力に接続されたキャパシタＣ０に充電されている電圧によりＰＭＯＳＦＥＴＭ１のＯＦＦの状態が保持される。また、キャパシタＣ０の充電電圧が低下してＰＭＯＳＦＥＴＭ１がターンＯＮしたときには、入力されているＲＦ信号が一定レベル以上のときには検波ダイオードＺＤの出力はＰＭＯＳＦＥＴＭ１のターンＯＦＦ電圧以上であるため、ＰＭＯＳＦＥＴＭ１は直ちにターンＯＦＦすることなり、結局ＰＭＯＳＦＥＴＭ１のＯＦＦ状態が保持される。このとき、入力信号が一定レベル以下になっていたときには、ＰＭＯＳＦＥＴＭ１はターンＯＮした後はＯＮ状態が保持されることになる。ＧＳＭ方式においては、キャパシタＣ０と第２抵抗Ｒ２との時定数に依存する周期で振幅の変化が生じるが、ＧＳＭ方式では振幅を１／０で認識しているので、振幅の変化量が認識に与える影響は殆どない。

このように、この整合回路では、入力端子ＩＮに入力されるＲＦ信号のレベルに対応してＰＭＯＳＦＥＴＭ１のＯＮ又はＯＦＦ状態が自動的に切り替えられることになる。したがって、携帯電話のＥＤＧＥ方式においてＲＦ信号の入力レベルが低い場合にはＰＭＯＳＦＥＴＭ１がＯＮ状態になって初段増幅用ＨＢＴＱ１のゲインが低下され、ＧＳＭ方式においてＲＦ信号の入力レベルが高い場合にはＰＭＯＳＦＥＴＭ１がＯＦＦ状態になって初段増幅用ＨＢＴＱ１のゲインが増大されることになる。これにより、図４の従来回路で必要とされていたゲインをコントロールするための独立したＶmode端子が不要になるとともに、Ｖmode電圧を生成するための回路が不要になりパワーアンプの構成の簡略化が実現できる。この切り替えに際し、キャパシタＣ０の保持電圧に起因する切り替えの応答遅れが生じるが、キャパシタＣ０と第２抵抗Ｒ２の時定数を小さく設定することで応答遅れを小さいものにする。

図３は本発明の実施例２の等価回路図である。本実施例では実施例１と同様な３段増幅器の段間整合回路に本発明の整合回路を配置することで、ＧＳＭ用パワーアンプの規格の１つであるアイソレーションの改善を図ったものである。なお、図１と等価な部分には同一符号を付してある。すなわち、初段増幅用ＨＢＴＱ１、２段増幅用ＨＢＴＱ２、終段増幅用ＨＢＴＱ３からなるパワーアンプにおいて、初段増幅用ＨＢＴＱ１のベース電圧が０Ｖのときに、入力端子ＩＮからのＲＦ信号出力が大きいと初段増幅用ＨＢＴＱ１のコレクタ側にＲＦ信号が漏れることがあり、これが２段増幅用ＨＢＴＱ２以降において増幅されてしまい、パワーアンプでのアイソレーション規格を満たさなくなるおそれがある。

そこで、実施例２では、初段増幅用ＨＢＴＱ１と２段増幅用ＨＢＴＱ２との間に実施例１と同様な構成の整合回路を接続している。ここでは、２段増幅用ＨＢＴＱ２のベースにＰＭＯＳＦＥＴＭ１のソースが接続され、このＰＭＯＳＦＥＴＭ１のドレインは第１抵抗Ｒ１を介して接地（ＧＮＤ）されている。また、前記ＰＭＯＳＦＥＴＭ１のゲートとドレインとの間に検波ダイオードＺＤが接続される。この検波ダイオードＺＤはカソードがゲートに、アノードがドレインに接続される。さらに前記検波ダイオードＺＤのカソードは並列接続された第２抵抗Ｒ２とキャパシタＣ０を介して接地（ＧＮＤ）されている。

このような整合回路において、ＰＭＯＳＦＥＴＭ１のソースに入力されるレベルによってＰＭＯＳＦＥＴＭ１のＯＮ状態とＯＦＦ状態が切り替えられることは実施例１の場合と同じであるが、ここでは、ＰＭＯＳＦＥＴＭ１のソースには初段増幅用ＨＢＴＱ１のコレクタ出力が入力される。したがって、初段増幅用ＨＢＴＱ１のコレクタ側にＲＦ信号が漏れた場合には、この漏れた信号レベルによってＰＭＯＳＦＥＴＭ１がＯＮし、ＰＭＯＳＦＥＴＭ１のソース−ドレイン間を通り第１抵抗Ｒ１を介して接地に流れるため、２段増幅用ＨＢＴＱ２のベース側にＲＦ信号はほとんど入力されることはなく、アイソレーション規格を満たすことが可能になる。

したがって、実施例２においても、アイソレーション規格を満たすために、整合回路にアイソレーションを得るための独立した端子を設ける必要はなく、かつ当該端子に入力するための電圧を生成するための回路も設ける必要はなく、回路構成の簡略化が実現できる。

ここで、前記実施例１，２では３段構成のパワーアンプに本発明を適用した例を示したが、実施例１については少なくとも１段以上の構成のパワーアンプに適用でき、実施例２については２段以上の構成のパワーアンプに適用することができる。また、増幅素子としてのＨＢＴがＰＮＰトランジスタで構成されている場合には、整合回路を構成するＰＭＯＳＦＥＴをＮＭＯＳに置き換えることも理論的には可能である。

本発明の実施例１の等価回路図である。実施例１の回路動作を説明するためのタイミング図である。本発明の実施例２の等価回路図である。従来のパワーアンプの一例の等価回路図である。

符号の説明

Ｑ１初段増幅用ＨＢＴ
Ｑ２２段増幅用ＨＢＴ
Ｑ３終段増幅用ＨＢＴ
Ｍ１ＰチャネルＭＯＳＦＥＴ
ＺＤ検波ダイオード
Ｒ１，Ｒ２抵抗
Ｃ０〜Ｃ４キャパシタ（コンデンサ）
ＩＮ入力端子
ＯＵＴ出力端子
Ｖmode モード切替端子

Claims

少なくとも１段以上の増幅素子を備える高周波電力増幅用パワーアンプを備える半導体集積回路において、前記増幅素子の入力端にソースが接続され、ドレインが接地され、ゲートと接地との間にキャパシタが接続されたＭＯＳＦＥＴと、前記ＭＯＳＦＥＴのドレインとゲート間に並列接続された検波ダイオードとを含む整合回路を備えることを特徴とする半導体集積回路。
少なくとも２段構成の増幅素子を備える高周波電力増幅用パワーアンプを備える半導体集積回路において、前段の増幅素子の出力端にソースが接続され、ドレインが接地され、ゲートと接地との間にキャパシタが接続されたＭＯＳＦＥＴと、前記ＭＯＳＦＥＴのドレインとゲート間に並列接続された検波ダイオードとを備える整合回路を備えることを特徴とする半導体集積回路。
前記ＭＯＳＦＥＴはＰチャネルＭＯＳＦＥＴであることを特徴とする請求項１又は２に記載の半導体集積回路。
前記ドレインと接地との間に第１の抵抗が接続され、前記キャパシタと並列に第２の抵抗が接続されていることを特徴とする請求項１ないし３のいずれかに記載の半導体集積回路。
前記検波ダイオードは、前記ＭＯＳＦＥＴのドレインにアノードを接続し、ゲートにカソードを接続していることを特徴とする請求項３又は４に記載の半導体集積回路。
前記高周波電力増幅用パワーアンプは、ＥＤＧＥ方式動作とＧＳＭ方式動作の切り替えが可能な携帯電話の送信電力増幅用パワーアンプとして構成されていることを特徴とする請求項１ないし５のいずれかに記載の半導体集積回路。
前記高周波電力増幅用パワーアンプはマルチチップモジュールとして構成されていることを特徴とする請求項６に記載の半導体集積回路。