CN101606079B - 具有可编程逻辑的 l1/l2 gps接收器 - Google Patents

Abstract

一种全球定位系统(GPS)商用接收器包括利用P码调制的L1和L2 GPS信号得出L1和L2信号的同相与正交相位分量的估计的可编程逻辑和计算伪距和伪多普勒相位并得出导航解决方案的可编程处理器。在处理由未知W码加密的所接收的L1和L2信号中，所接收的复L1信号乘以P码的本地生成副本，并且在具有大约与W码的比特持续时间相同的持续时间的时间段上积分。所接收的复L2信号乘以P码的副本，积分，并被锁存以计及L2信号相对于L1的延迟。积分信号的同相分量与L1和L2信号振幅成比例加权，并且加权和与零进行比较，并且其幅度与预定的阈值进行比较。同时，根据加权和的符号，并且如果加权和的幅度超过预定的阈值，积分复L2信号加上以前累积的复L2信号，或从以前累积的复L2信号中减除积分复L2信号。结果复累积L2信号包括所期望的L2振幅和伪多普勒相位的近ML估计。

Description

具有可编程逻辑的 L1/L2 GPS接收器

背景技术

本公开内容一般涉及全球定位系统(GPS)卫星接收器，并且更具体地说，涉及其整体体系结构和此类接收器内的特定数字信号处理部分。

GPS卫星分别在154fo和120fo的L1和L2频带上发射扩频信号，其中，fo＝10.23MHz。每个L1信号由对每个卫星唯一的C/A码和P码调制。两种码均为大众所熟知。每个L2信号只由P码调制。虽然C/A码和P码序列均已知，但每个GPS卫星提供有通过一般称为W码的秘密信号调制其P码的能力。这种“反电子欺骗”(A/S)通过防止基于已知P码的干扰信号被理解为实际的GPS信号，允许GPS系统用于军事应用。P码和W码的组合一般称为Y码。

获得对L1和L2两种信号的接入有重要的优势。首先，通过协处理L1和L2伪距，能够测量和消除电离层折射，这允许在独立应用中实现更高的准确度。第二，对于勘测应用，在相位差分系统中使用L1和L2两种信号的载波相位测量有重大的优势。补充L1的那些载波相位测量的L2载波相位测量使可观察物的总量倍增，并且使布置极大改进相位模糊度解算的性能的所谓“宽巷”可观察物成为可能。

然而，用于处理L1和L2信号的现有系统和方法有缺点。具体而言，例如，随着GPS系统的发展，从Y码恢复L2载波相位的现有技术正变得过时。例如，已知的接收器结构不能利用将变得对民用用户可用的新的更鲁棒的L2c码的可能性。已知的接收器结构由于通过专用集成电路(ASIC)实现，因而一般难以或不能适应新的应用。此外，此类ASIC可能成本高。

另外，已知的接收器结构一般高度消耗能源和其它资源以便以可接受的方式处理L1和L2信号。因此，需要有在降低硬件复杂性的同时保持高质量的处理方法和系统。

发明内容

本发明的实施例解决了上述顾虑。实施例可包括用于处理L1和L2信号的接收器，其中，接收器容易配置为处理其它种类的信号，如更鲁棒的L2c信号。为此，接收器可包括可编程逻辑，该逻辑能够例如通过以诸如软件或固件等电子数据的形式的配置文件配置和/或重新配置。可编程逻辑例如在接收器上电期间，可在中央处理单元的控制下，从存储器接收配置文件。由于接收器可轻松地经配置文件的电子数据重新配置，因此，ASIC的不灵活性和成本得以避免。

此外，实施例可实现一种有效的方法，该方法在允许大大降低硬件复杂性的同时保持高质量。

附图说明

图1示出根据本发明的实施例的双频GPS接收器的系统；

图2示出根据本发明的实施例的Ln cosh()函数的分段近似；

图3示出图1的系统的RF前端区块的电路配置的实施例；

图4是在图1的系统中实现的电路图实施例的框图；

图5示出图4的相移电路实施例的细节；

图6示出图4的加权求和电路实施例的细节；以及

图7示例根据本发明的实施例的中央处理单元(CPU)控制的过程步骤。

具体实施方式

如上所述，由于GPS系统在发展，因此，新的信号在L2频率范围中出现，并且新的信号计划用于L1。消费者将从能够处理各种结构的信号的多功能接收器中受益。

相应地，本发明的实施例包括可利用诸如现场可编程门阵列(FPGA)等可编程逻辑执行诸如导航信号的多信道数字处理等功能的GPS接收器，不同于过去的为此类功能开发专用集成电路(ASIC)的方案。可编程逻辑可通过常规总线和控制信号连接到可编程中央处理单元(CPU)，并能够在每个上电启动时从CPU接收操作配置文件，并能够随时重新配置。配置文件可存储在可编程只读存储器(PROM)中。CPU可通过常规总线和控制信号连接到PROM。CPU可在上电时从PROM读取配置文件，并将它写入可编程逻辑。

接收器还可包括用于将所接收的L1/L2导航信号放大、过滤、下变频和数字化的射频前端区块、PROM及执行其它数据处理、导航解决方案并与外部主机系统通信的CPU。

此类接收器体系结构的优势包括能够适应现有Y编码L2信号及新L2c信号和其它将来的L1或L2信号而无需任何硬件修改，这对于传统基于ASIC的接收器是困难或不可能的。根据本发明的实施例，可只为新信号创建配置文件。配置文件可发送到终端用户。该用户能轻松地将配置文件传递到接收器的CPU，而CPU又可相应地更新PROM内容。

根据本发明的实施例的接收器体系结构的另一优势在于在接收器的PROM中可存在几个配置文件，这些文件可交互地和动态地重新加载到可编程逻辑(例如，FPGA)中以便适应接收器操作期间的不同情况。

此类接收器体系结构仍有的另一优势在于它消除了ASIC开发的高成本。

根据本发明的实施例的GPS接收器例如可在其中需要接入L1和L2两种载波信号的勘测和高精确度导航(运动学)应用中使用。测量两种信号的伪距和伪多普勒相位使得补偿GPS信号的电离层折射成为可能，并确保在勘测(运动学)应用中的快速相位模糊度解算。

如之前所述，本发明的实施例可实现一种有效的方法，该方法在允许大大降低硬件复杂性的同时保持高质量。该方法可执行例如与如下面所述似然函数的近似相关联的操作。

复输入L1和L2信号可在连续时间中表示为：

复L1信号

                             (1)

复L2信号

其中，a₁、a₂相应地是L1和L2信号的实振幅，

P(t)是已知P码，

W(t)是未知W码，

ω₁、ω₂相应地是在L1和L2处的伪多普勒频率，ω₂＝60/77ω₁，

是由于电离层效应而缓慢变化的在L1和L2处的初始相位，以及

ζ₁、ζ₂是零均值复高斯噪声。

输入信号乘以对应的副本，并且在W比特间隔内积分。复副本信号为：

复L1副本

                          (2)

$r_2\left(t\right)=P\left(t\right)e^{-j({\mathrm{\ω}}_{2}t+\mathrm{\Ψ})}$ 复L2副本

在(2)中，假设有关L1C/A码和相位的跟踪允许将该副本P码与输入信号的P码对齐，以设置等于信号频率的副本的频率和设置等于信号相位的副本的L1相位。后一条件无法为L2实现，这是L2副本相位ψ不同于

的原因。复W比特积分器输出可从(1)和(2)表示为：

$X_{1i}=\underset{t_i}{\overset{t_i+T_w}{\∫}}{S}_1\left(t\right)r_1\left(t\right)\mathrm{dt}=a_1{T}_w{w}_i+{\mathrm{\ζ}}_1$

$X_{2i}=\underset{t_i}{\overset{t_i+T_w}{\∫}}{S}_2\left(t\right)r_2\left(t\right)\mathrm{dt}=a_2{T}_w{w}_i{e}^{\mathrm{j\θ}}+{\mathrm{\ζ}}_2---\left(3\right)$

其中：

ζ₁、ζ₂是零均值复高斯变量，

是要估计的未知相位差，

T_w是W比特间隔的持续时间，以及

W_i＝±1是在积分间隔内的未知W比特值。

表示为：

x_i＝ReX_1i        (4)

y_i＝ReX_2i

z_i＝ImX_2b

以θ、a₂和w_i为条件的联合概率密度函数为：

$p(x_i,y_i,z_i/\mathrm{\θ},a_2,w_i)=\mathrm{Cexp}(-\frac{a_2^2}{{2\mathrm{\σ}}^2}+\frac{w_i}{{\mathrm{\σ}}^2}(a_1{x}_i+a_2{y}_i\cos \mathrm{\θ}+a_2{z}_i\sin \mathrm{\θ}))---\left(5\right)$

假设W码是静态逐比特独立，并且+1和-1的概率为0.5，每个产生以下无条件(按w1)概率密度函数：

$p(x_i,y_i,z_i/\mathrm{\θ},a_2)=C_1\cosh \left(\frac{a_1{x}_i+a_2{y}_i\cos \mathrm{\θ}+a_2{z}_i\sin \mathrm{\θ}}{{\mathrm{\σ}}^2}\right)\·\exp (-\frac{a_2^2}{{2\mathrm{\σ}}^2})---\left(6\right)$

从(6)中，用于第i个W比特间隔的似然函数的算法如下：

$L_i(\mathrm{\θ},a_2)=\ln p(x_i,y_i,z_i/\mathrm{\θ},a_2)=\ln C_1+\ln \cosh \left(\frac{a_1{x}_i+a_2{y}_i\cos \mathrm{\θ}+a_2{z}_i\sin \mathrm{\θ}}{{\mathrm{\σ}}^2}\right)-\frac{a_2^2}{2{\mathrm{\σ}}^2},---\left(7\right)$

并且对于包括m个W比特间隔的整个估计周期：

在不使用已知技术的操作中，近似法使用Ln cosh()函数的分段线性近似。转到图2，示出有Ln cosh()函数及其近似，表示如下：

$\ln \cosh \left(u\right)\&ap;\begin{array}{c}\left\{\begin{array}{ccc}u-0.69& \mathrm{if}& u>0.69\\ 0& \mathrm{if}& \left|u\right|\&le;0.69\\ -u-0.69& \mathrm{if}& u<-0.69\end{array}\right.---\left(9\right)\end{array}$

从(8)、(9)得出：

其中：

x_i＝x_i，y_i＝y_i，z_i＝z_i， $\begin{array}{cc}\mathrm{if}& \frac{a_1{x}_i+a_2{y}_i\cos \mathrm{\&theta;}+a_2{z}_i\sin \mathrm{\&theta;}}{{\mathrm{\&sigma;}}^2}\end{array},>0.69---\left(11\right)$

x_i＝0，y_i＝0，z_i＝0， $\begin{array}{cc}\mathrm{if}& \left|\frac{a_1{x}_i+a_2{y}_i\cos \mathrm{\&theta;}+a_2{z}_i\sin \mathrm{\&theta;}}{{\mathrm{\&sigma;}}^2}\right|\end{array}\&le;0.69,$

x_i＝-x_i，y_i＝-y_i，z_i＝-z_i， $\begin{array}{cc}\mathrm{if}& \frac{a_1{x}_i+a_2{y}_i\cos \mathrm{\&theta;}+a_2{z}_i\sin \mathrm{\&theta;}}{{\mathrm{\&sigma;}}^2}<0.69\end{array}$

并且m₁是具有非零X_i的项的数量。

θ的最大似然估计从(10)得出：

在稳态跟踪模式中，θ的值接近零，因此，(11)变为：

x_i＝x_i，y_i＝y_i，z_i＝z_i，   ifa_ix_i+a₂y_i＞0.69σ²        (13)

x_i＝0，y_i＝0，z_i＝0，      if|a_ix_i+a₂y_i|≤0.69σ²

x_i＝-x_i，y_i＝-y_i，z_i＝-z_i，ifa_ix_i+a₂y_i＜0.69σ²

另一方面，在初始化模式中，θ的值完全未知，因此，L2数据未包括到等式(11)时实现了更佳的效果，即：

x_i＝x_i，y_i＝y_i，z_i＝z_i，   ifa_ix_i＞0.69σ²          (14)

x_i＝0，y_i＝0，z_i＝0，      if|a_ix_i|≤0.69σ²

x_i＝-x_i，y_i＝-y_i，z_i＝-z_i，ifa_ix_i＜0.69σ²

可表征为“估计器”的表达式(12)的一个优势在于它是直接估计器，不需要梯度或闭环方法(gradient or closed loop system)以便实现。

估计器(12)的另一个优点在于它在(12)的分子和分母的和累积期间不包括任何乘法运算。

参照图1，它示例了可在根据本发明的实施例的接收器中包括的系统的实施例。在系统中，从天线接收的信号最初经诸如RF电缆1等传输线路应用到射频(RF)前端区块10。前端区块10可将所接收信号中的L1和L2信号放大、下变频、过滤和数字化。RF前端区块10例如可布置为使得在线路18和20上其输出信号是属于视频(VF)以便减轻进一步的数字处理。在线路18和20处的信号的实际频率可以是伪多普勒频率。RF前端区块输出信号S1和S2可以是复数以防止丢失重要数据，因此，线路18和20中的每一条可包括用于实和虚信号分量的两条子线路。

数字信号处理可在诸如现场可编程门阵列(FPGA)40等可编程逻辑中实现，该逻辑通过线路18和20接收复L1和L2信号，执行多信道相关处理，并将相关数据提供到中央处理单元(CPU)50。CPU 50可在将地址总线46设为信道和感兴趣的项的地址，以及将在线路48处的读控制信号设为使能状态前，通过使用数据总线45读取相关数据。

CPU 50可执行从FPGA 40读取的数据的后相关处理。正如下面将更详细解释的一样，处理可包括锁相环(PLL)和延迟锁定环路(DLL)操作及生成到FPGA相关信道的控制数据，如码延迟、伪多普勒相位和频率。为了发送控制数据，CPU 50可将数据放入数据总线45，将地址总线46设为信道和感兴趣的项的地址并将线路47的写控制信号设为使能状态。CPU 50可经通信线路61与外部主机系统通信，发送测量的位置、速度和定时数据到主机，并且从主机接收各种控制数据以使接收器的参数适应用户的请求。

可编程只读存储器(PROM)60可包含用于CPU 50的可执行代码。在接收器上电时，CPU 50可从PROM 60取回(fetch)自引导指令，并执行它们以便通过数据总线45和地址总线46将可执行代码加载入CPU的内部随机存取存储器(RAM)。在加载后，CPU 60可开始从其内部RAM执行指令。

接收器上电后的操作可包括将配置文件加载到FPGA 40。FPGA配置文件可定义每个FPGA可配置逻辑区块(CLB)的功能及它们之间的互连，以便获得整个FPGA电路图的所期望的处理功能。FPGA的配置文件可与CPU的可执行代码一起存储在PROM 60中。CPU 50可通过使用数据总线45和地址总线46从PROM 60读取FPGA的配置文件，并通过相同的总线45和46将它写入FPGA 40。补充信号可通过线路49应用到FPGA 40以控制配置文件的加载过程。

PROM 60可能够存储适用于接收器不同操作条件的几个配置文件。CPU 50可根据也可存储在PROM 60中的用户的喜好，选择其中之一以便在接收器上电时加载。另外，在接收器的正常操作期间，用户可经通信线路61发布命令以切换到不同的FPGA配置。在此类事件中，CPU 50可以如上为加电模式所述的相同的方式，从PROM 60读取所期望的的配置文件，并将它加载到FPGA 40。这样，高度和快速的适应性得以实现。

在新L2c信号变得可用，并且电路图设计为其处理准备就绪时，对应的配置文件可经通信线路61从主机系统加载到CPU 50，CPU 50将把它写入PROM 60。在此之后，CPU可以如上所述相同的方式，在每次接收器上电时加载新的配置文件。在实施例中，可编程逻辑(例如，FPGA)中的相关信道中的一部分可配置为处理L2c信号，而另一部分可配置为处理旧L2信号。因此，根据本发明的实施例的接收器体系结构为新L2c信号作好准备，并且在具有L2c能力的更多GPS卫星被发射进入轨道时，将进一步易于通过L2c能力不时进行更新。

现在转到图3，它更详细地示出了RF前端区块10。天线所接收的信号可通过可以是高频传输线路的电缆1应用到低噪声放大器11，其输出被应用到L1和L2信道的输入。L1信道可包括第一级12和第二级13，而L2信道可包括第一级14和第二级15。在第一L1级12中，信号可被过滤、放大和下变频为中间频率IF₁信号25。类似地，在第一L2级14中，信号可被过滤、放大和下变频为中间频率IF₂信号26。IF1信号25可在第二级区块13中被进一步过滤、放大和下变频为视频同相和正交相位分量并被数字化。区块13的输出18可包括两条线路：第一线路用于数字同相L1信号，而第二线路用于数字正交相位L1信号。类似地，IF₂信号26可在第二级区块15中被进一步过滤、放大和下变频为视频同相和正交相位分量并被数字化，从而具有输出20，它可包括两条线路：第一线路用于数字同相L2信号，而第二线路用于数字正交相位L2信号。区块12-15的电路包括以常规方式操作以执行上述信号转换的放大器、混合器、滤波器及模数变换器。在示范实施例中，输出18的两条线路中的每一条是一比特线路，并且输出20的两条线路中的每一条也是一比特线路，因此，第二级18和20的模数变换器可以是具有零阈值的简单比较器。

温度补偿晶体振荡器(TXCO)17在线路24上供应参考频率，该参考频率在定时电路16中用于生成线路21、22和23上的本地振荡器信号及线路19上的时钟信号。为此，定时电路16包括常规频率合成器。输出信号19用于为接收器的所有其它区块计时。

转到图4，它示出了FPGA 40电路图。复输入信号S₁和S₂可供应到多个相同基带处理信道41-43，每个基带处理信道可与所接收的信号来源的单独卫星相关联。提供的基带信道数量可足以确保基带信道可用于每个所接收的卫星信号。在示范实施例中，来自四个或更多个卫星的信号被用于确定所期望的参数(例如，位置、速度和时间)。通过使用对给定卫星唯一的C/A和P码的本地生成副本将S1和S2信号去相关，基带信道41-43中的每一个可能够识别在对应于特定卫星的线路18、20上来自RF前端区块10的数字化输出。

如图4所示，每个基带信道41-43可经接口电路44将从数字S₁和S₂信号得到的Y₁和Y₂数据传递到CPU 50，该接口电路44可通过设置在地址总线46上的对应地址，根据如CPU 50定义的所期望的信道及其数据项Y₁或Y₂，将线路501-506之一连接到数据总线45。接口电路44也可用于将控制数据从CPU 50转播(relay)到基带信道41-43。CPU 50可控制卫星ID编号、C/A码相位、P码相位、伪多普勒频率f₁和f₂及初始伪多普勒相位phi01、phi02以便匹配生成的L1和L2副本与所接收的卫星信号。为此，CPU 50可根据目的地信道及控制项设置地址总线46，并将控制数据放到数据总线45。通过控制线路47、48，CPU可在其接收信道数据Y₁或Y₂时指示读模式(RD)，或者可在其将控制数据转移到信道时指示写模式(WR)。

如图4所示，复信号S₁可在混合器413中与P码生成器420生成的P码副本混合，由此提供解调的输出432。P码生成器420的结构和组织可符合例如由Arinc Research Corporation(1993)所著“接口控制文档ICD-GPS-200C”(Interface Control Document ICD-GPS-200C)图3.3...3.7。类似地，复信号S₂可在混合器414中与相同但由可控制延迟线路415延迟的P码副本混合，由此提供解调的输出433。如果当前P码或延迟P码值为1，则混合器413、414可对应地将S₁或S₂的同相和正交相位分量的符号均反转，否则可让它们通过而不做更改。

部分解调的信号432和433中的每一个随后可应用到补偿伪多普勒相位的相应相移器418和419。为此，L1相位生成器421可根据初始相位phi01和频率f₁在线路435中生成相位值phil，并且L2相位生成器424根据初始相位phi02和频率f₂在线路436中生成相位值phi2。经接口电路44，CPU 50可在当前累积周期T₂开始之前设置phi01、phi02、f₁、f₂的值。相移器418和419可实际上按在线路435上的角度phil和在线路436上的角度phi2对应地将复S₁和S₂信号表示的向量旋转。

在线路438上解调的且多普勒补偿的L1信号的同相分量可应用到在对应于W比特持续时间的时间段上将信号进行积分的累积器422。同时，在线路439上解调的且多普勒补偿的L2信号的同相和正交相位分量可应用到在对应于相同W比特持续时间的时间段上将信号进行积分的累积器423。累积的L1同相分量可在由440表示的电路或线路中锁存，而同相和正交相位L2分量可在由441表示的电路或线路中锁存。

累积的同相L2分量随后可从电路441分开到电路442，并通过可控制的开关426应用到加权求和器425。同时，在线路440中累积的同相L1分量可应用到加权求和器425的另一输入。CPU 50可通过由接口电路44路由到开关426的命令，在当前累积周期T₂开始前闭合或打开开关426。在由443表示的电路或线路中加权求和器的输出信号可应用到阈值电路429，该电路将信号443的符号提取到线路444中，并将在电路或线路443中信号的幅度与阈值进行比较。经接口电路44，CPU 50可在当前累积周期T₂开始之前设置阈值。如果信号幅度超过阈值，则电路429可将其输出445设为1，否则可将它设为0。这样，在闭合开关426时，可检查等式(13)中所指示的条件，并且在打开开关426时，可检查等式(14)中所指示的条件。

在由441表示的电路或线路中累积的复L2信号也可在混合器427中与线路444输送的符号混合。混合器427可在当前符号值为1时仅将电路441中复信号的同相和正交相位分量两者的符号反转，否则让它们通过而不做更改。电路446中的混合器输出可应用到在时间段(T₂)上将信号446进行积分的累积器430。随后，线路445中的信号可用作时钟使能(CE)信号，使得仅在线路445中的CE信号为1时累积器430将线路446中的其输入加上以前累积的值。这样，根据等式(12)，所期望的复L2信号Y₂可在线路502中形成。

也如图4所示，复信号S₁可在混合器412中与C/A码生成器411生成的C/A码副本混合，由此在电路431中提供解调的输出。C/A码生成器411的结构和组织可符合“接口控制文档ICD-GPS-200C”。混合器412可在当前C/A码值为1时仅将S₁的同相和正交相位分量两者的符号反转，否则让它们通过而不做更改。

C/A解调的信号431随后可应用到补偿伪多普勒相位的相移器417。对于此操作，根据初始相位phi01和频率f1由L1相位生成器421在线路435中生成的相位值phil可在相移器416中移动π/2。经接口电路44，CPU 50可在当前累积周期T₁开始之前设置phi01和f1的值。相移器417可实际上按在线路上434的角度phil＝π/2将复S₁信号表示的向量旋转。电路437中的相移器输出可应用到在时间段(T₁)上将复信号437进行积分的累积器428。这样，所期望的复L1信号Y₁可在线路501中形成。

图5示出可如何布置相移器417-419以便按在由480表示的电路或线路中的角度phi将其输入向量旋转，该向量由在481表示的电路或线路中的同相分量I_in和电路482中的正交相位分量Q_in表示。电路480-482可合并成作为地址总线应用到只读存储器(ROM)484的一个组合电路483。ROM 484可响应地址A而存储出现在数据总线485中的已移动的复信号的预定值。ROM 484的内容可以这样一种方式预先计算得出，即数据总线485的一部分在电路486中输送相移信号的同相分量Iout，而另一部分在电路487中输送其正交相位分量Q_out。这样，可为输入信号(I_in，Q_in)和phi中的每一个和每个组合生成所期望的复输出(I_out，Q_out)。

为了简化加权和区块425，等式(13)、(14)可对应地按以下等式取近似值：

x_i＝x_i，y_i＝y_i，z_i＝z_i， $\begin{array}{cc}\mathrm{if}& 4x_i+{3y}_i>\frac{{0.69\mathrm{\&sigma;}}^2}{a_1}\end{array}---\left(15\right)$

x_i＝0，y_i＝0，z_i＝0， $\begin{array}{cc}\mathrm{if}& |{4x}_i+{3y}_i|\end{array}\&le;\frac{{0.69\mathrm{\&sigma;}}^2}{a_1}$

x_i＝-x_i，y_i＝-y_i，z_i＝-z_i， $\begin{array}{cc}\mathrm{if}& {4x}_i+{3y}_i<\frac{{0.69\mathrm{\&sigma;}}^2}{a_i}\end{array}$

以及

x_i＝x_i，y_i＝y_i，z_i ＝z_i， $\begin{array}{cc}\mathrm{if}& {4x}_i>\frac{{0.69\mathrm{\&sigma;}}^2}{a_1}\end{array}---\left(16\right)$

x_i＝0，y_i＝0，z_i＝0， $\begin{array}{cc}\mathrm{if}& \left|{4x}_i\right|\&le;\frac{{0.69\mathrm{\&sigma;}}^2}{a_1}\end{array}$

xi＝-x_i，y_i＝-y_i，z_i＝-z_i， $\begin{array}{cc}\mathrm{if}& 4x_i<\frac{{0.69\mathrm{\&sigma;}}^2}{a_1}\end{array}$

等式(15)、(16)是基于根据“接口控制文档ICD-GPS-200C”的振幅比率a₂/a₁＝1/sqrt(2)≈0.707，并且振幅比率a₂/a₁取近似值为³/₄，准确性大约6％。图6示出加权和区块425的实施例。电路440中的输入多比特x值425.11可向左移动2比特，如图6(b)所示将释放的LSB比特取零。这样，四倍的4x值425.12可输送到电路425.7。类似地，电路442中的输入多比特y值425.21可向左移动1比特，也如图6(b)所示将释放的LSB比特和空MSB比特取零。这样，双倍的2x值425.22可输送到电路425.6。随后，y和2y值可在求和器425.3中相加，在电路425.8中产生3y信号，该信号可进一步加上另一求和器425.4中的4x值，从而在电路或线路443中产生所期望的4x+3y信号。这样，可获得所期望的的加权和而无复杂的乘法运算。

参照图7，它示出了用于将载波和码生成器调整和锁定为具有被处理的卫星信号的载波和码的相位的优选技术。在第一步骤511中，CPU 50可在每个处理信道41-43中调整C/A生成器411中的C/A码相位和相位生成器421中的副本的频率，以使501-505表示的电路或线路中的向量Y1的幅度达到最大。由于所有处理信道可以具有相同结构，因此，将只为一个信道41提供图7的进一步描述。

在Y1幅度达到最大值时，在C/A生成器411输出处的额定C/A码与在处理的L1信号同相，并且CPU 50将L1信号振幅计算为a₁＝[Y1]。随后，在步骤512中，CPU 50可根据等式(15)、(16)将电路429中的阈值设为0.69σ²/a₁。

下一步骤513是CPU 50调整在电路435中的初始相位phil，并对应地调整电路434中的相位以使电路或线路501中Y1的正交相位分量的绝对值降到最小。发生这种情况时，电路434中的额定L1相位随后被认为是与在处理的L1信号的相位同相。这为L1C/A载波提供了清晰的参考，并因此也为从其移动90度的L1P码载波提供了清晰的参考。随后，phil的时间差产生了在其它步骤中使用的伪多普勒频率f₁的准确估计。

在步骤514中，CPU 50可通过在L2相位生成器424中设置参考频率f₂＝60/77f₁，调整P码生成器420中的P码相位，以及调整可控制延迟线路415中的L2延迟以使电路502中的Y2幅度达到最大，而开始估计L2信号参数。发生这种情况时，P码生成器420的输出处的P码相位被认为是与在处理的L1信号的相位同相，并且延迟线路415的输出处的P码相位被认为是与在处理的L2信号的相位同相。此刻，向量Y2的相位包含有关L2伪多普勒相位的信息。

在步骤515中，CPU 50可根据(12)计算L2伪多普勒相位，并对应地调整相位生成器424中的初始相位phi02。这在电路436中提供了确保补偿移动器419中信号L2伪多普勒相位的phi2值。此补偿又确保(11)中的角度θ接近零，因此，在生成Y2值的过程中适宜使用(15)而不是(16)。因此，CPU 50可闭合开关426以将电路442中的L2信号的同相分量应用到加权求和器425的输入。

在步骤516中，CPU 50调整相位生成器424中的初始相位phi02以使电路502中Y2的正交相位分量的绝对值降到最小。phi02值实际上是所期望的的L2伪多普勒相位。

注意，本发明的实施例可应用新L3-L5信号。另外，实施例可在GPS、GNSS或任何其它类似或兼容的系统中使用。

根据本发明的实施例，可只为新信号创建配置文件。配置文件可发送到终端用户。用户可将配置文件传递到接收器的CPU，而CPU又可相应地更新PROM内容。

根据本发明的实施例的接收器体系结构可在接收器的PROM中有几个配置文件，或者可交互和动态地重新加载到可编程逻辑(例如，FPGA)中以便适应接收器操作期间的不同情况的这些文件可根据需要生成或修改。

将理解，各种以上公开内容和其它特性与功能或其备选可如所希望的一样组合到许多其它不同的系统或应用中。此外，本领域的技术人员随后可实现各种当前未预测或未预见的备选、修改、变化或改进，所有这些也将由随附权利要求涵盖在内。

Claims (13)

1.一种从在全球定位系统中所接收的L1和L2信号得出L2信号的振幅和伪多普勒相位的方法，所述L1和L2信号中的每一个包括由已知P码和未知W码调制的单独载频，所述方法包括以下步骤：

放大和过滤从天线所接收的L1和L2信号，并将它们下变频为复视频L1和L2信号；

将所述复视频L1和L2信号变换为数字形式；

利用本地生成的P码副本将数字复视频L1和L2信号解调以生成解调的复L1和L2信号；

使所述解调的复L1信号的伪多普勒相位移动本地生成的数字相位，以生成解调的多普勒补偿L1信号，所述数字相位根据第一频率值从第一初始相位值线性变化；

使所述解调的复L2信号的所述伪多普勒相位移动本地生成的数字相位，以生成解调的多普勒补偿L2信号，所述数字相位根据第二频率值从第二初始相位值线性变化；

在第一预定时间段上对所述解调的多普勒补偿L1和L2信号进行积分以生成预积分L1和L2信号；

利用第一加权因子对所述预积分L1信号的同相分量进行加权以生成加权的同相L1信号；

利用第二加权因子对所述预积分L2信号的同相分量进行加权以生成加权的同相L2信号；

将所述加权的同相L1信号加上所述加权的同相L2信号以生成总加权的同相信号；

将所述总加权的同相信号的幅度和预定阈值进行比较以生成过冲指示符；

根据所述总加权的同相信号的符号将所述预积分L2信号反转以生成解密的L2信号；以及

以所述过冲指示符为条件，在第二预定时间段上对所述解密的L2信号进行积分以产生复积分L2信号，所述复积分L2信号的幅度与所述L2信号的所期望的输出振幅成比例，并且被加上所述第二初始相位的相位等于所述L2信号的所期望的输出伪多普勒相位。

2.如权利要求1所述的方法，还包括控制所述第二加权因子，使得它在所述L2信号的所述伪多普勒相位的先验估计不可用时的时间段期间被设为零。

3.如权利要求2所述的方法，还包括：

利用本地生成的C/A码副本将所述数字复视频L1信号解调以生成第二解调的复L1信号；

使所述第一初始相位移动90度以生成第三初始相位；

使所述第二解调的复L1信号的伪多普勒相位移动本地生成的数字相位，以生成第二解调的多普勒补偿L1信号，所述数字相位根据所述第一频率值从所述第三初始相位值线性变化；

在第三预定时间段上对所述第二解调的多普勒补偿L1信号进行积分以产生积分L1信号；

将所述积分L1信号提供到反馈环路滤波器以生成L1伪多普勒相位和伪多普勒频率的估计；以及

根据L1伪多普勒相位和伪多普勒频率的所述估计，调整所述第一初始相位。

4.如权利要求3所述的方法，还包括：

从所述L2信号的所述输出伪多普勒相位和所述第二初始相位之和减去L1伪多普勒相位的所述估计乘以因子60/77，以生成L1/L2相位差；

平滑处理所述L1/L2相位差以生成平滑处理后的L1/L2相位差；以及

将所述第二初始相位调整为等于L1伪多普勒相位的所述估计乘以因子60/77和所述平滑处理后的L1/L2相位差之和。

5.一种用于处理在全球定位系统中所接收的L1和L2信号的接收器，所述L1和L2信号中的每一个包括由已知P码和未知W码调制的单独载频，所述接收器包括：

射频前端区块，包括用于放大所接收的L1和L2信号的部件、用于将所述L1信号变换成第一中间频率的变频部件、用于将所述L2信号变换成第二中间频率的变频部件、用于将所述第一中间频率L1信号变换成具有同相与正交相位L1分量的视频复L1信号的变频部件、用于将所述第二中间频率L2信号变换成具有同相与正交相位L2分量的视频复L2信号的变频部件、用于过滤所述第一和第二中间频率和用于过滤所述复L1和L2信号的同相与正交相位分量的部件、振荡器、响应所述振荡器用于生成全局时钟信号及为所述变频部件生成本地振荡器信号的定时部件以及用于将所述同相与正交相位L1和L2分量变换成数字复L1和L2信号的部件；

可编程逻辑，连接到所述全局时钟信号和所述数字复L1和L2信号，并配置为包括一组接收信道和接口电路；

可编程数字处理器，连接到所述可编程逻辑的所述接口电路，用于接收所述接收信道的L1和L2结果并生成数据以控制所述接收信道以及用于产生导航解决方案；

存储器，连接到所述可编程数字处理器，用于存储所述可编程逻辑的配置和所述处理器的可执行代码；

其中可编程逻辑的每个所述接收信道包括：

所述P码的本地副本的生成器；

延迟部件，连接到所述P码的本地副本的所述生成器，用于将所述P码的本地副本的所述生成器的输出延迟可控制的延迟，所述延迟部件生成所述P码的延迟副本；

第一反转部件，用于响应所述P码的所述本地副本将所述输入数字复L1信号的符号反转以形成P解调的复L1信号；

第二反转部件，用于响应所述P码的所述延迟副本将所述输入数字复L2信号的符号反转以形成P解调的复L2信号；

第一相位生成部件，用于根据预设的第一初始相位和预设的第一频率生成在时间上线性变化的第一相位计数；

第二相位生成部件，用于根据预设的第二初始相位和预设的第二频率生成在时间上线性变化的第二相位计数；

第一相移部件，连接到所述第一反转部件的输出和所述第一相位生成部件的输出，用于响应所述第一相位计数将所述P解调的复L1信号的相位进行移动；

第二相移部件，连接到所述第二反转部件的输出和所述第二相位生成部件的输出，用于响应所述第二相位计数将所述P解调的复L2信号的相位进行移动；

第一积分部件，用于在大致等于未知W码的周期的时间段上对所述第一相移部件的输出进行积分，所述第一积分部件的输出包括积分L1信号；

第二积分部件，用于在大致等于未知W码的周期的时间段上对所述第二相移部件的输出进行积分，所述第二积分部件的输出包括积分L2信号；

加权求和部件，连接到所述第一和第二积分部件的相应输出的同相分量，用于生成通过第一权重加权的所述第一积分部件的所述输出的同相分量和通过第二权重加权的所述第二积分部件的所述输出的同相分量之和；

阈值部件，连接到所述加权求和部件的输出，用于根据所述加权求和部件的所述输出的符号生成符号指示符，以及根据预定阈值与所述加权求和部件的所述输出之间的关系生成阈值指示符；

第三反转部件，连接到所述第二积分部件的所述输出，用于响应所述符号指示符将所述积分L2信号的所述符号反转；以及

第三积分部件，用于基于所述阈值指示符，在第一预定时间段上有条件地对所述第三反转部件的输出进行积分以产生适合进一步处理的复积分输出L2信号，用于控制所述第二相位生成部件中的所述第二初始相位和第二频率，以及用于在所述可编程数字处理器中产生导航解决方案。

6.如权利要求5所述的接收器，其中每个所述接收信道还包括用于禁止添加所述第二积分部件的所述输出的所述同相分量的部件，使得所述加权求和部件的所述输出等于通过第一权重加权的所述第一积分部件的所述输出。

7.如权利要求6所述的接收器，其中每个所述接收信道还包括：

C/A码的本地副本的生成器；

第四反转部件，用于响应所述C/A码的所述本地副本将所述数字复L1信号的所述符号反转以形成CA解调的复L1信号；

第三相移部件，连接到所述第四反转部件的输出和所述第一相位生成部件的输出，用于响应所述第一相位计数将所述CA解调的复L1信号的所述相位进行移动；

第四积分部件，用于在第二预定时间段上对所述第四反转部件的输出进行积分以产生适合进一步处理的复积分输出L1信号，用于控制所述第一相位生成部件中的所述第一初始相位和第一频率，以及用于在所述可编程数字处理器中产生导航解决方案。

8.如权利要求7所述的接收器，其中每个所述相移部件包括只读存储器(ROM)以存储数据，所述数据包含所述相位计数的可能值和所述解调的复信号的同相与正交相位分量的可能值的可能组合的相移复值。

9.如权利要求1所述的方法，其中解调步骤与变换步骤并发执行。

10.如权利要求5所述的接收器，其中存储在所述存储器中的所述可编程逻辑的配置适于在所述可编程数字处理器的控制下为所述可编程逻辑配置GPS、GNSS或其它系统的至少一个选定信号的处理能力。

11.如权利要求10所述的接收器，其中所述信号在任何频带上广播。

12.如权利要求10所述的接收器，其中所述信号是任何广播信号。

13.如权利要求10所述的接收器，其中所述配置能够由所述可编程数字处理器动态地重新配置。

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