JP4408572B2 - グローバル・ポジショニング・システム信号を復調する方法及びシステム - Google Patents
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Description
【発明の属する技術分野】
本発明は一般にグローバル・ポジショニング・システム(GPS)衛星信号受信機に関し、より詳細には局地的に発生されたL2搬送波信号をGPS衛星から受信されたL2信号に高精度で同期させる方法及びシステムに関する。
【0002】
【従来の技術】
グローバル・ポジショニング・システム(GPS)またはNAVSTARと呼ばれるものは複数のGPS衛星を有する。地球上または近くのいかなる所においても少なくとも4個のGPS衛星から信号を受信できるようにGPS衛星の軌道は配置されている。衛星送信は地上局により制御されて正確に同期され、そして受信機は受信RF信号から導出された受信コードのタイミングから各衛星の距離を測定できる。GPS衛星の軌道パラメータは固定地上局から高精度で決定され、そしてGPSダウンリンク信号でもってユーザへ中継される。GPSのナビゲーション応用において、地球上に近いいかなる点における緯度、経度及び高度は4個またはそれ以上の宇宙衛星から未知の位置への電磁信号の伝播時間から計算できる。「擬似距離」と呼ばれる未知の位置におけるGPS受信機と視野内の4個の衛星の間の測定された距離は、これらの伝播時間に基づいて決定される。測定された距離は、GPS受信機時計と衛星上のタイミング時計との間に一般的に時間差又はオフセットがあるから擬似距離と呼ばれる。従って、三次元位置決定については少なくとも4個の衛星信号が4個の未知数、すなわち、衛星の三次元位置と一緒に時間オフセットを解決するのに必要である。
【0003】
各GPS衛星はLバンドにL1及びL2として知られている別個の搬送波周波数、1575.42及び1227.6MHzをそれぞれ持った2つのスペクトル拡散信号を送信する。電離層による衛星信号の遅延に起因するエラーを除去するために2つの異なる中心周波数を持った信号が必要とされる。電離層遅延は搬送波周波数の二乗に反比例するから、電離層遅延はL1及びL2の両周波数についての擬似距離測定により取除くことができる。
【0004】
衛星信号は、2つの擬似ランダムコード、一つは粗獲得(C/A)コードと呼ばれ他は正確(P)コードと呼ばれる、により変調される。両方のコードは各衛星に独特である。これは複数のGPS衛星信号からのLバンド信号を受信機において個別に識別して別々に処理することを可能にする。Pコードは10.23MHzクロックレートを有し、衛星内にて発生されるL1直交位相及びL1同相搬送波を変調するのに使用される。Pコードはおおよそ毎週ごと1度繰返される。これに加えて、各衛星のL1信号は1.023MHZのチップレートを有し、毎1ミリ秒ごと繰返されるC/Aコードにより変調された同相搬送波を含む。C/Aコード搬送波及びPコード搬送波は位相が互いに直交している。各搬送波はまた緩やかに変化する毎秒50ビットのデータストリームにより変調されて、衛星天体暦、衛星クロック修正、及び他のGPS情報を定義する。
【0005】
GPS受信機において、既知のPコード及びC/Aコードに対応する信号が衛星と同じフォーマットで発生できる。ある衛星からのL1及びL2信号は局地的に発生されたコードの位相を衛星信号と整列することにより、すなわち、タイミングを調整することにより復調される。時間整列を達成するために、相関出力の結果が最大化されるまで局地的に発生されたコードのレプリカが受信した信号と相関関係付けられる。衛星から各コードチップの送信された時間を定義できるので、特定のチップの受信時間が送信時間または衛星までの距離の測定として使用できる。C/A及びPコードが各衛星に独特であるから、特定の衛星が受信された信号と局地的に発生されたC/A及びPコードのレプリカとの間の相関関係の結果に基づいて識別できる。
【0006】
C/Aコードは短い繰返しサイクル(1ミリ秒)を有するから、C/Aコードの獲得は信号獲得時における送信された信号のコード状態に関係するGPS時間の知識がなくとも高速に達成できる。従って、C/AコードとPコードとの間に各衛星に独特な所定の時間関係が存在するため、Pコードの獲得はC/Aコード信号を最初に獲得することにより一般的に達成される。この時間関係はC/Aコード信号のナビゲーション・メッセージ中のハンドオーバーワード(HOW)中に与えられる。一旦、C/Aコードが獲得されると、L1信号のL1搬送波復調はコスタス(Costas)ループなどの抑圧搬送波復調技術でもって達成できる。もし受信機により測定される量の絶対的な正確さが必要でなければ、L1搬送波のみの使用で満足な「搬送波測定」をすることができる。しかし、運動学的応用において、高解像度の搬送波測定を行なうことが望まれる時、又は測定を高速に行なうことが望まれる時は、L2搬送波信号も使用できる。L1及びL2搬送波の両方の使用は搬送波位相電離層遅延の推定と除去のために望ましい。L1及びL2の両方の搬送波の利用可能性は、L1及びL2間の差周波数であるいわゆるワイドレーン周波数の編成を可能にして、搬送波位相不明瞭さの素早い解決に役立つ。
【0007】
運動学的又は搬送波−位相差動技術は、測量応用についてのGPSの使用の自然な成果である。複数経路(信号反射)により悪影響を受けるコード測定の使用より、再構成された搬送波−位相測定が測量及び運動学的応用に使用される。搬送波−位相測定から得られる高精度さは関与する相対的な波長に関係する。C/Aコードの「チップ」レートはおおよそ300メートルの波長を有する。Pコードの対応する「チップ」レートはおおよそ30メートルの波長を有する。L1搬送波の波長は19cmであり、そしてL2搬送波の波長は24.4cmである。共通の目安としては、波長の四十分の一程度の精度の測定をすることができる。従って、搬送波−位相測定はコード測定よりもずっと正確性が得られる。しかし、搬送波−位相測定はコード測定と比べて一つの大変重大な不利益を有する。搬送波−位相測定は、特に衛星と受信機との間に送られる搬送波信号の総サイクルの正確な数をなんらかの方法で決定できる場合のみに正確な距離測定として使用できる。差動化応用に使用するための等価な要求は、参照受信機と運動受信機とにおける総サイクル数の差を決定することである。問題の源は搬送波信号の各サイクルは同一であり、受信されている特定のサイクルが衛星から何時送信されたかが明らかでないことである。
【0008】
サイクルの不明瞭さを決定する幾つかの方法が開発された。第1の方法は測量応用に使用されるもので、搬送波位相の変化(集積化ドップラー)を使用して位置を少なくとも半波長の正確さで持って三次元的に計算できるように静止時に十分な量のデータを単に集めるものであった。従って、もしL1搬送波位相測定が使用されるならば、集積化ドップラー位置は各三次元において9.5cmまでの正確さを必要とする。一旦、所望の正確さが達成されると、計算された衛星までの距離が総サイクル不明瞭値を解決するのに使用できる。一旦、総サイクル不明瞭値が設定されると、位置が再計算できる。この修正された解決は典型的に1センチメートル以下の正確な差動的位置を生ずる。
【0009】
最近、より洗練された別の方法が開発され、移動または「運動学的」受信機のため、搬送波−位相測定の総サイクルの不明瞭さを解決するために使用されている。測量応用のように、これらはコード及び搬送波測定のシステム的誤差を測定し、そして運動学的受信機にリアルタイムにそれらを送信するのに使用される静的な参照受信機に依存している。典型的には、これら不明瞭さ解決方法は複数ステップのプロセスにおいてコード及び搬送波測定の両方を使用している。最初に、コード測定が使用されて、正確さが1乃至5メートルの程度の差動的位置が得られる。次に、真の解決を高い確率で含んでいるコード差動的位置の周りの不明確領域又は空間体積が定義される。最後に、各搬送波−位相測定に対して総サイクル不明瞭値の組合せが、得られた搬送波−位相解決は(1)不明確領域に存在し、かつ(2)小さなRMS余りを有するように選択される。小さなRMS余りの要求は少なくとも5個の衛星の測定を必要とする。何故ならば、余りを計算するために少なくとも1つの冗長な測定が必要だからである。もし2以上の総サイクル不明瞭値が要件を満足すれば、プロセスは次の測定の組について繰り返される。衛星の動きは正しくない解決について余りが増大することを保証する。1つの正しい解決のみが衛星の動きにつれて小さいRMS余りを発生し続ける。
【0010】
上の記述の2つの要素が、長い搬送波波長の使用により重要な利点を生むことを示している。第1に、ある与えられた不明確体積内の総サイクル不明瞭さの組合わせ数は、関与する波長の立方が増加するにつれて減少する。第2に、誤り位置が真実の位置に近ければ近いほど、その解決の余りを等しい量だけ増大させるにはより大きい量の衛星の移動が必要とされる。これらのファクターがともに、L2波長はL1波長よりもほぼ30パーセント長いのでL1よりもL2搬送波の使用を好ましいものとする。しかし、L2搬送波−位相測定を得る主な動機は別の理由から生ずる。特に、L1測定からL2搬送波−位相測定を引くことにより得られる差測定は、L1からL2を引いた差周波数の波長に等しい86センチメートルの波長を有する。この波長は、L1波長より4.5倍長く、そして同じ不明確体積内に位置する総サイクル不明瞭さの組合せはおおよそ(4.5)3または約100倍ほど少ない。さらに、RMS余りが除去しきい値を越えるのに必要な衛星移動は、少なくとも4.5倍小さい。要するに、L2搬送波について搬送波−位相測定が得られる時、総サイクル不明瞭さ解決プロセスに大変大きな利点が存在する。
【0011】
各衛星に独特なC/A及びPコードの両方は知られているけれど、各衛星はPコードを米国政府により指示された秘密の対偽造(A/S)コードで変調する能力を備えている。この秘密コードは、テロリストまたは敵がGPS受信機を騙して間違った位置を計算させるために使用可能なGPS衛星から送信された信号に見せかけるように模擬された信号を発生するのを防ぐことを意図している。安全コード、民間使用には提供されていないWコードは、L1及びL2信号の両方のPコードに加えられたモジュロ−2で、これによりL1及びL2Pコード信号を暗号化する。Wコードは公開されていないので、対偽造機能を提供し軍用ユーザが公開されているPコードと同一かもしれない敵の信号を有効な衛星信号として解釈するのを防止する。このA/S変調が使用される時、PコードとWコードとの組合せをYコードと呼ぶ。高利得デイッシュアンテナを使用した測定から、Wコードチップレートはおおよそ500KHz、又はPコードチップレートのほぼ20分の1であることが経験的に決定されている。
【0012】
L1とは異なり、L2はPコードのみを有するから、そのアクセスはWコードの知識の無い全てのユーザに否定されている。これは、測量ユーザやL2信号無しでは二重周波数電離層遅延修正が得られないため達成可能な正確さが劣化する搬送波位相差動化(又は運動学的)ユーザにとって重大な影響であり、そして、L1とL1より4.5倍大きい波長のL2(ワイドレーン周波数)との間の差周波数を使用する開発された技術を用いた高速の搬送波位相不明瞭さ解決が実現できない。
【0013】
L1信号はPコードにより変調された直交位相搬送波とC/Aコードにより変調された同相搬送波を含むが、L2信号はPコードのみにより変調されている。したがって、A/Sコードが使用されている時、Yコードにアクセスできない標準の受信機は、L2コード及び標準の相関関係技術で持って搬送波位相情報を回復することができない。このL2信号へのアクセスの損失はいくつかのユーザグループに2つの顕著な問題を与える。擬似距離測定について、電離層屈折の効果の測定と修正の手段がないことを意味する。より深刻なのは、ともに1センチメートル異化の正確さを達成することを望む測量ユーザ及び搬送波−位相差動化又は「運動学的」ユーザにとり重大な問題であることである。何故ならば、彼等は機密のYコードの知識が無いのでL2搬送波位相を正確かつ高信頼性でもって復調することができない。
【0014】
L2搬送波−位相測定による重大な有益さは、たとえA/Sコードがオンになっても、すなわち、Pコードが暗号化されてYコードになりL2信号への非軍事ユーザのアクセスが否定された時でも、必要なL2搬送波位相測定を得るいくつかの方法を開発するに至った。いくつかの技術が、A/Sコード暗号の存在下でもL2搬送波位相を得ることを示唆している。
【0015】
アシャイー等に記載された最初の技術(米国特許番号第4,928,106号)は、秘密Wコードにより加えられた2相データ変調を取り除くために、受信されたL2をそれ自身で掛け合わせる、又は2乗を取る。2乗プロセスは、A/Sがオンになっている時にも位相が測定できる単一周波数出力信号を発生する。しかし、2乗プロセスには2つの重大な欠点がある。一つは、出力周波数が元の搬送波周波数の二倍であり、従って、波長がL2搬送波の半分である。このような波長の減少は、搬送波測定における総サイクル不明瞭さの数を増加させる。2つ目は、より深刻なことに、2乗プロセスは入力信号の大部分のスペクトル拡散エネルギーを含むのに十分に広い帯域幅(〜20MHZ)において行われなければならないことである。これは受信機に非常におおくの雑音エネルギーを入れる。これにより、直接相関関係プロセスに依存した搬送波回復技術に対して信号対雑音比を顕著に悪化させる。
【0016】
2番目の技術は、交差相関関係として普通に知られている。入射したL2信号は2乗されるのではなく、L1信号と掛け合わせられる。従って、波長は2乗プロセスのように半分にカットされない。L1及びL2信号が衛星から送信される時、2つの信号のPコード変調が同期される。しかし、電離層屈折はL1信号に較べてL2信号により長い遅延を生ずる。従って、信号を最大化させるために、L1信号は2つの信号のPコード変調を整列させるため可変量だけ遅延されなければならない。交差相関関係はスペクトル拡散された帯域幅にまだ行われなければならないから、重大な劣化が残る。しかし、劣化はL2に対してL1信号の増大された送信エネルギーの結果、いくぶん少ない。
【0017】
第3の技術は、Pコード補助2乗として知られている。上記された技術に固有の信号対雑音比の劣化を減少するためにキーガンにより説明されている(米国特許番号第4,972,431号)。YコードはPコードとWコードの両方変調の合成であるから、受信された信号に局地的に発生されたPコードのレプリカを掛け合わせてそして積信号をおおよそ±500KHzのWコード帯域幅にフイルタすることにより、受信された信号のPコード要素を除去して、その帯域幅をWコードのそれに減少できる。局地Pコード位相は、フイルタ出力に強い復調信号が出現するまで調整される。狭い帯域幅信号は搬送波回復のためにWコード変調を除去するために二乗される。上記の交差相関関係及び2乗技術と比較して改良された信号対雑音比(SNR)を得られるけれど、この技術は2乗プロセスにおいてL2周波数の二倍を生じている。これにより、観察可能な波長を半分に減少している。このような波長減少は解決しなければならない総サイクル不明瞭さの数を相当増加する。これに加えて、L2と局地Pコードの積のフイルタングはアナログ帯域通過フイルタにより行われる。これは、Wコード信号にとって最適なフイルタではない。最適なフイルタはもしWコードタイミングが入手可能ならば、Wコードビット時間にわたる集積及びダンプフイルタである。この技術の背の兎はこのように達成可能な最適なものではない。
【0018】
A/Sコード暗号の存在下でL2搬送波位相を得るための4番目の技術は、ローレンツ等により説明される(米国特許番号第5,134,407号)。L1及びL2信号は最初に局地的に発生されたPコード及び搬送波信号と相関関係を取られる。そして、結果として得られた信号は機密Wコードの期間と推定される継続時間の間、積分される。Wビット期間は変化し、そして継続時間はおおよそ20または22Pチップである。Wビットタイミング関係はPコード位相と関係していて、たとえWビットデータが公開されていなくても高利得アンテナを使用してGPSダウンリンクから観察することができる。これら積分プロセスに基づいて、分離推測が未知のWコードからビット毎に作られる。特定の例においては、L2チャンネル上に得られた推定Wビット極性は、局地Pコードレプリカを用いて実行された反相関関係後にL1信号と交差相関関係が取られる。結果として得られたL1信号は一貫してコード追跡できる。同様にして、L1チャンネル上に得られた推定Wビット極性は、局地Pコードレプリカを用いて実行された反相関関係後にL2信号と交差相関関係が取られる。未知のWコードの変調は交差相互関係プロセスで除去されたので、全波長搬送波追跡は結果として得られたL2信号上で実行される。他のL2搬送波回復方法と比較して改良されたSNRを可能にするけれども、ローレンツにより説明される方法は、個別のWコードビットに対して値を推定するのに使用された「ハード決定」の結果、最適な正確さを生じない。すなわち、各ビットは各積分プロセスの結果と所定のしきい値とを比較することにより二進値の一つに決定されている。従って、最適SNRよりも小さい結果となる。
【0019】
5番目の技術は、リットン、ラッセル及びウーにより説明された(米国特許第5,576,715号)。L2復調のための最適処理技術は、L2Wビットの対応する推定と結合させて、ビット毎にL1Wビットの最大A後推定に基づいて導き出される。これはローレンツ等に説明された技術の信号対雑音性能を改良する。特定の例において、L2チャンネル中のPコード発生器により発生された時間が規則的なPコードと相関関係を取られた後に、帯域制限されたL2信号が局地搬送波参照と混合されてそれぞれcos(Φ)及びsin(Φ)に比例した同相及び直交信号を発生する。ここで、Φは受信されたL2信号と局地的に発生されたそのレプリカとの間の位相差を表す。同相及び直交チャンネルはWビット期間に近似する積分時間にわたって積分される。同相、すなわち、コサインチャンネル上のWコードビットの各推定値は、受信されたL2信号に対する受信されたL1信号のより大きい信号強度(〜3dB)を補償するために選択されたフアクター、1.4142により重み付けられた対応するL1チャンネルWコードビット推定値のハイパーボリックタンジェントと結合される。得られた和は、L2搬送波位相エラーの推定値を得るために対応するWコードビット期間にわたって積分されたL2直交(すなわち、サイン)チャンネルと掛け合わせられる。得られた搬送波位相エラー推定値は局地的に発生されたL2搬送波位相を調節するのに使用される。位相エラー推定値は2つの要素を含む。1つの要素はL1Wビット推定値のハイパーボリックタナジェントをL2同相チャンネル積分およびダンプアウトと掛け合わせた結果から得られるsin(Φ)と比例している。第2の要素はL2同相チャンネル積分およびダンプアウトとL2直交チャンネル積分およびダンプアウトと掛け合わせた結果から得られるsin(2Φ)と比例している。sin(Φ)に比例する要素の追加は全波長搬送波の回復と局地発生L2搬送波が受信されたL2搬送波と半搬送波サイクルだけ外れた位相に固定されるのを防ぐ。
【0020】
ローレンツ等及びリットン等により説明された両技術は、未知のWコードの推定をビット毎に実行している。L2搬送波位相エラーを導き出すのに使用されるWコードビット推定はおおよそ500KHZの速度で実行される。Wコードビット期間は相対的に短い(〜2マイクロ秒)から、Wコードビット推定値のSNRは大変低い、例えば40dB−Hzの受信されたC/Noに対して−17dBである。これは、A/SWコード変調が無い時に達成できるものに較べて、L2搬送波回復性能を顕著に劣化させている。
【0021】
【発明の要約】
本発明は、機密のYコードが存在する時、Wコードビットの各対の推定値を形成することによりL2搬送波回復の信号対雑音性能を改良する技術を提供する。これらビット対の継続時間は単一ビットのそれの二倍であるから、Wビット対の推定値の信号対雑音は、2つのWビット間にデータ極性の変化がなければ単一ビットのそれよりも3dB改良される。
【0022】
より詳細には、本発明は変調されたC/Aコード、L1Pコード、L2Pコード及び暗号化Wコード信号を含むGPS信号を受信するように構成されたGPS復調機を提供する。復調機は、GPS信号のL1Pコードの局地レプリカ信号である第1及び第2L1Pコード信号を発生するように構成されたL1Pコード発生器と、第1及び第2L1Pコード信号に部分的に基づいてGPS信号を復調してそれにより第1及び第2復調L1Pコード信号を発生する第1復調器を有する。復調機はさらに、所定の積分期間中に第1復調L1Pコード信号を積分することにより第1積分L1Pコード信号を発生し、そして第2復調L1Pコード信号を積分することにより第2積分L1Pコード信号を発生するように構成された第1対の積分及びダンプ(I&D)フイルタを有する。復調機はさらに、積分期間の間に暗号化Wコードが極性を変化させたかどうかを決定するために第1積分L1Pコード信号を第1所定しきい値と比較することにより第1スイッチ制御信号を発生するように構成された第1しきい値モジュールおよび第1スイッチ制御信号に基づきそして第1及び第2積分L1Pコード信号から導出された信号に基づいて第1調節信号を出力するように構成された第1スイッチを有する。L1Pコード発生器はさらに第1調節信号から導出された信号に基づいて調節されるよう構成されていて、これによりGPS信号のL1Pコードを追跡する第1L1Pコード信号を正確に発生する。好適な実施例においては、積分期間は暗号化Wコードの2ビット期間に実質的に等しい。
【0023】
所望ならば、第1スイッチ手段はさらに、暗号化Wコードが積分期間中にその極性を変化させた時、ナル(無効)信号を第1調節信号として出力するように構成されている。代替的に、変調機はまた、GPS信号のL1Pコードの推測搬送波対雑音(C/No)比に基づいて第1しきい値を発生するように構成されたしきい値決定モジュールを有する。
【0024】
本発明はさらに、変調されたC/Aコード、L1Pコード、L2Pコード及び暗号化Wコード信号を含むGPS信号を処理する方法を提供する。この方法は、GPS信号のL1Pコードの局地的に発生されたレプリカ信号である第1及び第2L1Pコード信号に部分的に基づいてGPS信号を復調し、所定の積分期間中にわたって第1及び第2復調L1Pコード信号を個別に積分してこれにより第1及び第2積分L1Pコード信号を発生し、そして第1積分L1Pコード信号を第1所定しきい値と比較して積分期間中に暗号化Wコードがその極性を変化させたかを決定する、ステップを有する。方法はさらに、第1及び第2積分L1信号に基づいてそして積分期間中に暗号化Wコードが極性を変化させたかに基づいて第1L1Pコード信号を調節し、これによりGPS信号のL1Pコードを追跡する第1L1Pコード信号を正確に発生するステップを有する。
本発明の他の目的及び特徴は、以下の詳細な説明の記載と特許請求の範囲の記載を添付の図面を参照することにより明らかとなる。
【0025】
【発明の実施例】
図1を参照すると、本発明のグローバル・ポジショニング・システム(GPS)が、二重周波数GPSアンテナ101、RF下降変換器103、IF処理ネットワーク106、ベース帯域プロセッサ111、そしてナビゲーション及び制御プロセッサ118を有する。
【0026】
二重周波数GPSアンテナ101は、GPS衛星からL1(1575.42MHz)及びL2(1227.6MHz)信号の両方を受信する。特に、アンテナ101は、その視野内のGPS衛星から信号を受信し、これによりGPS衛星に対して近半球的なカバーを提供する。受信された信号はRF下降変換器103へ提供される。RF下降変換器103は、L1及びL2信号をそれぞれの中間周波数(IF)信号104および105に変換して、IF処理ネットワーク106へ供給する。IF処理ネットワーク106は、IF信号104、105に対してフイルタリング及び利得制御を実行する。IF処理ネットワーク106はL1及びL2信号を個別に処理するために一対の処理ユニットを含むことができることに注意すべきである。さらに、IF処理ネットワーク106はアナログ回路、デジタル回路又はそれらの混合回路で構成できる。一実施例においては、IF処理ネットワーク106はその入力信号をアナログ回路で処理して、そして一組のアナログ−デジタル変換器を用いてアナログ信号をデジタル信号に変換してもよい。この実施例において、IF処理ネットワーク106はベース帯域プロセッサ111へ供給されるL1及びL2の直交サンプルA/D出力107、108、109及び110を発生する。
【0027】
ベース帯域プロセッサ111は、少なくとも一つの応用特定集積回路(ASIC)112を含み、直交サンプルA/D出力107、108、109及び110とナビゲーション及び制御プロセッサ118から受取られた受信機制御信号119とに基づいてGPS観測データを発生するように構成されている。GPS観測データは、L1C/Aコード擬似距離113、L1搬送波位相擬似距離114、L1Pコード擬似距離115、L2Pコード擬似距離116、そしてL2搬送波位相擬似距離117を含む。これら発生されたGPS観測データはナビゲーション及び制御プロセッサ118に供給される。GPS受信機100は、少なくともGPS衛星から受信されたL1及びL2信号を処理するために十分な数のベース帯域プロセッサ111を含む。
【0028】
ナビゲーション及び制御プロセッサ118はベース帯域プロセッサ111から供給されるGPS観測データに基づいて航海的及び位置的データを決定する。上記の通り、ナビゲーション及び制御プロセッサは受信機制御信号119を発生してそれをベース帯域プロセッサ111に供給する。受信機制御信号119は獲得及び追跡モード制御信号を含むことができる。
【0029】
一実施例において、GPS受信機100内に特定処理の応用、例えば、RTK処理及び正確さ改良のために測地プロセッサ120が含まれている。この実施例においては、コードに基づいたナビゲーション解決及びGPSタイミング信号は、ナビゲーション及び制御プロセッサ118において導出され、さらなる処理のために測地プロセッサ120に供給される。
図2を参照すると、RF下降変換器103には、一対の帯域フィルタ203、204が含まれており、これらはそれぞれ、アンテナ101からL1信号、L2信号を受信するようにされている。帯域フィルタ203、204の出力信号L1、L2は、一対の乗算器205、206に供給される。乗算器205、206は、それぞれのL1、L2帯域フィルタからの入力信号を、周波数シンセサイザ225からの第1局地発振器信号207と混合する。周波数シンセサイザ225は、参照発振器226より供給される参照周波数を有する信号から、必要とされる局地発振器周波数を出力するようにされている。一対の混合器205、206からの混合された信号は、それぞれ、一対の増幅器208、209によって増幅され、増幅されたL1、L2信号を生成する。この増幅された信号は、IF処理ネットワーク106に供給される。
【0030】
さらに図2を参照すると、IF処理ネットワーク106の好適な実施例には、第1IFフィルタ210、211が含まれており、これらはそれぞれ、RF下降変換器103からのL1、L2の増幅された信号を受け取る。第1IFフィルタ210、211は、帯域幅制御、イメージ阻止、そして、増幅されたL1及びL2信号の加算された周波数及び局地発振器の高次の高調波の阻止を行う。第1IFフィルタ210、211の出力信号は、一対の乗算器212、213にそれぞれ供給される。乗算器212、213は、第1IFフィルタ210、211からの出力信号を周波数シンセサイザ225からの第2局地発振器信号214と混合し、これによりL1、L2信号をさらに下降変換して第2IF周波数とする。混合器212、213からの出力信号はそれぞれ増幅器215、216によって増幅され、そしてそれぞれ第2IFフィルタ217、218によってフィルタリングされる。さらに、第2IFフィルタ217、218のそれぞれには、自動利得制御回路219、220が一つずつ設けられている。自動利得制御回路219、220は、IFフィルタ217、218の出力信号のエンベロープ・レベルに従って、増幅器215、216の利得を調整する。第2IFフィルタ217、218の出力信号221、222は、一対のアナログ−デジタル変換器(A/D変換器)223、224にそれぞれ供給される。各A/D変換器223、224は、IF信号221、222のI出力、Q出力として表される、位相が互いに直交するデジタルサンプルを生成する。A/Dサンプルクロック信号227も、周波数シンセサイザ225によって生成される。最終IF信号221、221の周波数はA/D223、224の選択されたクロック周波数と互換性がなければならない。例えば、A/DサンプルはIFサイクルの4分の一の時間により分割される。そうすると、代替A/Dサンプルが最終IF信号の直交(I及びQ)出力に対応する。もしIF処理ネットワーク106に続くプロセッサ、すなわち、ベース帯域プロセッサがデジタル回路ではなくアナログ回路であると、A/D変換器223、224は必要ないことに注意すべきである。
【0031】
図3を参照すると、ベース帯域プロセッサ111の好ましい実施例が示されている。より詳細には、図3はアナログ回路により構成されたL1Pコード追跡、L2Pコード追跡、そしてL2搬送波追跡ネットワークのための全体の交差相関関係処理を示す。
【0032】
L1Pコード追跡ネットワークは、局地的発生されたPコード信号の「定時性」レプリカおよびPコード信号早い−遅い信号(E−L)レプリカ315、すなわち、局地的に発生されたPコード信号の「早い」及び「遅い」形式間の差、を含んだPコード信号の局地的なレプリカ信号を出力するL1Pコード発生器303を含む。
【0033】
一対の乗算器301、302が、L1IF信号221とL1Pコード発生器303からの定時信号316及びEL信号315の一つをそれぞれ受取る。換言すれば、乗算器301がL1IF信号221とL1Pコード発生器303から発生されたPコード信号の定時レプリカ信号316との相関関係を取り、これにより定時P1IF相関関係信号を出力する。乗算器302がL1IF信号221とL1Pコード発生器303から発生されたPコード信号のE−Lレプリカ信号315との相関関係を取り、これによりE−LP1IF相関関係信号を出力する。
【0034】
一対の帯域フィルタ304、305は一対の乗算器301、302から定時及びE−LP1IF相関関係信号をそれぞれ受取り、受取られた信号を暗号Wコードの帯域幅に相当する帯域幅にフイルタするように構成されている。
乗算器306は定時Pコード相関関係信号とL1搬送波信号317の局地レプリカ信号を受取って相関関係をとり、これによりL1同相定時Pコード相関関係信号308を発生する。別の乗算器307はE−LPコード相関関係信号とL1搬送波信号317の局地レプリカ信号を受取って相関関係をとり、これによりL1同相E−LPコード相関関係信号309を発生する。
【0035】
L1C/Aコードチャンネル復調器(図3には図示しない)はL1搬送波信号の局地レプリカ信号317を発生する。実施例において、受信されたL1信号を逆拡散後に公開されているC/Aコード信号でもってL1搬送波信号を回復するため、通常のコスタス(Costas)ループがL1C/Aコード復調器に使用されている。上記した通り、GPS衛星からのL1信号中に、C/A及びPコードがL1搬送波信号の同相および直交チャンネル上にそれぞれ変調されている。C/Aコード復調器から回復されたL1搬送波はL1P(Y)コード復調器のための一貫性ある位相参照を提供するのに使用される。
【0036】
一対の2Wビット期間積分及びダンプ(I&D)フイルタ310、311は乗算器306、307からL1同相定時信号308及びL1同相E−L相関関係信号309をそれぞれ受取る。そしてI&Dフイルタ310、311は暗号Wコード信号の2ビットの期間に実質的に等しい積分期間にわたって受信された信号を積分し、積分L1同相定時Pコード信号312及び積分L1同相E−LPコード信号313をそれぞれ発生する。
【0037】
ここで、積分L1同相E−LPコード信号313は、L1Pコード発生器303から発生された局地レプリカPコード信号とWビット極性により修正されたGPS衛星からの入力L1同相信号のPコード信号との間の時間差に比例することに注意すべきである。これに加えて、積分L1同相定時Pコード信号312の符号はWビット極性の推定値を示す。I&Dフィルタ積分期間中の2つの順次のWビット間にビット極性の遷移が無い時、信号間にこれらの関係が存在する。2つの順次のWビット積分期間中にWビットの極性の変化が起こる時、積分L1同相定時信号312及び積分L2同相E−LPコード信号313はゼロ信号のそれに実質的に等しい。従って、これら期間中の積分値は搬送波タイミング誤差推定やコード作成のためには使用されない。
【0038】
乗算器314は積分L1同相定時信号312及び積分L2同相E−LPコード信号313を受取り、受取られた信号を互いに乗算し、これにより積信号314aを発生する。I&D積分期間中に2つのWビット間にデータ極性の変化が存在しない時、この積信号314aは、上記したWビット極性により修正されていない、入力するL1Pコードと局地レプリカPコード信号の間の時間差のバイアスされていない推定である。従って、積信号314aは、データ極性の変化が検出されない時に局地的に発生されたPコードのタイミングを制御するのに使用される。この構成は信号312の符号のみを発生するハード決定と比較して、積分L1同相定時信号312についてのソフト決定を行うことに実質的に類似していることに注意すべきである。さらに、本発明の構成はL1Pコード信号追跡に対して追加のSNR性能を提供する。しかし、GPS信号のコード追跡は搬送波追跡よりもより頑健であるので、L1Pコード信号追跡のためのSNR性能の改善は重要ではない。
【0039】
すなわち、高い搬送波対雑音比(C/No)状態について、代替的な実施例は、積分L1同相E−LPコード相関関係信号313と積分L1同相定時Pコード相関関係信号312の符号、すなわち、ハード決定、を乗算するミクサーを含む。この代替的な実施例は、L1Pコード遅延誤差信号を形成するのに必要な乗算回路を単純化できる利点を持つ。
【0040】
I&D積分期間中にWビットの極性が変化したかどうかを決定するために、しきい値比較回路320が提供される。しきい値比較回路320は、積分L1同相定時Pコード信号312の絶対値をしきい値決定回路318により発生されたしきい値319と比較することにより、Wビット極性変化を検出する。Wビットデータの極性の変化はしきい値以下に落ちる絶対値により示される。絶対値がしきい値を越える時、極性の変化は示されない。しきい値は、L1C/Aコード復調器内に観察されるL1信号の受信された搬送波−雑音比(C/No)の推定値317に従って、順応的かつ最適に決定される。各受信されたC/No値に対する最適しきい値は計算機シュミレーションによりオフラインで計算されて、しきい値決定回路318内の読出し専用記憶(ROM)内に記憶される。適当なしきい値設定はL1上に受信されたC/Noに従ってROMテーブル内から調べ出される。
【0041】
しきい値比較回路320は、オン/オフスイッチ322を制御するスイッチ制御信号321を提供する。より詳細には、もしデータ極性変化がしきい値比較回路320により検出されなければ、上記した実施例でL1Pコード遅延エラーを推定する積信号314aはL1Pコード追跡ループフイルタ323に入力される。ループフイルタ323の出力信号はそして、局地L1Pコード発生器303のためのタイミングを提供するL1Pコード数値制御発振器(NCO)324を制御するために使用される。もしデータ極性変化がしきい値比較回路320により検出された場合、積信号314aはループ323フイルタに入力されない。そしてL1Pコード追跡ループはオン/オフスイッチ322により一時的にゲートが閉じられる。機密Wコードが純粋ランダム順序の特性を有すると仮定することは合理的である。このような特性に対して、ループのゲート閉デューテイサイクルはおおよそ50%であり、そしてWコードの高ビットレート(〜500KHz)を考慮するとほとんど全ての動的条件下で関与するコード及び搬送波追跡ループの追跡性能に悪影響を与えないであろう。好適な構成では、L1Pコード追跡は一貫性モードのみに実行される。何故ならば、L1搬送波位相はC/Aコード復調器内のコスタスループから入手可能であるからである。
【0042】
さらに第3図を参照すると、L2コード追跡ネットワークが一対のL2Pコード帯域通過フイルタ331、332に動作可能にそれぞれ接続された一対のL2Pコード乗算器328、329及びL2Pコード発生器330を含む。各L2Pコード帯域通過フイルタ331、332は一対のL2搬送波乗算器333、334、335及び336に動作可能に接続され、そしてこれらは次にL2搬送波発生器352に動作可能に接続されている。L2搬送波乗算器333、334、335及び336はまた、L2積分及びダンプフイルタ(I&D)337、338、339及び340それぞれ動作的に接続されている。L2I&Dフイルタ337、338、339及び340は次にL2Pコードフイードバック回路に動作的に接続されている。
【0043】
L2Pコード発生器330は、局地的に発生されるL2Pコード信号の「定時」レプリカ信号357及びL2Pコード信号の早い−遅い(E−L)レプリカ信号358を含むL2Pコード信号の局地レプリカ信号を出力する。
一対の乗算器328、329は、図2中のIF処理ネットワーク106からのL2IF信号222及びL2Pコード発生器330からの出力信号を受取る。乗算器328は、L2IF信号222とL2Pコード発生器330から発生されるL2Pコード信号の定時レプリカ信号357の相関関係を取り、これにより定時P2IF相関関係信号を出力する。乗算器329は、L2IF信号222とL2Pコード発生器330から発生されるL2Pコード信号のE−Lレプリカ信号358の相関関係を取り、これによりE−LP2IF相関関係信号を出力する。
【0044】
一対の帯域通過フイルタ331、332は乗算器対323、329から定時及びE−LP2IF相関関係信号をそれぞれ受取るように構成されており、そして機密Wコード信号の推定帯域幅に相当する帯域幅に受信された信号をフイルタする。
L2搬送波数値制御発振器(NCO)352はL2搬送波信号の局地レプリカ信号を出力する。90度位相移動器353はL2搬送波NCOに接続されていて、L2搬送波信号の局地レプリカ信号の90度位相移動した信号を発生する。
【0045】
四つの乗算器333、334、335及び336は、帯域通過フイルタ331、332、L2搬送波NCO352、及び90度位相移動器353から出力信号を受取り、
入力するPコードと局地Pコードの相関関係に比例し、cos(Φ)が乗算された、ここでΦは入力するL2搬送波と局地L2搬送波参照との間の差、L2同相定時Pコード相関関係信号(定時Iとラベルが付けられる);
入力するPコードと局地Pコードの相関関係に比例し、sin(Φ)が乗算された、L2直交定時Pコード相関関係信号(定時Qとラベルが付けられる);
入力するPコードと局地Pコードの早い−遅い形式との相関関係に比例し、cos(Φ)が乗算された、L2同相早い−遅いPコード相関関係信号(E−LIとラベルが付けられる);及び
入力するPコードと局地Pコードの早い−遅い形式との相関関係に比例し、sin(Φ)が乗算された、L2直交早い−遅いPコード相関関係信号(E−LQとラベルが付けられる)
を発生する。
【0046】
四つのI&Dフイルタ337、338、339及び340は定時I、定時Q、E−LI及びE−LQ信号をそれぞれ受け取る。受取られた信号は、以下に説明するL2Pコードから作られた以下の非一貫性追跡を設定された局地Pコードタイミングにより決定される2つのWビット期間にわたって個別にI&Dフイルタされる。
【0047】
L1Pコード発生器303と同様に、L2Pコード発生器330は積分された信号、すなわち、定時I、定時Q、E−LI、E−LQ信号に基づいて調節される。しかし、L1Pコード追跡と異なり、P2コード追跡は2つの異なる位相に分割される。第1に、L2搬送波信号が2つの積項の和として形成された非一貫性モードL2Pコードエラー信号344に基づいて回復される前に、L2Pコード追跡が最初に非一貫性に実行される。第1積項は乗算器342により発生される2つのWビット期間I&Dフイルタ337及び340の出力の積である。第2積項は乗算器341により発生される2つのWビット期間I&Dフイルタ338及び339の出力の積である。これらの項は加算器343により一緒に加えられる。和344、非一貫性モードL2Pコードエラー信号344、は、もしI&D期間中に2つの隣接するWビットについてデータ極性の変化が検出されなければ、オンオフスイッチ355を介してL2Pコード追跡ループフイルタ346への入力となる。もしデータ極性の変化が検出されると、和344はループフイルタ346への入力とはならない。これはL1Pコード追跡と同様にオン/オフスイッチ355により達成される。換言すれば、積分同相定時Pコード信号312はしきい値比較回路320によりしきい値319と比較される。
【0048】
電離層遅延は、搬送波周波数の2乗に反比例する。L2周波数はL1よりも低いから、L2PコードはL1Pコードに比較して常時遅延する。L2Pコードの遅延を補償するために、スイッチ制御信号321がラッチ359により時間ラッチされてオン/オフスイッチ355へ供給されて、データ極性変化に基づいて対応する2ビット2Wビット期間にわたって和344のゲートをオン又はオフする。L2Pコード追跡ループはL1Pコード追跡ループと同様に、データ極性変化が検出された時に一時的にゲートがオフされる。L2Pコードループフイルタ346の出力は、L2Pコード発生器330のためのタイミングを提供するL2PコードNCO356の入力である。
【0049】
L2搬送波が回復された後、L2Pコード追跡ループが一貫性追跡モードを開始する。一貫性追跡モードにおいて、L2Pコードエラー信号345は2つの信号、すなわち乗算器354の出力、の積である。第1信号は2つのWビットI&Dフイルタ340の出力である。第2信号は、(i)積分L1同相定時Pコード信号312の時間ラッチされた値と、(ii)2つのWビット期間中に積分されたL2同相定時Pコード相関関係信号であるI&Dフイルタ337の出力の線形組合せである。積分L1同相定時Pコード信号312には乗算器326により重み付け定数(1.4142又は√2に実質的に等しく、そしてプロセッサ制御下にある)が、2WビットI&Dフイルタ337の出力と加算される前に、乗算される。重み付け定数はGPSL1及びL2信号の3dB差に相当する。L2Pコードエラー信号345は2Wビット期間中にデータ極性が変化しないことが検出された時のみ、Pコード追跡ループフイルタ346中にゲートされる。ループはデータ極性変化が検出された時はゲートがオフされる。この構成は前記のL1一貫性Pコード追跡と同様に2WビットI&Dフイルタ310及び337の出力に基づいてソフト決定をすることに等しく、そしてL2Pコード一貫性追跡に対して追加の信号対雑音(SNR)性能を提供する。高C/No状態に対して、代替的実施例においては、I&Dフイルタ340の出力は時間ラッチされた積分L1同相定時Pコード信号の符号、すなわち、ハード決定、と乗算される。この代替的実施例はL2Pコード遅延エラー信号345を形成するのに必要な乗算器を単純化する利点を提供する。
【0050】
さらに第3図を参照すると、L2搬送波追跡ネットワークはL2搬送波位相エラー推定信号351により制御されるL2搬送波NCO352を含む。L2搬送波位相エラー推定信号351は2つの項の積として形成される。第1項は、(i)積分L1同相定時Pコード信号312の時間ラッチされた値と、(ii)2Wビット期間中積分されたL2同相定時Pコード相関関係信号であるI&Dフイルタ337の出力の和である。積分L1同相定時Pコード信号312はまたGPS衛星からのL1及びL2信号の電力比により、L2同相定時Pコード相関関係信号のI&Dフイルタ337出力に対して最適な重み付けが行なわれる。この項は、隣接するWビット間にデータ極性変化が無い時に、2Wビット期間のデータ変調のソフト決定推定を表す。好ましい構成においては、重み付け定数は普通、上記した一貫性P1追跡ループ構成と同様に、√2である。これはGPS衛星送信においてL1信号がL2に対して上記した3dBの電力の優勢を持っていることを反映している。
【0051】
第2項は、2Wビット期間中積分されたL2直交定時Pコード相関関係信号であるI&Dフイルタ338の出力である。積信号は位相エラーΦの偏見の無い推定を提供する。ここでΦは、入力するL2搬送波と局地L2搬送波参照との間の位相差である。L2位相エラー推定信号は考慮されるI&D期間中に2Wビット間にデータ極性変化が検出されない時に、L2搬送波追跡ループフイルタ350への入力となる。L2搬送波ループフイルタ350の前にオン/オフスイッチ349が設けられて、データ極性変化の存在または不存在によりそこへの入力のゲートをオン又はオフする。L1又はL2Pコード追跡ループ構成と同様に、データ極性変化が積分L1同層定時Pコード信号312に関して検出される。積分L1同相定時Pコード信号312のしきい値比較に基づいてなされた決定は、ラッチ359により再び時間ラッチされてそしてL2信号中の2Wビット期間に相当する間スイッチ349を制御するのに用いられる。
【0052】
上述したL2回復の実施例は、L1及びL2P(Y)コードチャンネルの両方に未知のWコード変調が存在する時のL2搬送波回復において2つの顕著な利点を提供する。a)L2搬送波回復に対してL1及びL2の両方中の信号エネルギーの最適な結合及び一つではなく2Wビット期間中にわたるI&DフイルタのSNR改良;そしてb)全波長搬送波回復である。
【0053】
SNR改良は、対偽造Wコードがオンの時にL2搬送波を回復するのに使用される通常の交差相関関係技術が通常の位相固定ループ動作に比較してかなりの復調損失をこうむるから、Wコード変調を有するL2搬送波回復には望まれる。これに対して、本発明はL1及びL2信号のより長い積分期間(1つではなくて2Wビット期間)を通じて得られたSNR改善を提供する。L2搬送波追跡中のSNRの増強はまた通常の交差相関関係技術のかなりの復調損失から発生するサイクルスリップ問題を顕著に改善する。
【0054】
全波長搬送波回復は、正確な位置応用に使用される運動学的動作に対する搬送波位相について実行されることが望まれる。搬送波位相エラー信号はL2直交定時Pコード相関関係の2Wビット期間積分の積として発生される。これはDsin(Φ)に比例し、そしてL2同相定時Pコード相関関係と√2により重み付けられたL1同相定時Pコード相関関係の2Wビット期間積分の和である。これらはDcos(Φ)及びD√2にそれぞれ比例する。ここでΦは推定されるべきL2搬送波位相エラーであり、そしてDはI&Dフイルタ積分期間中のWビットのデータ極性である。したがってΦの推定を与える積信号は、1/2sin2Φ+√2sinΦに比例する。そしてデータ変調Dは除去される。√2sinΦ要素の存在は、局地発生されるL2搬送波が受信されたL2搬送波に対して搬送波の半サイクルだけ位相が外れてロックされることを防止する。
【0055】
図3と本発明の対応する記述はアナログの実施例を記述していることに注意すべきである。図4乃至図12は本発明のデジタルの実施例を説明している。従って、本発明はいくつかの異なる方法により実現できる。本発明は大部分がアナログの回路により実現できる。本発明は大部分がデジタル(すなわちASIC)の回路で実現できる。本発明はまたデジタル信号プロセッサ(DSP)内で上述した機能を実行するように設計されたソフトウェアアルゴリズムでもって実現できる。さらに、本発明はアナログ、デイジタル、そしてDSP回路のいかなる組合せでもって実現できる。
【0056】
以下の説明は、上述したI&Dフイルタを駆動するWビットクロック信号の発生に関する。WビットタイミングはPコード位相に関係すると観察される。Wビットのデータパターンは非軍事GPS受信機製造業者には未知であるけれども、高利得アンテナの使用を通じてGPS信号上にWビットタイミングとPコード位相の関係が観察できる。より詳細には、各Wビットの存続期間はおおよそ20Pチップの長さであると観察された。さらにWビット存続期間は均一ではなく、パターンを繰返しそしてPコードのX1Aエポックと同期して繰返すことが推論された(参照:ローレンツ等の米国特許第5,134,407「グローバル・ポジショニング・システム・デジタル処理技術」1992年7月)。パターンは、「2A」コードチップのビット時間の存続期間中の「M」Wビットからなり、その後に「2B」コードチップのビット時間の存続期間中に「N」Wビットが続く。さらに、2AxM+2BxN=4092である。L1及びL2についてWビットタイミング発生を示すデジタル回路が図4及び図5に示されている。
【0057】
図4を参照すると、局所L1Pコードクロック401は、J−Kフリップフロップ407の状態及びA又はBカウンタによる分割403に依存して、A又はBのいずれかにより分割される。半分Wビットクロックは、もしフリップフロップ407が状態Kにあると各APコードチップについて発生され、そしてもしフリップフロップ407が状態Jにあると各BPコードチップについて発生される。カウンタ403からの半分Wビットクロックはカウンタ404において2でもって分割される。そしてこれはWビットクロック信号405を出力する。J−Kフリップフロップは状態Kにリセットされ、そしてA又はBカウンタによる分割403は各エポック開始においてクリアされる。これはX1Aサイクル(4092Pコードチップ)のL1X1Aエポック信号402により印が付けられる。すなわち、A又はBカウンタによる分割403はX1Aエポックと同期されてそして各X1Aサイクルの開始時にAによりL1Pコードクロック401の分割を開始する。Wビットクロック405は、M又はNカウンタによる分割406によるJ−Kフリップフロップ407の状態に応じてM又はNのいずれかによりカウントされる。J−Kフリップフロップ407が状態Kの時、Mによりカウントされる。そして、J−Kフリップフロップ407が状態Jの時、Nによりカウントされる。カウントMに達すると、カウンタ406から信号408が発生されてJ−Kフリップフロップを状態Jに変化させる命令を行なう。さらにカウントNに達すると、カウンタ406から信号409が発生されてJ−Kフリップフロップを状態Kに変化させる命令を行なう。従って、X1Aサイクルに同期してWビットクロック及び半分Wビットクロックを発生するため、各XIAエポックと共に開始して、L1Pコードクロック401がAによりM回、その後にBによりN回交互に分割される。N又はMカウンタによる分割406は、L1X1Aエポック信号402によりL1X1Aエポックにおいてクリアされる。
【0058】
図5を参照すると、局地L2Pコードクロック501がJ−Kフリップフロップ507の状態およびA又はBカウンタによる分割503に依存して、A又はBのいずれかにより分割される。半分Wビットクロックが、もしフリップフロップ507が状態Kにある場合、各APコードチップに対して発生され、もしフリップフロップ507が状態Jにある場合、各BPコードチップに対して発生される。カウンタ503からの半分Wビットクロックはカウンタ504において2でもって分割され、そしてWビットコード505を出力する。L2X1Aエポック信号502により印が付けられたX1Aサイクル(4092Pコードチップ)の各エポック開始において、J−Kフリップフロップ507は状態Kにリセットされ、そしてA又はBカウンタによる分割503はクリアされる。従って、AまたはBカウンタによる分割503はX1Aエポックと同期されて、各X1Aサイクルの開始時においてAによりL2Pコードクロック501の分割を開始する。Wビットクロック505は、J−Kフリップフロップ507の状態に依存してM又はNカウンタによる分割506において、M又はNのいずれかによりカウントされる。J−Kフリップフロップ507が状態Kの時、Mによりカウントされる。そして、J−Kフリップフロップ407が状態Jの時、Nによりカウントされる。カウントMに達すると、カウンタ506から信号508が発生されてJ−Kフリップフロップを状態Jに変化させる命令を行なう。さらにカウントNに達すると、カウンタ506から信号509が発生されてJ−Kフリップフロップを状態Kに変化させる命令を行なう。従って、X1Aサイクルに同期してWビットクロック及び半分Wビットクロックを発生するため、各XIAエポックと共に開始して、L2Pコードクロック501がAによりM回、その後にBによりN回交互に分割される。N又はMカウンタによる分割506は、L2PコードX1Aエポック信号502によりL2X1Aエポックにおいてクリアされる。
【0059】
図6は、L1定時及び早い−遅いPコード相関関係器の好ましい実施例のブロック図を示す。図6に示される実施例は図3のアナログ機能301、302、304及び305のデジタル実施例を表す。図2に関連して前述したように、L1第2IF信号221はA/D変換器223によりサンプルが採られる。A/D変換器223からの直交(I及びQ)サンプルは、互いに位相が直交したI及びQサンプルストリームを出力するI、Qデマルチプレクサ605によりデマルチプレクス(逆多重化)する。I、Qデマルチプレクサ605は図2に示すような周波数シンセサイザ225により発生されたIFサンプリングクロック227により逝去される。I、Qサンプルは乗算器606及び607により値±1を有する2値信号603と乗算される。2値信号は603は、図7に示されるようなL1Pコード発生器730により発生された局地Pコード信号の定時形式731又は早い−遅い形式732のいずれかである。定時又は早い−遅いPコード相関関係信号が、2値信号603の局地Pコード信号の定時形式又は早い−遅い形式のいずれかに依存して、図6に示される回路でもって得られる。マルチプレクサ606及び607の出力信号がWビットの半分におおよそ等しい期間中、それぞれI&Dフイルタ608及び609により積分される。これはL1Iサンプル定時Pコード相関関係信号RI1610又はL1Iサンプル早い−遅いPコード相関関係信号DI1610、及びL1Qサンプル定時Pコード相関関係信号RQ1611またはL1Qサンプル早い−遅いPコード相関関係信号DQ1611を出力する。信号610及び611は図7の搬送波位相復調器のための角度回転の入力である。I&Dフイルタ608及び609は角度回転回路の所要の速度を約1MHZに低下させる。
【0060】
図7は、本発明のL1Pコード追跡ネットワークの好適な実施例のブロック図を示す。前述したように、L1直交(I及びQ)サンプル228がPコード相関関係器704において、局地L1Pコード発生器730により発生された定時Pコード信号731と相関関係がとられる。前述したように、I及びQサンプルを局地定時Pコード信号と相関関係を取ることにより、L1Iサンプル定時Pコード相関関係信号(RI1)及びL1Qサンプル定時Pコード相関関係信号(RQ1)がPコード相関関係器704の出力において得られる。RI1信号は、Wcosθ1により重み付けられたL1定時Pコード相関関係関数R1(τ)に比例する。ここでθ1は受信されたL1搬送波位相と受信機RF及びIF局地発振器の合成位相との間の角度オフセットであり、WはWビット変調の極性である。Wの極性は非軍事受信機には未知である。RQ1信号はWsinθ1により重み付けられたコード相関関係関数R1(τ)に比例する。
【0061】
同様にして、L1直交(I及びQ)サンプル228は、Pコード相関関係器705により局地L1Pコード発生器730から発生されたL1早い−遅いPコード信号732と相関関係をとられる。L1Iサンプル早い−遅いPコード相関関係信号(DI1)及びL1Qサンプル早い−遅いPコード相関関係信号(DQ1)が、Pコード相関関係器705の出力において得られる。DI1信号はWcosθ1により重み付けられたL1早い−遅いPコード相関関係関数D1(τ)に比例する。そしてDQ1信号はWsinθ1により重み付けられたL1早い−遅いPコード相関関係関数D1(τ)に比例する。L1の搬送波位相はC/Aコード復調器(図示しない)内で追跡されるので、信号RI1、RQ1、DI1及びDQ1中の未知の位相は、L1C/Aコード復調器のコスタスループ内のL1NCO(数値制御発振器)の出力702から除去できる。この操作は角度回転器706内で実行される。角度回転器706の出力信号RC1707及びDC1708はWR1(τ)及びWD1(τ)に実質的にそれぞれ等しい。そしてL1の未知の位相はそこから除去される。
【0062】
信号RC1及びDC1が、回路709において2Wビット期間にわたってI&Dフイルタ710及び711で積分される。積分及びダンプクロック制御がL1Wビットクロック信号405により提供される。I&Dフイルタ710及び711がARC1712及びADC1712aをそれぞれ出力する。これらは、積分及びダンプ期間中に2つの連続したWビット間にデータ極性の変化が無い時にRC1及びDC1の平均値に比例する。従って、データ極性変化が無い時、乗算器713において信号ARC1712及びADC1712aを乗算することにより得られたループエラー信号714は2Wビット期間中のWビット変調を取除く。さらに積714は、2Wビット期間中に追跡され平均されるコード位相エラーと比例するL1早い−遅いPコード相関関係関数D1(τ)に比例する。ループエラー信号514は2つの連続したWビットにわたって平均されるから、その信号対雑音比は1Wビットわたってのみ平均される時に発生される同じ信号に較べて3dB高い。この結果は2つの連続したWビット間に極性変化が存在しない時、性能を改善する。しかし、極性変化がある時、ループエラー信号714は信号内容を有せず、他のコードループ処理によら検出されなければならない。この削除機能はオン/オフスイッチ715により実行される。スイッチ715は、信号ARC1712の絶対値をしきい値比較回路717においてしきい値718と比較することにより発生されるゲーテイング制御信号716により制御される。図3に関連して説明されたしきい値と同様に、しきい値は受信されたL1信号の推定されたC/No317と共にしきい値回路719により順応的かつ最適に決定される。C/No推定値は公開されたC/AコードでもってC/Aコード復調器(図示しない)で発生される。回路715、717及び719は図8においてより詳細に説明される。ループエラー信号714はオン/オフスイッチ715によりゲートされた後、L1Pコードループフイルタ721へ入力される。Wビットパターンは性質上ランダムであるから、2つの連続したWビット間に遷移が存在しない確率は50%である。従って、ループは50%の時間ゲートが開かれ、そして50%の時間オフされる。
【0063】
図7のループフイルタは二次オーダーループフイルタである。ループフイルタ出力信号727は加算器726により得られた2項の和である。第1項は、回路723においてゲートされたループエラー信号722を定数K1により乗算することにより得られる比例項である。第2項は、アキュムレーター725によりゲートされたループエラー信号722を積分してそして回路724で定数K2によりアキュムレーター725の出力をスケーリングすることにより得られる積分項である。ループフイルタ出力信号727は、入力信号の符号及び大きさに依存してその信号周波数を早くしたり遅くしたりするL1PコードNCO728の入力である。NCO728により発生されたL1Pコードクロック信号729はL1Pコード発生器730を制御するために使用され、そしてこれは受信L1Pコード追跡する。
【0064】
図7aは、読出し専用記憶(ROM)テーブル7A06を含んだL1Pコードチャンネル角度回転器706の好適な実施例を示す。L1同相定時Pコード相関関係出力RC1707は、値RI17A01、RQ17A02及び値θ’17A05(また図中に702と示されている)により指定されるアドレスを探し出すことによりROMテーブル内容から得られる。ここでθ’1はC/Aコード復調器により追跡された受信機RF/IF局地発振器に対するL1搬送波位相オフセットθ1の推定値である。このアドレスに対応するROM内容、RC1はRC1=RI1sin(θ’1)−RQ1cos(θ’1)に等しい。L1同相早い−遅いPコード相関関係出力DC1708は値DI17403、DQ17A04及び値θ17A05から指定されるアドレスを見付けることによりROMテーブル内容から得られる。このアドレスに対応するROM内容、DC1はDC1=DI1sin(θ’1)−DQ1cos(θ’1)に等しい。
【0065】
図8は、(i)L1C/No値に基づいた最適しきい値を提供するしきい値決定回路809(また図7中、719と示される)、(ii)積分及びダンプ期間中に2Wビット間にデータ極性変化が発生したかどうかを決定するためにしきい値比較を実行するしきい値比較回路812(また図7中、717と示される)、そして(iii)ループエラー信号をゲートするオン/オフスイッチ817(また図7中、715と示される)の詳細なブロック図を示す。L1C/No推定信号は、公開されているC/Aコードに基づいてL1受信機のC/Aコード復調器チャンネル内に得られる。
【0066】
さらに、L1C/No推測器804の実施例が示される。この実施例においては、L1C/A同相チャンネル1−ms積分器801の絶対値805は、アキュムレータ806内に十分に長い時間間隔にわたって蓄積されて、L1C/A信号エンベロープの信頼できる推測値を提供する。このエンベロープ値は受信されたC/Noと一対一の関係で関係し、そしてテーブルフォーマットに置くことができる。テーブルはROMルックアップテーブル807に記憶される。その後、推測C/NoがROMテーブルルックアップ807からL1C/A信号エンベロープの推定値に基づいて得られる。
【0067】
さらに、推測C/No値は最適のしきい値と一対一の関係で関係し、そしてテーブルフォーマットに置くことができる。このテーブルはしきい値ROM810に記憶される。換言すれば、ROM810は1dBステップで推測C/No値の予想される範囲に対する最適なしきい値を記憶する。従って、特定の最適しきい値は推測C/No値を使用してROM810から見つけ出される。
【0068】
最適しきい値は、36dB−HzのL1Pコード信号C/Noに対して9乃至11の範囲である。しきい値が12よりずっと大きければ、ループ性能は極性変化の頻繁な誤検出及び有効信号サンプルの損失に起因して低下する。しきい値が9より小さい時には、データ極性変化の誤検出が増加するにつれてL2追跡ループ中のRMSエラーが急速に増加する。従って、推定C/No値、例えば33乃至43dB−Hzに対する最適なしきい値範囲が決定される。特に、最適なしきい値はL2搬送波追跡ループ中に最低のRMS位相エラーを発生するしきい値である。このプロセスにおいて、テーブル/曲線(プロット)が発生されて、L1Pコード信号C/Noの値の各範囲について図8Aに表される例の曲線と同様な、例えば、1dBステップで各L1Pコード信号C/No値に対して最適なしきい値が提供される。
前述したしきい値テーブル発生手法はまた図3及び図7のしきい値決定回路318及び719内に使用できる。このROMテーブルはまた図1のナビゲーション及び制御プロセッサ118の内部に組込むことができる。
【0069】
図8を再び参照すると、最適なしきい値がしきい値比較回路812に入力される。さらにしきい値比較回路812において、ARC1の絶対値が回路813において得られそしてその値から最適なしきい値811の値が加算器814で引算される。回路815により得られる差の符号はオン/オフスイッチ817を制御する。スイッチはもし符号816が正ならば「オン」であり、符号816が負であるならば「オフ」である。オン/オフスイッチ817は、制御信号816が正の時のみにループエラー信号803を出力しそして制御信号816が負の時にはオン/オフスイッチ817にゼロ値「0」を出力するマックス回路819を含む。オン/オフスイッチ817に実質的に同一なオン/オフスイッチがP1コードループ、P2コードループ、及びL2搬送波ループに使用できる。図8に示されるように、オン/オフスイッチ817への入力は、スイッチ817が使用される場所に依存して、P1コードループエラー信号、又はP2コードループエラー信号、又はL2搬送波ループエラー信号であってよい。全ての制御ループは図7、10、11及び12に関連して説明するように、ゲーテイング(そしてオン/オフスイッチ)を必要とする。
【0070】
図9は、L2定時及び早い−遅いPコード相関関係器の好適な実施例のブロック図を示す。図9に示される実施例は図3のアナログ機能328、329、331及び332のデジタル実施例である。図2に関連して前述したように、L2第2IF信号222はA/D変換器224によりサンプルを採られる。A/D変換器224からの直交(I及びQサンプル)は、I、Qデマルチプレクサ905により互いに位相が直交したI及びQサンプルストリームにデマチプレクス(非多重化)される。I、Qデマルチプレクサ905は図2に示される周波数シンセサイザ225により発生されるIFサンプリングクロック227により制御される。I、Qサンプルは乗算器906及び907により値±1の2値信号903と乗算される。2値信号903は、図10に示されるL1Pコード発生器1023により発生された局地Pコードの定時形式1024又は早い−遅い形式1025のいずれかである。定時又は早い−遅いPコード相関関係信号は、2値信号903が局地Pコード信号の定時形式又は早い−遅い形式かのいずれかに依存して、図9の回路でもって得られる。マルチプレクサ906及び907の出力信号は、Wビットのおおよそ半分に等しい期間中、I&Dフイルタ908及び909によりそれぞれ積分される。これは、L2Iサンプル定時Pコード相関関係信号RI2910又はL2Iサンプル早い−遅いPコード相関関係信号DI2910;およびL2Qサンプル定時Pコード相関関係信号RQ2911又はL2Qサンプル早い−遅いPコード相関関係信号DQ2911を発生する。信号910及び911は図10の搬送波位相復調器の角度回転器へ入力される。図6のL1Pコード相関関係器と同様に、I&Dフイルタ908及び909は構成を難しくしないために角度回転回路の所要の速度を約1MHZに低下させる。
【0071】
図10を参照すると、非一貫性及び一貫性モードを含む本発明のL2Pコード追跡ネットワークの好適な実施例のブロック図が示される。
L2IF直交(I及びQ)サンプル229はPコード相関関係器1004において、局地L2Pコード発生器1023により発生された定時Pコード信号1024と相関関係を取られる。前述したように、I及びQサンプルを局地定時Pコードと相関関係を取ることにより、L2Iサンプル定時Pコード相関関係信号RI2及びL2Qサンプル定時Pコード相関関係信号RQ2がPコード相関関係器1004により発生される。RI2信号は、Wcosθ2により重み付けしたL2定時Pコード相関関係関数R2(τ)に比例する。ここでθ2は受信されたL2搬送波位相と受信機RFとIF局地発振器の合成位相との間の角度オフセットであり、WはWビット変調の極性である。RQ2信号は、Wsinθ2により重み付けしたコード相関関係関数R2(τ)に比例する。
【0072】
同様に、L2直交(I及びQ)サンプル1001はPコード相関関係器1005において、局地L2Pコード発生器1023により発生されたL2早い−遅いPコード信号1025と相関関係を取られる。L2Iサンプル早い−遅いPコード相関関係信号DI2及びL2Qサンプル早い−遅いPコード相関関係信号DQ2が出力1005に得られる。DI2信号は、Wcosθ2により重み付けしたL2早い−遅いPコード相関関係関数D2(τ)に比例する。そして、DQ2信号は、Wsinθ2により重み付けしたL2早い−遅いPコード相関関係関数D2(τ)に比例する。L2搬送波追跡が確立される時、受信L2位相とRF/IF局地発振器の位相との間の位相オフセットはL2搬送波NCO(図11に示される)1120により追跡される。従って、信号RI2、RQ2、DI2及びDQ2中の未知の位相は、L2搬送波が回復された後、L2NCOの出力1002から取除くことができる。この操作は角度回転器1006により実行される。しかしL2搬送波ロック前には、L2搬送波NCO位相はθ2、受信されたL2と受信機RF/IF局地発振器間の位相差、とは同じではないであろう。さらに、受信信号と角度回転器の出力における受信機位相参照のそれとの間には位相オフセットθ2が存在するだろう。従って、L2搬送波ロックが検出される前に、非一貫性モード中でP2コードループが動作して、そしてL2搬送波ロックが検出される時に一貫性モードに遷移する。
【0073】
角度回転器1006の出力信号RC2、RS2、DC2及びDS2はそれぞれWR2(τ)xcosθ2、WR2(τ)xsinθ2、WR2(τ)xcosθ2及びWD2(τ)xcosθ2に等しい。ここで、θ2はL2搬送波ロックが確立する時おおよそゼロに近づく、そしてL2搬送波ロック前にどんな任意の角度であってもよい。信号RC2、RS2、DC2及びDS2は回路1007内の四つのI&DフイルタによりWビットの各対にわたり積分される。積分及びダンプクロックはL2Wビットクロック信号505により制御される。2Wビット期間I&D出力ARC21008、ARS21009、ADC21010及びADS21011は、積分及びダンプ期間中の2つの連続したWビット間にデータ極性変化がなければ、RC2、RS2、DC2及びDS2の平均値にそれぞれ比例する。
【0074】
非一貫性モードP2コードループにおいて、ループエラー信号1013は回路1012において次の様に計算される。
e=ARC2xADC2+ARS2xADS2 (非一貫性モード)
そして、一貫性モードP2コードループにおいて、ループエラー信号1013は回路1012において次の様に計算される。
e=ARC2xADC2 (一貫性モード)
一貫性モードにおいて、θ2はおおよそゼロであるからθ2の依存性は無い。非一貫性モードでは、θ2の依存性はR2(τ)xD2(τ)に比例する積信号e=ARC2xADC2+ARS2xADS2を形成することにより回避される。従って、データ極性変化が無い時、一貫性及び非一貫性モードの両方に対してエラー信号は2Wビット期間中のWビット変調を取除く。エラー信号は2Wビット期間中の平均の追跡されるべきコード位相エラーに比例する、L2早い−遅いPコード相関関係関数D2(τ)に比例する。回路1012は加算器及び乗算器で実現できる。または、それはデジタル信号プロセッサ内のソフトウエアでもって実現できる。
【0075】
ループエラー信号1013は2つの連続するWビット中で平均されるから、その信号対雑音比は1Wビット中のみで平均をとった時に発生する同じ信号よりも3dB高い。ループエラー信号は1013は2つの連続したWビット間に極性変化が存在しない時、性能改善を与える。しかし、極性変化がある時、ループエラー信号1013は信号内容を有せず、以降のコードループ処理から除去されなければならない。オン/オフスイッチ1015が削除機能を実行する。スイッチ1015はゲート制御信号716により制御される。しきい値は図7に関連して説明したように適応的に最適に決定される。オン/オフスイッチ1015は図8の817について記述されたのと実質的に同一態様で構成される。オン/オフスイッチ1015によりゲートされた後、ループエラー信号1013はL2Pコードループフイルタ1017に入力する。Wビットパターンは性質上ランダムであるから、2つの連続したWビット間に遷移が存在しない確率は50%である。従って、平均として、P2コードループは、P1コードループと同じく、50%の時間ゲートがオンになり、50%の時間ゲートがオフになる。図10に示されるループフィルタは二次オーダーループフイルタである。その出力は2つの項を含む。回路1018で定数K1でゲートされたループエラー信号1016を乗算して発生される比例項およびアキュムレータ1020でゲートされたループエラー信号1016を積分してそして回路1019で定数K2でスケーリングすることにより発生される積分項である。ループフイルタ出力信号は、加算器1021の出力において得られるこれら2つの項の和である。ループフイルタ出力はL2PコードNCO1022に入力され、その入力信号の符号及び大きさに依存して、その内部信号周波数を早くしたり遅くしたりする。NCO1022により発生されたL2Pコードクロック信号はL2Pコード発生器1023を制御し、それは受信されたL2Pコードを追跡する。
【0076】
図10Aは、読出し専用メモリ(ROM)テーブル10A06を含むL2Pコードチャンネル角度回転器1006の好適な実施例を示す。L2同相及び直交定時Pコード相関関係出力信号RC210A07及びRS210A08は、値RI21008、RQ21009及び値θ’210A05により指定されるそれぞれのアドレスでもって2つの別個のテーブルを見ることによりROMテーブル内容から得られる。ここでθ’2は図11及び12に示されるL2搬送波ループにより追跡された受信機RF/IF局地発振器に対するL2搬送波位相オフセットの推定値である。このアドレスに対応するROMテーブル10A06内容、RC2及びRS2はRC2=RI2cos(θ’2)−RQ2sin(θ’2)及びRS2=RQ2cos(θ’2)−RI2sin(θ’2)に等しい。L1同相及び直交早い−遅いPコード相関関係出力DC21010及びDS21011は値DI210A03、DQ210A04及び値θ’210A05から指定されるそれぞれのアドレスでもって2つの別個のテーブルを探すことによりROMテーブル内容から得られる。このアドレスに対応するROM内容、DC2及びDS2は、DC2=DI2cos(θ’2)−DQ2sin(θ’2)及びDS2=DQ2cos(θ’2)−DI2sin(θ’2)の関係により特定される。
【0077】
図11は、L2搬送波追跡ループネットワークの好適な実施例のブロック図を示す。蓄積された値ARC1は乗算器1103でスケーリング定数1102を乗算される。スケーリング定数は図1の制御プロセッサ118から入力されて制御される。この定数の値は好ましくは受信されたL1及びL2Pコード信号電力の間の差(3dB)に相当し、そして好ましくは値√2に設定される。乗算器1103の出力、すなわち、ARC1は√2又はプロセッサにより制御される他の定数によりスケーリングされてそして加算器1106により蓄積された値ARC21008に加えられる。
前述したように、積分期間内に2つの隣接するWビット間にデータ極性変化が無い時、信号ARC1はWR1(τ)cosΦ1に比例する。ここで、Wは2つの隣接するWビットの極性で、R1(τ)はL1Pコード信号と定時Pコードの局地形式との自働相関関係関数で、Φ1は追跡L1の角度エラーである。Φ1はC/Aコード復調器内でL1搬送波位相回復後はゼロに近い。さらに、P1コードは受信機のL2追跡開始前にコードロックにあるから、局地P1コードおよび受信P1コード間の時間エラーはゼロに近い。そして、R1(τ)はそのピーク値R1(0)に近い。従って、ARC1は基本的にWR1(0)に等しい。
【0078】
同様に、信号ARC2はWR2(τ)xcosΦ2に比例する。ここで、Wは2つの隣接するWビットの極性で、R2(τ)はL2Pコード信号と定時Pコードの局地形式との自働相関関係関数で、Φ2は受信L2搬送波の追跡の角度エラーである。さらに、P2コードは受信機がL2搬送波の獲得及び追跡開始前に既に獲得され追跡されている(非一貫性モード)。従って、ARC2は基本的にWR2(0)cosΦ2に等しいしい。
そして加算器1106の出力信号1107は、ARC1及びARC2の積分及びダンプ期間中に2つのWビット間にデータ極性変化が存在しない時、√2WR1(0)+WR2(0)cosΦ2に等しい。この信号1107はL2直交定時Pコード相関関係の蓄積された値ARS21009と乗算される。前述したように、ARS2はWR2(τ)xsinΦ2に比例し、そしてΦ2は非一貫性P2コード追跡が確立した後はゼロに近い。
【0079】
信号1107及び1109は、乗算回路1109で乗算される。乗算器1009の出力信号1110はそして積分及びダンプ期間中に2つのWビット間にデータ極性変化が存在しない時、R1(0)R2(0)[√2sinΦ2+(1/√2)sinΦ2]に比例する。この出力信号1110はL2搬送位相エラーの有効な測定であり、半サイクル不明瞭さ無しに全波長L2搬送波回復を可能にする。
積分及びダンプ期間中に2つのWビット間にデータ極性変化が存在する時、出力信号1110には有効な信号要素が存在しない。従って、出力信号1110はL2搬送波ループフイルタ1114への入力から除去されなければならない。図8の回路817に示されるように構成されたオン/オフスイッチ112がこの削除機能を実行する。オン/オフスイッチ112は図7で716と符号が付されているゲーテイング制御信号1111により制御される。
【0080】
スイッチ1113の出力信号1113は、二次オーダーループフイルタのL2搬送波ループフイルタ1114への入力である。ループフイルタ1114の出力1119は2つの項を含む。回路1115において定数K1でゲートされたループエラー信号1113を乗算して発生される比例項およびアキュムレータ1117によりゲートされたループエラー信号1113を積分してそして回路1116において定数K2でスケーリングすることにより発生される積分項である。ループフイルタ出力信号1119は、加算器1117の出力において得られるこれら2つの項の和である。ループフイルタ出力1119はL2搬送波NCO1120に入力され、その入力信号の符号及び大きさに依存してその内部信号周波数を早くしたり遅くしたりする。NCO1120により発生された推定L2搬送波位相1002は図10中のL2Pコードチャンネル角度回転器1006の入力となり、受信L2P搬送波位相を追跡する。
【0081】
図12は、L2搬送波追跡ループネットワークの代替的な実施例のブロック図である。図11と図12の間の違いは、それらのそれぞれのオン/オフスイッチに対する制御信号の発生にある。図11においては、オン/オフスイッチ1112の制御はARC1の絶対値を最適しきい値と比較することにより決定される。図12において、√2、すなわち、信号1204によりスケーリングされたARC1と信号ARC21205との和である信号1207の絶対値がしきい値比較回路1213内の最適しきい値1214と比較される。しきい値比較回路の出力1212はループエラー信号1210をゲートするために使用される。図12中の他の回路は図11に記載されたのと実質的に同じ態様で構成される。図12で、GPSL1信号から導出されたARC1及びGPSL2信号から導出されたARC2の両方のエネルギーは結合されて極性変化があるかどうかを決定するために選択されたしきい値と比較される。この実施例は、SNR性能において図11に記載された実施例に較べて改善を与える。
【0082】
以上、本発明の好適な実施例について説明したけれど、本発明はそれに限定されるものでないことは理解できる。特許請求の範囲に記載された本発明の開示の方法及び構成から逸脱することなく、ここに記述された材料や構成の詳細を変えたり修正したりするができることが理解される。
【図面の簡単な説明】
【図1】 本発明により構成されたグローバル・ポジショニング・システム(GPS)を表したブロック図
【図2】 本発明のGPS受信機内に含まれるRFコンバータ及びIF処理ネットワークの例のブロック図
【図3】 本発明の交差相関関係を使用した、L1Pコード追跡、L2Pコード追跡及びL2搬送波追跡のための好ましい構成の全体を示す機能ブロック図
【図4】 L1チャンネルWビットタイミング発生器のブロック図
【図5】 L2チャンネルWビットタイミング発生器のブロック図
【図6】 定時的及び早い−遅いL1Pコード相関関係器の好ましい構成のブロック図
【図7】 本発明によるL1Pコード追跡ネットワークの好ましい構成ブロック図
【図7A】 好ましい実施例に必要とされるl1Pコードチャンネル角度回転器の構成を示す図
【図8】 好ましい実施例による、i)LiC/Noに従って順応的に最適なしきい値を提供し、ii)積分及びダンプ期間において2つのWビット間でデータ極性が変化したかどうかを決定するためにしきい値比較を実行するのに使用される回路、そしてiii)ループエラー信号ゲートのために使用されるオン/オフスイッチを示すブロック図
【図8A】 最適なしきい値の例の軌跡を示す図
【図9】 好ましい実施例による定時的及び早い−遅いL2Pコード相関関係器のブロック図
【図10】 本発明の交差相関関係技術によるL2Pコード追跡ネットワークの好ましい実施例のブロック図
【図10A】 好ましい実施例に必要とされるL2Pコードチャンネル角度回転器の構成を示す図
【図11】 本発明の交差相関関係技術により構成されたL2搬送波追跡ループネットワークのブロック図
【図12】 本発明の交差相関関係技術により構成されたL2搬送波追跡ループネットワークの別の実施例のブロック図
【符号の説明】
101 アンテナ
103 RF下降変換器
106 I.F.処理ネットワーク
111 ベース帯域プロセッサ
118 ナビゲーション及び制御プロセッサ
120 測地プロセッサ
Claims (28)
- 変調されたC/Aコード、L1Pコード、L2Pコードおよび暗号化Wコード信号を含むGPS信号を受信するように構成されたグローバル・ポジショニング衛星(GPS)復調器において、
GPS信号のL1Pコードの局地レプリカ信号である第1及び第2L1Pコード信号を発生するように構成されたL1Pコード発生器と、
第1及び第2L1Pコード信号に部分的に基づいてGPS信号を復調し、これにより第1及び第2復調L1Pコード信号を発生するように構成された第1復調器と、
予め決められた積分期間中、第1復調L1Pコード信号を積分して第1積分L1Pコード信号を発生しそして第2復調L1Pコード信号を積分して第2積分L1Pコード信号を発生するように構成された第1対の積分及びダンプ(I&D)フイルタと、
予め決められた積分期間中に暗号化Wコードが極性を変化させたかどうかを決定するために第1積分L1Pコード信号を予め決められた第1しきい値と比較して第1スイッチ制御信号を発生するように構成された第1しきい値モジュールと、
第1スイッチ制御信号に基づいてそして第1及び第2積分L1Pコード信号から導出された信号に基づいて、第1調節信号を出力するように構成された第1スイッチと、を備え、
さらにL1Pコード発生器は第1調節信号から導出された信号に基づいて調節されるように構成されていて、これによりGPS信号のL1Pコードを追跡する第1L1Pコード信号を正確に発生するようにした復調器。 - 前記積分期間が暗号化Wコードの2ビット期間に実質的に等しい請求項1に記載の復調器。
- 前記第1スイッチがさらに、積分期間中に暗号化Wコードが極性変化する時、第1調節信号としてナル信号を出力するように構成されている請求項1に記載の復調器。
- GPS信号のL1Pコードの推定搬送波対雑音(C/No)比に基づいて第1しきい値を発生するように構成されたしきい値決定モジュールをさらに有する請求項1に記載の復調器。
- GPS信号のC/Aコードの信号強度値に基づいて推定C/No比を発生するように構成されたC/No推定器をさらに有する請求項4に記載の復調器。
- 前記しきい値決定モジュールが、C/No比値のそれぞれの予め決められた範囲についてそれぞれのしきい値を表す欄を複数含んだルックアップテーブルを有する請求項4に記載の復調器。
- 前記ルックアップテーブル内の少なくとも複数の欄に対してC/No比値の所定範囲が1dB間隔である請求項6に記載の復調器。
- GPS信号のL2Pコードの局地レプリカ信号である第1及び第2L2Pコード信号を発生するように構成されたL2Pコード発生器と、
第1及び第2L2Pコード信号に部分的に基づいてGPS信号を復調してこれにより第1及び第2復調L2Pコード信号を発生するように構成された第2復調器と、
所定の積分期間中、第1復調L2Pコード信号を積分して第1積分L2Pコード信号を発生しそして第2復調L2Pコード信号を積分して第2積分L2Pコード信号を発生するように構成された第2対のI&Dフイルタと、
第1スイッチ制御信号に基づいてそして第1及び第2積分L2Pコード信号から導出された信号に基づいて、第2調節信号を出力するように構成された第2スイッチと、を備え、
さらにL2Pコード発生器は第2調節信号から導出された信号に基づいて調節されるように構成されていて、これによりGPS信号のL2Pコードを追跡する第1L2Pコード信号を正確に発生する請求項1に記載の復調器。 - 前記第2スイッチがさらに、予め決められた積分期間中に暗号化Wコードがその極性を変化する時、第2調節信号としてナル信号を出力するように構成されている請求項8に記載の復調器。
- 前記第2復調器がさらに第1及び第2L2Pコード信号に部分的に基づいてGPS信号を復調して第3及び第3復調L2Pコード信号を発生するように構成されていて、予め決められた積分期間中、第3復調L2Pコード信号を積分して第3積分L2Pコード信号を発生しそして第4復調L2Pコード信号を積分して第4積分L2Pコード信号を発生するように構成された第3対のI&Dフイルタをさらに有する請求項8に記載の復調器。
- 局地L2搬送波信号がGPS信号のL2搬送波にロックされたかどうかを決定するように構成された制御器をさらに有し、
前記第2スイッチが、暗号化Wコードが予め決められた積分期間中にその極性を変化させた時及び局地L2搬送波信号がGPS信号のL2搬送波にロックしていない時に、第2調節信号として第1、第2、第3及び第4積分L2Pコード信号を出力するように構成された請求項10に記載の復調器。 - GPS信号のL2搬送波の局地レプリカ信号である局地L2搬送波信号を発生するように構成されたL2搬送波発振器を有し、前記第2復調器がさらに第1及び第2L2Pコード信号に加えて局地L2搬送波信号に部分的に基づいてGPS信号を復調するように構成されていてこれにより第5及び第6復調L2Pコード信号を発生し、そして
予め決められた積分期間中、第5復調L2Pコード信号を積分して第5積分L2Pコード信号を発生しそして第6復調L2Pコード信号を積分して第6積分L2Pコード信号を発生するように構成された第4対のI&Dフイルタと、
第1スイッチ制御信号に基づいてそして第1積分L1Pコード信号及び第5及び第6積分L2Pコード信号から導出された信号に基づいて、第3調節信号を出力するように構成された第3スイッチと、を備え
さらにL2搬送波発振器が第3調節信号から導出された信号に基づいて調節されるように構成されていて、これによりGPS信号のL2搬送波を追跡する局地L2搬送波信号を正確に発生するようにした請求項8に記載の復調器。 - 前記第3スイッチがさらに、暗号化Wコードが予め決められた積分期間中にその極性を変化させた時に第3調節信号としてナル信号を出力するように構成されている請求項12記載の復調器。
- 積分期間中に暗号化Wコードが極性を変化させたかどうかを決定するために第1積分L1Pコード信号及び第5積分L2Pコード信号から導出される信号を第2所定しきい値と比較して第2スイッチ制御信号を発生するように構成された第2しきい値モジュールと、
第2スイッチ制御信号に基づいてそして第1積分L1Pコード信号、第5及び第6積分L2Pコード信号から導出された信号に基づいて、第4調節信号を出力するように構成された第4スイッチと、を備え、
さらにL2搬送波発振器が第4調節信号から導出された信号に基づいて調節されるように構成されていて、これによりGPS信号のL2搬送波を追跡する局地L2搬送波信号を正確に発生するようにした請求項12に記載の復調器。 - 前記第4スイッチがさらに、第2しきい値モジュールが暗号化Wコードが予め決められた積分期間中にその極性を変化させたと決定した時に第4調節信号としてナル信号を出力するように構成されている請求項14記載の復調器。
- 変調されたC/Aコード、L1Pコード、L2Pコード及び暗号化Wコード信号を含んだグローバル・ポジショニング・システム(GPS)信号を処理する方法において、
GPS信号のL1Pコードの局地的に発生されたレプリカ信号である第1及び第2L1Pコード信号に部分的に基づいてGPS信号を復調し、これにより第1及び第2復調L1Pコード信号を発生し、
所定の積分期間中、第1及び第2復調L1Pコード信号を別々に積分して、これにより第1及び第2積分L1Pコード信号を発生し、
積分期間中に暗号化Wコードが極性を変化させたかどうかを決定するために第1積分L1Pコード信号を第1所定しきい値と比較し、そして
第1及び第2積分L1信号に基づいてそして暗号化Wコードが積分期間中に極性を変化させたかどうかに基づいて第1L1Pコード信号を調節する、
ステップを有し、これによりGPS信号のL1Pコードを追跡する第1L1Pコード信号を正確に発生するようにした方法。 - 前記調節するステップが、暗号化Wコードが所定積分期間中にその極性を変化させない時のみに行なわれる請求項16に記載の方法。
- 前記所定の積分期間が暗号化Wコードの2ビットの期間に実質的に等しい請求項16に記載の方法。
- GPS信号のL1Pコードの推定搬送波対雑音(C/No)比に基づいて第1しきい値を発生するステップをさらに有する請求項16記載の方法。
- GPS信号の推定C/Aコードの信号強度に基づいてL1Pコード信号のC/No比値を発生するステップをさらに有する請求項19に記載の方法。
- 各欄にC/No比値のそれぞれ予め決められた範囲に対してのそれぞれのしきい値を記録した、そのような複数の欄を有するルックアップテーブルから第1しきい値を読み出すステップをさらに有する請求項20に記載の方法。
- 前記ルックアップテーブル内の複数の欄に対するC/No比値の所定の範囲が1dB間隔である請求項21に記載の方法。
- GPS信号のL2Pコードの局地レプリカ信号である第1及び第2L2Pコード信号に部分的に基づいてGPS信号を復調し、これにより第1及び第2復調L2Pコード信号を発生し、
予め決められた積分期間中、第1及び第2復調L2Pコード信号を別々に積分してこれにより第1及び積分L2Pコード信号を発生し、
第1及び第2積分L2Pコード信号および暗号化Wコードがその極性を積分期間中に変化させたかどうかに基づいて第1L2Pコード信号を調節し、
これによりGPS信号のL2Pコードを追跡する第1L2Pコード信号を正確に発生する請求項16に記載の方法。 - 前記第1L2Pコード信号を調節するステップが、予め決められた暗号化Wコードがその極性を積分期間中に変化させない時のみに実行される請求項23に記載の方法。
- 第1及び第2L2Pコード信号に部分的に基づいてGPS信号を復調して、これにより第3及び第4復調L2Pコード信号を発生し、
予め決められた積分期間中、第3及び第4復調L2Pコード信号を別々に積分して、これにより第3及び第4積分L2信号を発生するステップをさらに有する請求項23に記載の方法。 - 局地L2搬送波信号がGPS信号のL2搬送波にロックされたかどうかを決定し、そして
もし局地L2搬送波信号がGPS信号のL2搬送波にロックされていなければ、第1L2Pコード信号を第1、第2、第3及び第4積分L2信号及び暗号化Wコードがその極性を予め決められた積分期間中に変化させたかどうかに基づいて調節するステップをさらに有する請求項25記載の方法。 - GPS信号のL2搬送波の局地的に発生されたレプリカ信号である局地L2搬送波信号およびGPS信号のL2Pコードの局地的に発生されたレプリカ信号である第1及び第2L2Pコード信号に部分的に基づいてGPS信号を復調し、これにより第5及び第6復調L2Pコード信号を発生し、
積分期間中、第5及び第6復調L2Pコード信号を別々に積分し、これにより第5及び第6積分L2Pコード信号を発生し、
暗号化Wコードがその極性を積分期間中に変化させたかどうかに基づいてそして第1積分L1信号及び第5及び第6積分L2Pコード信号に基づいて、局地L2搬送波信号を調節し、
これによりGPS信号のL2搬送波を追跡する局地L2搬送波信号を正確に発生するようにした請求項23に記載の方法。 - 積分期間中に暗号化Wコードがその極性を変化させたかどうかを決定するために第1積分L1Pコード信号及び第5積分L2Pコード信号から導出された信号を第2所定しきい値と比較し、これにより制御信号を発生し、
制御信号に基づいてそして第5及び第6積分L2信号及び第1積分L1信号から導出された信号に基づいて局地L2搬送波信号を調節して、これによりGPS信号のL2搬送波を追跡するために局地L2搬送波信号を正確に発生するようにした請求項27に記載の方法。
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