JP2001264407A - 伝搬遅延検出方法及び同方法を適用するｇｐｓ受信装置 - Google Patents
伝搬遅延検出方法及び同方法を適用するｇｐｓ受信装置Info
- Publication number
- JP2001264407A JP2001264407A JP2000081273A JP2000081273A JP2001264407A JP 2001264407 A JP2001264407 A JP 2001264407A JP 2000081273 A JP2000081273 A JP 2000081273A JP 2000081273 A JP2000081273 A JP 2000081273A JP 2001264407 A JP2001264407 A JP 2001264407A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- code
- signal
- replica
- positioning
- replicas
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
Links
Landscapes
- Position Fixing By Use Of Radio Waves (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】Ｌ２測位信号から、Ｌ１測位信号との間の伝搬
遅延差を、ノイズの影響を抑えながら簡単な構成で高感
度に抽出できるようにする。 【解決手段】Ｐコードレプリカ発生器２１にて、Ｐコー
ドのレプリカを、相互にＰコードのビット幅分のずれを
もたせて２種生成し、この２種のレプリカとＬ２信号か
ら抽出されるＹコードとの信号積を乗算器２２，２３に
より取得する。Ｐコード相関器２４は、乗算器２３，２
４により取得される信号積を一定のサンプリング間隔で
取得しつつ、その信号積をＰコードのビット幅に相当す
る期間に亘って積算する動作を繰り返し、この積算した
値で決まる符号が上記期間の所定数倍の期間に亘って連
続して同一となる状態を検出することで、Ｙコード信号
に含まれるＰコード信号とそのレプリカとのマッチング
を検出し、その際のレプリカに基づいてＬ１測位信号と
Ｌ２測位信号との間の伝搬遅延差を取得する。
遅延差を、ノイズの影響を抑えながら簡単な構成で高感
度に抽出できるようにする。 【解決手段】Ｐコードレプリカ発生器２１にて、Ｐコー
ドのレプリカを、相互にＰコードのビット幅分のずれを
もたせて２種生成し、この２種のレプリカとＬ２信号か
ら抽出されるＹコードとの信号積を乗算器２２，２３に
より取得する。Ｐコード相関器２４は、乗算器２３，２
４により取得される信号積を一定のサンプリング間隔で
取得しつつ、その信号積をＰコードのビット幅に相当す
る期間に亘って積算する動作を繰り返し、この積算した
値で決まる符号が上記期間の所定数倍の期間に亘って連
続して同一となる状態を検出することで、Ｙコード信号
に含まれるＰコード信号とそのレプリカとのマッチング
を検出し、その際のレプリカに基づいてＬ１測位信号と
Ｌ２測位信号との間の伝搬遅延差を取得する。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、ＧＰＳ（Global P
ositioning System）衛星から送られる周波数の異なる
２種の測位信号（Ｌ１及びＬ２の両測位信号）を利用し
て、自装置の位置等を計測するＧＰＳ受信装置に係り、
特にＬ１測位信号とＬ２測位信号との間の伝搬遅延差を
取得するのに好適な伝搬遅延検出方法及び同方法を適用
するＧＰＳ受信装置に関する。
ositioning System）衛星から送られる周波数の異なる
２種の測位信号（Ｌ１及びＬ２の両測位信号）を利用し
て、自装置の位置等を計測するＧＰＳ受信装置に係り、
特にＬ１測位信号とＬ２測位信号との間の伝搬遅延差を
取得するのに好適な伝搬遅延検出方法及び同方法を適用
するＧＰＳ受信装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】一般にＧＰＳ衛星から送られる測位信号
には、周波数を異にするＬ１信号（Ｌ１測位信号）とＬ
２信号（Ｌ２測位信号）の２種がある。Ｌ１，Ｌ２信号
の搬送波の中心周波数は、それぞれ１５７５．４２ＭＨ
ｚ、１２２７．６ＭＨｚである。Ｌ１及びＬ２測位信号
はいずれもＹコード化（Ｙコード変調）されている。Ｙ
コードはＰコードとＷコードとの積によって構成され
る。Ｐコードは一般に公開されているのに対し、Ｗコー
ドは公開されていない。但し、ＷコードがＰコードに比
べてビットレートが低いことは知られている。
には、周波数を異にするＬ１信号（Ｌ１測位信号）とＬ
２信号（Ｌ２測位信号）の２種がある。Ｌ１，Ｌ２信号
の搬送波の中心周波数は、それぞれ１５７５．４２ＭＨ
ｚ、１２２７．６ＭＨｚである。Ｌ１及びＬ２測位信号
はいずれもＹコード化（Ｙコード変調）されている。Ｙ
コードはＰコードとＷコードとの積によって構成され
る。Ｐコードは一般に公開されているのに対し、Ｗコー
ドは公開されていない。但し、ＷコードがＰコードに比
べてビットレートが低いことは知られている。
【０００３】さて、Ｌ１，Ｌ２の両測位信号を受信する
２周波のＧＰＳ受信装置では、両測位信号から電離層の
遅延を高精度に検出することに特徴がある。従来、この
種のＧＰＳ受信装置では、Ｌ２（Ｙコード）信号から疑
似距離、搬送波位相を抽出するのに、Cross Correlatio
n法、或いはZ-tracking法などが用いられるのが一般的
であった。
２周波のＧＰＳ受信装置では、両測位信号から電離層の
遅延を高精度に検出することに特徴がある。従来、この
種のＧＰＳ受信装置では、Ｌ２（Ｙコード）信号から疑
似距離、搬送波位相を抽出するのに、Cross Correlatio
n法、或いはZ-tracking法などが用いられるのが一般的
であった。
【０００４】Cross Correlation法は、ＧＰＳ衛星から
送られる２つの測位信号、即ちＬ１（Ｙコード）信号と
Ｌ２（Ｙコード）信号とが同じコード変調（Ｙコード変
調）であることを利用する手法であり、Ｐコードは必要
としないものの、同じ周波数に複数のコードが乗ってい
ることに起因する衛星信号の分離の問題から、比較的ノ
イズの影響を被り易いという欠点がある。
送られる２つの測位信号、即ちＬ１（Ｙコード）信号と
Ｌ２（Ｙコード）信号とが同じコード変調（Ｙコード変
調）であることを利用する手法であり、Ｐコードは必要
としないものの、同じ周波数に複数のコードが乗ってい
ることに起因する衛星信号の分離の問題から、比較的ノ
イズの影響を被り易いという欠点がある。
【０００５】一方、Z-tracking法は、Ｐコードが既知で
あることを積極的に利用して、Ｐコードで選別すること
で（具体的には、Ｐコード変調部分を消去すること
で）、ノイズの影響を低減する手法であり、Cross Corr
elation法の欠点を克服している。しかし、このZ-track
ing法は、もともとＰコードが乗っている測位信号に受
信装置内で発生したレプリカのＰコード（Ｐコードレプ
リカ）を混合し（乗じ）、Ｐコードの１／２０程度の低
周波フィルタを介して二乗検波し、検波信号電力を最大
とするように、つまり測位信号中のＰコードとＰコード
レプリカとがマッチングするように、発生するＰコード
レプリカ（のタイミング）を制御するものであり、アナ
ログ処理のためのハードウェア構成が複雑となる欠点が
ある。
あることを積極的に利用して、Ｐコードで選別すること
で（具体的には、Ｐコード変調部分を消去すること
で）、ノイズの影響を低減する手法であり、Cross Corr
elation法の欠点を克服している。しかし、このZ-track
ing法は、もともとＰコードが乗っている測位信号に受
信装置内で発生したレプリカのＰコード（Ｐコードレプ
リカ）を混合し（乗じ）、Ｐコードの１／２０程度の低
周波フィルタを介して二乗検波し、検波信号電力を最大
とするように、つまり測位信号中のＰコードとＰコード
レプリカとがマッチングするように、発生するＰコード
レプリカ（のタイミング）を制御するものであり、アナ
ログ処理のためのハードウェア構成が複雑となる欠点が
ある。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】上記したように従来の
２周波ＧＰＳ受信装置で適用されるCross Correlation
法は、Ｐコードは必要としないものの、比較的ノイズの
影響を被り易いという欠点があり、同じくZ-tracking法
はＰコードが既知であることを積極的に利用することで
ノイズには強いものの、アナログ処理のためのハードウ
ェア構成が複雑となる欠点があった。
２周波ＧＰＳ受信装置で適用されるCross Correlation
法は、Ｐコードは必要としないものの、比較的ノイズの
影響を被り易いという欠点があり、同じくZ-tracking法
はＰコードが既知であることを積極的に利用することで
ノイズには強いものの、アナログ処理のためのハードウ
ェア構成が複雑となる欠点があった。
【０００７】本発明は上記事情を考慮してなされたもの
でその目的は、ＧＰＳ衛星から送られるＬ２測位信号か
ら、Ｌ１測位信号との搬送波の周波数の違いによる主と
して電離層での伝搬遅延差を、ノイズの影響を抑えなが
ら簡単な構成で高感度に抽出でき、これにより疑似距離
データ及び搬送波位相データも高精度に取得できる伝搬
遅延検出方法及び同方法を適用するＧＰＳ受信装置を提
供することにある。
でその目的は、ＧＰＳ衛星から送られるＬ２測位信号か
ら、Ｌ１測位信号との搬送波の周波数の違いによる主と
して電離層での伝搬遅延差を、ノイズの影響を抑えなが
ら簡単な構成で高感度に抽出でき、これにより疑似距離
データ及び搬送波位相データも高精度に取得できる伝搬
遅延検出方法及び同方法を適用するＧＰＳ受信装置を提
供することにある。
【０００８】
【課題を解決するための手段】本発明は、ＧＰＳ衛星か
ら送られる周波数の異なるＬ１測位信号及びＬ２測位信
号に含まれるＰコード信号のレプリカをＰコードレプリ
カ発生手段により生成し、Ｌ２測位信号に含まれるＹコ
ード信号と、上記生成されるＰコード信号レプリカとの
信号積を信号積サンプリング手段により一定のサンプリ
ング間隔で取得しながら、その取得した信号積をＰコー
ドのビット幅に相当する一定期間に亘って積算手段によ
り積算する動作を繰り返し、上記一定期間に亘って積算
した値の符号が上記一定期間の所定数倍の期間に亘って
連続して同一となる状態を検出することにより、Ｙコー
ド信号に含まれるＰコード信号とＰコード信号レプリカ
とがマッチングしていることをＰコードマッチング検出
手段にて検出し、その際のＰコード信号レプリカに基づ
いて伝搬遅延検出手段にてＬ１測位信号とＬ２測位信号
との間の伝搬遅延差を取得することを特徴とする。
ら送られる周波数の異なるＬ１測位信号及びＬ２測位信
号に含まれるＰコード信号のレプリカをＰコードレプリ
カ発生手段により生成し、Ｌ２測位信号に含まれるＹコ
ード信号と、上記生成されるＰコード信号レプリカとの
信号積を信号積サンプリング手段により一定のサンプリ
ング間隔で取得しながら、その取得した信号積をＰコー
ドのビット幅に相当する一定期間に亘って積算手段によ
り積算する動作を繰り返し、上記一定期間に亘って積算
した値の符号が上記一定期間の所定数倍の期間に亘って
連続して同一となる状態を検出することにより、Ｙコー
ド信号に含まれるＰコード信号とＰコード信号レプリカ
とがマッチングしていることをＰコードマッチング検出
手段にて検出し、その際のＰコード信号レプリカに基づ
いて伝搬遅延検出手段にてＬ１測位信号とＬ２測位信号
との間の伝搬遅延差を取得することを特徴とする。
【０００９】このような構成においては、Ｐコードが既
知であることから、ＧＰＳ受信装置側でＰコード信号レ
プリカが発生される。またＬ２測位信号のＹコード信号
がＰコード信号とＷコード信号とを要素とする（Ｐコー
ド信号とＷコード信号との積である）ことから、このＬ
２測位信号のＹコード信号とＰコード信号レプリカとの
信号積がＰコードのビット幅分積算される。このように
信号積を積算することで、信号ノイズによる符号反転に
起因する後述の信号積符号に関する判断の誤りを防止で
きる。
知であることから、ＧＰＳ受信装置側でＰコード信号レ
プリカが発生される。またＬ２測位信号のＹコード信号
がＰコード信号とＷコード信号とを要素とする（Ｐコー
ド信号とＷコード信号との積である）ことから、このＬ
２測位信号のＹコード信号とＰコード信号レプリカとの
信号積がＰコードのビット幅分積算される。このように
信号積を積算することで、信号ノイズによる符号反転に
起因する後述の信号積符号に関する判断の誤りを防止で
きる。
【００１０】ここで、Ｙコード信号の１要素であるＰコ
ード信号（Ｐコード）とＰコード信号レプリカ（Ｐコー
ドレプリカ）とのマッチングがとれているならば、上記
ＹコードとＰコードレプリカとの信号積のうちのＰコー
ドとＰコードレプリカとの信号積部分は１（１×１＝１
または−１×−１＝１）となり、Ｗコード部分だけが残
る（低域フィルタで抽出可能）ことから、上記Ｙコード
とＰコードレプリカとの信号積の（Ｐコード１ビット幅
分の）積算値（ｗ）は、ＰコードとＷコードとのビット
レートをＫとすると、少なくともＫ個（つまりＰコード
のＫビット分）は同符号の値が連続する。したがって、
所定回数の連続同符号を判定することにより、Ｐコード
マッチングが高精度に検出され、つまりＰコードが捕捉
できたことが検出され、その際のＰコード信号レプリカ
に基づいて、Ｌ１測位信号とＬ２測位信号との間の伝搬
遅延差を、ノイズの影響を被ることなく簡単且つ高精度
に取得できる。この遅延差（遅延量）から疑似距離も簡
単に得られる。ここでは、Ｌ１信号（中のＣ／Ａコー
ド）を捕捉することで得られる疑似距離に遅延差で決ま
る距離（光速×遅延差）を加算するのがよい。また、Ｌ
２測位信号の搬送波位相は、Ｐコードマッチングが検出
された際のＰコード信号レプリカの搬送波位相を観測す
ることで取得できる。
ード信号（Ｐコード）とＰコード信号レプリカ（Ｐコー
ドレプリカ）とのマッチングがとれているならば、上記
ＹコードとＰコードレプリカとの信号積のうちのＰコー
ドとＰコードレプリカとの信号積部分は１（１×１＝１
または−１×−１＝１）となり、Ｗコード部分だけが残
る（低域フィルタで抽出可能）ことから、上記Ｙコード
とＰコードレプリカとの信号積の（Ｐコード１ビット幅
分の）積算値（ｗ）は、ＰコードとＷコードとのビット
レートをＫとすると、少なくともＫ個（つまりＰコード
のＫビット分）は同符号の値が連続する。したがって、
所定回数の連続同符号を判定することにより、Ｐコード
マッチングが高精度に検出され、つまりＰコードが捕捉
できたことが検出され、その際のＰコード信号レプリカ
に基づいて、Ｌ１測位信号とＬ２測位信号との間の伝搬
遅延差を、ノイズの影響を被ることなく簡単且つ高精度
に取得できる。この遅延差（遅延量）から疑似距離も簡
単に得られる。ここでは、Ｌ１信号（中のＣ／Ａコー
ド）を捕捉することで得られる疑似距離に遅延差で決ま
る距離（光速×遅延差）を加算するのがよい。また、Ｌ
２測位信号の搬送波位相は、Ｐコードマッチングが検出
された際のＰコード信号レプリカの搬送波位相を観測す
ることで取得できる。
【００１１】また本発明は、上記Ｐコードマッチングを
効率的にとって、上記遅延差がより高精度に取得できる
ように、Ｐコードレプリカ（Ｐコード信号レプリカ）
を、相互にＰコードのビット幅の２倍の範囲内で所定時
間のずれをもたせて２種生成し、Ｌ２測位信号のＹコー
ドと上記２種のＰコードレプリカとの信号積をサンプリ
ングしつつ、その信号積をＰコードのビット幅の所定倍
に相当する一定期間に亘って積算する動作を、Ｐコード
レプリカ別に繰り返して、Ｐコードレプリカのそれぞれ
について、上記一定期間に亘って積算した値（ｗ１，ｗ
２）の総和を取得し、その総和で決まる、上記２種のＰ
コードレプリカとＬ２測位信号のＹコードとの相関値
（Ｃｏｒ１，Ｃｏｒ２）を生成して、両相関値が一致す
るように、つまり内部生成のＰコードレプリカと実際に
入力されるＬ２信号中のＹコードとの相関がとれるよう
に、当該レプリカの遅延にフィードバックをかけるよう
にしたことをも特徴とする。
効率的にとって、上記遅延差がより高精度に取得できる
ように、Ｐコードレプリカ（Ｐコード信号レプリカ）
を、相互にＰコードのビット幅の２倍の範囲内で所定時
間のずれをもたせて２種生成し、Ｌ２測位信号のＹコー
ドと上記２種のＰコードレプリカとの信号積をサンプリ
ングしつつ、その信号積をＰコードのビット幅の所定倍
に相当する一定期間に亘って積算する動作を、Ｐコード
レプリカ別に繰り返して、Ｐコードレプリカのそれぞれ
について、上記一定期間に亘って積算した値（ｗ１，ｗ
２）の総和を取得し、その総和で決まる、上記２種のＰ
コードレプリカとＬ２測位信号のＹコードとの相関値
（Ｃｏｒ１，Ｃｏｒ２）を生成して、両相関値が一致す
るように、つまり内部生成のＰコードレプリカと実際に
入力されるＬ２信号中のＹコードとの相関がとれるよう
に、当該レプリカの遅延にフィードバックをかけるよう
にしたことをも特徴とする。
【００１２】このような構成においては、上記相関値
（Ｃｏｒ１，Ｃｏｒ２）が等しくなるようにＰコードレ
プリカの遅延にフィードバックされるため、伝搬遅延差
がより高精度に取得できるここで、上記積算値（ｗ１，
ｗ２）の符号が上記一定期間の所定数倍（ｍＫ倍）の期
間に亘って連続して同一となるか否かを調べ、連続して
同一符号とならない場合には、Ｐコードレプリカの生成
を制御して、回路遅延が現在より上記一定期間（つま
り、Ｐコードの１ビット幅分）だけずれるようにし、連
続して同一符号となった場合には、上記２つの相関値
（Ｃｏｒ１，Ｃｏｒ２）に基づく回路遅延の微調整のた
めのフィードバックを行うようにするとよい。また連続
同符号の判定は、Ｋ個の連続同符号がｍ回（ｍは自然
数）連続することをもって行うとよい。
（Ｃｏｒ１，Ｃｏｒ２）が等しくなるようにＰコードレ
プリカの遅延にフィードバックされるため、伝搬遅延差
がより高精度に取得できるここで、上記積算値（ｗ１，
ｗ２）の符号が上記一定期間の所定数倍（ｍＫ倍）の期
間に亘って連続して同一となるか否かを調べ、連続して
同一符号とならない場合には、Ｐコードレプリカの生成
を制御して、回路遅延が現在より上記一定期間（つま
り、Ｐコードの１ビット幅分）だけずれるようにし、連
続して同一符号となった場合には、上記２つの相関値
（Ｃｏｒ１，Ｃｏｒ２）に基づく回路遅延の微調整のた
めのフィードバックを行うようにするとよい。また連続
同符号の判定は、Ｋ個の連続同符号がｍ回（ｍは自然
数）連続することをもって行うとよい。
【００１３】
【発明の実施の形態】以下、本発明の実施の形態につき
図面を参照して説明する。図１は本発明の一実施形態に
係るＧＰＳ受信装置のブロック構成図である。
図面を参照して説明する。図１は本発明の一実施形態に
係るＧＰＳ受信装置のブロック構成図である。
【００１４】図１のＧＰＳ受信装置は２周波ＧＰＳ受信
装置であり、ＧＰＳ衛星から送信されてアンテナ（図示
せず）で受信された信号よりＬ１及びＬ２の両信号（測
位信号）を分離抽出する機能を有している。このＬ１，
Ｌ２の両信号の分離抽出は、搬送波の中心周波数の違い
（１５７５．４２ＭＨｚと、１２２７．６ＭＨｚ）を利
用して行われるもので、その回路構成は周知であること
から、図１では省略されている。
装置であり、ＧＰＳ衛星から送信されてアンテナ（図示
せず）で受信された信号よりＬ１及びＬ２の両信号（測
位信号）を分離抽出する機能を有している。このＬ１，
Ｌ２の両信号の分離抽出は、搬送波の中心周波数の違い
（１５７５．４２ＭＨｚと、１２２７．６ＭＨｚ）を利
用して行われるもので、その回路構成は周知であること
から、図１では省略されている。
【００１５】図１のＧＰＳ受信装置は、大別すると、Ｌ
１受信部１とＬ２受信部２とから構成される。Ｌ１受信
部１には、ＧＰＳ衛星から送信された信号より抽出され
たＬ１信号（に含まれるＣ／Ａコード信号、つまりＬ１
（Ｃ／Ａ）信号）が入力される。このＬ１信号（Ｌ１
（Ｃ／Ａ）信号）はＣ／Ａ受信部１１及びドップラー検
出部１２に導かれる。
１受信部１とＬ２受信部２とから構成される。Ｌ１受信
部１には、ＧＰＳ衛星から送信された信号より抽出され
たＬ１信号（に含まれるＣ／Ａコード信号、つまりＬ１
（Ｃ／Ａ）信号）が入力される。このＬ１信号（Ｌ１
（Ｃ／Ａ）信号）はＣ／Ａ受信部１１及びドップラー検
出部１２に導かれる。
【００１６】Ｃ／Ａ受信部１１は、Ｌ１信号から変調符
号としてのＣ／Ａコードを捕捉する周知のＣ／Ａコード
捕捉機能を有している。ドップラー検出部１２は、Ｌ１
信号の搬送波のドップラー成分を検出するためのもので
あり、逓倍器１２１，１２２と、ＰＬＬ（位相ロックル
ープ回路）１２３と、ＶＣＸＯ（電圧制御水晶発振器）
１２４と、乗算器（混合器）１２５とを備えている。
号としてのＣ／Ａコードを捕捉する周知のＣ／Ａコード
捕捉機能を有している。ドップラー検出部１２は、Ｌ１
信号の搬送波のドップラー成分を検出するためのもので
あり、逓倍器１２１，１２２と、ＰＬＬ（位相ロックル
ープ回路）１２３と、ＶＣＸＯ（電圧制御水晶発振器）
１２４と、乗算器（混合器）１２５とを備えている。
【００１７】ドップラー検出部１２に入力されたＬ１信
号（Ｌ１（Ｃ／Ａ）信号）の搬送波は、逓倍器１２１で
例えば２倍に逓倍されてＰＬＬ１２３の一方の入力端に
導かれる。このＰＬＬ１２３の他方の入力端には、逓倍
器１２２からフィードバックされた内部生成の周波数信
号が導かれる。この内部生成の周波数信号は、後述する
ようにＬ１信号の搬送波のドップラー成分（ドップラー
周波数）を反映している。
号（Ｌ１（Ｃ／Ａ）信号）の搬送波は、逓倍器１２１で
例えば２倍に逓倍されてＰＬＬ１２３の一方の入力端に
導かれる。このＰＬＬ１２３の他方の入力端には、逓倍
器１２２からフィードバックされた内部生成の周波数信
号が導かれる。この内部生成の周波数信号は、後述する
ようにＬ１信号の搬送波のドップラー成分（ドップラー
周波数）を反映している。
【００１８】ＰＬＬ１２３は、逓倍器１２１，１２２か
らの信号の位相差に対応した電圧（電位差）を発生す
る。この電圧はＶＣＸＯ１２４に供給される。これを受
けてＶＣＸＯ１２４は、ＰＬＬ１２３から供給される電
圧を周波数Δｆの信号に変換する。
らの信号の位相差に対応した電圧（電位差）を発生す
る。この電圧はＶＣＸＯ１２４に供給される。これを受
けてＶＣＸＯ１２４は、ＰＬＬ１２３から供給される電
圧を周波数Δｆの信号に変換する。
【００１９】周波数Δｆの信号は、乗算器１２５の一方
の入力端に導かれる。乗算器１２５の他方の入力端に
は、乗算器３から出力される、基本の周波数信号（クロ
ック信号）の位相がＬ１信号とＬ２信号との遅延量Ｄに
相当する分だけシフトされた周波数信号が導かれる。こ
の周波数信号は、基本周波数発生器４により発生される
基本の周波数信号（例えば、Ｐコードのチップレートと
してのクロック周波数１０．２３ＭＨｚに一致する周波
数信号）とＬ２受信部２から出力される遅延量Ｄに相当
する周波数信号とを乗算器３で乗算することで得られ
る。上記遅延量Ｄは、Ｌ１信号とＬ２信号の搬送波の周
波数（中心周波数）の違いに起因して、主として電離層
での伝搬遅延差により生じるものである。ここでは、Ｌ
２信号の搬送波の方がＬ１信号の搬送波より周波数が低
いため、Ｌ２信号の方が遅れる。
の入力端に導かれる。乗算器１２５の他方の入力端に
は、乗算器３から出力される、基本の周波数信号（クロ
ック信号）の位相がＬ１信号とＬ２信号との遅延量Ｄに
相当する分だけシフトされた周波数信号が導かれる。こ
の周波数信号は、基本周波数発生器４により発生される
基本の周波数信号（例えば、Ｐコードのチップレートと
してのクロック周波数１０．２３ＭＨｚに一致する周波
数信号）とＬ２受信部２から出力される遅延量Ｄに相当
する周波数信号とを乗算器３で乗算することで得られ
る。上記遅延量Ｄは、Ｌ１信号とＬ２信号の搬送波の周
波数（中心周波数）の違いに起因して、主として電離層
での伝搬遅延差により生じるものである。ここでは、Ｌ
２信号の搬送波の方がＬ１信号の搬送波より周波数が低
いため、Ｌ２信号の方が遅れる。
【００２０】ここで、Ｌ１信号及びＬ２信号について述
べる。まずＬ１，Ｌ２の両信号（測位信号）は、 Ｌ１＝(Ｎ1(ｔ)+ｉＮ2(ｔ))・ｅｘｐ(-ｉω1ｔ) ：Ｎ1＝Ｃ／Ａコード，Ｎ2＝Ｙコード ｅｘｐ(-ｉω1ｔ)＝Ｌ１搬送波 ω1＝Ｌ１搬送波の周波数（中心周波数） Ｌ２＝Ｎ2(ｔ-Ｄ)・ｅｘｐ(-ｉω2(ｔ-Ｄ)) ：Ｎ2＝Ｐ・Ｗ（Ｎ2＝Ｙコード，Ｙ＝Ｐ・Ｗ） ｅｘｐ(-ｉω2ｔ)＝Ｌ２搬送波 ω2＝Ｌ２搬送波の周波数（中心周波数） Ｄ＝遅延量（Ｌ１信号とＬ２信号との遅延時間） のように表される。なお、位相を表すｅｘｐ(ｉθ1)，
ｅｘｐ(ｉθ2)は簡略化のために省略されている。
べる。まずＬ１，Ｌ２の両信号（測位信号）は、 Ｌ１＝(Ｎ1(ｔ)+ｉＮ2(ｔ))・ｅｘｐ(-ｉω1ｔ) ：Ｎ1＝Ｃ／Ａコード，Ｎ2＝Ｙコード ｅｘｐ(-ｉω1ｔ)＝Ｌ１搬送波 ω1＝Ｌ１搬送波の周波数（中心周波数） Ｌ２＝Ｎ2(ｔ-Ｄ)・ｅｘｐ(-ｉω2(ｔ-Ｄ)) ：Ｎ2＝Ｐ・Ｗ（Ｎ2＝Ｙコード，Ｙ＝Ｐ・Ｗ） ｅｘｐ(-ｉω2ｔ)＝Ｌ２搬送波 ω2＝Ｌ２搬送波の周波数（中心周波数） Ｄ＝遅延量（Ｌ１信号とＬ２信号との遅延時間） のように表される。なお、位相を表すｅｘｐ(ｉθ1)，
ｅｘｐ(ｉθ2)は簡略化のために省略されている。
【００２１】このように、Ｌ２信号はＹコード化されて
おり、ＹコードはＰコードとＷコードの積によって構成
されている。Ｗコードは一般には公開されていないが、
Ｐコードに比べてビットレートが低いことが知られてお
り、またＰコードは一般に開示されている。
おり、ＹコードはＰコードとＷコードの積によって構成
されている。Ｗコードは一般には公開されていないが、
Ｐコードに比べてビットレートが低いことが知られてお
り、またＰコードは一般に開示されている。
【００２２】図１のＧＰＳ受信装置で抽出されるＬ１，
Ｌ２の両信号の搬送波の周波数ω1，ω2にはＬ１，Ｌ２
信号のドップラー成分が反映されている。ω1，ω2と公
称の周波数ω10，ω20の比であるω1／ω10，ω2／ω20
はドップラーファクタと呼ばれており、一定、即ちω1
／ω10＝ω2／ω20＝ｎである。ここでω10とω20の比
はω10／ω20＝α／β（一定）で表される。
Ｌ２の両信号の搬送波の周波数ω1，ω2にはＬ１，Ｌ２
信号のドップラー成分が反映されている。ω1，ω2と公
称の周波数ω10，ω20の比であるω1／ω10，ω2／ω20
はドップラーファクタと呼ばれており、一定、即ちω1
／ω10＝ω2／ω20＝ｎである。ここでω10とω20の比
はω10／ω20＝α／β（一定）で表される。
【００２３】したがって、Ｌ１受信部１においてドップ
ラーファクタｎ＝ω1／ω10＝が検出されたならば、以
下に述べるようにω2＝ｎ・ω20＝が生成可能である。
ラーファクタｎ＝ω1／ω10＝が検出されたならば、以
下に述べるようにω2＝ｎ・ω20＝が生成可能である。
【００２４】まず、Ｌ１受信部１のドップラー検出部１
２において、乗算器１２５は、ＶＣＸＯ１２４からの周
波数Δｆの信号に乗算器３からの遅延量Ｄに相当する位
相分だけシフトされた基準の周波数信号を乗じる。これ
により乗算器１２５からは、Ｌ１信号とＬ２信号の搬送
波のドップラー周波数差を反映した信号、つまりドップ
ラーファクタｎを反映した信号が出力される。
２において、乗算器１２５は、ＶＣＸＯ１２４からの周
波数Δｆの信号に乗算器３からの遅延量Ｄに相当する位
相分だけシフトされた基準の周波数信号を乗じる。これ
により乗算器１２５からは、Ｌ１信号とＬ２信号の搬送
波のドップラー周波数差を反映した信号、つまりドップ
ラーファクタｎを反映した信号が出力される。
【００２５】乗算器１２５の出力信号（乗算結果）はα
倍の逓倍器１２２によりα倍される。この逓倍器１２２
の出力信号（周波数信号）は、Ｌ１信号のドップラー成
分を含む。したがって、逓倍器１２１，１２２からの信
号の位相差をなくすように、即ち逓倍器１２２からの出
力信号の周波数が、入力Ｌ１信号の搬送波の周波数ω1
に近付くようにＰＬＬ１２３にフィードバックをかける
ことで、乗算器１２５からＬ１，Ｌ２信号のドップラー
周波数差を反映した周波数信号を出力することができ
る。
倍の逓倍器１２２によりα倍される。この逓倍器１２２
の出力信号（周波数信号）は、Ｌ１信号のドップラー成
分を含む。したがって、逓倍器１２１，１２２からの信
号の位相差をなくすように、即ち逓倍器１２２からの出
力信号の周波数が、入力Ｌ１信号の搬送波の周波数ω1
に近付くようにＰＬＬ１２３にフィードバックをかける
ことで、乗算器１２５からＬ１，Ｌ２信号のドップラー
周波数差を反映した周波数信号を出力することができ
る。
【００２６】乗算器１２５から出力される周波数信号
は、α倍の逓倍器１２２の他に、Ｃ／Ａ受信部１１に供
給される。これにより、Ｃ／Ａ受信部１１では、ドップ
ラー周波数差に応じた搬送波のレプリカ（複製）と、Ｃ
／Ａコードのレプリカとを生成して、Ｃ／Ａコードを捕
捉し、コード位置情報を含むＨＯＷ（Hand Over Word）
情報等を取得することができる。
は、α倍の逓倍器１２２の他に、Ｃ／Ａ受信部１１に供
給される。これにより、Ｃ／Ａ受信部１１では、ドップ
ラー周波数差に応じた搬送波のレプリカ（複製）と、Ｃ
／Ａコードのレプリカとを生成して、Ｃ／Ａコードを捕
捉し、コード位置情報を含むＨＯＷ（Hand Over Word）
情報等を取得することができる。
【００２７】乗算器１２５から出力される周波数信号は
また、Ｌ２受信部２、及びβ倍の逓倍器５に供給され
る。
また、Ｌ２受信部２、及びβ倍の逓倍器５に供給され
る。
【００２８】逓倍器５は、乗算器１２５から出力される
周波数信号をβ倍することで、入力Ｌ２信号の搬送波と
直交する周波数信号ｅｘｐ(-ｉω2ｔ)*（＊は複素共役
を示す）を出力する。この周波数信号ｅｘｐ(-ｉω2ｔ)
*は乗算器（混合器）６の一方の入力端に導かれる。乗
算器６の他方の入力端にはＬ２信号（に含まれるＹコー
ド信号、つまりＬ２（Ｙ）信号）、即ちＮ2(ｔ-Ｄ)・ｅ
ｘｐ(-ｉω2(ｔ-Ｄ))が導かれる。
周波数信号をβ倍することで、入力Ｌ２信号の搬送波と
直交する周波数信号ｅｘｐ(-ｉω2ｔ)*（＊は複素共役
を示す）を出力する。この周波数信号ｅｘｐ(-ｉω2ｔ)
*は乗算器（混合器）６の一方の入力端に導かれる。乗
算器６の他方の入力端にはＬ２信号（に含まれるＹコー
ド信号、つまりＬ２（Ｙ）信号）、即ちＮ2(ｔ-Ｄ)・ｅ
ｘｐ(-ｉω2(ｔ-Ｄ))が導かれる。
【００２９】乗算器６は、上記両信号を乗算し、 ｅｘｐ(-ｉω2ｔ)*・Ｌ２＝Ｎ2(ｔ-Ｄ)・ｅｘｐ(ｉω2
Ｄ) を出力する。この乗算器６の出力信号は低域フィルタ
（ＬＰＦ）７に入力される。これにより、高域成分であ
るｅｘｐ(ｉω2Ｄ)、即ち搬送波成分が除去されて、Ｙ
コードであるＮ2(ｔ-Ｄ)が抽出（検波）される。このＹ
コードＮ2(ｔ-Ｄ)はＬ２受信部２に導かれる。
Ｄ) を出力する。この乗算器６の出力信号は低域フィルタ
（ＬＰＦ）７に入力される。これにより、高域成分であ
るｅｘｐ(ｉω2Ｄ)、即ち搬送波成分が除去されて、Ｙ
コードであるＮ2(ｔ-Ｄ)が抽出（検波）される。このＹ
コードＮ2(ｔ-Ｄ)はＬ２受信部２に導かれる。
【００３０】Ｌ２受信部２は、Ｐコードのレプリカ（複
製）を生成するＰコードレプリカ発生器２１と、乗算器
２２，２３と、Ｐコード相関器２４と、遅延回路２５と
から構成される。
製）を生成するＰコードレプリカ発生器２１と、乗算器
２２，２３と、Ｐコード相関器２４と、遅延回路２５と
から構成される。
【００３１】Ｐコードレプリカ発生器２１には、Ｌ１受
信部１のドップラー検出部１２に設けられた乗算器１２
５からの出力信号、即ちＬ１信号とＬ２信号の搬送波の
ドップラー周波数差を反映した信号と、Ｃ／Ａ受信部１
１により取得されたＨＯＷ情報が入力される。Ｐコード
レプリカ発生器２１は、乗算器１２５からの出力信号の
周波数に対応した位相差と、ＨＯＷ情報中のコード位置
情報（Ｐコードの列のうち、現在何番目のコードが送ら
れているかを示す情報）に基づき、Ｐコードに対応した
Ｐコードレプリカ（レプリカのＰコード）を発生する。
更に具体的に述べるならば、Ｐコードレプリカ発生器２
１は、Ｌ２受信部２に入力されるＹコードＮ2(ｔ-Ｄ)、
即ちＰ(ｔ-Ｄ)・Ｗ(ｔ-Ｄ)の時刻（信号時刻）をｔとし
て、Ｐコードのビット幅（１コード幅）を時間単位とす
ると、この時刻ｔに対して、ａ-１／２，ａ+１／２だけ
遅延された２種のＰコードレプリカ、即ちＰ(ｔ-ａ+１
／２)，Ｐ(ｔ-ａ-１／２)を生成する。ここで、ａは図
１のＧＰＳ受信装置（内のＬ２受信部２）の回路遅延を
示し、ｔ−ａは信号時刻ｔに対するＧＰＳ受信装置を中
心とする時系における時刻を示す。Ｐ(ｔ-ａ+１／２)，
Ｐ(ｔ-ａ-１／２)はｔ-ａに対して±１／２（Ｐコード
のビット幅の１／２)だけずらしたものといえる。
信部１のドップラー検出部１２に設けられた乗算器１２
５からの出力信号、即ちＬ１信号とＬ２信号の搬送波の
ドップラー周波数差を反映した信号と、Ｃ／Ａ受信部１
１により取得されたＨＯＷ情報が入力される。Ｐコード
レプリカ発生器２１は、乗算器１２５からの出力信号の
周波数に対応した位相差と、ＨＯＷ情報中のコード位置
情報（Ｐコードの列のうち、現在何番目のコードが送ら
れているかを示す情報）に基づき、Ｐコードに対応した
Ｐコードレプリカ（レプリカのＰコード）を発生する。
更に具体的に述べるならば、Ｐコードレプリカ発生器２
１は、Ｌ２受信部２に入力されるＹコードＮ2(ｔ-Ｄ)、
即ちＰ(ｔ-Ｄ)・Ｗ(ｔ-Ｄ)の時刻（信号時刻）をｔとし
て、Ｐコードのビット幅（１コード幅）を時間単位とす
ると、この時刻ｔに対して、ａ-１／２，ａ+１／２だけ
遅延された２種のＰコードレプリカ、即ちＰ(ｔ-ａ+１
／２)，Ｐ(ｔ-ａ-１／２)を生成する。ここで、ａは図
１のＧＰＳ受信装置（内のＬ２受信部２）の回路遅延を
示し、ｔ−ａは信号時刻ｔに対するＧＰＳ受信装置を中
心とする時系における時刻を示す。Ｐ(ｔ-ａ+１／２)，
Ｐ(ｔ-ａ-１／２)はｔ-ａに対して±１／２（Ｐコード
のビット幅の１／２)だけずらしたものといえる。
【００３２】上記ＰコードレプリカＰ(ｔ-ａ+１／２)，
Ｐ(ｔ-ａ-１／２)は、それぞれ乗算器２２，２３の一方
の入力端に導かれる。乗算器２２，２３の他方の入力端
には、いずれも低域フィルタ７の出力信号であるＹコー
ドＮ2(ｔ-Ｄ)が導かれる。
Ｐ(ｔ-ａ-１／２)は、それぞれ乗算器２２，２３の一方
の入力端に導かれる。乗算器２２，２３の他方の入力端
には、いずれも低域フィルタ７の出力信号であるＹコー
ドＮ2(ｔ-Ｄ)が導かれる。
【００３３】乗算器２２，２３は、Ｐ(ｔ-ａ+１／２)，
Ｐ(ｔ-ａ-１／２)とＮ2(ｔ-Ｄ)とを乗算する。ここで、
Ｎ2(ｔ-Ｄ)はＰ(ｔ-Ｄ)・Ｗ(ｔ-Ｄ)である。したがっ
て、乗算器２２からは、以下の信号積 Ｐ(ｔ-ａ+１／２)・Ｎ2(ｔ-Ｄ)＝Ｐ(ｔ-ａ+１／２)・Ｐ
(ｔ-Ｄ)・Ｗ(ｔ-Ｄ) が出力され、乗算器２３からは、以下の信号積 Ｐ(ｔ-ａ-１／２)・Ｎ2(ｔ-Ｄ)＝Ｐ(ｔ-ａ-１／２)・Ｐ
(ｔ-Ｄ)・Ｗ(ｔ-Ｄ) が出力される。この乗算器２２，２３の乗算結果はＰコ
ード相関器２４に導かれる。
Ｐ(ｔ-ａ-１／２)とＮ2(ｔ-Ｄ)とを乗算する。ここで、
Ｎ2(ｔ-Ｄ)はＰ(ｔ-Ｄ)・Ｗ(ｔ-Ｄ)である。したがっ
て、乗算器２２からは、以下の信号積 Ｐ(ｔ-ａ+１／２)・Ｎ2(ｔ-Ｄ)＝Ｐ(ｔ-ａ+１／２)・Ｐ
(ｔ-Ｄ)・Ｗ(ｔ-Ｄ) が出力され、乗算器２３からは、以下の信号積 Ｐ(ｔ-ａ-１／２)・Ｎ2(ｔ-Ｄ)＝Ｐ(ｔ-ａ-１／２)・Ｐ
(ｔ-Ｄ)・Ｗ(ｔ-Ｄ) が出力される。この乗算器２２，２３の乗算結果はＰコ
ード相関器２４に導かれる。
【００３４】Ｐコード相関器２４は、ｔ＝ｔsを処理開
始時の信号時刻、ｘをｔsからの経過時間とすると（但
し、０≦ｘ＜１）、Ｐコードの１ビット幅に相当する期
間に亘って入力される２種のＰコードレプリカＰ(ｔs+
ｘ-ａ+１／２)及びＰ(ｔs+ｘ-ａ-１／２)とＹコード信
号であるＰ(ｔs+ｘ-Ｄ)・Ｗ(ｔs+ｘ-Ｄ)との積に基づい
て、次式 ｗ１(ｔ;ａ) ＝∫ｄｘ・Ｐ(ｔs+ｘ-ａ+１／２)・Ｐ(ｔs+ｘ-Ｄ)・Ｗ(ｔs+ｘ-Ｄ) ０≦ｘ＜１ ………（１） ｗ２(ｔ;ａ) ＝∫ｄｘ・Ｐ(ｔs+ｘ-ａ-１／２)・Ｐ(ｔs+ｘ-Ｄ)・Ｗ(ｔs+ｘ-Ｄ) ０≦ｘ＜１ ………（２） で示される信号積積算値ｗ１，ｗ２を生成する。
始時の信号時刻、ｘをｔsからの経過時間とすると（但
し、０≦ｘ＜１）、Ｐコードの１ビット幅に相当する期
間に亘って入力される２種のＰコードレプリカＰ(ｔs+
ｘ-ａ+１／２)及びＰ(ｔs+ｘ-ａ-１／２)とＹコード信
号であるＰ(ｔs+ｘ-Ｄ)・Ｗ(ｔs+ｘ-Ｄ)との積に基づい
て、次式 ｗ１(ｔ;ａ) ＝∫ｄｘ・Ｐ(ｔs+ｘ-ａ+１／２)・Ｐ(ｔs+ｘ-Ｄ)・Ｗ(ｔs+ｘ-Ｄ) ０≦ｘ＜１ ………（１） ｗ２(ｔ;ａ) ＝∫ｄｘ・Ｐ(ｔs+ｘ-ａ-１／２)・Ｐ(ｔs+ｘ-Ｄ)・Ｗ(ｔs+ｘ-Ｄ) ０≦ｘ＜１ ………（２） で示される信号積積算値ｗ１，ｗ２を生成する。
【００３５】Ｐコード相関器２４は、上記信号積積算値
ｗ１，ｗ２を生成する処理を、Ｐコードの１ビット幅の
時間間隔で、つまりｔsを１ずつ更新しながら繰り返
す。
ｗ１，ｗ２を生成する処理を、Ｐコードの１ビット幅の
時間間隔で、つまりｔsを１ずつ更新しながら繰り返
す。
【００３６】但し、実際には、ｘが所定のサンプリング
間隔ｄｘでディスクリートに更新され、積分はデジタル
演算処理によりサンプリング積分として行われる。この
信号積積算値ｗ１，ｗ２を算出する処理は、信号ノイズ
による符号反転に起因する信号積符号に関する判断の誤
りを防止する工夫である。
間隔ｄｘでディスクリートに更新され、積分はデジタル
演算処理によりサンプリング積分として行われる。この
信号積積算値ｗ１，ｗ２を算出する処理は、信号ノイズ
による符号反転に起因する信号積符号に関する判断の誤
りを防止する工夫である。
【００３７】さて、Ｐコード／Ｗコードのビットレート
比をＫ（２０程度の整数）とすると、入力Ｙコード信号
中のＰコードと内部発生のＰコードレプリカとのマッチ
ング（Ｐコードマッチング）がとれている場合は、ｗ
１，ｗ２は少なくともＫ個の同符号の値が連続する。
比をＫ（２０程度の整数）とすると、入力Ｙコード信号
中のＰコードと内部発生のＰコードレプリカとのマッチ
ング（Ｐコードマッチング）がとれている場合は、ｗ
１，ｗ２は少なくともＫ個の同符号の値が連続する。
【００３８】そこで、ｍを自然数とすると、Ｐコード相
関器２４は、ｍＫ個のｗ１，ｗ２に関しての平均をもっ
て、相関値Ｃｏｒ１，Ｃｏｒ２を Ｃｏｒ１＝Σ｜ｗ１(ｔ;ａ)｜／ｍＫ Ｃｏｒ２＝Σ｜ｗ２(ｔ;ａ)｜／ｍＫ のように与え、これらの値が等しくなるように、即ち Ｃｏｒ１＝Ｃｏｒ２ となるように、ＧＰＳ受信装置における回路遅延ａにフ
ィードバックをかけることで、前記遅延量Ｄを取得して
いる。
関器２４は、ｍＫ個のｗ１，ｗ２に関しての平均をもっ
て、相関値Ｃｏｒ１，Ｃｏｒ２を Ｃｏｒ１＝Σ｜ｗ１(ｔ;ａ)｜／ｍＫ Ｃｏｒ２＝Σ｜ｗ２(ｔ;ａ)｜／ｍＫ のように与え、これらの値が等しくなるように、即ち Ｃｏｒ１＝Ｃｏｒ２ となるように、ＧＰＳ受信装置における回路遅延ａにフ
ィードバックをかけることで、前記遅延量Ｄを取得して
いる。
【００３９】Ｋ個の同符号連続が得られない場合には、
Ｐコードマッチングがとれていないことから、上記の処
理（コードスキャン）を再度繰り返す。
Ｐコードマッチングがとれていないことから、上記の処
理（コードスキャン）を再度繰り返す。
【００４０】ここで、Ｐコード相関器２４での処理の詳
細を、図２乃至図４のフローチャートを参照して説明す
る。Ｐコード相関器２４は、ＰコードのＫ倍の周波数の
サンプリングクロックで動作する。このサンプリングク
ロックの周期（時間幅）はｄｘである。
細を、図２乃至図４のフローチャートを参照して説明す
る。Ｐコード相関器２４は、ＰコードのＫ倍の周波数の
サンプリングクロックで動作する。このサンプリングク
ロックの周期（時間幅）はｄｘである。
【００４１】Ｐコード相関器２４は起動されると、Ｋ個
の連続同符号が連続して得られた回数を示す変数ｑを初
期値０に設定する（ステップＳ１）。次にＰコード相関
器２４は、Ｋ個の連続同符号を取得するサイクルにおけ
る信号積積算値ｗ１，ｗ２の生成（算出）回数を示す変
数ｐと、ｐ個のｗ１値に対応した各符号値の総和を示す
変数Ｂ１とを初期値０に設定する（ステップＳ２）。
の連続同符号が連続して得られた回数を示す変数ｑを初
期値０に設定する（ステップＳ１）。次にＰコード相関
器２４は、Ｋ個の連続同符号を取得するサイクルにおけ
る信号積積算値ｗ１，ｗ２の生成（算出）回数を示す変
数ｐと、ｐ個のｗ１値に対応した各符号値の総和を示す
変数Ｂ１とを初期値０に設定する（ステップＳ２）。
【００４２】次にＰコード相関器２４は、Ｐコードの１
ビット幅に相当する期間のサンプリング開始時刻ｔsか
らの経過時間を示す変数ｘと、ｔs〜ｔs+ｘの期間にサ
ンプリングされた乗算器２２，２３の出力の総和を示す
変数Ａ１，Ａ２とを、それぞれ初期値０に設定する（ス
テップＳ３）。
ビット幅に相当する期間のサンプリング開始時刻ｔsか
らの経過時間を示す変数ｘと、ｔs〜ｔs+ｘの期間にサ
ンプリングされた乗算器２２，２３の出力の総和を示す
変数Ａ１，Ａ２とを、それぞれ初期値０に設定する（ス
テップＳ３）。
【００４３】次にＰコード相関器２４は、現時点ｔs+ｘ
において、乗算器２２，２３から出力されている信号積
Ｐ(ｔs+ｘ-ａ+１／２)・Ｐ(ｔs+ｘ-Ｄ)・Ｗ(ｔs+ｘ-
Ｄ)，Ｐ(ｔs+ｘ-ａ-１／２)・Ｐ(ｔs+ｘ-Ｄ)・Ｗ(ｔs+
ｘ-Ｄ)をサンプリングする（ステップＳ４，Ｓ５）。そ
してＰコード相関器２４は、そのサンプリング値を次式 Ａ１＝Ａ１+Ｐ(ｔs+ｘ-ａ+１／２)・Ｐ(ｔs+ｘ-Ｄ)・Ｗ
(ｔs+ｘ-Ｄ) Ａ２＝Ａ２+Ｐ(ｔs+ｘ-ａ-１／２)・Ｐ(ｔs+ｘ-Ｄ)・Ｗ
(ｔs+ｘ-Ｄ) のように、現時点のＡ１，Ａ２に加算して新たなＡ１，
Ａ２を求める（ステップＳ６）。
において、乗算器２２，２３から出力されている信号積
Ｐ(ｔs+ｘ-ａ+１／２)・Ｐ(ｔs+ｘ-Ｄ)・Ｗ(ｔs+ｘ-
Ｄ)，Ｐ(ｔs+ｘ-ａ-１／２)・Ｐ(ｔs+ｘ-Ｄ)・Ｗ(ｔs+
ｘ-Ｄ)をサンプリングする（ステップＳ４，Ｓ５）。そ
してＰコード相関器２４は、そのサンプリング値を次式 Ａ１＝Ａ１+Ｐ(ｔs+ｘ-ａ+１／２)・Ｐ(ｔs+ｘ-Ｄ)・Ｗ
(ｔs+ｘ-Ｄ) Ａ２＝Ａ２+Ｐ(ｔs+ｘ-ａ-１／２)・Ｐ(ｔs+ｘ-Ｄ)・Ｗ
(ｔs+ｘ-Ｄ) のように、現時点のＡ１，Ａ２に加算して新たなＡ１，
Ａ２を求める（ステップＳ６）。
【００４４】次にＰコード相関器２４は、ｘをサンプリ
ング間隔ｄｘだけ増加し（ステップＳ７）、このｄｘ増
加後のｘの値が１より小さいか否かをチェックする（ス
テップＳ８）。もし、ｘ＜１であるならば、Ｐコード相
関器２４はＰコードの１ビット幅に相当する期間でのサ
ンプリングは未終了であるとして、次のサンプリングタ
イミングの到来を待って（ステップＳ９）、上記ステッ
プＳ４以降の処理を再び実行する。このようにＰコード
相関器２４は、ｘ＜１である限り、各サンプリングタイ
ミング毎にステップＳ４以降の処理を繰り返す。
ング間隔ｄｘだけ増加し（ステップＳ７）、このｄｘ増
加後のｘの値が１より小さいか否かをチェックする（ス
テップＳ８）。もし、ｘ＜１であるならば、Ｐコード相
関器２４はＰコードの１ビット幅に相当する期間でのサ
ンプリングは未終了であるとして、次のサンプリングタ
イミングの到来を待って（ステップＳ９）、上記ステッ
プＳ４以降の処理を再び実行する。このようにＰコード
相関器２４は、ｘ＜１である限り、各サンプリングタイ
ミング毎にステップＳ４以降の処理を繰り返す。
【００４５】やがて、ｄｘ増加後のｘの値が１未満でな
くなると（ステップＳ８）、Ｐコード相関器２４はＰコ
ードの１ビット幅に相当する期間でのサンプリングが終
了したものと判断し、ｐを１だけ増加すると共に、その
時点のＡ１，Ａ２を前記（１）式，（２）式に示すｗ
１，ｗ２として取得する（ステップＳ１０，Ｓ１１）。
くなると（ステップＳ８）、Ｐコード相関器２４はＰコ
ードの１ビット幅に相当する期間でのサンプリングが終
了したものと判断し、ｐを１だけ増加すると共に、その
時点のＡ１，Ａ２を前記（１）式，（２）式に示すｗ
１，ｗ２として取得する（ステップＳ１０，Ｓ１１）。
【００４６】次にＰコード相関器２４は、取得したｗ
１，ｗ２を、その値の符号（正負の符号）により＋１／
−１に数値化し（ｓｇｎ(ｗ１)，ｓｇｎ(ｗ２)と表
現）、それをｓ１(ｔ;ａ)，ｓ２(ｔ;ａ)とする（ステッ
プＳ１２）。ここでは、ｗ１，ｗ２が正または０のとき
はｓ１(ｔ;ａ)≡ｓｇｎ(ｗ１)＝＋１、ｓ２(ｔ;ａ) ≡
ｓｇｎ(ｗ２)＝＋１とされ、負のときはｓ１(ｔ;ａ)≡
ｓｇｎ(ｗ１)＝−１、ｓ２(ｔ;ａ)≡ｓｇｎ(ｗ２)＝−
１とされる。そしてＰコード相関器２４は、ｓ１(ｔ;
ａ)を現時点のＢ１に加算して新たなＢ１を求める（ス
テップＳ１３）。
１，ｗ２を、その値の符号（正負の符号）により＋１／
−１に数値化し（ｓｇｎ(ｗ１)，ｓｇｎ(ｗ２)と表
現）、それをｓ１(ｔ;ａ)，ｓ２(ｔ;ａ)とする（ステッ
プＳ１２）。ここでは、ｗ１，ｗ２が正または０のとき
はｓ１(ｔ;ａ)≡ｓｇｎ(ｗ１)＝＋１、ｓ２(ｔ;ａ) ≡
ｓｇｎ(ｗ２)＝＋１とされ、負のときはｓ１(ｔ;ａ)≡
ｓｇｎ(ｗ１)＝−１、ｓ２(ｔ;ａ)≡ｓｇｎ(ｗ２)＝−
１とされる。そしてＰコード相関器２４は、ｓ１(ｔ;
ａ)を現時点のＢ１に加算して新たなＢ１を求める（ス
テップＳ１３）。
【００４７】次にＰコード相関器２４は、現時点のｐの
値がＫに達したか否かをチェックし（ステップＳ１
４）、Ｋに達していないときは、Ｋ回連続同符号の判断
が可能な状態になっていないとして、次のサンプリング
タイミングから上記ステップＳ３以降の処理、即ち次の
Ｐコードの１ビット幅に相当する期間でのサンプリング
を再び実行する。このようにＰコード相関器２４は、ｐ
がＫに達するまでは、ステップＳ３以降の処理を繰り返
す。
値がＫに達したか否かをチェックし（ステップＳ１
４）、Ｋに達していないときは、Ｋ回連続同符号の判断
が可能な状態になっていないとして、次のサンプリング
タイミングから上記ステップＳ３以降の処理、即ち次の
Ｐコードの１ビット幅に相当する期間でのサンプリング
を再び実行する。このようにＰコード相関器２４は、ｐ
がＫに達するまでは、ステップＳ３以降の処理を繰り返
す。
【００４８】やがて、ｐがＫに達すると（ステップＳ１
４）、Ｐコード相関器２４はＫ回連続同符号の判断が可
能となったものとして、その時点のＢ１の値の絶対値｜
Ｂ１｜、即ち最も最近のＰコードのＫビット幅に相当す
る期間に取得された、Ｋ個のｓ１(ｔ;ａ)の総和の絶対
値｜Σｓ１(ｔ;ａ)｜をＫ−ε（ε＞０）と比較し、Ｋ
−ε以上であるか否かをチェックする（ステップＳ１
５）。
４）、Ｐコード相関器２４はＫ回連続同符号の判断が可
能となったものとして、その時点のＢ１の値の絶対値｜
Ｂ１｜、即ち最も最近のＰコードのＫビット幅に相当す
る期間に取得された、Ｋ個のｓ１(ｔ;ａ)の総和の絶対
値｜Σｓ１(ｔ;ａ)｜をＫ−ε（ε＞０）と比較し、Ｋ
−ε以上であるか否かをチェックする（ステップＳ１
５）。
【００４９】もし、Ｋ個のｓ１(ｔ;ａ)が全て同符号
（つまり全て＋１または−１）であれば、｜Ｂ１｜（｜
Σｓ１(ｔ;ａ)｜）＝Ｋとなることから、Ｋ−ε以上と
なり、Ｋ回連続同符号が判断される。ここで、｜Ｂ１｜
（｜Σｓ１(ｔ;ａ)｜）がＫであるか否かのチェックを
行わないのは、先に述べた信号積の積算と同様に、信号
ノイズによる符号反転に起因した信号積符号に関する判
断の誤りを防止するためであり、εは信号ノイズによる
符号反転の許容ビット数を示す。したがって、εビット
の符号反転が発生した結果、｜Ｂ１｜（｜Σｓ１(ｔ;
ａ)｜）がＫ−εとなった場合にも、Ｋ回連続同符号が
判断される。但し、εを大き値に設定すると、Ｐコード
のマッチングがとれていないにも拘わらずに、Ｋ回連続
同符号と判断される可能性もある。したがって、εの値
は、Ｐコードのマッチングがとれていないのに誤ってＫ
回連続同符号と判断されるのを防止することと、Ｐコー
ドのマッチングはとれているのに、信号ノイズによる符
号反転に起因して誤ってＫ回連続同符号でないと判断さ
れるのを防止することとのトレードオフで決定される。
（つまり全て＋１または−１）であれば、｜Ｂ１｜（｜
Σｓ１(ｔ;ａ)｜）＝Ｋとなることから、Ｋ−ε以上と
なり、Ｋ回連続同符号が判断される。ここで、｜Ｂ１｜
（｜Σｓ１(ｔ;ａ)｜）がＫであるか否かのチェックを
行わないのは、先に述べた信号積の積算と同様に、信号
ノイズによる符号反転に起因した信号積符号に関する判
断の誤りを防止するためであり、εは信号ノイズによる
符号反転の許容ビット数を示す。したがって、εビット
の符号反転が発生した結果、｜Ｂ１｜（｜Σｓ１(ｔ;
ａ)｜）がＫ−εとなった場合にも、Ｋ回連続同符号が
判断される。但し、εを大き値に設定すると、Ｐコード
のマッチングがとれていないにも拘わらずに、Ｋ回連続
同符号と判断される可能性もある。したがって、εの値
は、Ｐコードのマッチングがとれていないのに誤ってＫ
回連続同符号と判断されるのを防止することと、Ｐコー
ドのマッチングはとれているのに、信号ノイズによる符
号反転に起因して誤ってＫ回連続同符号でないと判断さ
れるのを防止することとのトレードオフで決定される。
【００５０】さて、上記ステップＳ１５のチェックでＫ
回連続同符号でないと判断された場合には、Ｐコード相
関器２４はＰコードレプリカ発生器２１にフィードバッ
クして、現在の回路遅延ａをＰコードのビット幅に相当
する時間単位、即ち１だけ変更し、ａ＝ａ＋１とするよ
うに指示する（ステップＳ１６）。そしてＰコード相関
器２４は、ステップＳ１に戻り、次のサンプリングタイ
ミングから上記した一連の処理を再度実行する。
回連続同符号でないと判断された場合には、Ｐコード相
関器２４はＰコードレプリカ発生器２１にフィードバッ
クして、現在の回路遅延ａをＰコードのビット幅に相当
する時間単位、即ち１だけ変更し、ａ＝ａ＋１とするよ
うに指示する（ステップＳ１６）。そしてＰコード相関
器２４は、ステップＳ１に戻り、次のサンプリングタイ
ミングから上記した一連の処理を再度実行する。
【００５１】これに対し、上記ステップＳ１５のチェッ
クでＫ回連続同符号であると判断された場合には、Ｐコ
ード相関器２４はｑを１ だけ増加し（ステップ
Ｓ１７）、この１増加後のｑの値がｍに達したか否かを
チェックする（ステップＳ１８）。もし、ｍに達してい
ないときは、Ｐコード相関器２４はｍ回連続して「Ｋ回
連続同符号」は未だ確認できないとして、上記ステップ
Ｓ２に戻り、ｐとＢ１を初期値０に戻した後、次のサン
プリングタイミングから上記ステップＳ３以降の処理、
即ち次のＰコードの１ビット幅に相当する期間でのサン
プリングを再び実行する。
クでＫ回連続同符号であると判断された場合には、Ｐコ
ード相関器２４はｑを１ だけ増加し（ステップ
Ｓ１７）、この１増加後のｑの値がｍに達したか否かを
チェックする（ステップＳ１８）。もし、ｍに達してい
ないときは、Ｐコード相関器２４はｍ回連続して「Ｋ回
連続同符号」は未だ確認できないとして、上記ステップ
Ｓ２に戻り、ｐとＢ１を初期値０に戻した後、次のサン
プリングタイミングから上記ステップＳ３以降の処理、
即ち次のＰコードの１ビット幅に相当する期間でのサン
プリングを再び実行する。
【００５２】やがて、ｑがｍに達すると（ステップＳ１
８）、Ｐコード相関器２４はｍ回連続して「Ｋ回連続同
符号」が確認できたとものと、即ち入力Ｌ２信号のＰコ
ードとＰコードレプリカとのマッチング（Ｐコードマッ
チング）がとれていることが十分に確認できたものと判
断する。この場合、Ｐコード相関器２４は、連続するｍ
Ｋ個のｗ１，ｗ２に関しての平均をとって、以下の相関
値 Ｃｏｒ１＝Σ｜ｗ１(ｔ;ａ)｜／ｍＫ Ｃｏｒ２＝Σ｜ｗ２(ｔ;ａ)｜／ｍＫ を算出する（ステップＳ１９）。
８）、Ｐコード相関器２４はｍ回連続して「Ｋ回連続同
符号」が確認できたとものと、即ち入力Ｌ２信号のＰコ
ードとＰコードレプリカとのマッチング（Ｐコードマッ
チング）がとれていることが十分に確認できたものと判
断する。この場合、Ｐコード相関器２４は、連続するｍ
Ｋ個のｗ１，ｗ２に関しての平均をとって、以下の相関
値 Ｃｏｒ１＝Σ｜ｗ１(ｔ;ａ)｜／ｍＫ Ｃｏｒ２＝Σ｜ｗ２(ｔ;ａ)｜／ｍＫ を算出する（ステップＳ１９）。
【００５３】なお、ここでは説明の便宜上、ｍ回連続し
て「Ｋ回連続同符号」を確認した際に、連続するｍＫ個
のｗ１，ｗ２の総和を算出しているが、これに限るもの
ではない。例えば、初期値が０の変数Ｃ１，Ｃ２を設
け、１回分の「Ｋ回連続同符号」を確認するサイクル、
即ちＰコードのＫビット幅に相当する期間において、ｗ
１，ｗ２を生成する都度、Ｃ１＝Ｃ１＋｜ｗ１(ｔ;ａ)
｜，Ｃ２＝Ｃ２＋｜ｗ２(ｔ;ａ)｜の演算を行うなら
ば、Ｃｏｒ１，Ｃｏｒ２は、ｍ回連続して「Ｋ回連続同
符号」を確認した際に、その時点のＫ個のＣ１，Ｃ２の
総和ΣＣ１，ΣＣ２を算出して、 Ｃｏｒ１＝ΣＣ１／ｍＫ，Ｃｏｒ２＝ΣＣ２／ｍＫ の演算を行うだけで、速やかに求められる。この場合、
後述するステップＳ２４では、ｍＫ個のｗ１，ｗ２のう
ち、最も古いＫ個のｗ１，ｗ２を捨てる代わりに、Ｋ個
のＣ１，Ｃ２のうち、最も古い１個のＣ１，Ｃ２を捨て
ればよく、保存するデータ個数を、ｍＫ個からＫ個に減
らすことができる。
て「Ｋ回連続同符号」を確認した際に、連続するｍＫ個
のｗ１，ｗ２の総和を算出しているが、これに限るもの
ではない。例えば、初期値が０の変数Ｃ１，Ｃ２を設
け、１回分の「Ｋ回連続同符号」を確認するサイクル、
即ちＰコードのＫビット幅に相当する期間において、ｗ
１，ｗ２を生成する都度、Ｃ１＝Ｃ１＋｜ｗ１(ｔ;ａ)
｜，Ｃ２＝Ｃ２＋｜ｗ２(ｔ;ａ)｜の演算を行うなら
ば、Ｃｏｒ１，Ｃｏｒ２は、ｍ回連続して「Ｋ回連続同
符号」を確認した際に、その時点のＫ個のＣ１，Ｃ２の
総和ΣＣ１，ΣＣ２を算出して、 Ｃｏｒ１＝ΣＣ１／ｍＫ，Ｃｏｒ２＝ΣＣ２／ｍＫ の演算を行うだけで、速やかに求められる。この場合、
後述するステップＳ２４では、ｍＫ個のｗ１，ｗ２のう
ち、最も古いＫ個のｗ１，ｗ２を捨てる代わりに、Ｋ個
のＣ１，Ｃ２のうち、最も古い１個のＣ１，Ｃ２を捨て
ればよく、保存するデータ個数を、ｍＫ個からＫ個に減
らすことができる。
【００５４】Ｐコード相関器２４は、上記ステップＳ１
９でＣｏｒ１，Ｃｏｒ２を算出すると、このＣｏｒ１と
Ｃｏｒ２とが等しいか否かをチェックする（ステップＳ
２０）。このように、Ｃｏｒ１，Ｃｏｒ２は一致／不一
致の判定に使用できればよいことから、Σ｜ｗ１(ｔ;
ａ)｜／ｍＫ，Σ｜ｗ２(ｔ;ａ)｜／ｍＫに代えて、Σ｜
ｗ１(ｔ;ａ)｜，Σ｜ｗ２(ｔ;ａ)｜のみを用いることも
可能である。この場合、ｍＫを用いた除算処理が不要と
なる。
９でＣｏｒ１，Ｃｏｒ２を算出すると、このＣｏｒ１と
Ｃｏｒ２とが等しいか否かをチェックする（ステップＳ
２０）。このように、Ｃｏｒ１，Ｃｏｒ２は一致／不一
致の判定に使用できればよいことから、Σ｜ｗ１(ｔ;
ａ)｜／ｍＫ，Σ｜ｗ２(ｔ;ａ)｜／ｍＫに代えて、Σ｜
ｗ１(ｔ;ａ)｜，Σ｜ｗ２(ｔ;ａ)｜のみを用いることも
可能である。この場合、ｍＫを用いた除算処理が不要と
なる。
【００５５】Ｐコード相関器２４は、ステップＳ２０で
のチェックの結果、Ｃｏｒ１とＣｏｒ２とが等しくない
ならば、ＧＰＳ受信装置（内のＬ２受信部２）の回路遅
延ａがＬ１信号とＬ２信号との遅延量Ｄに等しくないも
のと判断し、Ｐコードマッチングがとれている状態で、
現在の回路遅延ａを基準に当該回路遅延ａを微調整する
ために、遅延回路２５によりＣｏｒ１とＣｏｒ２との差
分に対応する周波数信号を出力させる（ステップＳ２
１）。この周波数信号は、乗算器３により基本周波数発
生器４からの基本周波数信号に乗ぜられ、これにより基
本周波数信号の周波数がシフトされる。このＣｏｒ１と
Ｃｏｒ２との差分に対応する周波数がシフトされた信号
がＬ１受信部１のドップラー検出部１２にフィードバッ
クされると、ドップラー検出部１２からＬ２受信部２内
のＰコードレプリカ発生器２１に入力される周波数信号
の周波数もシフトされる。これにより、ＧＰＳ受信装置
（内のＬ２受信部２）の回路遅延ａも微調整され、Ｐコ
ードレプリカ発生器２１からは、この微調整された回路
遅延ａを反映したＰコードレプリカが出力される。これ
に対し、Ｃｏｒ１とＣｏｒ２とが等しいならば、Ｐコー
ド相関器２４はＰコードレプリカ（レプリカのＰコー
ド）と実際に入力されるＬ２信号のＹコードとの相関が
とれ、Ｌ２信号のＹコードに含まれるＰコードが捕捉で
きたものと判断し、現在の回路遅延ａを遅延量Ｄとして
取得する（ステップＳ２２）。
のチェックの結果、Ｃｏｒ１とＣｏｒ２とが等しくない
ならば、ＧＰＳ受信装置（内のＬ２受信部２）の回路遅
延ａがＬ１信号とＬ２信号との遅延量Ｄに等しくないも
のと判断し、Ｐコードマッチングがとれている状態で、
現在の回路遅延ａを基準に当該回路遅延ａを微調整する
ために、遅延回路２５によりＣｏｒ１とＣｏｒ２との差
分に対応する周波数信号を出力させる（ステップＳ２
１）。この周波数信号は、乗算器３により基本周波数発
生器４からの基本周波数信号に乗ぜられ、これにより基
本周波数信号の周波数がシフトされる。このＣｏｒ１と
Ｃｏｒ２との差分に対応する周波数がシフトされた信号
がＬ１受信部１のドップラー検出部１２にフィードバッ
クされると、ドップラー検出部１２からＬ２受信部２内
のＰコードレプリカ発生器２１に入力される周波数信号
の周波数もシフトされる。これにより、ＧＰＳ受信装置
（内のＬ２受信部２）の回路遅延ａも微調整され、Ｐコ
ードレプリカ発生器２１からは、この微調整された回路
遅延ａを反映したＰコードレプリカが出力される。これ
に対し、Ｃｏｒ１とＣｏｒ２とが等しいならば、Ｐコー
ド相関器２４はＰコードレプリカ（レプリカのＰコー
ド）と実際に入力されるＬ２信号のＹコードとの相関が
とれ、Ｌ２信号のＹコードに含まれるＰコードが捕捉で
きたものと判断し、現在の回路遅延ａを遅延量Ｄとして
取得する（ステップＳ２２）。
【００５６】図５に、ａ，Ｄの関係がそれぞれａ＝Ｄ，
ａ＞Ｄ，ａ＜Ｄの場合のＣｏｒ１，Ｃｏｒ２の大小関係
について示す。図から明らかなように、ａ＝Ｄの場合に
Ｃｏｒ１＝Ｃｏｒ２となる。また、ａ＞Ｄの場合はＣｏ
ｒ１＞Ｃｏｒ２となり、ａ＜Ｄの場合はＣｏｒ１＜Ｃｏ
ｒ２となる。
ａ＞Ｄ，ａ＜Ｄの場合のＣｏｒ１，Ｃｏｒ２の大小関係
について示す。図から明らかなように、ａ＝Ｄの場合に
Ｃｏｒ１＝Ｃｏｒ２となる。また、ａ＞Ｄの場合はＣｏ
ｒ１＞Ｃｏｒ２となり、ａ＜Ｄの場合はＣｏｒ１＜Ｃｏ
ｒ２となる。
【００５７】Ｐコード相関器２４は、ステップＳ２１ま
たはＳ２２を実行すると、ｐ及びＢ１を初期値０に戻
し、且つｑを１だけ減少する（つまりｑ＝ｑ−１＝ｍ−
１とする）と共に、ｍＫ個のｗ１，ｗ２のうち、最も古
いＫ個のｗ１，ｗ２を捨てることで、ｍ−１回連続して
「Ｋ回連続同符号」が確認された状態とする（ステップ
Ｓ２３，Ｓ２４）。そして、このｑ＝ｍ−１の状態で、
次のサンプリングタイミングの到来を待って（ステップ
Ｓ２５）、上記ステップＳ３以降の処理を再び実行す
る。この場合、もしステップＳ３以降の処理で求められ
る｜Ｂ１｜（｜Σｓ１(ｔ;ａ)｜）がＫ−ε以上である
ならば、ｍ回連続して「Ｋ回連続同符号」であると判断
される。この他に、ｍＫ個のｗ１，ｗ２を全て捨ててス
テップＳ１に戻り、最初から処理を行うようにしてもよ
い。
たはＳ２２を実行すると、ｐ及びＢ１を初期値０に戻
し、且つｑを１だけ減少する（つまりｑ＝ｑ−１＝ｍ−
１とする）と共に、ｍＫ個のｗ１，ｗ２のうち、最も古
いＫ個のｗ１，ｗ２を捨てることで、ｍ−１回連続して
「Ｋ回連続同符号」が確認された状態とする（ステップ
Ｓ２３，Ｓ２４）。そして、このｑ＝ｍ−１の状態で、
次のサンプリングタイミングの到来を待って（ステップ
Ｓ２５）、上記ステップＳ３以降の処理を再び実行す
る。この場合、もしステップＳ３以降の処理で求められ
る｜Ｂ１｜（｜Σｓ１(ｔ;ａ)｜）がＫ−ε以上である
ならば、ｍ回連続して「Ｋ回連続同符号」であると判断
される。この他に、ｍＫ個のｗ１，ｗ２を全て捨ててス
テップＳ１に戻り、最初から処理を行うようにしてもよ
い。
【００５８】さて、Ｌ１受信部１側では、Ｃ／Ａコード
を捕捉することで疑似距離ＰＲ１が求められる。ここ
で、上記遅延量Ｄは先に述べたようにＬ１信号とＬ２信
号との間の伝搬遅延（主として電離層伝搬遅延）である
ことから、（電離層伝搬遅延が補正された）疑似距離Ｐ
Ｒ２は、Ｌ１受信部１側で求められる疑似距離をＰＲ１
（電離層伝搬遅延を補正していない疑似距離）、光速を
ｃとすると、 ＰＲ２＝ＰＲ１＋ｃＤ により求められる。
を捕捉することで疑似距離ＰＲ１が求められる。ここ
で、上記遅延量Ｄは先に述べたようにＬ１信号とＬ２信
号との間の伝搬遅延（主として電離層伝搬遅延）である
ことから、（電離層伝搬遅延が補正された）疑似距離Ｐ
Ｒ２は、Ｌ１受信部１側で求められる疑似距離をＰＲ１
（電離層伝搬遅延を補正していない疑似距離）、光速を
ｃとすると、 ＰＲ２＝ＰＲ１＋ｃＤ により求められる。
【００５９】また、Ｌ２信号の搬送波位相については、
Ｐコードマッチングが成立している状況において、Ｌ２
受信部２内のＰコードレプリカ発生器２１で発生される
Ｐコードレプリカ信号の搬送波位相を計測することで取
得できる。
Ｐコードマッチングが成立している状況において、Ｌ２
受信部２内のＰコードレプリカ発生器２１で発生される
Ｐコードレプリカ信号の搬送波位相を計測することで取
得できる。
【００６０】以上に述べた実施形態では、ｔ-ａに対し
て±１／２だけずらしたＰコードレプリカを発生するも
のとして説明したが、図５からも明らかなように、任意
の±ｒ（０＜ｒ＜１）だけずらすようにしてもよい。但
し、ａとＤとのずれに対して有効なＣｏｒ１，Ｃｏｒ２
をとり得る余裕度を考慮すると、±１／２（ｒ＝１／
２）を適用することが好ましい。なお、ｔ-ａに対して
±ｒだけずらしたＰコードレプリカは、相互に２ｒ（０
＜２ｒ＜２）ずれており、ｒ＝１／２の例では１（Ｐコ
ードの１ビット幅）ずれている。
て±１／２だけずらしたＰコードレプリカを発生するも
のとして説明したが、図５からも明らかなように、任意
の±ｒ（０＜ｒ＜１）だけずらすようにしてもよい。但
し、ａとＤとのずれに対して有効なＣｏｒ１，Ｃｏｒ２
をとり得る余裕度を考慮すると、±１／２（ｒ＝１／
２）を適用することが好ましい。なお、ｔ-ａに対して
±ｒだけずらしたＰコードレプリカは、相互に２ｒ（０
＜２ｒ＜２）ずれており、ｒ＝１／２の例では１（Ｐコ
ードの１ビット幅）ずれている。
【００６１】また、前記実施形態では、図２乃至図４の
フローチャートを用いた説明において、作図の都合上、
便宜的に各処理がシリアルに行われるものとしている
が、これに限るものではない。例えば、Ｐコード相関器
２４の処理速度が遅い場合、Ｐコードの１ビット幅に相
当する時間に亘るサンプリングが終了する際の処理（ス
テップＳ１０以降の処理）が完了する前に、次のサンプ
リングタイミングが到来する可能性があることから、こ
の終了時の処理と、次のサンプリングの処理とを並行に
行うようにしてもよい。そのためには、Ａ１，Ａ２を保
持するレジスタを２組用意し、Ｐコードの１ビット幅に
相当する時間に亘るサンプリングが終了する毎に、ステ
ップＳ６で使用するＡ１，Ａ２と、ステップＳ１１で使
用するＡ１，Ａ２とを切り替えて使用すればよい。
フローチャートを用いた説明において、作図の都合上、
便宜的に各処理がシリアルに行われるものとしている
が、これに限るものではない。例えば、Ｐコード相関器
２４の処理速度が遅い場合、Ｐコードの１ビット幅に相
当する時間に亘るサンプリングが終了する際の処理（ス
テップＳ１０以降の処理）が完了する前に、次のサンプ
リングタイミングが到来する可能性があることから、こ
の終了時の処理と、次のサンプリングの処理とを並行に
行うようにしてもよい。そのためには、Ａ１，Ａ２を保
持するレジスタを２組用意し、Ｐコードの１ビット幅に
相当する時間に亘るサンプリングが終了する毎に、ステ
ップＳ６で使用するＡ１，Ａ２と、ステップＳ１１で使
用するＡ１，Ａ２とを切り替えて使用すればよい。
【００６２】
【発明の効果】以上詳述したように本発明によれば、Ｐ
コードが既知であることを利用してＰコード信号レプリ
カを生成し、このレプリカとＧＰＳ衛星から送られるＬ
２測位信号のＹコードとの信号積をＰコードのビット幅
に相当する期間に亘って積算し、その積算値で決まる符
号がＰコードのビット幅の所定倍数分の期間に亘って連
続して同一となる状態を検出することにより、Ｐコード
とＰコードレプリカとがマッチングしていること、つま
りＰコードを捕捉できたことを検出し、その際のＰコー
ドレプリカに基づいて、Ｌ１測位信号とＬ２測位信号と
の伝搬遅延差を取得するようにしたので、伝搬遅延差の
抽出がノイズの影響を抑えながら簡単な構成で高感度に
行え、これにより疑似距離データ及び搬送波位相データ
も高精度に取得できる。
コードが既知であることを利用してＰコード信号レプリ
カを生成し、このレプリカとＧＰＳ衛星から送られるＬ
２測位信号のＹコードとの信号積をＰコードのビット幅
に相当する期間に亘って積算し、その積算値で決まる符
号がＰコードのビット幅の所定倍数分の期間に亘って連
続して同一となる状態を検出することにより、Ｐコード
とＰコードレプリカとがマッチングしていること、つま
りＰコードを捕捉できたことを検出し、その際のＰコー
ドレプリカに基づいて、Ｌ１測位信号とＬ２測位信号と
の伝搬遅延差を取得するようにしたので、伝搬遅延差の
抽出がノイズの影響を抑えながら簡単な構成で高感度に
行え、これにより疑似距離データ及び搬送波位相データ
も高精度に取得できる。
【図１】本発明の一実施形態に係るＧＰＳ受信装置のブ
ロック構成図。
ロック構成図。
【図２】同実施形態におけるＰコード相関器２４での処
理の詳細を説明するためのフローチャートの一部を示す
図。
理の詳細を説明するためのフローチャートの一部を示す
図。
【図３】同実施形態におけるＰコード相関器２４での処
理の詳細を説明するためのフローチャートの他の一部を
示す図。
理の詳細を説明するためのフローチャートの他の一部を
示す図。
【図４】同実施形態におけるＰコード相関器２４での処
理の詳細を説明するためのフローチャートの残りを示す
図。
理の詳細を説明するためのフローチャートの残りを示す
図。
【図５】ａ，Ｄの関係がそれぞれａ＝Ｄ，ａ＞Ｄ，ａ＜
Ｄの場合のＣｏｒ１，Ｃｏｒ２の大小関係について示す
図。
Ｄの場合のＣｏｒ１，Ｃｏｒ２の大小関係について示す
図。
１…Ｌ１受信部 ２…Ｌ２受信部 ３，６，１２５…乗算器 ４…基本周波数発生器 ５，１２１，１２２…逓倍器 ７…低域フィルタ（ＬＰＦ） １１…Ｃ／Ａ受信部 １２…ドップラー検出部 ２１…Ｐコードレプリカ発生器 ２２，２３…乗算器（乗算手段） ２４…Ｐコード相関器（信号積サンプリング手段、積算
手段、Ｐコードマッチング検出手段、伝搬遅延検出手
段、相関生成手段、制御手段、第１の制御手段、第２の
制御手段、連続同符号判別手段） ２５…遅延回路 １２３…ＰＬＬ（位相ロックループ回路）
手段、Ｐコードマッチング検出手段、伝搬遅延検出手
段、相関生成手段、制御手段、第１の制御手段、第２の
制御手段、連続同符号判別手段） ２５…遅延回路 １２３…ＰＬＬ（位相ロックループ回路）
Claims (6)
- 【請求項１】 ＧＰＳ衛星から送られる周波数の異なる
Ｌ１測位信号及びＬ２測位信号に含まれるＰコード信号
のレプリカを生成し、 前記Ｌ２測位信号に含まれるＹコード信号と、前記生成
されるＰコード信号レプリカとの信号積を一定のサンプ
リング間隔で取得しながら、 前記取得した信号積をＰコードのビット幅に相当する一
定期間に亘って積算する動作を繰り返し、 前記一定期間に亘って積算した値の符号が前記一定期間
の所定数倍の期間に亘って連続して同一となる状態を検
出することにより、前記Ｙコード信号に含まれるＰコー
ド信号と前記Ｐコード信号レプリカとがマッチングして
いることを検出して、その際のＰコード信号レプリカに
基づいて前記Ｌ１測位信号と前記Ｌ２測位信号との間の
伝搬遅延差を取得することを特徴とする伝搬遅延検出方
法。 - 【請求項２】 ＧＰＳ衛星から送られる周波数の異なる
Ｌ１測位信号及びＬ２測位信号に含まれるＰコード信号
のレプリカを、相互にＰコード信号のビット幅の２倍の
範囲内で所定時間のずれをもたせて２種生成し、 前記Ｌ２測位信号に含まれるＹコード信号と、前記生成
される２種のＰコード信号レプリカとのそれぞれの信号
積を一定のサンプリング間隔で取得しながら、 前記取得した信号積をＰコードのビット幅の所定倍に相
当する一定期間に亘って積算する動作を、前記２種のＰ
コード信号レプリカ別に繰り返し、 前記２種のＰコード信号レプリカのそれぞれについて、
前記一定期間に亘って積算した値の総和で決まる、当該
各レプリカと前記Ｌ２測位信号に含まれるＹコード信号
との相関値を生成し、 前記２種のＰコード信号レプリカに対応する前記両相関
値が一致するように、当該レプリカの遅延にフィードバ
ックをかけ、前記両相関値が一致した際の当該レプリカ
の遅延から前記Ｌ１測位信号と前記Ｌ２測位信号との間
の伝搬遅延差を取得することを特徴とする伝搬遅延検出
方法。 - 【請求項３】 前記一定期間に亘って積算した値の符号
が前記一定期間の所定数倍の期間に亘って連続して同一
となるか否かを調べ、 連続して同一符号とならない場合には、前記Ｐコードレ
プリカの生成を制御して回路遅延が現在より前記一定期
間だけずれるようにし、 連続して同一符号となった場合に、前記２種のＰコード
信号レプリカに対応する前記両相関値が一致するよう
に、当該レプリカの遅延にフィードバックをかけること
を特徴とする請求項２記載の伝搬遅延検出方法。 - 【請求項４】 ＧＰＳ衛星から送られる周波数の異なる
Ｌ１測位信号及びＬ２測位信号に含まれるＰコード信号
のレプリカを生成するＰコードレプリカ発生手段と、 前記Ｌ２測位信号に含まれるＹコード信号と、前記Ｐコ
ードレプリカ発生手段により生成されるＰコード信号レ
プリカとの信号積を求める乗算手段と、 前記乗算手段から出力される前記信号積を一定のサンプ
リング間隔で取得する信号積サンプリング手段と、 前記信号積サンプリング手段によりサンプリング間隔で
取得された信号積をＰコードのビット幅に相当する一定
期間に亘って積算する積算手段と、 前記積算手段により積算された値の符号が前記一定期間
の所定数倍の期間に亘って連続して同一となる状態を検
出することにより、前記Ｙコード信号に含まれるＰコー
ド信号と前記Ｐコード信号レプリカとがマッチングして
いることを検出するＰコードマッチング検出手段と、 前記Ｐコードマッチング検出手段によるマッチング検出
により、その際のＰコード信号レプリカに基づいて前記
Ｌ１測位信号と前記Ｌ２測位信号との間の伝搬遅延差を
検出する伝搬遅延検出手段とを具備することを特徴とす
るＧＰＳ受信装置。 - 【請求項５】 ＧＰＳ衛星から送られる周波数の異なる
Ｌ１測位信号及びＬ２測位信号に含まれるＰコード信号
のレプリカを、相互にＰコード信号のビット幅の２倍の
範囲内で所定時間のずれをもたせて２種生成するＰコー
ドレプリカ発生手段と、 前記Ｌ２測位信号に含まれるＹコード信号と、前記Ｐコ
ードレプリカ発生手段により生成される２種のＰコード
信号レプリカとのそれぞれの信号積を求める乗算手段
と、 前記乗算手段から出力される前記２種のＰコード信号レ
プリカについての信号積を一定のサンプリング間隔で取
得する信号積サンプリング手段と、 前記信号積サンプリング手段によりサンプリング間隔で
取得された信号積を前記２種のＰコード信号レプリカ別
にＰコードのビット幅の所定倍に相当する一定期間に亘
って積算する積算手段と、 前記積算手段の積算結果の前記２種のＰコード信号レプ
リカ別の総和で決まる、当該各レプリカと前記Ｌ２測位
信号に含まれるＹコード信号との相関値を生成する相関
生成手段と、 前記相関生成手段により生成された前記２種のＰコード
信号レプリカに対応する前記両相関値が一致するよう
に、当該レプリカの遅延にフィードバックをかける制御
手段と、 前記両相関値が一致した際の当該レプリカの遅延から前
記Ｌ１測位信号と前記Ｌ２測位信号との間の伝搬遅延差
を検出する伝搬遅延検出手段とを具備することを特徴と
するＧＰＳ受信装置。 - 【請求項６】 前記積算手段の積算結果の値の符号が前
記一定期間の所定数倍の期間に亘って連続して同一とな
るか否かを判別する連続同符号判別手段を更に具備する
と共に、 前記制御手段は、前記連続同符号判別手段により連続し
て同一符号とならないと判別された場合に、前記Ｐコー
ドレプリカの遅延が現在より前記一定期間だけずれるよ
うに前記Ｐコードレプリカ発生手段を制御する第１の制
御手段と、 前記連続同符号判別手段により連続して同一符号となる
と判別された場合に、前記２種のＰコード信号レプリカ
に対応する前記両相関値が一致するように、当該レプリ
カの遅延にフィードバックをかける第２の制御手段とを
有していることを特徴とする請求項５記載のＧＰＳ受信
装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2000081273A JP3615114B2 (ja) | 2000-03-23 | 2000-03-23 | 伝搬遅延検出方法及び同方法を適用するｇｐｓ受信装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2000081273A JP3615114B2 (ja) | 2000-03-23 | 2000-03-23 | 伝搬遅延検出方法及び同方法を適用するｇｐｓ受信装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2001264407A true JP2001264407A (ja) | 2001-09-26 |
| JP3615114B2 JP3615114B2 (ja) | 2005-01-26 |
Family
ID=18598233
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2000081273A Expired - Fee Related JP3615114B2 (ja) | 2000-03-23 | 2000-03-23 | 伝搬遅延検出方法及び同方法を適用するｇｐｓ受信装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3615114B2 (ja) |
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| RU2453867C2 (ru) * | 2006-10-19 | 2012-06-20 | Датагрид, Инк. | Приемник gps (варианты) и способ извлечения амплитуды и псевдодоплеровской фазы сигнала |
| KR20140101809A (ko) * | 2011-11-18 | 2014-08-20 | 퀄컴 인코포레이티드 | Sps 인증 |
| JP2017116414A (ja) * | 2015-12-24 | 2017-06-29 | 株式会社デンソー | 測位装置及び測位結果利用システム |
| JP2021071422A (ja) * | 2019-10-31 | 2021-05-06 | 株式会社東芝 | レーダシステム |
-
2000
- 2000-03-23 JP JP2000081273A patent/JP3615114B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| RU2453867C2 (ru) * | 2006-10-19 | 2012-06-20 | Датагрид, Инк. | Приемник gps (варианты) и способ извлечения амплитуды и псевдодоплеровской фазы сигнала |
| KR20140101809A (ko) * | 2011-11-18 | 2014-08-20 | 퀄컴 인코포레이티드 | Sps 인증 |
| KR101676544B1 (ko) | 2011-11-18 | 2016-11-15 | 퀄컴 인코포레이티드 | Sps 인증을 위한 방법, 장치, 시스템 및 매체 |
| JP2017116414A (ja) * | 2015-12-24 | 2017-06-29 | 株式会社デンソー | 測位装置及び測位結果利用システム |
| JP2021071422A (ja) * | 2019-10-31 | 2021-05-06 | 株式会社東芝 | レーダシステム |
| JP7419025B2 (ja) | 2019-10-31 | 2024-01-22 | 株式会社東芝 | レーダシステム |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP3615114B2 (ja) | 2005-01-26 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| JP3964621B2 (ja) | 不均一で繋がりのない複数のサンプル・セグメントの相関分析を用いる信号検出器 | |
| US7042930B2 (en) | Spread spectrum bit boundary correlation search acquisition system | |
| US8411726B2 (en) | Method and apparatus for performing signal correlation at multiple resolutions to mitigate multipath interference | |
| TW544527B (en) | Radiofrequency signal receiver with means for correcting the effects of multipath signals, and method for activating the receiver | |
| US7920093B2 (en) | Methods for improving computational efficiency in a global positioning satellite receiver | |
| US6819707B2 (en) | Method and apparatus for performing signal correlation using historical correlation data | |
| JP2003258769A (ja) | Ｇｐｓ受信機およびｇｐｓ衛星信号の受信方法 | |
| US20030219066A1 (en) | Method and apparatus for performing signal correlation | |
| JP2001116821A (ja) | Ｇｐｓ測位方法およびｇｐｓ受信装置 | |
| US20040076223A1 (en) | Methods and apparatuses for processing of global positioning system signals with a matched filter | |
| TW201038029A (en) | Data signal phase reversal correction method and system implementing the same | |
| CN211577433U (zh) | 全球导航卫星系统接收器装置 | |
| JPH0659013A (ja) | Ｇｐｓ受信機の信号捕捉方法 | |
| RU2341898C2 (ru) | Приемник спутниковой навигации с устройством быстрого поиска навигационных сигналов в условиях высокой динамики объекта | |
| KR20230031239A (ko) | 현대화된 소비자 등급 gnss 2차 코드 취득 및 신호 추적 | |
| US7696925B2 (en) | Memory reduction in GNSS receiver | |
| JP4149079B2 (ja) | 擬似雑音符号位相検出装置 | |
| JP2003248043A (ja) | Ｇｐｓ受信機および受信方法 | |
| EP2034617A1 (en) | Device and method for multipath mitigation | |
| JP2001264407A (ja) | 伝搬遅延検出方法及び同方法を適用するｇｐｓ受信装置 | |
| JP2002290154A (ja) | 特に無線周波数信号受信器用の数値制御発振器 | |
| WO2000065751A1 (en) | Apparatus for computing gps correlations in parallel | |
| JP2002523752A (ja) | スプリットｃ／ａコード受信機 | |
| JP5933559B2 (ja) | 信号捕捉装置及び方法 | |
| JP4771637B2 (ja) | ディジタル相関の方法及び装置 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20040517 |
|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20040601 |
|
| A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20040730 |
|
| TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20041026 |
|
| A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20041028 |
|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |