JP3615114B2

JP3615114B2 - 伝搬遅延検出方法及び同方法を適用するｇｐｓ受信装置

Info

Publication number: JP3615114B2
Application number: JP2000081273A
Authority: JP
Inventors: 友一佐藤
Original assignee: Toshiba Corp
Current assignee: Toshiba Corp
Priority date: 2000-03-23
Filing date: 2000-03-23
Publication date: 2005-01-26
Anticipated expiration: 2020-03-23
Also published as: JP2001264407A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、ＧＰＳ（ＧｌｏｂａｌＰｏｓｉｔｉｏｎｉｎｇＳｙｓｔｅｍ）衛星から送られる周波数の異なる２種の測位信号（Ｌ１及びＬ２の両測位信号）を利用して、自装置の位置等を計測するＧＰＳ受信装置に係り、特にＬ１測位信号とＬ２測位信号との間の伝搬遅延差を取得するのに好適な伝搬遅延検出方法及び同方法を適用するＧＰＳ受信装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
一般にＧＰＳ衛星から送られる測位信号には、周波数を異にするＬ１信号（Ｌ１測位信号）とＬ２信号（Ｌ２測位信号）の２種がある。Ｌ１，Ｌ２信号の搬送波の中心周波数は、それぞれ１５７５．４２ＭＨｚ、１２２７．６ＭＨｚである。Ｌ１及びＬ２測位信号はいずれもＹコード化（Ｙコード変調）されている。ＹコードはＰコードとＷコードとの積によって構成される。Ｐコードは一般に公開されているのに対し、Ｗコードは公開されていない。但し、ＷコードがＰコードに比べてビットレートが低いことは知られている。
【０００３】
さて、Ｌ１，Ｌ２の両測位信号を受信する２周波のＧＰＳ受信装置では、両測位信号から電離層の遅延を高精度に検出することに特徴がある。従来、この種のＧＰＳ受信装置では、Ｌ２（Ｙコード）信号から疑似距離、搬送波位相を抽出するのに、ＣｒｏｓｓＣｏｒｒｅｌａｔｉｏｎ法、或いはＺ−ｔｒａｃｋｉｎｇ法などが用いられるのが一般的であった。
【０００４】
ＣｒｏｓｓＣｏｒｒｅｌａｔｉｏｎ法は、ＧＰＳ衛星から送られる２つの測位信号、即ちＬ１（Ｙコード）信号とＬ２（Ｙコード）信号とが同じコード変調（Ｙコード変調）であることを利用する手法であり、Ｐコードは必要としないものの、同じ周波数に複数のコードが乗っていることに起因する衛星信号の分離の問題から、比較的ノイズの影響を被り易いという欠点がある。
【０００５】
一方、Ｚ−ｔｒａｃｋｉｎｇ法は、Ｐコードが既知であることを積極的に利用して、Ｐコードで選別することで（具体的には、Ｐコード変調部分を消去することで）、ノイズの影響を低減する手法であり、ＣｒｏｓｓＣｏｒｒｅｌａｔｉｏｎ法の欠点を克服している。しかし、このＺ−ｔｒａｃｋｉｎｇ法は、もともとＰコードが乗っている測位信号に受信装置内で発生したレプリカのＰコード（Ｐコードレプリカ）を混合し（乗じ）、Ｐコードの１／２０程度の低周波フィルタを介して二乗検波し、検波信号電力を最大とするように、つまり測位信号中のＰコードとＰコードレプリカとがマッチングするように、発生するＰコードレプリカ（のタイミング）を制御するものであり、アナログ処理のためのハードウェア構成が複雑となる欠点がある。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
上記したように従来の２周波ＧＰＳ受信装置で適用されるＣｒｏｓｓＣｏｒｒｅｌａｔｉｏｎ法は、Ｐコードは必要としないものの、比較的ノイズの影響を被り易いという欠点があり、同じくＺ−ｔｒａｃｋｉｎｇ法はＰコードが既知であることを積極的に利用することでノイズには強いものの、アナログ処理のためのハードウェア構成が複雑となる欠点があった。
【０００７】
本発明は上記事情を考慮してなされたものでその目的は、ＧＰＳ衛星から送られるＬ２測位信号から、Ｌ１測位信号との搬送波の周波数の違いによる主として電離層での伝搬遅延差を、ノイズの影響を抑えながら簡単な構成で高感度に抽出でき、これにより疑似距離データ及び搬送波位相データも高精度に取得できる伝搬遅延検出方法及び同方法を適用するＧＰＳ受信装置を提供することにある。
【０００８】
【課題を解決するための手段】
本発明は、ＧＰＳ衛星から送られる周波数の異なるＬ１測位信号及びＬ２測位信号に含まれるＰコード信号のレプリカをＰコードレプリカ発生手段により生成し、Ｌ２測位信号に含まれるＹコード信号と、上記生成されるＰコード信号レプリカとの信号積を信号積サンプリング手段により一定のサンプリング間隔で取得しながら、その取得した信号積をＰコードのビット幅に相当する一定期間に亘って積算手段により積算する動作を繰り返し、上記一定期間に亘って積算した値の符号が上記一定期間の所定数倍の期間に亘って連続して同一となる状態を検出することにより、Ｙコード信号に含まれるＰコード信号とＰコード信号レプリカとがマッチングしていることをＰコードマッチング検出手段にて検出し、その際のＰコード信号レプリカに基づいて伝搬遅延検出手段にてＬ１測位信号とＬ２測位信号との間の伝搬遅延差を取得することを特徴とする。
【０００９】
このような構成においては、Ｐコードが既知であることから、ＧＰＳ受信装置側でＰコード信号レプリカが発生される。またＬ２測位信号のＹコード信号がＰコード信号とＷコード信号とを要素とする（Ｐコード信号とＷコード信号との積である）ことから、このＬ２測位信号のＹコード信号とＰコード信号レプリカとの信号積がＰコードのビット幅分積算される。このように信号積を積算することで、信号ノイズによる符号反転に起因する後述の信号積符号に関する判断の誤りを防止できる。
【００１０】
ここで、Ｙコード信号の１要素であるＰコード信号（Ｐコード）とＰコード信号レプリカ（Ｐコードレプリカ）とのマッチングがとれているならば、上記ＹコードとＰコードレプリカとの信号積のうちのＰコードとＰコードレプリカとの信号積部分は１（１×１＝１または−１×−１＝１）となり、Ｗコード部分だけが残る（低域フィルタで抽出可能）ことから、上記ＹコードとＰコードレプリカとの信号積の（Ｐコード１ビット幅分の）積算値（ｗ）は、ＰコードとＷコードとのビットレートをＫとすると、少なくともＫ個（つまりＰコードのＫビット分）は同符号の値が連続する。したがって、所定回数の連続同符号を判定することにより、Ｐコードマッチングが高精度に検出され、つまりＰコードが捕捉できたことが検出され、その際のＰコード信号レプリカに基づいて、Ｌ１測位信号とＬ２測位信号との間の伝搬遅延差を、ノイズの影響を被ることなく簡単且つ高精度に取得できる。この遅延差（遅延量）から疑似距離も簡単に得られる。ここでは、Ｌ１信号（中のＣ／Ａコード）を捕捉することで得られる疑似距離に遅延差で決まる距離（光速×遅延差）を加算するのがよい。また、Ｌ２測位信号の搬送波位相は、Ｐコードマッチングが検出された際のＰコード信号レプリカの搬送波位相を観測することで取得できる。
【００１１】
また本発明は、上記Ｐコードマッチングを効率的にとって、上記遅延差がより高精度に取得できるように、Ｐコードレプリカ（Ｐコード信号レプリカ）を、相互にＰコードのビット幅の２倍の範囲内で所定時間のずれをもたせて２種生成し、Ｌ２測位信号のＹコードと上記２種のＰコードレプリカとの信号積をサンプリングしつつ、その信号積をＰコードのビット幅の所定倍に相当する一定期間に亘って積算する動作を、Ｐコードレプリカ別に繰り返して、Ｐコードレプリカのそれぞれについて、上記一定期間に亘って積算した値（ｗ１，ｗ２）の総和を取得し、その総和で決まる、上記２種のＰコードレプリカとＬ２測位信号のＹコードとの相関値（Ｃｏｒ１，Ｃｏｒ２）を生成して、両相関値が一致するように、つまり内部生成のＰコードレプリカと実際に入力されるＬ２信号中のＹコードとの相関がとれるように、当該レプリカの遅延にフィードバックをかけるようにしたことをも特徴とする。
【００１２】
このような構成においては、上記相関値（Ｃｏｒ１，Ｃｏｒ２）が等しくなるようにＰコードレプリカの遅延にフィードバックされるため、伝搬遅延差がより高精度に取得できる
ここで、上記積算値（ｗ１，ｗ２）の符号が上記一定期間の所定数倍（ｍＫ倍）の期間に亘って連続して同一となるか否かを調べ、連続して同一符号とならない場合には、Ｐコードレプリカの生成を制御して、回路遅延が現在より上記一定期間（つまり、Ｐコードの１ビット幅分）だけずれるようにし、連続して同一符号となった場合には、上記２つの相関値（Ｃｏｒ１，Ｃｏｒ２）に基づく回路遅延の微調整のためのフィードバックを行うようにするとよい。また連続同符号の判定は、Ｋ個の連続同符号がｍ回（ｍは自然数）連続することをもって行うとよい。
【００１３】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態につき図面を参照して説明する。
図１は本発明の一実施形態に係るＧＰＳ受信装置のブロック構成図である。
【００１４】
図１のＧＰＳ受信装置は２周波ＧＰＳ受信装置であり、ＧＰＳ衛星から送信されてアンテナ（図示せず）で受信された信号よりＬ１及びＬ２の両信号（測位信号）を分離抽出する機能を有している。このＬ１，Ｌ２の両信号の分離抽出は、搬送波の中心周波数の違い（１５７５．４２ＭＨｚと、１２２７．６ＭＨｚ）を利用して行われるもので、その回路構成は周知であることから、図１では省略されている。
【００１５】
図１のＧＰＳ受信装置は、大別すると、Ｌ１受信部１とＬ２受信部２とから構成される。
Ｌ１受信部１には、ＧＰＳ衛星から送信された信号より抽出されたＬ１信号（に含まれるＣ／Ａコード信号、つまりＬ１（Ｃ／Ａ）信号）が入力される。このＬ１信号（Ｌ１（Ｃ／Ａ）信号）はＣ／Ａ受信部１１及びドップラー検出部１２に導かれる。
【００１６】
Ｃ／Ａ受信部１１は、Ｌ１信号から変調符号としてのＣ／Ａコードを捕捉する周知のＣ／Ａコード捕捉機能を有している。
ドップラー検出部１２は、Ｌ１信号の搬送波のドップラー成分を検出するためのものであり、逓倍器１２１，１２２と、ＰＬＬ（位相ロックループ回路）１２３と、ＶＣＸＯ（電圧制御水晶発振器）１２４と、乗算器（混合器）１２５とを備えている。
【００１７】
ドップラー検出部１２に入力されたＬ１信号（Ｌ１（Ｃ／Ａ）信号）の搬送波は、逓倍器１２１で例えば２倍に逓倍されてＰＬＬ１２３の一方の入力端に導かれる。このＰＬＬ１２３の他方の入力端には、逓倍器１２２からフィードバックされた内部生成の周波数信号が導かれる。この内部生成の周波数信号は、後述するようにＬ１信号の搬送波のドップラー成分（ドップラー周波数）を反映している。
【００１８】
ＰＬＬ１２３は、逓倍器１２１，１２２からの信号の位相差に対応した電圧（電位差）を発生する。この電圧はＶＣＸＯ１２４に供給される。これを受けてＶＣＸＯ１２４は、ＰＬＬ１２３から供給される電圧を周波数Δｆの信号に変換する。
【００１９】
周波数Δｆの信号は、乗算器１２５の一方の入力端に導かれる。乗算器１２５の他方の入力端には、乗算器３から出力される、基本の周波数信号（クロック信号）の位相がＬ１信号とＬ２信号との遅延量Ｄに相当する分だけシフトされた周波数信号が導かれる。この周波数信号は、基本周波数発生器４により発生される基本の周波数信号（例えば、Ｐコードのチップレートとしてのクロック周波数１０．２３ＭＨｚに一致する周波数信号）とＬ２受信部２から出力される遅延量Ｄに相当する周波数信号とを乗算器３で乗算することで得られる。上記遅延量Ｄは、Ｌ１信号とＬ２信号の搬送波の周波数（中心周波数）の違いに起因して、主として電離層での伝搬遅延差により生じるものである。ここでは、Ｌ２信号の搬送波の方がＬ１信号の搬送波より周波数が低いため、Ｌ２信号の方が遅れる。
【００２０】
ここで、Ｌ１信号及びＬ２信号について述べる。
まずＬ１，Ｌ２の両信号（測位信号）は、
Ｌ１＝（Ｎ１（ｔ）＋ｉＮ２（ｔ））・ｅｘｐ（−ｉω_１ｔ）
：Ｎ１＝Ｃ／Ａコード，Ｎ２＝Ｙコード
ｅｘｐ（−ｉω_１ｔ）＝Ｌ１搬送波
ω_１＝Ｌ１搬送波の周波数（中心周波数）
Ｌ２＝Ｎ２（ｔ−Ｄ）・ｅｘｐ（−ｉω_２（ｔ−Ｄ））
：Ｎ２＝Ｐ・Ｗ（Ｎ２＝Ｙコード，Ｙ＝Ｐ・Ｗ）
ｅｘｐ（−ｉω_２ｔ）＝Ｌ２搬送波
ω_２＝Ｌ２搬送波の周波数（中心周波数）
Ｄ＝遅延量（Ｌ１信号とＬ２信号との遅延時間）
のように表される。なお、位相を表すｅｘｐ（ｉθ_１），ｅｘｐ（ｉθ_２）は簡略化のために省略されている。
【００２１】
このように、Ｌ２信号はＹコード化されており、ＹコードはＰコードとＷコードの積によって構成されている。Ｗコードは一般には公開されていないが、Ｐコードに比べてビットレートが低いことが知られており、またＰコードは一般に開示されている。
【００２２】
図１のＧＰＳ受信装置で抽出されるＬ１，Ｌ２の両信号の搬送波の周波数ω_１，ω_２にはＬ１，Ｌ２信号のドップラー成分が反映されている。ω_１，ω_２と公称の周波数ω_１０，ω_２０の比であるω_１／ω_１０，ω_２／ω_２０はドップラーファクタと呼ばれており、一定、即ちω_１／ω_１０＝ω_２／ω_２０＝ｎである。ここでω_１０とω_２０の比はω_１０／ω_２０＝α／β（一定）で表される。
【００２３】
したがって、Ｌ１受信部１においてドップラーファクタｎ＝ω_１／ω_１０＝が検出されたならば、以下に述べるようにω_２＝ｎ・ω_２０＝が生成可能である。
【００２４】
まず、Ｌ１受信部１のドップラー検出部１２において、乗算器１２５は、ＶＣＸＯ１２４からの周波数Δｆの信号に乗算器３からの遅延量Ｄに相当する位相分だけシフトされた基準の周波数信号を乗じる。これにより乗算器１２５からは、Ｌ１信号とＬ２信号の搬送波のドップラー周波数差を反映した信号、つまりドップラーファクタｎを反映した信号が出力される。
【００２５】
乗算器１２５の出力信号（乗算結果）はα倍の逓倍器１２２によりα倍される。この逓倍器１２２の出力信号（周波数信号）は、Ｌ１信号のドップラー成分を含む。したがって、逓倍器１２１，１２２からの信号の位相差をなくすように、即ち逓倍器１２２からの出力信号の周波数が、入力Ｌ１信号の搬送波の周波数ω１に近付くようにＰＬＬ１２３にフィードバックをかけることで、乗算器１２５からＬ１，Ｌ２信号のドップラー周波数差を反映した周波数信号を出力することができる。
【００２６】
乗算器１２５から出力される周波数信号は、α倍の逓倍器１２２の他に、Ｃ／Ａ受信部１１に供給される。これにより、Ｃ／Ａ受信部１１では、ドップラー周波数差に応じた搬送波のレプリカ（複製）と、Ｃ／Ａコードのレプリカとを生成して、Ｃ／Ａコードを捕捉し、コード位置情報を含むＨＯＷ（ＨａｎｄＯｖｅｒＷｏｒｄ）情報等を取得することができる。
【００２７】
乗算器１２５から出力される周波数信号はまた、Ｌ２受信部２、及びβ倍の逓倍器５に供給される。
【００２８】
逓倍器５は、乗算器１２５から出力される周波数信号をβ倍することで、入力Ｌ２信号の搬送波と直交する周波数信号ｅｘｐ（−ｉω_２ｔ）^＊（＊は複素共役を示す）を出力する。この周波数信号ｅｘｐ（−ｉω_２ｔ）^＊は乗算器（混合器）６の一方の入力端に導かれる。乗算器６の他方の入力端にはＬ２信号（に含まれるＹコード信号、つまりＬ２（Ｙ）信号）、即ちＮ２（ｔ−Ｄ）・ｅｘｐ（−ｉω_２（ｔ−Ｄ））が導かれる。
【００２９】
乗算器６は、上記両信号を乗算し、
ｅｘｐ（−ｉω_２ｔ）^＊・Ｌ２＝Ｎ２（ｔ−Ｄ）・ｅｘｐ（ｉω_２Ｄ）
を出力する。この乗算器６の出力信号は低域フィルタ（ＬＰＦ）７に入力される。これにより、高域成分であるｅｘｐ（ｉω_２Ｄ）、即ち搬送波成分が除去されて、ＹコードであるＮ２（ｔ−Ｄ）が抽出（検波）される。このＹコードＮ２（ｔ−Ｄ）はＬ２受信部２に導かれる。
【００３０】
Ｌ２受信部２は、Ｐコードのレプリカ（複製）を生成するＰコードレプリカ発生器２１と、乗算器２２，２３と、Ｐコード相関器２４と、遅延回路２５とから構成される。
【００３１】
Ｐコードレプリカ発生器２１には、Ｌ１受信部１のドップラー検出部１２に設けられた乗算器１２５からの出力信号、即ちＬ１信号とＬ２信号の搬送波のドップラー周波数差を反映した信号と、Ｃ／Ａ受信部１１により取得されたＨＯＷ情報が入力される。Ｐコードレプリカ発生器２１は、乗算器１２５からの出力信号の周波数に対応した位相差と、ＨＯＷ情報中のコード位置情報（Ｐコードの列のうち、現在何番目のコードが送られているかを示す情報）に基づき、Ｐコードに対応したＰコードレプリカ（レプリカのＰコード）を発生する。更に具体的に述べるならば、Ｐコードレプリカ発生器２１は、Ｌ２受信部２に入力されるＹコードＮ２（ｔ−Ｄ）、即ちＰ（ｔ−Ｄ）・Ｗ（ｔ−Ｄ）の時刻（信号時刻）をｔとして、Ｐコードのビット幅（１コード幅）を時間単位とすると、この時刻ｔに対して、ａ−１／２，ａ＋１／２だけ遅延された２種のＰコードレプリカ、即ちＰ（ｔ−ａ＋１／２），Ｐ（ｔ−ａ−１／２）を生成する。ここで、ａは図１のＧＰＳ受信装置（内のＬ２受信部２）の回路遅延を示し、ｔ−ａは信号時刻ｔに対するＧＰＳ受信装置を中心とする時系における時刻を示す。Ｐ（ｔ−ａ＋１／２），Ｐ（ｔ−ａ−１／２）はｔ−ａに対して±１／２（Ｐコードのビット幅の１／２）だけずらしたものといえる。
【００３２】
上記ＰコードレプリカＰ（ｔ−ａ＋１／２），Ｐ（ｔ−ａ−１／２）は、それぞれ乗算器２２，２３の一方の入力端に導かれる。乗算器２２，２３の他方の入力端には、いずれも低域フィルタ７の出力信号であるＹコードＮ２（ｔ−Ｄ）が導かれる。
【００３３】
乗算器２２，２３は、Ｐ（ｔ−ａ＋１／２），Ｐ（ｔ−ａ−１／２）とＮ２（ｔ−Ｄ）とを乗算する。ここで、Ｎ２（ｔ−Ｄ）はＰ（ｔ−Ｄ）・Ｗ（ｔ−Ｄ）である。したがって、乗算器２２からは、以下の信号積
Ｐ（ｔ−ａ＋１／２）・Ｎ２（ｔ−Ｄ）＝Ｐ（ｔ−ａ＋１／２）・Ｐ（ｔ−Ｄ）・Ｗ（ｔ−Ｄ）
が出力され、乗算器２３からは、以下の信号積
Ｐ（ｔ−ａ−１／２）・Ｎ２（ｔ−Ｄ）＝Ｐ（ｔ−ａ−１／２）・Ｐ（ｔ−Ｄ）・Ｗ（ｔ−Ｄ）
が出力される。この乗算器２２，２３の乗算結果はＰコード相関器２４に導かれる。
【００３４】
Ｐコード相関器２４は、ｔ＝ｔｓを処理開始時の信号時刻、ｘをｔｓからの経過時間とすると（但し、０≦ｘ＜１）、Ｐコードの１ビット幅に相当する期間に亘って入力される２種のＰコードレプリカＰ（ｔｓ＋ｘ−ａ＋１／２）及びＰ（ｔｓ＋ｘ−ａ−１／２）とＹコード信号であるＰ（ｔｓ＋ｘ−Ｄ）・Ｗ（ｔｓ＋ｘ−Ｄ）との積に基づいて、次式

で示される信号積積算値ｗ１，ｗ２を生成する。
【００３５】
Ｐコード相関器２４は、上記信号積積算値ｗ１，ｗ２を生成する処理を、Ｐコードの１ビット幅の時間間隔で、つまりｔｓを１ずつ更新しながら繰り返す。
【００３６】
但し、実際には、ｘが所定のサンプリング間隔ｄｘでディスクリートに更新され、積分はデジタル演算処理によりサンプリング積分として行われる。この信号積積算値ｗ１，ｗ２を算出する処理は、信号ノイズによる符号反転に起因する信号積符号に関する判断の誤りを防止する工夫である。
【００３７】
さて、Ｐコード／Ｗコードのビットレート比をＫ（２０程度の整数）とすると、入力Ｙコード信号中のＰコードと内部発生のＰコードレプリカとのマッチング（Ｐコードマッチング）がとれている場合は、ｗ１，ｗ２は少なくともＫ個の同符号の値が連続する。
【００３８】
そこで、ｍを自然数とすると、Ｐコード相関器２４は、ｍＫ個のｗ１，ｗ２に関しての平均をもって、相関値Ｃｏｒ１，Ｃｏｒ２を
Ｃｏｒ１＝Σ｜ｗ１（ｔ；ａ）｜／ｍＫ
Ｃｏｒ２＝Σ｜ｗ２（ｔ；ａ）｜／ｍＫ
のように与え、これらの値が等しくなるように、即ち
Ｃｏｒ１＝Ｃｏｒ２
となるように、ＧＰＳ受信装置における回路遅延ａにフィードバックをかけることで、前記遅延量Ｄを取得している。
【００３９】
Ｋ個の同符号連続が得られない場合には、Ｐコードマッチングがとれていないことから、上記の処理（コードスキャン）を再度繰り返す。
【００４０】
ここで、Ｐコード相関器２４での処理の詳細を、図２乃至図４のフローチャートを参照して説明する。
Ｐコード相関器２４は、ＰコードのＫ倍の周波数のサンプリングクロックで動作する。このサンプリングクロックの周期（時間幅）はｄｘである。
【００４１】
Ｐコード相関器２４は起動されると、Ｋ個の連続同符号が連続して得られた回数を示す変数ｑを初期値０に設定する（ステップＳ１）。
次にＰコード相関器２４は、Ｋ個の連続同符号を取得するサイクルにおける信号積積算値ｗ１，ｗ２の生成（算出）回数を示す変数ｐと、ｐ個のｗ１値に対応した各符号値の総和を示す変数Ｂ１とを初期値０に設定する（ステップＳ２）。
【００４２】
次にＰコード相関器２４は、Ｐコードの１ビット幅に相当する期間のサンプリング開始時刻ｔｓからの経過時間を示す変数ｘと、ｔｓ〜ｔｓ＋ｘの期間にサンプリングされた乗算器２２，２３の出力の総和を示す変数Ａ１，Ａ２とを、それぞれ初期値０に設定する（ステップＳ３）。
【００４３】
次にＰコード相関器２４は、現時点ｔｓ＋ｘにおいて、乗算器２２，２３から出力されている信号積Ｐ（ｔｓ＋ｘ−ａ＋１／２）・Ｐ（ｔｓ＋ｘ−Ｄ）・Ｗ（ｔｓ＋ｘ−Ｄ），Ｐ（ｔｓ＋ｘ−ａ−１／２）・Ｐ（ｔｓ＋ｘ−Ｄ）・Ｗ（ｔｓ＋ｘ−Ｄ）をサンプリングする（ステップＳ４，Ｓ５）。そしてＰコード相関器２４は、そのサンプリング値を次式
Ａ１＝Ａ１＋Ｐ（ｔｓ＋ｘ−ａ＋１／２）・Ｐ（ｔｓ＋ｘ−Ｄ）・Ｗ（ｔｓ＋ｘ−Ｄ）
Ａ２＝Ａ２＋Ｐ（ｔｓ＋ｘ−ａ−１／２）・Ｐ（ｔｓ＋ｘ−Ｄ）・Ｗ（ｔｓ＋ｘ−Ｄ）
のように、現時点のＡ１，Ａ２に加算して新たなＡ１，Ａ２を求める（ステップＳ６）。
【００４４】
次にＰコード相関器２４は、ｘをサンプリング間隔ｄｘだけ増加し（ステップＳ７）、このｄｘ増加後のｘの値が１より小さいか否かをチェックする（ステップＳ８）。
もし、ｘ＜１であるならば、Ｐコード相関器２４はＰコードの１ビット幅に相当する期間でのサンプリングは未終了であるとして、次のサンプリングタイミングの到来を待って（ステップＳ９）、上記ステップＳ４以降の処理を再び実行する。このようにＰコード相関器２４は、ｘ＜１である限り、各サンプリングタイミング毎にステップＳ４以降の処理を繰り返す。
【００４５】
やがて、ｄｘ増加後のｘの値が１未満でなくなると（ステップＳ８）、Ｐコード相関器２４はＰコードの１ビット幅に相当する期間でのサンプリングが終了したものと判断し、ｐを１だけ増加すると共に、その時点のＡ１，Ａ２を前記（１）式，（２）式に示すｗ１，ｗ２として取得する（ステップＳ１０，Ｓ１１）。
【００４６】
次にＰコード相関器２４は、取得したｗ１，ｗ２を、その値の符号（正負の符号）により＋１／−１に数値化し（ｓｇｎ（ｗ１），ｓｇｎ（ｗ２）と表現）、それをｓ１（ｔ；ａ），ｓ２（ｔ；ａ）とする（ステップＳ１２）。ここでは、ｗ１，ｗ２が正または０のときはｓ１（ｔ；ａ）≡ｓｇｎ（ｗ１）＝＋１、ｓ２（ｔ；ａ） ≡ｓｇｎ（ｗ２）＝＋１とされ、負のときはｓ１（ｔ；ａ）≡ｓｇｎ（ｗ１）＝−１、ｓ２（ｔ；ａ）≡ｓｇｎ（ｗ２）＝−１とされる。そしてＰコード相関器２４は、ｓ１（ｔ；ａ）を現時点のＢ１に加算して新たなＢ１を求める（ステップＳ１３）。
【００４７】
次にＰコード相関器２４は、現時点のｐの値がＫに達したか否かをチェックし（ステップＳ１４）、Ｋに達していないときは、Ｋ回連続同符号の判断が可能な状態になっていないとして、次のサンプリングタイミングから上記ステップＳ３以降の処理、即ち次のＰコードの１ビット幅に相当する期間でのサンプリングを再び実行する。このようにＰコード相関器２４は、ｐがＫに達するまでは、ステップＳ３以降の処理を繰り返す。
【００４８】
やがて、ｐがＫに達すると（ステップＳ１４）、Ｐコード相関器２４はＫ回連続同符号の判断が可能となったものとして、その時点のＢ１の値の絶対値｜Ｂ１｜、即ち最も最近のＰコードのＫビット幅に相当する期間に取得された、Ｋ個のｓ１（ｔ；ａ）の総和の絶対値｜Σｓ１（ｔ；ａ）｜をＫ−ε（ε＞０）と比較し、Ｋ−ε以上であるか否かをチェックする（ステップＳ１５）。
【００４９】
もし、Ｋ個のｓ１（ｔ；ａ）が全て同符号（つまり全て＋１または−１）であれば、｜Ｂ１｜（｜Σｓ１（ｔ；ａ）｜）＝Ｋとなることから、Ｋ−ε以上となり、Ｋ回連続同符号が判断される。ここで、｜Ｂ１｜（｜Σｓ１（ｔ；ａ）｜）がＫであるか否かのチェックを行わないのは、先に述べた信号積の積算と同様に、信号ノイズによる符号反転に起因した信号積符号に関する判断の誤りを防止するためであり、εは信号ノイズによる符号反転の許容ビット数を示す。したがって、εビットの符号反転が発生した結果、｜Ｂ１｜（｜Σｓ１（ｔ；ａ）｜）がＫ−εとなった場合にも、Ｋ回連続同符号が判断される。但し、εを大き値に設定すると、Ｐコードのマッチングがとれていないにも拘わらずに、Ｋ回連続同符号と判断される可能性もある。したがって、εの値は、Ｐコードのマッチングがとれていないのに誤ってＫ回連続同符号と判断されるのを防止することと、Ｐコードのマッチングはとれているのに、信号ノイズによる符号反転に起因して誤ってＫ回連続同符号でないと判断されるのを防止することとのトレードオフで決定される。
【００５０】
さて、上記ステップＳ１５のチェックでＫ回連続同符号でないと判断された場合には、Ｐコード相関器２４はＰコードレプリカ発生器２１にフィードバックして、現在の回路遅延ａをＰコードのビット幅に相当する時間単位、即ち１だけ変更し、ａ＝ａ＋１とするように指示する（ステップＳ１６）。そしてＰコード相関器２４は、ステップＳ１に戻り、次のサンプリングタイミングから上記した一連の処理を再度実行する。
【００５１】
これに対し、上記ステップＳ１５のチェックでＫ回連続同符号であると判断された場合には、Ｐコード相関器２４はｑを１だけ増加し（ステップＳ１７）、この１増加後のｑの値がｍに達したか否かをチェックする（ステップＳ１８）。もし、ｍに達していないときは、Ｐコード相関器２４はｍ回連続して「Ｋ回連続同符号」は未だ確認できないとして、上記ステップＳ２に戻り、ｐとＢ１を初期値０に戻した後、次のサンプリングタイミングから上記ステップＳ３以降の処理、即ち次のＰコードの１ビット幅に相当する期間でのサンプリングを再び実行する。
【００５２】
やがて、ｑがｍに達すると（ステップＳ１８）、Ｐコード相関器２４はｍ回連続して「Ｋ回連続同符号」が確認できたとものと、即ち入力Ｌ２信号のＰコードとＰコードレプリカとのマッチング（Ｐコードマッチング）がとれていることが十分に確認できたものと判断する。この場合、Ｐコード相関器２４は、連続するｍＫ個のｗ１，ｗ２に関しての平均をとって、以下の相関値
Ｃｏｒ１＝Σ｜ｗ１（ｔ；ａ）｜／ｍＫ
Ｃｏｒ２＝Σ｜ｗ２（ｔ；ａ）｜／ｍＫ
を算出する（ステップＳ１９）。
【００５３】
なお、ここでは説明の便宜上、ｍ回連続して「Ｋ回連続同符号」を確認した際に、連続するｍＫ個のｗ１，ｗ２の総和を算出しているが、これに限るものではない。例えば、初期値が０の変数Ｃ１，Ｃ２を設け、１回分の「Ｋ回連続同符号」を確認するサイクル、即ちＰコードのＫビット幅に相当する期間において、ｗ１，ｗ２を生成する都度、Ｃ１＝Ｃ１＋｜ｗ１（ｔ；ａ）｜，Ｃ２＝Ｃ２＋｜ｗ２（ｔ；ａ）｜の演算を行うならば、Ｃｏｒ１，Ｃｏｒ２は、ｍ回連続して「Ｋ回連続同符号」を確認した際に、その時点のＫ個のＣ１，Ｃ２の総和ΣＣ１，ΣＣ２を算出して、
Ｃｏｒ１＝ΣＣ１／ｍＫ，Ｃｏｒ２＝ΣＣ２／ｍＫ
の演算を行うだけで、速やかに求められる。この場合、後述するステップＳ２４では、ｍＫ個のｗ１，ｗ２のうち、最も古いＫ個のｗ１，ｗ２を捨てる代わりに、Ｋ個のＣ１，Ｃ２のうち、最も古い１個のＣ１，Ｃ２を捨てればよく、保存するデータ個数を、ｍＫ個からＫ個に減らすことができる。
【００５４】
Ｐコード相関器２４は、上記ステップＳ１９でＣｏｒ１，Ｃｏｒ２を算出すると、このＣｏｒ１とＣｏｒ２とが等しいか否かをチェックする（ステップＳ２０）。このように、Ｃｏｒ１，Ｃｏｒ２は一致／不一致の判定に使用できればよいことから、Σ｜ｗ１（ｔ；ａ）｜／ｍＫ，Σ｜ｗ２（ｔ；ａ）｜／ｍＫに代えて、Σ｜ｗ１（ｔ；ａ）｜，Σ｜ｗ２（ｔ；ａ）｜のみを用いることも可能である。この場合、ｍＫを用いた除算処理が不要となる。
【００５５】
Ｐコード相関器２４は、ステップＳ２０でのチェックの結果、Ｃｏｒ１とＣｏｒ２とが等しくないならば、ＧＰＳ受信装置（内のＬ２受信部２）の回路遅延ａがＬ１信号とＬ２信号との遅延量Ｄに等しくないものと判断し、Ｐコードマッチングがとれている状態で、現在の回路遅延ａを基準に当該回路遅延ａを微調整するために、遅延回路２５によりＣｏｒ１とＣｏｒ２との差分に対応する周波数信号を出力させる（ステップＳ２１）。この周波数信号は、乗算器３により基本周波数発生器４からの基本周波数信号に乗ぜられ、これにより基本周波数信号の周波数がシフトされる。このＣｏｒ１とＣｏｒ２との差分に対応する周波数がシフトされた信号がＬ１受信部１のドップラー検出部１２にフィードバックされると、ドップラー検出部１２からＬ２受信部２内のＰコードレプリカ発生器２１に入力される周波数信号の周波数もシフトされる。これにより、ＧＰＳ受信装置（内のＬ２受信部２）の回路遅延ａも微調整され、Ｐコードレプリカ発生器２１からは、この微調整された回路遅延ａを反映したＰコードレプリカが出力される。これに対し、Ｃｏｒ１とＣｏｒ２とが等しいならば、Ｐコード相関器２４はＰコードレプリカ（レプリカのＰコード）と実際に入力されるＬ２信号のＹコードとの相関がとれ、Ｌ２信号のＹコードに含まれるＰコードが捕捉できたものと判断し、現在の回路遅延ａを遅延量Ｄとして取得する（ステップＳ２２）。
【００５６】
図５に、ａ，Ｄの関係がそれぞれａ＝Ｄ，ａ＞Ｄ，ａ＜Ｄの場合のＣｏｒ１，Ｃｏｒ２の大小関係について示す。図から明らかなように、ａ＝Ｄの場合にＣｏｒ１＝Ｃｏｒ２となる。また、ａ＞Ｄの場合はＣｏｒ１＞Ｃｏｒ２となり、ａ＜Ｄの場合はＣｏｒ１＜Ｃｏｒ２となる。
【００５７】
Ｐコード相関器２４は、ステップＳ２１またはＳ２２を実行すると、ｐ及びＢ１を初期値０に戻し、且つｑを１だけ減少する（つまりｑ＝ｑ−１＝ｍ−１とする）と共に、ｍＫ個のｗ１，ｗ２のうち、最も古いＫ個のｗ１，ｗ２を捨てることで、ｍ−１回連続して「Ｋ回連続同符号」が確認された状態とする（ステップＳ２３，Ｓ２４）。そして、このｑ＝ｍ−１の状態で、次のサンプリングタイミングの到来を待って（ステップＳ２５）、上記ステップＳ３以降の処理を再び実行する。この場合、もしステップＳ３以降の処理で求められる｜Ｂ１｜（｜Σｓ１（ｔ；ａ）｜）がＫ−ε以上であるならば、ｍ回連続して「Ｋ回連続同符号」であると判断される。この他に、ｍＫ個のｗ１，ｗ２を全て捨ててステップＳ１に戻り、最初から処理を行うようにしてもよい。
【００５８】
さて、Ｌ１受信部１側では、Ｃ／Ａコードを捕捉することで疑似距離ＰＲ１が求められる。ここで、上記遅延量Ｄは先に述べたようにＬ１信号とＬ２信号との間の伝搬遅延（主として電離層伝搬遅延）であることから、（電離層伝搬遅延が補正された）疑似距離ＰＲ２は、Ｌ１受信部１側で求められる疑似距離をＰＲ１（電離層伝搬遅延を補正していない疑似距離）、光速をｃとすると、
ＰＲ２＝ＰＲ１＋ｃＤ
により求められる。
【００５９】
また、Ｌ２信号の搬送波位相については、Ｐコードマッチングが成立している状況において、Ｌ２受信部２内のＰコードレプリカ発生器２１で発生されるＰコードレプリカ信号の搬送波位相を計測することで取得できる。
【００６０】
以上に述べた実施形態では、ｔ−ａに対して±１／２だけずらしたＰコードレプリカを発生するものとして説明したが、図５からも明らかなように、任意の±ｒ（０＜ｒ＜１）だけずらすようにしてもよい。但し、ａとＤとのずれに対して有効なＣｏｒ１，Ｃｏｒ２をとり得る余裕度を考慮すると、±１／２（ｒ＝１／２）を適用することが好ましい。なお、ｔ−ａに対して±ｒだけずらしたＰコードレプリカは、相互に２ｒ（０＜２ｒ＜２）ずれており、ｒ＝１／２の例では１（Ｐコードの１ビット幅）ずれている。
【００６１】
また、前記実施形態では、図２乃至図４のフローチャートを用いた説明において、作図の都合上、便宜的に各処理がシリアルに行われるものとしているが、これに限るものではない。例えば、Ｐコード相関器２４の処理速度が遅い場合、Ｐコードの１ビット幅に相当する時間に亘るサンプリングが終了する際の処理（ステップＳ１０以降の処理）が完了する前に、次のサンプリングタイミングが到来する可能性があることから、この終了時の処理と、次のサンプリングの処理とを並行に行うようにしてもよい。そのためには、Ａ１，Ａ２を保持するレジスタを２組用意し、Ｐコードの１ビット幅に相当する時間に亘るサンプリングが終了する毎に、ステップＳ６で使用するＡ１，Ａ２と、ステップＳ１１で使用するＡ１，Ａ２とを切り替えて使用すればよい。
【００６２】
【発明の効果】
以上詳述したように本発明によれば、Ｐコードが既知であることを利用してＰコード信号レプリカを生成し、このレプリカとＧＰＳ衛星から送られるＬ２測位信号のＹコードとの信号積をＰコードのビット幅に相当する期間に亘って積算し、その積算値で決まる符号がＰコードのビット幅の所定倍数分の期間に亘って連続して同一となる状態を検出することにより、ＰコードとＰコードレプリカとがマッチングしていること、つまりＰコードを捕捉できたことを検出し、その際のＰコードレプリカに基づいて、Ｌ１測位信号とＬ２測位信号との伝搬遅延差を取得するようにしたので、伝搬遅延差の抽出がノイズの影響を抑えながら簡単な構成で高感度に行え、これにより疑似距離データ及び搬送波位相データも高精度に取得できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の一実施形態に係るＧＰＳ受信装置のブロック構成図。
【図２】同実施形態におけるＰコード相関器２４での処理の詳細を説明するためのフローチャートの一部を示す図。
【図３】同実施形態におけるＰコード相関器２４での処理の詳細を説明するためのフローチャートの他の一部を示す図。
【図４】同実施形態におけるＰコード相関器２４での処理の詳細を説明するためのフローチャートの残りを示す図。
【図５】ａ，Ｄの関係がそれぞれａ＝Ｄ，ａ＞Ｄ，ａ＜Ｄの場合のＣｏｒ１，Ｃｏｒ２の大小関係について示す図。
【符号の説明】
１…Ｌ１受信部
２…Ｌ２受信部
３，６，１２５…乗算器
４…基本周波数発生器
５，１２１，１２２…逓倍器
７…低域フィルタ（ＬＰＦ）
１１…Ｃ／Ａ受信部
１２…ドップラー検出部
２１…Ｐコードレプリカ発生器
２２，２３…乗算器（乗算手段）
２４…Ｐコード相関器（信号積サンプリング手段、積算手段、Ｐコードマッチング検出手段、伝搬遅延検出手段、相関生成手段、制御手段、第１の制御手段、第２の制御手段、連続同符号判別手段）
２５…遅延回路
１２３…ＰＬＬ（位相ロックループ回路）

Claims

ＧＰＳ衛星から送られる周波数の異なるＬ１測位信号及びＬ２測位信号の間の伝搬遅延差を検出するためのＧＰＳ受信装置に適用される伝搬遅延検出方法において、
前記Ｌ１測位信号及びＬ２測位信号に含まれるＰコード信号の２種のレプリカであって、時刻ｔ−ａ（ｔは信号時刻、ａは前記ＧＰＳ受信装置における回路遅延）に対して、Ｐコード信号のビット幅を１とする時間単位で±ｒ（０＜ｒ＜１）だけずれ、相互にＰコード信号のビット幅の２倍の範囲内で所定時間２ｒのずれをもった２種のレプリカを生成し
前記Ｌ２測位信号に含まれるＹコード信号と、前記生成される２種のＰコード信号レプリカとのそれぞれの信号積を一定のサンプリング間隔で取得しながら、
前記取得した信号積をＰコードのビット幅の所定倍に相当する一定期間に亘って積算する動作を、前記２種のＰコード信号レプリカ別に繰り返し、
前記２種のＰコード信号レプリカのそれぞれについて、前記一定期間に亘って積算した値の総和で決まる、当該各レプリカと前記Ｌ２測位信号に含まれるＹコード信号との相関値を生成し、
前記２種のＰコード信号レプリカに対応する前記両相関値が一致するように、当該レプリカの遅延にフィードバックをかけ、前記両相関値が一致した際の当該レプリカの遅延から前記Ｌ１測位信号と前記Ｌ２測位信号との間の伝搬遅延差を取得することを特徴とする伝搬遅延検出方法。
前記一定期間に亘って積算した値の符号が前記一定期間の所定数倍の期間に亘って連続して同一となるか否かを調べ、
連続して同一符号とならない場合には、前記Ｐコードレプリカの生成を制御して回路遅延が現在より前記一定期間だけずれるようにし、
連続して同一符号となった場合に、前記２種のＰコード信号レプリカに対応する前記両相関値が一致するように、当該レプリカの遅延にフィードバックをかけることを特徴とする請求項１記載の伝搬遅延検出方法。
ＧＰＳ衛星から送られる周波数の異なるＬ１測位信号及びＬ２測位信号の間の伝搬遅延差を検出するためのＧＰＳ受信装置において、
前記Ｌ１測位信号及びＬ２測位信号に含まれるＰコード信号の２種のレプリカであって、時刻ｔ−ａ（ｔは信号時刻、ａは前記ＧＰＳ受信装置における回路遅延）に対して、Ｐコード信号のビット幅を１とする時間単位で±ｒ（０＜ｒ＜１）だけずれ、相互にＰコード信号のビット幅の２倍の範囲内で所定時間２ｒのずれをもった２種のレプリカを生成するＰコードレプリカ発生手段と、
前記Ｌ２測位信号に含まれるＹコード信号と、前記Ｐコードレプリカ発生手段により生成される２種のＰコード信号レプリカとのそれぞれの信号積を求める乗算手段と、
前記乗算手段から出力される前記２種のＰコード信号レプリカについての信号積を一定のサンプリング間隔で取得する信号積サンプリング手段と、
前記信号積サンプリング手段によりサンプリング間隔で取得された信号積を前記２種のＰコード信号レプリカ別にＰコードのビット幅の所定倍に相当する一定期間に亘って積算する積算手段と、
前記積算手段の積算結果の前記２種のＰコード信号レプリカ別の総和で決まる、当該各レプリカと前記Ｌ２測位信号に含まれるＹコード信号との相関値を生成する相関生成手段と、
前記相関生成手段により生成された前記２種のＰコード信号レプリカに対応する前記両相関値が一致するように、当該レプリカの遅延にフィードバックをかける制御手段と、
前記両相関値が一致した際の当該レプリカの遅延から前記Ｌ１測位信号と前記Ｌ２測位信号との間の伝搬遅延差を検出する伝搬遅延検出手段とを具備することを特徴とするＧＰＳ受信装置。
前記積算手段の積算結果の値の符号が前記一定期間の所定数倍の期間に亘って連続して同一となるか否かを判別する連続同符号判別手段を更に具備すると共に、
前記制御手段は、前記連続同符号判別手段により連続して同一符号とならないと判別された場合に、前記Ｐコードレプリカの遅延が現在より前記一定期間だけずれるように前記Ｐコードレプリカ発生手段を制御する第１の制御手段と、
前記連続同符号判別手段により連続して同一符号となると判別された場合に、前記２種のＰコード信号レプリカに対応する前記両相関値が一致するように、当該レプリカの遅延にフィードバックをかける第２の制御手段とを有していることを特徴とする請求項３記載のＧＰＳ受信装置。