ES2308856T3

ES2308856T3 - Sistema y metodo para demodular señales del sistema de posicionamiento global.

Info

Publication number: ES2308856T3
Application number: ES99965872T
Authority: ES
Inventors: Richard K. T. Woo; Jose O. Quan; Unjeng Cheng
Original assignee: NavCorn Technology Inc
Current assignee: NavCorn Technology Inc
Priority date: 1998-11-25
Filing date: 1999-11-22
Publication date: 2008-12-01
Anticipated expiration: 2019-11-22
Also published as: JP2003524764A; DE69939009D1; EP1057278A4; US6125135A; WO2000031888A1; WO2000031888A9; JP4408572B2; EP1057278B1; EP1057278A1; ATE400092T1

Abstract

Un demodulador del sistema de posicionamiento global (GPS) configurado para recibir una señal GPS que incluye las señales moduladas del código C/A, del código P de L1, del código P de L2 y del código W de cifrado, comprendiendo el demodulador: un generador de código P de L1 (303) configurado para generar una primera y una segunda señales de código P de L1 que son señales de réplica locales del código P de L1 de la señal GPS; un primer demodulador (306, 307) configurado para demodular la señal GPS basándose en, en parte, la primera y la segunda señales de código P de L1, para de ese modo generar una primera y una segunda señal del código P de L1 demoduladas; un primer par de filtros de integración y volcado (I&D, del inglés "Integrate-and-Dump") (310, 311) configurados para generar una primera señal del código P de L1 integrada mediante la integración de la primera señal del código P de L1 demodulada y configurado para generar una segunda señal del código P de L1 integrada mediante la integración de la segunda señal del código P de L1 demodulada durante un período de integración predeterminado; caracterizado por: un primer módulo de niveles de referencia (320) configurado para generar una primera señal de control de conmutación mediante la comparación de la primera señal de código P de L1 integrada con un primer valor del nivel de referencia predeterminado para determinar si el código W de cifrado cambió la polaridad durante el periodo de integración; y un primer conmutador (322) configurado para generar una primera señal de ajuste basándose en una señal derivada de la primera y de la segunda señales de código P de L1 integradas y basándose en la primera señal de control de conmutación, en donde el generador del código P de L1 se configura además para ajustarse basándose en una señal derivada de la primera señal de ajuste, para de ese modo generar con precisión la primera señal del código P de L1 que sigue el código P de L1 de la señal GPS.

Description

Sistema y método para demodular señales del sistema de posicionamiento global.

Campo de la invención

La presente invención se refiere en general a los receptores de señal de satélite del sistema de posicionamiento global ("GPS", del inglés "Global Positioning System"), y, más en particular, a sistemas y métodos para la sincronización, con alta precisión, de una señal de la portadora de L2 localmente generada con una señal L2 recibida desde un satélite GPS.

Antecedentes de la invención

El sistema de posicionamiento global (GPS), también denominado NAVSTAR, consiste en un conjunto de satélites GPS. Las órbitas de los satélites GPS se disponen en múltiples planos, para que puedan recibirse señales desde al menos cuatro satélites GPS en cualquier punto sobre o cerca de la tierra. Las transmisiones de satélite se controlan y sincronizan con precisión por las estaciones terrestres; el receptor puede medir el rango de cada satélite a partir de los tiempos de los códigos recibidos, que se derivan de las señales RF recibidas. Los parámetros orbitales de los satélites GPS se determinan con un alto grado de precisión desde las estaciones terrestres fijas y se entregan al usuario a través de las señales de enlace descendente del GPS. En las aplicaciones de navegación del GPS, puede calcularse la latitud, la longitud y la altitud de cualquier punto cercano a la tierra a partir de los tiempos de propagación de las señales electromagnéticas desde cuatro o más de las naves espaciales hasta la localización desconocida. Se determina un rango medido, conocido como "pseudo rango", entre el receptor GPS en la localización desconocida y los cuatro satélites dentro de su visión basándose en estos tiempos de propagación. El rango medido se denomina como pseudo rango porque hay generalmente una diferencia de tiempo o desviación entre los relojes de temporización en los satélites y el reloj del receptor GPS. Por lo tanto, para la determinación de la posición en tres dimensiones, se necesitan al menos cuatro señales de satélites para resolver las cuatro incógnitas, es decir, la desviación de tiempo junto con las tres posiciones dimensionales de los satélites.

Cada satélite GPS transmite dos señales de amplio espectro en la banda L, conocidas como L1 y L2 con frecuencias de portadora separadas en 1575,42 y 1227,6 MHz, respectivamente. Se requieren las dos señales, cada una con una frecuencia central diferente, para eliminar los errores que surgen debido a los retrasos de las señales del satélite a través de la ionosfera. Dado que el retraso ionosférico es inversamente proporcional al cuadrado de la frecuencia de la portadora, el retraso ionosférico puede estimarse y eliminarse a través de las mediciones de pseudo rango en ambas frecuencias L1 y L2.

Las señales del satélite se modulan por medio de dos códigos pseudo aleatorios: uno denominado como código de adquisición ordinaria (C/A, del inglés "Coarse Acquisition") y el otro denominado como código de precisión (P). Ambos códigos son únicos para cada satélite. Esto permite que las señales en la banda L desde el conjunto de los satélites GPS sean identificadas individualmente y procesadas por separado en un receptor. El código P tiene una frecuencia de reloj de 10,23 MHz y se usa para modular las portadoras de L1 en cuadratura de fase y en fase generadas dentro del satélite. El código P se repite aproximadamente una vez por semana. Además, la señal L1 de cada satélite incluye una portadora en fase modulada por el código C/A, que tiene una tasa de fragmentos de 1,023 MHz y se repite una vez cada milisegundo. La portadora del código C/A y la portadora del código P están en cuadratura de fase entre sí. Cada portadora se modula también por un flujo de datos lentamente variable de 50 bits por segundo, que define la efeméride del satélite, las correcciones de reloj del satélite, y otra información GPS.

En el receptor GPS, las señales correspondientes a los códigos P y C/A conocidos pueden generarse en el mismo formato que en el satélite. Las señales L1 y L2 desde un satélite dado se demodulan mediante el alineamiento de las fases, es decir, ajustando el tiempo, de los códigos generados localmente con la señal del satélite. Para conseguir la alineación de tiempos las réplicas de los códigos generados localmente se correlacionan con las señales recibidas hasta que se maximiza la salida de la correlación resultante. Dado que está definido el tiempo en el que se transmite cada fragmento de código desde el satélite, el tiempo de recepción de un fragmento particular puede usarse como una medición del tiempo de transición o rango al satélite. Dado que los códigos C/A y P son únicos en cada satélite, puede identificarse un satélite específico basándose en los resultados de las correlaciones entre las señales recibidas y las réplicas de los códigos C/A y P localmente generadas.

Dado que el código C/A tiene un corto tiempo de repetición (1 milisegundo), la adquisición del código C/A puede llevarse a cabo rápidamente sin el conocimiento de la hora GPS, que se relaciona con el estado del código de la señal transmitida en el momento de la adquisición de la señal. En consecuencia, la adquisición del código P se lleva a cabo generalmente mediante la adquisición primero de la señal de código C/A, dado que existe una relación de tiempo predefinida entre el código C/A y el código P única para cada satélite. Esta relación de tiempo se proporciona en el Hand-Over-Word (HOW) en el mensaje de navegación de la señal del código C/A. una vez que se adquiere el código C/A, la demodulación de la portadora de L1 de la señal L1 puede llevarse a cabo con técnicas de demodulación de portadora suprimida tales como el bucle de Costas. Si no se requiere una extrema precisión en la magnitud que se está midiendo en el receptor, el uso en solitario de la portadora de L1 puede permitir una "medición de onda de la portadora" satisfactoria. Sin embargo, en aplicaciones cinemáticas, cuando se desea que se realicen las mediciones de onda de la portadora con una alta resolución o cuando se desea que se realicen rápidamente las mediciones, puede utilizarse también la señal de la portadora de L2. El uso de ambas fases de las portadoras de L1 y de L2 es deseable para la estimación y eliminación del retraso ionosférico de la fase de la portadora. La disponibilidad de ambas portadoras de L1 y de L2 permite la formación de la denominada frecuencia "de línea amplia" que es la diferencia de frecuencias entre L1 y L2 y es útil para una resolución rápida de la ambigüedad de la fase de la portadora.

Las técnicas cinemáticas o de fase de la portadora diferencial son el resultado natural del uso del GPS para aplicaciones de topografía. Más que hacer uso de las mediciones del código que pueden verse adversamente afectadas por la ruta múltiple (reflexiones de la señal), las mediciones de fase de la portadora reconstruidas se usan en aplicaciones de topografía y cinemáticas. La alta precisión que puede obtenerse a partir de las mediciones de fase de la portadora se relaciona con las longitudes de onda relativas involucradas. La velocidad del fragmento del código C/A tiene una longitud de onda de aproximadamente 300 metros. La correspondiente velocidad del fragmento del código P tiene una longitud de onda de aproximadamente 30 metros. La longitud de onda de la portadora de L1 es de 19 cm, y la longitud de onda de la portadora de L2 es de 24,4 cm. Una regla práctica común es que una medición puede realizarse con una precisión que es alrededor de 1/40º de la longitud de onda. De ese modo, puede obtenerse una medición de fase de la portadora que es mucho más precisa que las mediciones del código. Sin embargo, la medición de fase de la portadora tiene una desventaja muy significativa en comparación con las mediciones del código. Específicamente, la medición de fase de la portadora puede usarse como una medición de rango preciso sólo si puede determinarse de alguna manera el número correcto de ciclos completos de la señal de la portadora en el tránsito entre el satélite y el receptor. Un requisito equivalente para el uso en aplicaciones diferenciales es determinar la diferencia en el número de ciclos completos en el receptor de referencia y en el receptor cinemático. La fuente del problema es que cada ciclo de la señal portadora es idéntico y que no es obvio cuando se transmitió desde el satélite el ciclo en particular que se está recibiendo.

Se han desarrollado varios métodos para determinar la ambigüedad de ciclos. El primer método usado en aplicaciones de topografía fue simplemente recoger una cantidad suficiente de datos mientras se estaba estacionario de forma que el cambio en la fase de la portadora (Doppler integrado) podría usarse para calcular una posición en tres dimensiones que sería precisa en al menos media longitud de onda. De ese modo, si se estaban usando las mediciones de fase de la portadora de L1, la posición de Doppler integrado necesitaría precisarse hasta 9,5 centímetros en cada una de las tres dimensiones. Una vez se obtiene la precisión deseada, el rango calculado al satélite puede usarse para resolver el valor de ambigüedad de ciclos completos. Una vez que se fijan los valores de ambigüedad de ciclos completos, puede recalcularse la posición. Típicamente, esta solución revisada da como resultado posiciones diferenciales precisas en menos de un centímetro.

Recientemente, se han desarrollado y usado otros métodos más sofisticados para resolver las ambigüedades de ciclos completos en las mediciones de fase de la portadora para el receptor el movimiento o "cinemático". Como en las aplicaciones de topografía, se depende de la referencia estática del receptor que se usa para medir los errores sistemáticos en las mediciones de la portadora y el código y transmitirlas en tiempo real al receptor cinemático. Típicamente, estos métodos de resolución de la ambigüedad hacen uso tanto de las mediciones del código como de la portadora en un proceso multi-etapa. Primero, las mediciones del código se usan para obtener una posición diferencial cuya precisión está en el orden de 1 a 5 metros. A continuación, se define una región o volumen en el espacio de incertidumbre alrededor de la posición diferencial del código que tiene una alta probabilidad de contener la solución verdadera. Finalmente, se eligen para cada medición de fase de la portadora las combinaciones de los valores de ambigüedad de ciclos completos de forma tal que la solución de fase de la portadora resultante tanto (1) cae dentro del volumen de incertidumbre como (2) tiene un valor RMS residual pequeño. El requisito de un valor de RMS residual pequeño significa que se requieren las mediciones de al menos cinco satélites porque se necesita al menos una medición redundante para calcular los residuos. Si cumple los requisitos más de una combinación de valores de ambigüedad del ciclo completo, se repite el proceso con el siguiente conjunto de mediciones. El movimiento de los satélites asegura que los residuos crecerán para cualquier solución que no sea la correcta. Sólo la solución verdadera continuará produciendo residuos de RMS pequeños mientras se mueve el satélite.

Dos elementos de la descripción anterior muestran una ventaja significativa acumulada con el uso de longitudes de onda más largas de las portadoras. Primero el número de combinaciones de ambigüedades de ciclos completos que tendrán solución dentro de cualquier volumen de incertidumbre dado disminuye según el incremento del cubo de la longitud de onda involucrada. Segundo, cuanto más cercana esté la solución falsa a la posición verdadera, mayor será la cantidad de movimiento del satélite requerida para hacer que los residuos de su solución crezcan una cantidad igual. Ambos factores favorecen el uso de la portadora de L2 sobre la portadora de L1 ya que la longitud de onda de L2 es casi el 30 por ciento más grande que la longitud de onda de L1. Sin embargo, la mayor motivación para obtener las mediciones de fase de la portadora de L2 surge por otra razón. Específicamente, las mediciones de diferencias obtenidas restando las mediciones de fase de la portadora de L2 de las mediciones de L1 tienen una longitud de onda de 86 centímetros que corresponden a la longitud de onda de la frecuencia diferencia de L1 menos L2. Esta longitud de onda es 4,5 veces más larga que la longitud de onda de L1 y significa que habrá aproximadamente (4,5)^{3} o alrededor de 100 veces menos combinaciones de ambigüedades de ciclos completos situados dentro del mismo volumen de incertidumbre. Más aún, el movimiento requerido del satélite necesario para hacer que los residuos de RMS excedan el nivel de eliminación será al menos 4,5 veces más pequeño. En resumen, hay un beneficio muy grande en el proceso de resolución de la ambigüedad de ciclos completos cuando las mediciones de fase de la portadora pueden obtenerse sobre la portadora de L2.

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Aunque se conocen tanto el código C/A como el P únicos para cada satélite, cada satélite está provisto con la capacidad de modular su código P con un código secreto anti interferencia (A/S del inglés "anti-spoofing") prescrito por el gobierno de los Estados Unidos. Este código secreto está dirigido a impedir que un terrorista o un enemigo genere una señal simulada para que aparezca como una señal transmitida desde un satélite GPS que podría usarse para "interferir" o engañar a un receptor GPS para que calcule una posición falsa. Un código de seguridad, el código W no disponible para usuarios civiles, se añade módulo 2 a los códigos P tanto a las señales L1 como L2, cifrando con ello las señales de código P de L1 y de L2. Dado que el código W no es conocido públicamente proporcionará la función anti interferencia que protegerá a los usuarios militares contra la interpretación de señales enemigas, que pueden ser idénticas al código P públicamente conocido, como unas señales de satélite válidas. Cuando se emplea esta modulación A/S, la combinación del código P con el código W se denomina como código Y. A partir de mediciones que usan antenas parabólicas de alta ganancia, se ha determinado empíricamente que la velocidad de los fragmentos del código W es aproximadamente 500 kHz, o más o menos 1/20º de la velocidad del fragmento de código P.

Dado que L2, a diferencia de L1, tiene sólo el componente de código P, su acceso se deniega a todos los usuarios que no tengan el conocimiento del código W. Esto tiene grandes impactos en usuarios de prospecciones y los usuarios de fase de la portadora diferencial (o cinemática) cuya precisión obtenible se degradará dado que no puede obtenerse la corrección del retraso ionosférico de la frecuencia sin la señal L2, y no puede implementarse la rápida resolución de la ambigüedad de fase de la portadora con las técnicas desarrolladas que usan la diferencia de frecuencia entre L1 y L2 (la frecuencia de amplitud de línea) que tiene una longitud de onda que es 4,5 veces mayor que la de L1.

En tanto que la señal L1 incluye una portadora en cuadratura de fase modulada por el código P y una portadora en fase modulada por el código C/A, la señal L2 se modula sólo por el código P. En consecuencia, cuando se utiliza el código A/S, un receptor estándar sin acceso al código Y no podría recuperar el código de L2 ni la información de fase de la portadora con las técnicas normales de correlación. Esta pérdida de acceso a la señal L2 presenta dos problemas distintos para algunos grupos de usuarios. Primero, significa que no hay medio para medir y corregir los efectos de la refracción ionosférica sobre las mediciones de pseudo rango. Más significativamente, puede ser un serio problema para el usuario de topografía y el usuario de fase de la portadora diferencial o "cinemático", ya que ambos desean obtener precisiones por debajo de 1 centímetro, porque no podrían demodular la fase de la portadora de L2 fiablemente y con precisión sin el conocimiento del código Y confidencial.

El gran beneficio de las mediciones de fase de la portadora de L2 ha dado como resultado el desarrollo de varios métodos para obtener las mediciones de fase de la portadora de L2 requeridas incluso en el caso de que el código A/S se active, es decir, cuando el código P se cifra para convertirse en el código Y, y se deniega el acceso a la señal L2 a usuarios no militares. Se han sugerido un número de técnicas para obtener la fase de la portadora de L2 incluso en presencia del código de cifrado A/S.

En la primera técnica descrita por Ashjaee y otros (Patente de Estados Unidos número 4.928.106) la señal L2 recibida se multiplica por sí misma, o se eleva al cuadrado, para eliminar su modulación de datos bifásica impuesta por el código secreto W. El proceso de elevar al cuadrado genera una señal de salida de frecuencia única, cuya fase puede medirse cuando el A/S está activado. Sin embargo, hay dos desventajas significativas en el proceso de elevación al cuadrado. Primero, la frecuencia de salida es doble que la frecuencia de la portadora original y, por lo tanto, la longitud de onda es la mitad que la de la portadora de L2. Tal reducción en la longitud de onda aumenta el número de ambigüedades de ciclo completo en las mediciones de onda de la portadora. La segunda desventaja, incluso más seria, es que el proceso de elevación al cuadrado debe realizarse en un ancho de banda suficientemente amplio como para incluir la mayor parte del espectro de energía ensanchado de la señal entrante (\sim 20 MHz). Esto introduce significativamente más energía de ruido en el receptor, degradando de ese modo significativamente la relación señal-ruido con relación a las técnicas de recuperación de la portadora basadas en un proceso de correlación directo.

En una segunda técnica, conocida comúnmente como correlación cruzada, la señal L2 incidente se multiplica por la señal L1 más que ser elevada al cuadrado. Por lo tanto, la longitud de onda no se reduce a la mitad como en el proceso de elevación al cuadrado. Cuando se transmiten desde el satélite las señales L1 y L2, se sincroniza la modulación del código P en las dos señales. Sin embargo, la refracción ionosférica produce un retardo mayor en la señal L2 que en la señal L1. Por lo tanto, para maximizar la señal, la señal L1 debe retardarse en una cantidad variable para alinear la modulación del código P de las dos señales. Dado que la correlación cruzada debe realizarse aún en el ancho de banda de espectro ensanchado, aún permanece una degradación significativa. La degradación es de alguna forma menor, sin embargo, como consecuencia de la elevada energía transmitida en la señal L1 en relación con la señal L2.

Una tercera técnica, conocida como cuadrado asistido del código P, se describe por Keegan (patente de Estados Unidos 4.972.431) para reducir la degradación de la relación señal-ruido inherente en las técnicas descritas anteriormente. Debido a que el código Y es un compuesto de la modulación del código P y del código W, es posible eliminar el componente del código P de la señal recibida y reducir su ancho de banda al del código W mediante su multiplicación con una réplica generada localmente del código P y el filtrado de la señal producto dentro del ancho de banda del código W de aproximadamente +/- 500 kHz. La fase del código P local se ajusta hasta que aparece una señal demodulada fuerte en la salida del filtro. La señal de ancho de banda más estrecho se eleva al cuadrado para eliminar la modulación del código W para la recuperación de la portadora. Aunque conduce a una relación señal-ruido (SNR, del inglés "Signal to Noise Ratio") mejorada en comparación con las técnicas de elevación al cuadrado y correlación cruzada descritas anteriormente, esta técnica da como resultado la duplicación de la frecuencia de L2 en el proceso de elevación al cuadrado, reduciendo por ello la longitud de onda observable a la mitad. De nuevo, tal reducción de la longitud de onda da como resultado un aumento acorde en el número de ambigüedades de ciclo completo a resolverse. Además, el filtrado de la señal producto de L2 y del código P local se realiza mediante un filtro analógico pasa banda, que no es el filtro óptimo para la señal del código W. El filtro óptimo sería un filtro de integración y vaciado durante el tiempo de un bit del código W si se dispone de los tiempos del código W. Este rendimiento de esta técnica no es por lo tanto el óptimo alcanzable.

En una cuarta técnica para obtener la fase de la portadora de L2 en presencia del cifrado del código A/S, descrita por Lorenz y otros (patente de Estados Unidos número 5.134.407), las señales de L1 y L2 se correlacionan inicialmente con señales de la portadora y del código P localmente generadas. Las señales resultantes se integran entonces durante la duración que se estima para el periodo del código W confidencial. El periodo de bits de W varía y es aproximadamente 20 ó 22 fragmentos de P en duración. La proporción entre los tiempos de los bits de W se relaciona con la fase del código P y puede observarse a partir de un enlace descendente GPS usando una antena de alta ganancia incluso aunque los datos de los bits de W no son públicamente conocidos. Basándose en este proceso de integración se realizan estimaciones separadas del código W desconocido en un método bit a bit. En una realización particular se correlaciona de forma cruzada una polaridad estimada de los bits de W obtenida sobre el canal L2 con la señal L1 después de la des-correlación que usa la réplica del código P local. Puede seguirse la pista al código de la señal L1 resultante de modo coherente. De forma similar, una polaridad estimada de los bits de W obtenida sobre el canal L1 se correlaciona de forma cruzada con la señal L2 después de la des-correlación que usa la réplica del código P local. Puede realizarse entonces un seguimiento de la longitud de onda completa de la portadora sobre la señal L2 resultante ya que la modulación del código W desconocido se elimina en el proceso de correlación cruzada. Aunque se consigue una SNR mejorada en relación con otros métodos de recuperación de la portadora de L2, el método descrito por Lorenz no conduce a una precisión óptima como consecuencia de la "decisión rígida" realizada en la estimación de los valores para los bits del código W individuales. Esto es, se determina específicamente para cada bit si es uno o dos valores binarios mediante la comparación del resultado de cada proceso de integración con un nivel de referencia predefinido, dando como resultado por ello una SNR menor que la óptima.

En una quinta técnica, descrita por Litton, Russell y Woo (patente de Estados Unidos número 5.576.715), se deriva una técnica de procesamiento óptimo para la demodulación de L2 basándose en la estimación a posteriori máxima de los bits de W de L1 en un método bit a bit, combinada con la estimación correspondiente de los bits de W de L2. Esto mejora adicionalmente el rendimiento señal-ruido de la técnica descrita por Lorenz y otros. En una realización particular, la señal L2 de banda limitada, tras la correlación con el código P puntual generado por el generador de código P en el canal L2, se mezcla con la referencia de la portadora local para producir las señales en fase y en cuadratura proporcionales a cos(\phi) y sen(\phi), respectivamente, en donde \phi representa la diferencia de fase entre la señal L2 recibida y una réplica generada localmente de la misma. Los canales en fase y en cuadratura se integran sobre un periodo de integración que se aproxima al periodo de bits de W. Cada estimación del bit del código W sobre el canal en fase, es decir, el coseno, se combina con la tangente hiperbólica de una estimación del bit del código W del canal L1 correspondiente, ponderada por el factor 1,4142, que se selecciona para compensar la mayor fuerza de la señal (\sim 3 dB) de la señal L1 recibida con relación a la señal L2 recibida. La suma resultante se multiplica por el canal L2 en cuadratura (es decir, el seno) integrado sobre el correspondiente periodo de bits del código W para obtener una estimación del error de fase de la portadora de L2. La estimación del error de la fase de la portadora resultante se usa para ajustar la fase de la portadora de L2 generada localmente. La estimación del error de la fase consiste en dos componentes: un componente proporcional al sen(\phi) que es el resultado de la multiplicación de la tangente hiperbólica en la estimación de bits de W de L1 por la salida de integración y volcado del canal en fase de L2, y el segundo componente es proporcional a sen(2\phi) que es el resultado de la multiplicación de la salida de integración y volcado del canal en fase de L2 con la salida de integración y volcado del canal en cuadratura de L2. La suma del componente que es proporcional a sen(\phi) permite la recuperación de la portadora con plena longitud de onda e impide que la portadora de L2 generada localmente quede enclavada en un desfase de medio ciclo de portadora con la portadora de L2 recibida.

En ambas técnicas descritas por Lorenz y otros y por Litton y otros, la estimación de los bits del código W desconocido se realiza en un método bit a bit. La estimación del bit del código W, usada para derivar el error de fase de la portadora de L2, se realiza a una frecuencia de 500 kHz aproximadamente. Dado que los periodos del bit del código W son relativamente cortos (\sim 2 microsegundos), la SNR del bit del código W es muy baja, por ejemplo, -17 dB para un C/No recibido de 40 dB-Hz. Eso da como resultado una degradación significativa en el rendimiento de la recuperación de la portadora de L2 comparado con lo que es concebible cuando no hay una modulación A/S del código W.

Sumario de la invención

La presente invención proporciona una técnica para mejorar el rendimiento señal-ruido de la recuperación de la portadora de L2, cuando está presente el código Y confidencial, mediante la formación de estimaciones de cada par de bits del código W. Dado que la duración de este par de bits es el doble de la de un único bit, la relación señal-ruido de la estimación de un par de bits de W se mejora en 3 dB sobre la del bit único cuando no hay cambios en la polaridad de los datos entre los dos bits de W.

Más específicamente, la presente invención proporciona un demodulador GPS configurado para recibir una señal GPS que incluye las señales moduladas del código C/A, del código P de L1, del código P de L2 y del código W de cifrado. El demodulador incluye un generador de código P de L1 configurado para generar una primera y una segunda señales de código P de L1 que son señales réplica locales del código P de L1 de la señal GPS y un primer demodulador configurado para demodular la señal GPS basándose en, en parte, la primera y la segunda señales de código P de L1, para de ese modo generar una primera y una segunda señales del código P de L1 demoduladas. El demodulador incluye además un primer par de filtros de integración y volcado (I&D, del inglés "Integrate-and-Dump") configurados para generar una primera señal del código P de L1 integrada mediante la integración de la primera señal del código P de L1 demodulada y configurado para generar una segunda señal del código P de L1 integrada mediante la integración de la segunda señal del código P de L1 demodulada durante un período de integración predeterminado. El demodulador incluye también un primer módulo de niveles de referencia configurado para generar una primera señal de control de conmutación mediante la comparación de la primera señal de código P de L1 integrada con un primer valor del nivel de referencia predeterminado para determinar si el código W de cifrado cambió la polaridad durante el periodo de integración, y un primer conmutador configurado para obtener una primera señal de ajuste basándose en una señal derivada de la primera y de la segunda señales de código P de L1 integradas y basándose en la primera señal de control de conmutación. El generador del código P de L1 se configura además para ajustarse basándose en una señal derivada de la primera señal de ajuste, para de ese modo generar con precisión la primera señal del código P de L1 que sigue el código P de L1 de la señal GPS. En una realización preferida, el periodo de integración es sustancialmente igual al del periodo de dos bits del código W de cifrado.

Si se desea, el primer conmutador se configura además para obtener una señal nula como la primera señal de ajuste cuando el código W de cifrado cambió su polaridad durante el periodo de integración. Alternativamente, el demodulador también incluye un módulo de determinación del nivel de referencia configurado para generar el primer valor del nivel de referencia basándose en una estimación de la relación portadora-ruido (C/No) del código P de L1 de la señal GPS.

La presente invención proporciona además un método de procesamiento de la señal GPS que incluye las señales moduladas del código C/A, del código P de L1, del código P de L2 y del código W de cifrado. El método incluye la etapa de la demodulación de la señal GPS basándose en, en parte, en una primera y una segunda señales de código P de L1 que son señales de réplica generadas localmente del código P de L1 de la señal GPS, para de ese modo generar una primera y una segunda señales de código P de L1 demoduladas, integrando por separado la primera y la segunda señales de código P de L1 demoduladas sobre un periodo de integración predeterminado, para de ese modo generar una primera y una segunda señales de código P de L1 integradas, y comparando la primera señal de código P de L1 integrada con un primer valor predeterminado para determinar si el código W de cifrado ha cambiado su polaridad durante el periodo de integración. El método incluye además la etapa de ajustar la primera señal de código P de L1 basándose en la primera y en la segunda señales L1 integradas y basándose en si el código W de cifrado cambió la polaridad durante el periodo de integración, para de ese modo generar con precisión la primera señal del código P de L1 que sigue el código P de L1 de la señal GPS.

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Breve descripción de los dibujos

Los objetivos y características adicionales de la invención serán más claramente obvios a partir de la siguiente descripción detallada y de las reivindicaciones adjuntas cuando se toman en conjunto con los dibujos, en los que

la Figura 1 muestra un diagrama de bloques con la representación de un receptor del sistema de posicionamiento global (GPS) configurado de acuerdo con la presente invención;

la Figura 2 es un diagrama de bloques y un convertidor de reducción de RF y una red de procesado de la IF de ejemplo para la inclusión dentro de un receptor GPS de la presente invención;

la Figura 3 describe un diagrama de bloques funcionales que muestra la implementación preferida general para el seguimiento del código P de L1, el seguimiento del código P de L2 y el seguimiento de la portadora de L2 usando la técnica de correlación cruzada de la presente invención;

la Figura 4 describe un diagrama de bloques de un generador de tiempos de los bits de W del canal L1;

la Figura 5 describe un diagrama de bloques de un generador de tiempos de los bits de W del canal L2;

la Figura 6 muestra un diagrama de bloques de una implementación preferida del correlador del código P de L1 puntual y pronto-tarde;

la Figura 7 muestra un diagrama de bloques de una implementación preferida de una red de seguimiento del código P de L1 de acuerdo con la presente invención;

la Figura 7a muestra una implementación del cambiador del ángulo del canal del código P de L1 requerido en una realización preferida;

la Figura 8 muestra los diagramas de bloque de los circuitos usados para i) proporcionar un nivel de referencia óptimo de forma adaptativa de acuerdo con la C/No de L1; ii) realizar la comparación de niveles para determinar si ha tenido lugar un cambio en la polaridad de los datos entre los dos bits de W en un período de integración y volcado; y iii) un conmutador todo-nada usado para la conmutación del bucle de la señal de error, de acuerdo con una realización preferida;

la Figura 8A describe un trazado de valores del nivel de referencia óptimo de ejemplo;

la Figura 9 muestra un diagrama de bloques de una realización preferida del correlador del código P de L1 puntual y pronto-tarde;

la Figura 10 muestra un diagrama de bloques de una realización preferida de una red de seguimiento del código P de L2 de acuerdo con la técnica de correlación cruzada de la presente invención;

la Figura 10a muestra una implementación del cambiador del ángulo del canal del código de L2 requerido en una realización preferida;

la Figura 11 muestra un diagrama de bloques de una red de bucle de seguimiento de la portadora de L2 implementada de acuerdo con la técnica de correlación cruzada de la presente invención; y

la Figura 12 muestra un diagrama de bloques de una realización alternativa de una red de bucle de seguimiento de la portadora de L2 implementada de acuerdo con la técnica de correlación cruzada de la presente invención.

Descripción de las realizaciones preferidas

Con referencia a la Figura 1, un receptor 100 del sistema de posicionamiento global (GPS) de la presente invención incluye una antena de doble frecuencia GPS 101, un convertidor de reducción de RF 103, una red de procesamiento de la IF 106, un procesador de banda base 111 y un procesador de control y de navegación 118.

La antena GPS de doble frecuencia 101 recibe tanto la señal L1 (1575,42 MHz) como la señal L2 (1227,6 MHz) desde los satélites GPS. En particular, la antena 101 recibe las señales desde los satélites GPS dentro de su visión, proporcionando por ello una cobertura casi hemisférica de los satélites GPS. Las señales recibidas se introducen en un convertidor de reducción de RF 103, el convertidor de reducción de RF 103 convierte las señales L1 y L2 en sus respectivas señales de frecuencia intermedia (IF) 104, 105 que se introducen en la red de procesamiento de IF 106.

La red de procesamiento de IF 106 realiza el filtrado el control de ganancia sobre las señales de IF 104, 105. Debería tenerse en cuenta que la red de procesamiento de IF 106 puede incluir un par de unidades de proceso para procesar por separado las señales L1 y L2. Más aún, la red de procesamiento de IF 106 puede implementarse con circuitos analógicos, circuitos digitales o un híbrido de los mismos. En una realización de ejemplo, la red de procesamiento de IF 106 puede procesar su señal de entrada con circuitos analógicos y entonces convertir las señales analógicas en señales digitales usando un conjunto de convertidores digitales a analógico. En esta realización, la red de procesamiento de IF 106 genera salidas A/D de muestra en cuadratura 107, 108, 109, y 110 de L1 y L2, que se introducen en el procesador de banda base 111.

El procesador de banda base 111 debe incluir al menos un circuito integrado de aplicación específica (ASIC, del inglés "Application Specific Integrated Circuit") 112 que se ha configurado para generar datos GPS observables basándose en las salidas A/D de muestra en cuadratura 107, 108, 109, y 110 y en una señal de control del receptor 119 recibida desde el procesador de control y navegación 118. Los datos observables GPS incluyen: el pseudo rango del código C/A de L1 113, el pseudo rango de fase de la portadora de L1 114, el pseudo rango del código P de L1 115, el pseudo rango del código P de L2 116 y el pseudo rango de la fase de la portadora de L2 117. Estos datos observables GPS generados se introducen en el procesador de control y navegación 118. Debería tenerse en cuenta que el receptor GPS 100 incluye un número suficiente de procesadores de banda base 112 para procesar las señales L1 y L2 recibidas desde al menos satélites GPS.

El procesador de navegación y control 118 determina los datos de navegación y de posición basándose en los datos GPS observables suministrados desde el procesador de banda base 111. Como se ha comentado anteriormente, el procesador de navegación y control genera la señal de control del receptor 119 y se la proporciona al procesador de banda base 111. La señal de control del receptor 119 puede incluir señales de control del modo de adquisición y seguimiento.

En una realización, se incluye también un procesador geodésico 120 en el receptor GPS 100 para el procesamiento específico adicional de la aplicación, por ejemplo, el procesamiento RTK, y mejoras en la precisión. En esta realización, la solución de navegación basada en el código y las señales de tiempo GPS 121 se derivan en el procesador de navegación y control 118 y se suministran al procesador geodésico 120 para su procesado adicional.

Con referencia la Figura 2, una realización preferida del convertidor de reducción de RF 103 incluye un par de filtros paso banda 203, 204 configurados para recibir las señales L1 y L2 desde la antena 101, respectivamente. Las señales de salida de los filtros paso banda de L1 y L2 203, 204 se suministran al par de multiplicadores 205, 206. Los multiplicadores 205, 206 mezclan sus señales de entrada respectivas desde los filtros paso banda de L1 y L2 con una primera señal de un oscilador local 207 de un sintetizador de frecuencia 225, respectivamente. El sintetizador de frecuencia 225 se configura para producir las frecuencias del oscilador local requeridas a partir de una señal que tiene una frecuencia de referencia proporcionada desde un oscilador de referencia 226. Las señales mezcladas desde el par de mezcladoras 205, 206 se amplifican por un par de amplificadores 208, 209, respectivamente, generando de ese modo las señales amplificadas de L1 y L2. Las señales amplificadas se suministran a su vez a la red de procesamiento de IF 106.

Con referencia aún a la Figura 2, una realización preferida de la red de procesamiento de IF 106 incluye primero los filtros de IF de L1 y L2 210, 211 que reciben las señales amplificadas de L1 y L2 desde el convertidor de reducción de RF 103, respectivamente. Los primeros filtros de IF 210, 211 proporcionan el control del ancho de banda, rechazo de imagen, el rechazo de las frecuencias y los armónicos de orden mayor del oscilador local en las señales amplificadas de L1 y L2. Las señales de salida de los primeros filtros de IF 210, 211 se suministran a un par de multiplicadores 212, 213, respectivamente. Los multiplicadores 212, 213 mezclan las señales de salida de los primeros filtros de IF 210, 211 con una segunda señal de un oscilador local 214 de un sintetizador de frecuencia 225, reduciendo con ello adicionalmente las señales L1 y L2 a una segunda frecuencia de IF. Las señales de salida de los mezcladores 212, 213 se amplifican mediante los amplificadores 215 y 216, respectivamente, y se filtran por unos segundos filtros de IF de L1 y L2 217, 218, respectivamente. Además, se proporcionan unos circuitos de control automático de ganancia 219, 220 a cada uno de los segundos filtros de IF de L1 y L2 217, 218. Los circuitos de control automático de ganancia 219, 220 ajustan las ganancias de los amplificadores 215, 216, respectivamente, de acuerdo con los niveles de envoltura de la señales de salida de los primeros y segundos filtros de IF 217, 218, respectivamente. Las señales de salida 221, 222 de los segundos filtros de IF de L1 y L2 217, 218 se suministran a un par de convertidores analógico a digital (A/D) 223, 224, respectivamente. Cada A/D 223, 224 genera muestras digitales en cuadratura de fase entre sí, representando las salidas I y Q de las señales de IF 221, 222. Se genera también una señal del reloj de muestreo del A/D 227 mediante el sintetizador de frecuencia 225. La frecuencia de la señales de IF finales 221, 222 debe ser compatibles con la frecuencia de reloj seleccionada del A/D 223, 224, por ejemplo, las muestras del A/D se separan en el tiempo por un cuarto del ciclo de la IF, de forma que estas muestras A/D alternativas corresponden a las salidas en cuadratura (I y Q) de la señales de IF finales. Debería tenerse en cuenta que los convertidores A/D 223, 224 no se requieren si un procesador que sigue a la red de procesamiento de IF 106, es decir, el procesador de banda base, es un circuito analógico y no un circuito digital.

Con referencia ahora la Figura 3, se muestra en ella una realización preferida del procesador de banda base 111. Más específicamente, la Figura 3 ilustra un proceso general de correlación cruzada para las redes de seguimiento del código P de L1, de seguimiento del código P de L2 y de seguimiento de la portadora de L2 implementadas con circuitos analógicos.

La red de seguimiento del código P de L1 incluye un generador del código P de L1 303 que obtiene las señales de réplica locales de la señales del código P que incluyen una réplica "puntual" generada localmente 316 de la señal del código P y una réplica de la señal pronto-tarde (E-L, del inglés "Early-Late") del código P 315, es decir la diferencia entre las versiones "pronto" y "tarde" de la señal de código P generada localmente.

Un par de multiplicadores 301, 302 reciben la señal de IF de L1 221 y una de las señales puntuales 316 y la señal E-L 315 desde el generador de código P de L1 303, respectivamente. En otras palabras, el multiplicador 301 correlaciona la señal de IF de L1 221 con la señal de réplica puntual 316 de la señal del código P generada desde el generador de código P de L1 303, obteniendo de este modo una señal de correlación de IF puntual P1. El multiplicador 302 correlaciona la señal de IF de L1 221 con la señal de réplica E-L 315 de la señal del código P generada desde el generador de código P de L1 303, obteniendo de este modo una señal de la correlación de IF de P1 E-L.

Se configuran un par de filtros paso banda 304, 305 para recibir la señales de correlación de IF de P1 puntual y E-L desde el par de multiplicadores 301, 302, respectivamente, y para filtrar la señales recibidas en un ancho de banda de acuerdo con el del código W de cifrado.

Un multiplicador 306 recibe y correlaciona la señal de correlación del código P puntual y una señal de réplica local de la señal de la portadora de L1 317, generando de ese modo una señal de correlación del código P puntual en fase de L1 308. Otro multiplicador 307 recibe y correlaciona la señal de correlación del código P E-L y la señal de réplica local de la señal de la portadora de L1 317, generando de ese modo una señal de correlación del código P E-L en fase de L1 309.

Un demodulador del canal del código C/A de L1 (no mostrado en la Figura 3) genera la señal de réplica local 317 de la señal de la portadora de L1. En una realización de ejemplo, se usa un bucle de Costas convencional en el demodulador del código C/A de L1 para recuperar la señal de la portadora de L1 tras el des-ensanchamiento de la señal L1 recibida con la señal del código C/A públicamente conocido. Como se ha mencionado anteriormente, en la señal L1 del satélite GPS, los códigos C/A y P se modulan sobre los canales en fase y en cuadratura de la señal portadora de L1, respectivamente. La portadora de L1 recuperada a partir del demodulador del código C/A se utiliza para proporcionar una referencia de fase coherente para el demodulador del código P (Y) de L1.

Un par de filtros de integración y volcado (I&D) del período de dos bits de W 310, 311 reciben la señal puntual en fase de L1 308 y la señal de correlación E-L en fase de L1 309 desde los multiplicadores 306, 307, respectivamente. Los filtros I&D 310, 311 integran entonces las señales recibidas sobre los periodos de integración sustancialmente iguales a la duración de los dos bits de la señal del código W de cifrado, generando de ese modo una señal del código P puntual en fase de L1 integrada 312 y una señal del código P E-L en fase de L1 integrada 313, respectivamente.

Aquí, debería tenerse en cuenta que la señal del código P E-L en fase de L1 integrada 313 es proporcional a la diferencia de tiempo entre la réplica local de la señal del código P generada a partir del generador de código P de L1 303 y la señal de código P de la señal en fase de L1 entrante a partir del satélite GPS, modificada por la polaridad de los bits de W. Además, el signo de la señal del código P puntual en fase de L1 integrada 312 indica una estimación de la polaridad del bit de W. Estas relaciones entre las señales se presentan cuando no hay transición de polaridad de bits entre los dos bits de W secuenciales durante el periodo de integración del filtro de I&D. Cuando tiene lugar el cambio de polaridad del bit de W dentro de los dos periodos de integración secuenciales del bit de W, la señal puntual en fase de L1 integrada 312 y la señal de código P E-L en fase de L2 integrada 313 son sustancialmente iguales a las de la señal cero. Por ello, los valores de integración en esos períodos no se usarán para crear códigos ni estimaciones de error del tiempo de la portadora.

Un multiplicador 314 recibe la señal puntual en fase de L1 integrada 312 y la señal de código P E-L en fase de L2 integrada 313 y multiplica las señales recibidas entre sí, generando de ese modo una señal producto 314a. Esta señal producto 314a, cuando no hay cambios en la polaridad de los datos entre los dos bits de W sobre el periodo de integración I&D, es una estimación no polarizada de la diferencia de tiempo entre la señal de entrada de código P de L1 y la réplica local de código P, que no se modifica por la polaridad del bit de W como se comentó anteriormente. Por lo tanto, la señal producto 314a se usa para controlar el tiempo del código P generado localmente cuando no hay cambios detectados en la polaridad de los datos. Debería tenerse en cuenta que esta disposición es sustancialmente similar a realizar una decisión calculada sobre la señal puntual en fase L1 integrada 312 en comparación con una decisión por circuito que genera sólo el signo de esta señal 312. Además, la disposición de la presente invención proporciona un rendimiento SNR añadido para el seguimiento de la señal del código P de L1. Sin embargo, dado que el seguimiento del código de las señales GPS es más un robusto que el seguimiento de la portadora, el mejor rendimiento del SNR para el seguimiento de la señal de código P de L1 no es crítico.

Por lo tanto, para condiciones de alta relación de portadora a ruido (C/No), una realización alternativa incluye un mezclador para multiplicar la señal de correlación del código P E-L en fase de L1 integrada 313 con el signo, es decir, circuito de decisión, de las señales de correlación del código P puntual en fase de L1 integradas 312. Esta realización alternativa tiene la ventaja de simplificar el circuito multiplicador requerido para formar la señal de error de retardo del código P de L1.

Para determinar si cambió o no la polaridad del bit de W dentro del período de integración de I&D, se equipa con un circuito de comparación de niveles de referencia 320. El circuito de comparación de niveles de referencia 320 detecta el cambio de polaridad del bit de W mediante la comparación del valor absoluto de la señal del código P puntual en fase de L1 integrada 312 con un valor del nivel de referencia 319 generado por un circuito de determinación de los niveles de referencia 318. El cambio de polaridad en los datos del bit de W se indica por la caída del valor absoluto por debajo del valor del nivel de referencia. Cuando el valor absoluto excede el nivel de referencia, no indica ningún cambio de polaridad. El valor del nivel de referencia se determina óptimamente y adaptativamente de acuerdo con un valor estimado 317 de la relación portadora a ruido (C/No) recibida de la señal L1 observada en el demodulador del código C/A de L1. El valor del nivel de referencia óptimo para cada valor de C/No recibido se calcula aparte con simulación por ordenador y se almacena en una tabla de memoria sólo de lectura (ROM) en el circuito de determinación de los niveles de referencia 318. El ajuste del nivel de referencia apropiado se busca en la tabla ROM de acuerdo con el C/No recibido en L1.

El circuito de comparación de niveles de referencia 320 proporciona una señal de control de conmutación 321 que controla un conmutador todo/nada 322. Más específicamente, si no se detecta un cambio de polaridad en los datos mediante el circuito de comparación de niveles de referencia 320, la señal producto 314a que estima el error de retardo del código P de L1 en la realización anteriormente descrita se introducirá en un filtro en bucle de seguimiento del código P de L1 323. Se utiliza entonces una salida del filtro en bucle 323 para controlar un oscilador controlado numéricamente (NCO, del inglés "Numerical Controlled Oscillator") del código P de L1 324, que proporciona la temporización para el generador del código P de L1 local 303. Si se detecta un cambio en la polaridad de los datos mediante el circuito de comparación de niveles de referencia 320, la señal producto 314a no será introducida en el filtro en bucle 323 y el bucle de seguimiento del código P de L1 se desconecta temporalmente mediante el conmutador todo/nada 322. Es razonable suponer que el código W confidencial tendría las características de una secuencia puramente aleatoria. Con tales características, el ciclo de trabajo de conmutación del bucle es aproximadamente del 50%, y no afectaría negativamente al rendimiento del seguimiento del código y los bucles de seguimiento de portadora involucrados bajo casi todas las condiciones dinámicas considerando la alta velocidad de bits (\sim500 kHz) del código W. En la implementación preferida, el seguimiento del código P de L1 se implementa sólo en el modo coherente porque se dispone de la fase de la portadora de L1 a partir del bucle de Costas en el demodulador del código C/A.

Con referencia aún a la Figura 3, la red de seguimiento del código P de L2 incluye un par de multiplicadores del código P de L2 328, 329 acoplados funcionalmente con un par de filtros paso banda del código P de L2 331, 332, respectivamente, y un generador del código P de L2 330. Cada uno de los filtros paso banda del código P de L2 331, 332 se conecta funcionalmente a un par de multiplicadores de portadora de L2 333, 334, 335, 336, que, a su vez, se acoplan funcionalmente a un generador de portadora de L2 352. Los multiplicadores de la portadora de L2 333, 334, 335, 336 se acoplan también funcionalmente a los filtros de integración y volcado (I&D) de L2 337, 338, 339, 340, respectivamente. Los filtros de I&D de L2 337, 338, 339, 340 a su vez se acoplan funcionalmente a un circuito de realimentación del código P de L2.

El generador del código P de L2 330 genera las señales de réplica local de las señales del código P de L2 que incluyen una señal de réplica "puntual" generada localmente 357 de la señal del código P de L2 y una señal de réplica pronto-tarde (E-L) 358 de la señal del código P de L2.

El par de multiplicadores 328, 329 reciben la señal de IF de L2 222 desde la red de procesamiento de IF 106 en la Figura 2 y las señales de salida desde el generador del código P de L2 330. El multiplicador 328 correlaciona la señal de IF de L2 222 con la señal de réplica puntual 357 de la señal del código P de L2 generada desde el generador del código P de L2 330, generando de ese modo una señal de correlación de IF P2 puntual. El multiplicador 329 correlaciona la señal de IF de L2 222 con la señal de réplica E-L 358 de la señal del código P de L2 generada desde el generador del código P de L2 330, generando de ese modo una señal de correlación de IF P2 E-L.

El par de filtros paso banda 331, 332 se configuran para recibir las señales de correlación de IF de P2 puntual y E-L desde el par de multiplicadores 323, 329, respectivamente, y para filtrar las señales recibidas dentro de un ancho de banda acorde con el ancho de banda estimado de la señal del código W confidencial.

Un oscilador controlado numéricamente (NCO) de la portadora de L2 352 genera una señal de réplica local de la señal de la portadora de L2. Un cambaidor de fase de 90º se conecta al NCO de la portadora de L2 para generar una señal con fase desplazada 90º de la señal del la réplica local de la señal de la portadora de L2.

Los cuatro multiplicadores 333, 334, 335, 336 reciben las señales de salida desde los filtros paso banda 331, 332, el NCO de la portadora de L2 y del estafador de fase de 90º 353 para generar:

1.: Señal de correlación del código P puntual en fase de L2 (etiquetada como Puntual I), que es proporcional a la correlación del código P entrante con el código P local, multiplicada por cos(\phi), donde \phi es la diferencia entre la portadora de L2 entrante y la referencia de la portadora de L2 local;

2.: Señal de correlación del código P puntual en cuadratura de L2 (etiquetada como Puntual Q), que es proporcional a la correlación del código P entrante con el código P local, multiplicada por sen(\phi)

3.: Señal de correlación del código P pronto-tarde en fase de L2 (etiquetada como E-L I), que es proporcional a la correlación del código P entrante con la versión Pronto-Tarde del código P local, multiplicada por cos(\phi); y

4.: Señal de correlación del código P pronto-tarde en cuadratura de L2 (etiquetada como E-L Q), que es proporcional a la correlación del código P entrante con la versión Pronto-Tarde del código P local, multiplicada por sen(\phi).

Los cuatro filtros I&D 337, 338, 339 y 340 reciben las señales Puntual I, Puntual Q, E-L I, E-L Q, respectivamente. Las señales recibidas son filtradas con el I&D individualmente mediante los filtros de I&D 337, 338, 339 y 340 sobre los periodos de dos bits de W determinadas por la temporización del código P local, que se establece a partir de un seguimiento no coherente realizado sobre el código P de L2, como se describe a continuación.

Similar al generador del código P de L1 303, el generador del código P de L2 330 se ajusta basándose en las señales integradas, es decir, las señales Puntual I, Puntual Q, E-L I, E-L Q. A diferencia del seguimiento del código P de L1, sin embargo, el seguimiento del código P2 se divide en dos fases diferentes. Primero, el seguimiento del código P de L2 se realiza inicialmente de forma no coherente antes de que se recupere la señal de la portadora de L2 basándose en una señal de error del código P de L2 en modo no coherente 344 que se forma como una suma de dos términos de producto. El primer término de producto es un producto de las salidas de los dos filtros I&D del período de bits de W 337 y 340 generado por un multiplicador 342. El segundo término de producto es un producto de las salidas de los dos filtros I&D del período de bits de W 338 y 339 generado por un multiplicador 341. Estos términos se suman juntos mediante un sumador 343. La suma 344, la señal de error de código P de L2 en modo no coherente 344, se introduce en el filtro en bucle de seguimiento del código P de L2 346 a través de un conmutador todo/nada 355, suponiendo que no se detecta cambio en la polaridad de los datos sobre los dos bits de W adyacentes en el período de I&D. Si se detecta un cambio en la polaridad de los datos la suma 344 no se introduce en el filtro en bucle 346. Esto se consigue de forma similar al seguimiento del código P de L1 mediante el conmutador todo/nada 355. En otras palabras, la señal del código P puntual en fase de L1 312 se compara con el valor del nivel de referencia 319 mediante el circuito de comparación de niveles de referencia 320.

El retardo ionosférico es inversamente proporcional al cuadrado de la frecuencia de la portadora. Dado que la frecuencia de L2 es menor que la de L1, el código P de L2 se retrasa siempre con relación al código P de L1. Para compensar el retardo del código P de L2, la señal del interruptor de control 321 se enclava en el tiempo mediante un cerrojo 359 y se entrega al conmutador todo/nada 355 para conmutar la conexión o desconexión de la suma 344 sobre los periodos de dos bits de W correspondientes basándose en los cambios de polaridad de los datos. El bucle de seguimiento del código P de L2, de forma similar al bucle de seguimiento del código P de L1, se desconecta temporalmente cuando se detecta un cambio en la polaridad de los datos. Una salida del filtro en bucle del código P de L2 346 se introduce en un NCO del código P de L2 356, que proporciona la temporización para el generador del código P de L2 330.

Después de que se recupera la portadora de L2, comienza el bucle de seguimiento del código P de L2 en el modo de seguimiento coherente. En el modo de seguimiento coherente, la señal de error del código P de L2 345 es un producto de dos señales, es decir, una salida de un multiplicador 354. La primera señal es una salida del filtro I&D en dos bits de W 340. La segunda señal es una combinación lineal de: (i) un valor enclavado en el tiempo de la señal del código P puntual en fase de L1 integrada 312; y (ii) la salida del filtro de I&D 327, que es la señal de correlación del código P puntual en fase de L2 integrada sobre el periodo de dos bits de W. La señal de código P puntual en fase de L1 integrada 312 se multiplica por una constante de ponderación (que es sustancialmente igual a 1,4142 ó \sqrt{2}, y está bajo el control del procesador) mediante un multiplicador 326 antes de que se sume con la salida del filtro de I&D en los bits de W 327. La constante de ponderación es acorde con la diferencia de 3 dB en las señales GPS de L1 y L2. La señal de error del código P de L2 345 se conecta con el filtro en bucle de seguimiento del código P 346 solamente cuando no se detecta cambio en la polaridad de los datos sobre el período de dos bits de W. El bucle se desconecta cuando se detecta un cambio en la polaridad de los datos. Esta disposición, similar al seguimiento del código P coherente de L1 descrito previamente, es equivalente a realizar decisiones calculadas basándose en las salidas de los dos filtros de I&D en los bits de W 310 y 327, y proporciona un rendimiento señal-ruido (SNR) adicional para el seguimiento coherente del código P de L2. Para situaciones de alta C/No, en una realización alternativa, la salida del filtro de I&D 340 se multiplica con el signo de la señal del código P puntual en fase de L1 integrada enclavada en el tiempo 312, es decir, decisión rígida. Esta realización alternativa proporciona la ventaja de simplificar el circuito multiplicador requerido para formar la señal de error de retardo del código P de L2 345.

Con referencia aún a la Figura 3, la red de seguimiento de la portadora de L2 incluye el NCO de la portadora de L2 que se controla por una señal de estimación de error en la fase de la portadora de L2 351. La señal de la estimación de error en la fase de la portadora de L2 351 se forma como un producto de dos términos. El primer término es una suma de (i) el valor enclavado en el tiempo de la señal del código P puntual en fase de L1 integrada 312; y (ii) la salida del filtro de I&D 337, que es la señal de correlación del código P puntual en fase de L2 integrada sobre los periodos de 2 bits de W. La señal del código P puntual en fase de L1 integrada 312 se pondera de nuevo óptimamente contra la salida del filtro de I&D 327 de la señal de correlación del código P puntual en fase de L2 de acuerdo con una relación de las potencias de las señales L1 y L2 desde el satélite GPS. Este término representa una estimación de decisión calculada de la modulación de los datos del periodo de 2 bits de W cuando no hay cambio de polaridad en los datos entre los bits de W adyacentes. En la implementación preferida la constante de ponderación es normalmente \sqrt{2}, de forma similar a la implementación del bucle de seguimiento P1 coherente descrito anteriormente. Esto refleja la ventaja especificada de 3 dB en la potencia de la señal L1 sobre la de L2 en la transmisión del satélite GPS.

El segundo término es la salida del filtro I&D 338, que es la señal de correlación del código P puntual en cuadratura de L2 integrada sobre los periodos de dos bits de W. La señal producto proporciona una estimación no polarizada del error de fase \phi, donde \phi es la diferencia de fase entre la portadora de L2 entrante y la portadora de referencia L2 local. La señal de estimación de error de fase de L2 se introduce en el filtro en bucle de seguimiento de la portadora de L2 350 cuando no hay detección de cambio de polaridad de datos entre los dos bits de W sobre el periodo de I&D considerado. Se provee un conmutador todo/nada 349 precediendo al filtro en bucle de la portadora de L2 350 para conectar o desconectar la entrada del mismo de acuerdo con la presencia o ausencia de cambios en la polaridad de los datos. De forma similar a las configuraciones del bucle de seguimiento del código que de L1 ó L2, se detecta el cambio en la polaridad de los datos con respecto a la señal del código P puntual en fase de L1 integrada 312. La decisión tomada basándose en la comparación de los niveles de referencia de la señal del código P puntual en fase de L1 integrada 312 se enclavan de nuevo en el tiempo mediante el cerrojo 359, y se usa para controlar el conmutador 349 sobre los correspondientes periodos de dos bits de W en la señal L2.

La realización de la recuperación de L2 descrita anteriormente ofrece dos claras ventajas en la recuperación de la portadora de L2 en presencia de la modulación del código W desconocido en ambos canales del código L1 y L2 P(Y): a) mejora de la SNR con el filtro de I&D sobre los periodos de dos bits de W en lugar de uno y la combinación de modo óptimo de las energías de la señal tanto en L1 como en L2 para la recuperación de la portadora de L2; y b) la recuperación de la longitud de onda completa de la portadora.

La mejora en la SNR se desea en la recuperación de la portadora de L2 con la modulación del código W porque las técnicas de correlación cruzada convencionales utilizadas para recuperar la portadora de L2, cuando se activa el código W anti interferencias, sufre unas pérdidas de demodulación considerables cuando se compara con un funcionamiento del bucle de enclavamiento de fase convencional. Como contraste, la presente invención proporciona mejoras en la SNR obtenidas a través de un período de integración más largo de las señales de L1 y L2 (periodos de dos bits de W en lugar de uno). La mejora en la SNR en el seguimiento de la portadora de L2 también mejora significativamente el problema del deslizamiento de ciclos consecuencia de las considerables pérdidas por demodulación de las técnicas de correlación cruzada convencionales.

Se desea que se realice una recuperación de la longitud de onda completa de la portadora para la fase de la portadora para operaciones cinemáticas usadas en aplicaciones de posicionamiento preciso. La señal de error de fase de la portadora se genera como el producto de dos periodos de integración de bits de W de la correlación del código P puntual en cuadratura de L2, que es proporcional a D sen(\phi), y la suma de los periodos de dos bits de W de integración de la correlación del código P puntual en fase de L2 y la correlación del código P puntual en fase de L1 ponderada por \sqrt{2}, que es proporcional a Dcos(\phi) y a D\sqrt{2}, respectivamente, donde \phi es el error de fase de la portadora de L2 a ser estimado y D es la polaridad de los datos de los bits de W sobre el periodo de integración del filtro de I&D. La señal producto, que proporciona la estimación de \phi, es consecuentemente proporcional a ½ sen2\phi + \sqrt{2}sen\phi, y la modulación de datos D se elimina. La presencia del componente \sqrt{2}sen\phi impide que la portadora de L2 generada localmente quede enclavada con una diferencia de fase de medio ciclo de portadora con relación a la portadora de L2 recibida.

Debería tenerse en cuenta que la Figura 3 y la correspondiente descripción de la presente invención describen realizaciones analógicas. Las Figuras 4-12 ilustran realizaciones digitales de la presente invención. La presente invención, por tanto, puede implementarse en varias formas diferentes. Puede implementarse con circuitos que son analógicos en su mayor parte. Puede implementarse con circuitos que son digitales en su mayor parte (por ejemplo en ASIC). Puede implementarse también con algoritmos de programación diseñados para realizar las funciones anteriormente descritas en un procesador digital de señales (DSP, del inglés "Digital Signal Processor"). Aún, puede implementarse también con cualquier combinación de circuitos analógicos, digitales y DSP.

La siguiente descripción se relaciona con la generación de la señal de reloj de los bits de W que controla los filtros de I&D descritos anteriormente. Se observa que los tiempos de los bits de W se relacionan con la fase del código P. Incluso aunque el patrón de datos de los bits de W es desconocido para los fabricantes de receptores GPS no militares, la relación entre los tiempos de los bits de W y la fase del código P es observable en las señales GPS a través del uso de una antena de alta ganancia. Más específicamente, se ha observado que la duración de cada bit de W tiene una longitud de aproximadamente 20 fragmentos de P. Además, se ha deducido (Referencia: patente de Estados Unidos número 5.134.407, Lorenz y otros, "Global Positioning System Digital Processing Technique", 7/1992) que la duración del bit de W no es uniforme, sino que más bien se repite según un patrón que es síncrono y se repite con el periodo X1A del código P. El patrón consiste en "M" bits de W con un tiempo de bit de "2A" fragmentos de código P de duración, seguidos por "N" bits de W con un tiempo de bit de "2B" fragmentos de código P de duración. Adicionalmente, 2A x M + 2B x N = 4092. Los circuitos de detalle que muestran la generación de los tiempos de los bits de W para L1 y L2 se muestran en la Figura 4 y en la Figura 5.

Con referencia ahora a la Figura 4, el reloj del código P de L1 local 401 se divide bien por A o bien por B, dependiendo del estado de un biestable J-K 407 y un contador de división por A o por B 403. Se genera un reloj de medio bit de W por cada A fragmentos de código P si el biestable 407 está en el estado K, y por cada B fragmentos de código P si el biestable 407 está en estado J. El reloj de medio bit de W del contador 403 se divide por 2 en el contador 404, que entonces genera señales de reloj de bit de W 405. El biestable J-K 407 se repone a su estado K y el contador de división por A o por B 403 es puesto a cero al comienzo de cada período, que se marca por la señal del período X1A de L1 402, de un ciclo X1A (4092 fragmentos de código P). De ese modo, el contador de división por A o por B 403 estará sincronizado con el periodo de X1A y comienza a dividir al reloj del código P de L1 401 por A al comienzo de cada ciclo X1A. El reloj de bit de W 405 se cuenta bien por M o bien por N, dependiendo del estado del biestable J-K 407, mediante el contador de división por N o por M 406. Se cuenta por M cuando el biestable J-K 407 está en su estado K, y por N cuando el biestable J-K 407 está en el estado J. Cuando se alcanza la cuenta de M, se generará una señal 408 por el contador 406 para mandar al biestable J-K cambiar a su estado J. Adicionalmente, cuando se alcanza un estado de cuenta N, se generará una señal 409 por el contador 406 para mandar al biestable J-K cambiar a su estado K. De ese modo, el reloj del código P de L1 401 se divide por, alternativamente, A durante M veces, seguido por B durante N veces, comenzando con cada período X1A, para generar el reloj de medio bit de W y los relojes de bit de W sincronizadamente con el ciclo de X1A. El contador de división por M o por N 406 se pone cero en el periodo X1A de L1 mediante la señal del período X1A de L1 402.

Con referencia ahora a la Figura 5, el reloj del código P de L2 local 501 se divide bien por A o bien por B, dependiendo del estado de un biestable J-K 407 y un contador de división por A o por B 503. Se genera un reloj de medio bit de W por cada A fragmentos de código P si el biestable 407 está en el estado K, y por cada B fragmentos de código P si el biestable 407 está en estado J. El reloj de medio bit de W del contador 503 se divide por 2 en el contador 504, que entonces genera señales de reloj de bit de W 505. El biestable J-K 507 se repone a su estado K y el contador de división por A o por B 503 es puesto a cero al comienzo de cada período de un ciclo X1A (4092 fragmentos de código P), que se marca por la señal del periodo X1A de L2 502. De ese modo, el contador de división por A o por B 503 estará sincronizado con el periodo de X1A y comienza a dividir al reloj del código P de L2 501 por A al comienzo de cada ciclo X1A. El reloj de bit de W 505 se cuenta bien por M o bien por N, dependiendo del estado del biestable J-K 507, en el contador de división por N o por M 506. Se cuenta por M cuando el biestable J-K 507 está en su estado K, y por N cuando el biestable J-K 507 está en el estado J. Cuando se alcanza la cuenta de M, se generará una señal 508 por el contador 506 para mandar al biestable J-K cambiar a su estado J. Adicionalmente, cuando se alcanza un estado de cuenta N, se generará una señal 509 por el contador 506 para mandar al biestable J-K cambiar a su estado K. De ese modo, el reloj del código P de L2 501 se divide por, alternativamente, A durante M veces, seguido por B durante N veces, comenzando con cada período X1A, para generar el reloj de medio bit de W y los relojes de bit de W sincronizadamente con el ciclo de X1A. El contador de división por M o por N 506 se pone cero en el periodo X1A de L2 mediante la señal del período X1A de L1 502.

La Figura 6 muestra el diagrama de bloques de una realización preferida de los correladores del código P de L1 puntual y pronto-tarde. La realización mostrada en la Figura 6 representa una realización digital de las funciones analógicas 301, 302, 304 y 305 de la Figura 3. Como se comentó anteriormente en conexión con la Figura 2, la segunda señal de IF de L1 221 se muestrea mediante el convertidor A/D 223. Las muestras en cuadratura (I y Q) del convertidor A/D 223 se demultiplexan por un demultiplexor I,Q 605 que genera flujos de muestra I y Q en cuadratura de fase entre sí. El demultiplexor I,Q 605 se controla mediante el reloj de muestreo de IF 227 generado por el sintetizador de frecuencia 225 como se muestra en la Figura 2. Las muestras I, Q se multiplican mediante los multiplicadores 606 y 607, con una señal binaria 603 que tiene los valores +/- 1. La señal binaria 603 es o bien una versión puntual 731, o bien una versión pronto-tarde 772, de una señal de código P local, generada por un generador de código P de L1 730, como se muestra en la Figura 7. Se obtiene una señal de correlación del código P puntual o pronto-tarde con el circuito de la Figura 6, dependiendo de si la señal binaria 603 es la versión puntual, o la versión pronto-tarde, de la señal del código P local. Las señales de salida de los multiplicadores 606 y 607 se integran por los filtros de I&D 608 y 609, respectivamente, durante periodos aproximadamente iguales a la mitad de un bit de W. Esto genera la señal de correlación del código P puntual de muestra I de L1 RI_{1} 610 o la señal de correlación del código P pronto-tarde de muestra I de L1 DI_{1} 610, y la señal de correlación del código P puntual de muestra Q de L1 RQ_{1} 611 o la señal de correlación del código P pronto-tarde de muestra Q de L1 DQ_{1} 611. Las señales 610 y 611 son introducidos en un cambiador de ángulo para la de-modulación de la fase de la portadora en la Figura 7. Los filtros de I&D 608 y 609 reducen la velocidad requerida del circuito cambiador del ángulo a alrededor de 1 MHz.

Con referencia ahora la Figura 7, se muestra un diagrama de bloques de una realización preferida de la red de seguimiento del código P de L1 de la presente invención. Como se comentó anteriormente, las muestras en cuadratura de L1 (I y Q) 228 se correlacionan, en un correlador del código P 704, con la señal de código P puntual 731 generada por el generador de código P de L1 local 730. Como se comentó anteriormente, mediante la correlación de las muestras I y Q con las señales del código P puntuales locales, se obtienen la señal de correlación del código P puntual de muestra I de L1 (RI_{1}) y la señal de correlación del código P puntual de muestra Q de L1 (RQ_{1}) a la salida del correlador del código P 704. La señal RI_{1} es proporcional a la función de correlación del código P puntual de L1 R_{1}(\tau) ponderada por Wcos\theta_{1}, donde \theta_{1} es la desviación angular entre la fase de la portadora de L1 recibida y la fase combinada de los osciladores locales de RF y de IF del receptor, y W es la polaridad de la modulación de bit de W. La polaridad de W es desconocida para los receptores no militares. La señal RQ_{1} es proporcional a la función de correlación del código R_{1}(\tau) ponderada por Wsen\theta_{1}.

De forma similar, las muestras en cuadratura de L1 (I y Q) 228 se correlacionan con la señal de código P pronto-tarde 732 generada por el generador de código P de L1 local 730. Se obtiene una señal de correlación del código P pronto-tarde de muestra I de L1 (DI_{1}) y la señal de correlación del código P pronto-tarde de muestra Q de L1 (DQ_{1}) a la salida del correlador del código P 705. La señal DI_{1} es proporcional a la función de correlación del código P pronto-tarde de L1 D_{1}(\tau) ponderada por Wcos\theta_{1}, y la señal DQ_{1} es proporcional a la función de correlación del código P pronto-tarde de L1 D_{1}(\tau) ponderada por Wsen\theta_{1}. Dado que la fase de la portadora de L1 se sigue en el modulador del código C/A (no mostrado), la fase desconocida en las señales RI_{1}, RQ_{1}, DI_{1} y DQ_{1} puede eliminarse con la salida 702 del NCO (oscilador controlado numéricamente) de L1 en el bucle de Costas de un demodulador del código C/A de L1. Esta operación se realiza en un cambiador de ángulo 706. Las señales de salida RC_{1} 707 y DC_{1} 708 del cambiador del ángulo 706 son sustancialmente iguales a WR_{1}(\tau) y WD_{1}(\tau), respectivamente, y la fase desconocida de L1 se elimina de las mismas.

Las señales RC_{1} y DC_{1} se integran sobre los periodos de 2 bits de W en los filtros de I&D 710 y 711, respectivamente, en el circuito 709. El control del reloj de integración y volcado se toma mediante la señal del reloj de bit de W de L1 405. Las salidas ARC_{1} 712 y ADC_{1} 712a de los filtros de I&D 710 y 711, respectivamente, que son proporcionales a los valores medios de RC_{1} y DC_{1} cuando no hay cambio de polaridad en los datos entre dos bits de W consecutivos durante el periodo de integración y volcado. Por ello, cuando no hay cambios en la polaridad en los datos, una señal de error de bucle 714, obtenida mediante la multiplicación de las señales ARC_{1} 712 y ADC_{1} 712a en un multiplicador 713, eliminará la modulación del bit de W sobre un periodo de dos bits de W. Adicionalmente, el producto 714 es proporcional a la función de correlación del código P pronto-tarde de L1 D_{1}(\tau), que es proporcional al error de la fase del código para seguirse y promediarse sobre los periodos de dos bits de W. Dado que la señal de error del bucle 714 se promedia sobre dos bits de W consecutivos, su relación señal-ruido es 3 dB mayor que la misma señal generada cuando se promedia sólo sobre un bit de W. Esto da como resultado una mejora en el rendimiento cuando no hay cambio de polaridad entre dos bits de W consecutivos. Sin embargo, cuando hay un cambio en la polaridad, la señal de error del bucle 714 no tiene contenido de señal, y debería anularse de un procesado del bucle del código adicional. Esta función de borrado se realiza por un conmutador todo/nada 715. El conmutador 715 se controla por una señal de control 716, que se genera mediante la comparación del valor absoluto de la señal ARC_{1} 712 con un nivel de referencia 718 en un circuito de comparación de niveles de referencia 717. En forma similar a los niveles de referencia comentados en conexión con la Figura 3, el nivel de referencia se determina óptima y adaptativamente mediante el circuito de niveles de referencia 719, con la C/No 317 estimada de la señal L1 recibida. La estimación del C/No se genera mediante el demodulador del código C/A (no mostrado) con la ayuda del código C/A públicamente conocido. Los circuitos 715, 717 y 719 se describen con más detalle en la Figura 8. La señal de error del bucle 714, después de ser controlada por el conmutador todo/nada 715, se introduce en el filtro del bucle del código P de L1 721. Dado que el patrón de bits de W es aleatorio por naturaleza, hay una probabilidad del 50% de que no haya transición entre dos bits de W consecutivos. De ese modo, el bucle se conectará el 50% del tiempo, y se desconectará el 50%
del tiempo.

En el filtro en bucle mostrado en la Figura 7 es un filtro en bucle de segundo orden. La señal de salida de un filtro en bucle 727 es una suma de los términos, obtenidos por un sumador 726. El primer término es un término proporcional, que se genera multiplicando una señal de error del bucle conmutado 722 por una constante K1, en el circuito 723. El segundo término es un término integrado, que se genera mediante la integración de la señal de error del bucle conmutada 722 mediante un acumulador 725 y entonces se escala una salida del acumulador 725 mediante la constante K2 en el circuito 724. La señal de salida del filtro en bucle 727 se introduce en el NCO del código P de L1 728, que acelera o reduce la frecuencia de su señal dependiendo del signo y la magnitud de su señal de entrada. Una señal de reloj del código P de L1 729, generada por el NCO 728, se usa para controlar el generador del código P de L1 730, que entonces sigue al código P de L1 recibido.

La Figura 7a muestra una realización preferida del cambiador del ángulo del canal código P de L1 706 que incluye una tabla en una memoria sólo de lectura (ROM) 7A06. La salida RC_{1} de la correlación del código P puntual en fase de L1 707 se obtiene a partir del contenido de la tabla ROM mediante la búsqueda de una dirección especificada por los valores de RI_{1} 7A01, RQ_{1} 7A02, y el valor de \hat{\theta}_{1} 7A05 (también denominada como 702 en la figura), donde \hat{\theta}_{1} es una estimación de \theta_{1}, la desviación en la fase de la portadora de L1 con respecto a los osciladores locales RF/IF del receptor seguidos por el demodulador del código C/A. El contenido de la ROM, RC_{1}, correspondiente a esta dirección es igual a RC_{1} = RI_{1} sen(\hat{\theta}_{1}) - RQ_{1} cos(\hat{\theta}_{1}). La salida DC_{1} de la correlación del código P pronto-tarde en fase de L1 708 se obtiene a partir del contenido de la tabla ROM mediante la búsqueda de una dirección especificada por los valores de DI_{1} 7A03, DQ_{1} 7A04, y el valor de \hat{\theta}_{1} 7A05. El contenido de la ROM, DC_{1}, correspondiente a esta dirección es igual a DC_{1} = DI_{1} sen(\hat{\theta}_{1}) - DQ_{1} cos(\hat{\theta}_{1}).

La Figura 8 muestra los diagramas de bloque detallados de: (i) un circuito de determinación de los niveles de referencia 809 que proporciona un nivel de referencia óptimo basándose en el valor de la C/No de L1 (también designada como 719 en la Figura 7); (ii) un circuito de comparación de niveles de referencia 812 que realiza la comparación de los niveles de referencia para determinar si ha tenido lugar un cambio en la polaridad de los datos entre los dos bits de W en un periodo de integración y volcado (también designado como 717 en la Figura 7); y (iii) un conmutador todo/nada 817 que conmuta la señal de error del bucle (también designada como 715 en la Figura 7). La señal de estimación de la C/No de L1 se obtiene en el canal del demodulador del código C/A del receptor L1 basándose en el código C/A públicamente conocido.

Más aún, se muestra una realización de ejemplo del estimador de la C/No de L1 804. En esta realización los valores absolutos 805 de la integración de 1 ms del canal en fase de C/A de L1 801 se acumulan durante un intervalo de tiempo suficientemente largo en el acumulador 806 para proporcionar una estimación fiable del envolvente de la señal C/A de L1. Este valor de envolvente se relaciona con la C/No recibida en una relación uno a uno y puede ponerse en formato de tabla. La tabla se almacena en una tabla de búsqueda en ROM 807. Posteriormente, se obtiene la C/No estimada basándose en la estimación del envolvente de la señal de C/A de L1 a partir de la tabla de búsqueda en ROM 807.

Adicionalmente, el valor de C/No estimado se relaciona con el mejor valor del nivel de referencia óptimo en una relación uno a uno y puede ponerse en un formato de tabla. Esta tabla se almacena en un valor del nivel de referencia en la ROM 810. En otras palabras, la ROM 810 almacena los valores del nivel de referencia óptimo para el rango esperado de valores de C/No estimados, en pasos de 1 dB. Por tanto, se busca un valor del nivel de referencia óptimo específico a partir de la ROM 810 usando el valor de C/No estimado.

Los valores de nivel de referencia óptimo están en el rango de entre 9 y 11 para la C/No de la señal del código P de L1 de 36 dB-Hz. Cuando el nivel de referencia es mucho mayor que 12, el rendimiento del bucle se degrada debido a las frecuentes falsas detecciones de los cambios de polaridad y la pérdida de las muestras de señales válidas. Cuando el nivel de referencia es menor que 9, el error RMS en el bucle de seguimiento de L2 aumenta rápidamente, dado que falla cada vez más en la detección de los cambios de polaridad. Esto da como resultado que se permita que se procesen muestras con solo ruido mediante el bucle de seguimiento. Por tanto, se determina el rango de los niveles de referencia óptimos para el rango esperado de los valores de C/No estimados, por ejemplo, 33 a 43 dB-Hz. En particular, el valor del nivel de referencia óptimo es el valor del nivel de referencia que proporciona el más bajo error de fase RMS en el bucle de seguimiento de la portadora de L2. En este proceso se genera una tabla/trazado que proporciona los niveles de referencia óptimos para cada valor de C/No de la señal del código P de L1 en, por ejemplo, pasos de 1 dB, similar a un trazado de ejemplo dibujado en la Figura 8a para cada rango de valores de C/No de la señal del código P de L1.

El método de generación de la tabla de niveles de referencia descrita anteriormente puede usarse también en los circuitos de determinación de los niveles de referencia 318 y 719 de las Figuras 3 y 7. Esta tabla en ROM puede implementarse también dentro del procesador de navegación y control 118 de la Figura 1.

Volviendo a referirnos a la Figura 8, el valor del nivel de referencia óptimo se introduce en el circuito de comparación de niveles de referencia 818. Adicionalmente, en el circuito de comparación de niveles de referencia 818, se obtiene el valor absoluto de ARC_{1} en el circuito 813 y se resta de ese valor el valor del nivel de referencia óptimo 811 en el sumador 814. El signo de la diferencia obtenida mediante un circuito 815 controla el conmutador todo/nada 817. El conmutador se "conecta" si el signo 816 es positivo y se "desconecta" si el signo 816 es negativo. El conmutador todo/nada 817 se implementa con un circuito multiplexor 819, que da salida a la señal de error del bucle 803 sólo cuando la señal de control 816 es positiva y da salida al valor cero "0" en el conmutador todo/nada 817 cuando la señal de control 816 es negativa. Se utilizan conmutadores todo/nada sustancialmente idénticos al conmutador todo/nada 817 para el bucle del código P1, el bucle del código P2 y el bucle de la portadora de L2. Como se ha indicado en la Figura 8, la entrada al conmutador todo/nada 817 puede ser la señal de error del bucle del código P1, la señal de error del bucle del código P2 o la señal de error del bucle de la portadora de L2, dependiendo de dónde se use el conmutador 817. Todos los bucles de control requieren la conmutación (y al conmutador todo/nada) como se ha comentado en conexión con las Figuras 7, 10, 11, y 12.

La Figura 9 muestra un diagrama de bloques de la realización preferida de los correladores del código P puntual y pronto-tarde de L2. La realización mostrada en la Figura 9 representa una realización digital de las funciones analógicas 328, 329, 331 y 332 de la Figura 3. Como se comentó anteriormente en conexión con la Figura 2, la señal de la segunda IF de L2 222 se muestrea mediante el convertidor A/D 224. Las muestras en cuadratura (I y Q) a partir del convertidor A/D 224 se demultiplexan por un demultiplexor I,Q 905 en los flujos de muestras I y Q que están en cuadratura de fase entre sí. El demultiplexor I,Q 905 se controla mediante el reloj de muestreo de IF 227 generado por el sintetizador de frecuencia 225 como se muestra en la Figura 2. Las muestras I, Q se multiplican, mediante los multiplicadores 906 y 907, con una señal binaria 903 con valores +/- 1. La señal binaria 903 es o bien una versión puntual 1024, o bien una versión pronto-tarde 1025, de una señal de código P local, generada por un generador de código P de L1 1023, como se muestra en la Figura 10. Se obtiene una señal de correlación del código P puntual o pronto-tarde con el circuito de la Figura 9, dependiendo de si la señal binaria 903 es la versión puntual, o la versión pronto-tarde, de la señal del código P local. Las señales de salida de los multiplicadores 906 y 907 se integran por los filtros I&D 908 y 909, respectivamente, durante periodos aproximadamente iguales a la mitad de un bit de W. Esto da como resultado una señal de correlación del código P puntual de muestra I de L2 RI_{2} 910 o una señal de correlación del código P pronto-tarde de muestra I de L2 DI_{2} 910, y una señal de correlación del código P puntual de muestra Q de L2 RQ_{2} 911 o una señal de correlación del código P pronto-tarde de muestra Q de L2 DQ_{2} 911. Las señales 910 y 911 son introducidos en un cambiador de ángulo para la demodulación de fase de la portadora en la Figura 10. De forma similar al circuito correlador del código P de L1 de la Figura 6, los filtros de I&D 908 y 909 reducen la velocidad requerida del circuito cambiador del ángulo a alrededor de 1 MHz, de forma que su implementación no es difícil.

Con referencia ahora a la Figura 10, se muestra en ella un diagrama de bloques de una realización preferida de una red de seguimiento del código P de L2 de la presente invención que incluye los modos no coherente y coherente.

Las muestras en cuadratura (I y Q) de IF de L2 229 se correlacionan, en un correlador de código P 1004, con la señal de código P puntual 1024 generada por el generador de código P de L2 local 1023. Como se comentó anteriormente, mediante la correlación de las muestras I y Q con el código P puntual local, se generan una señal de correlación de código P puntual de muestra I de L2 RI_{2} y una señal de correlación de código P puntual de muestra Q de L2 RQ_{2} mediante el correlador de código P 1004. La señal RI_{2} es proporcional a la función de correlación del código P puntual de L2 R_{2}(\tau) ponderada por Wcos\theta_{2}, donde \theta_{2} es la desviación angular entre la fase de la portadora de L2 recibida y la fase combinada de los osciladores locales de RF y de IF del receptor, y W es la polaridad de la modulación de bit de W. La polaridad de W es desconocida para los receptores no militares. La señal RQ_{2} es proporcional a la función de correlación del código R_{2}(\tau) ponderada por Wsen\theta_{2}.

De forma similar, las muestras en cuadratura de L2 (I y Q) 1001 se correlacionan con la señal de código P pronto-tarde de L2 1025 generada por el generador de código P de L2 local 1023 en el correlador de código P 1005. Se obtiene una señal de correlación del código P pronto-tarde de muestra I de L2 DI_{2} y una señal de correlación del código P pronto-tarde de muestra Q de L2 DQ_{2} a la salida de 1005. La señal DI_{2} es proporcional a la función de correlación del código P pronto-tarde de L2 D_{2}(\tau) ponderada por Wcos\theta_{2}, y la señal DQ_{2} es proporcional a la función de correlación del código P pronto-tarde de L2 D_{2}(\tau) ponderada por Wsen\theta_{2}. Cuando se establece el seguimiento de la portadora de L2, la desviación de fase entre la fase de L2 recibida y la de los osciladores locales de RF/IF será seguida mediante el NCO de la portadora de L2 (mostrado en la Figura 11) 1120. Por lo tanto, la fase desconocida en las señales RI_{2}, RQ_{2}, DI_{2} y DQ_{2} puede eliminarse con la salida 1002 del NCO de L2 después de que se recupere la portadora de L2. Esta operación se realiza en un cambiador de ángulo 1006. Sin embargo, antes del enclavamiento de la portadora de L2, la fase del NCO de la portadora de L2 no será la misma que \theta_{2}, la diferencia de fase entre la L2 recibida y la fase de los osciladores locales de RF/IF del receptor. Además, habrá una desviación de fase, \theta_{2}, entre la señal recibida y la de referencia de fase del receptor en la salida del cambiador de ángulo. Por tanto, el bucle del código P2 funciona en el modo no coherente antes de que se detecte el enclavamiento de la portadora de L2 y, entonces, cambia al modo coherente cuando se detecta el enclavamiento de la portadora de L2.

Las señales de salida RC_{2}, RS_{2}, DC_{2} y DS_{2} del cambiador de ángulo 1006 son iguales a WR_{2}(\tau) x cos\theta_{2}, WR_{2}(\tau) x sen\theta_{2}, WD_{2}(\tau) x cos\theta_{2} y WD_{2}(\tau) x sen\theta_{2}, respectivamente. \theta_{2}, se hace aproximadamente cero cuando se establece el enclavamiento de la portadora de L2 y puede ser cualquier ángulo arbitrario antes del enclavamiento de la portadora de L2. Las señales RC_{2}, RS_{2}, DC_{2} y DS_{2} se integran sobre cada par de bits de W mediante cuatro filtros de I&D en el circuito 1007. El reloj de integración y volcado se controla mediante la señal de reloj de bit de W de L2 505. Las salidas de I&D de los periodos de dos bits de W ARC_{2} 1008, ARS_{2} 1009, ADC_{2} 1010 y ADS_{2} 1011 son proporcionales a los valores medios de RC_{2}, RS_{2}, DC_{2} y DS_{2}, respectivamente, cuando no hay cambios en la polaridad de los datos entre los dos bits de W consecutivos en el periodo de integración y volcado.

En el bucle del código P2 en modo no coherente se calcula una señal de error del bucle 1013 en el circuito 1012 como:

(modo no coherente)e = ARC_{2} x ADC_{2} + ARS_{2} x ADS_{2}

Y en el bucle del código P2 en modo coherente, se calcula la señal de error del bucle 1013 en el circuito 1012 como:

(modo coherente)e = ARC_{2} x ADC_{2}

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En el modo coherente no hay dependencia de \theta_{2} porque \theta_{2} es aproximadamente cero. En el modo no coherente, la dependencia de \theta_{2} se evita formando la señal producto e = ARC_{2} x ADC_{2} + ARS_{2} x ADS_{2}, que es proporcional a R_{2}(\tau) x D_{2}(\tau). Por lo tanto, cuando no hay cambios en la polaridad de datos, las señales de error, tanto en el modo coherente como no coherente, eliminarán la modulación del bit de W sobre un periodo de dos bits de W. Las señales de error son proporcionales a la función de correlación del código P pronto-tarde de L2 D_{2}(\tau), que es proporcional al error de la fase del código a seguirse y promediarse sobre los periodos de dos bits de W. El circuito 1012 puede implementarse con multiplicadores y sumadores, o puede implementarse con programación en un procesador de señales digitales.

Dado que la señal de error del bucle 1013 se promedia sobre dos bits de W consecutivos, su relación señal-ruido es 3 dB mayor que la misma señal generada cuando se promedia sólo sobre un bit de W. La señal de error del bucle 1013 proporciona mejoras en el rendimiento cuando no hay cambio de polaridad entre dos bits de W consecutivos. Sin embargo, cuando hay un cambio en la polaridad, la señal de error del bucle 1013 no tiene contenido de señal, y debería anularse de un procesado del bucle del código adicional. Un conmutador todo/nada 1015 realiza la función de anulación. El conmutador 1015 se controla mediante una señal de control 716. El nivel de referencia se determina óptima y adaptativamente, como se ha descrito anteriormente en conexión con la Figura 7. El conmutador todo/nada 1015 se implementa en forma sustancialmente idéntica a como se ha descrito en 817 de la Figura 8. La señal de error del bucle 1013, después de ser controlada por el conmutador todo/nada 1015, se introduce en el filtro del bucle del código P de L2 1017. Dado que el patrón de bits de W es aleatorio por naturaleza, hay una probabilidad del 50% de que no haya transición entre dos bits de W consecutivos. De ese modo, en media, el bucle del código P2 se conectará el 50% del tiempo, y se desconectará el 50% del tiempo, de forma similar al bucle del código P1. El filtro en bucle mostrado en la Figura 10 es un filtro en bucle de segundo orden. Su salida incluye dos términos: un término proporcional, que se genera multiplicando una señal de error del bucle conmutado 1016 por una constante K1 en el circuito 1018, y un término integrado, que se genera mediante la integración de la señal de error del bucle conmutada 1016 mediante un acumulador 1020 y escalada mediante la constante K2 en el circuito 1019. La señal de salida del filtro en bucle es la suma de estos dos términos obtenida en la salida de un sumador 1021. La señal de salida del filtro en bucle se introduce en el NCO del código P de L2 1022, que acelera o reduce la frecuencia de su señal interna dependiendo del signo y la magnitud de su señal de entrada. Una señal de reloj del código P de L2, generada por el NCO 1022, controla el generador del código P de L2 1023, que entonces sigue al código P de L2 recibido.

La Figura 10a muestra una realización preferida del cambiador del ángulo del canal código P de L2 1006 que incluye una tabla en una memoria sólo de lectura (ROM) 10A06. Las señales de salida de la correlación del código P puntual en fase y en cuadratura de L2 RC_{2} 10A07 y RS_{2} 10A08 se obtienen a partir del contenido de la tabla ROM mediante la búsqueda en dos tablas separadas con sus respectivas direcciones especificadas por los valores de RI_{2} 1008, RQ_{2} 1009, y el valor de \hat{\theta}_{2} 10A05, donde \hat{\theta}_{2} es una estimación de la desviación en la fase de la portadora de L2 con respecto a los osciladores locales de RF/IF del receptor, seguidos por el bucle de la portadora de L2 descrito en las Figuras 11 y 12. El contenido de la tabla en ROM 10A06, RC_{2} y RS_{2}, correspondientes a esta dirección se especifica mediante las relaciones RC_{2} = RI_{2} cos(\hat{\theta}_{2}) - RQ_{2} sen(\hat{\theta}_{2}) y RS_{2} = RQ_{2} cos(\hat{\theta}_{2}) - RI_{2} sen(\hat{\theta}_{2}). Las salidas DC_{2} 1010 y DS_{2} 1011 de la correlación del código P pronto-tarde en fase y en cuadratura de L2 se obtienen a partir del contenido de la tabla ROM mediante la búsqueda en dos tablas separadas con sus direcciones especificadas por los valores de DI_{2} 10A03, DQ_{2} 10A04, y el valor de \hat{\theta}_{2} 10A05. El contenido de la ROM, DC_{2} y DS_{2}, correspondiente a esta dirección se especifica por las relaciones DC_{2} = DI_{2} cos(\hat{\theta}_{2}) - DQ_{2} sen(\hat{\theta}_{2}) y DS_{2} = DQ_{2} cos(\hat{\theta}_{2}) - DI_{2} sen(\hat{\theta}_{2}).

La Figura 11 muestra un diagrama de bloques de una realización preferida de una red de seguimiento de la portadora de L2. El valor acumulado ARC_{1} se multiplica por una constante de escalado 1102 en un multiplicador 1103. La constante de escalado 1102 se controla y se introduce desde el procesador de control 118 de la Figura 1. El valor de esta constante está preferiblemente de acuerdo con la diferencia (3 dB) entre las potencias de la señal de código P de L1 y de L2, y se ajusta preferiblemente al valor de \sqrt{2}. Una salida del multiplicador 1103, es decir, ARC_{1} escalada por \sqrt{2}, o cualquier otra constante tal como se controla por el procesador, se añade mediante un sumador 1106 al valor acumulado ARC_{2} 1008.

Como se ha descrito previamente, cuando hay cambios en la polaridad de los datos de los dos bits de W adyacentes en el periodo de integración, la señal ARC_{1} es proporcional a WR_{1}(\tau)cos\phi_{1}, donde W es la polaridad de los dos bits de W adyacentes, R_{1}(\tau) es la función de auto-correlación de la señal del código P de L1 con la versión local del código P puntual, y \phi_{1} es el error angular en el seguimiento de L1. \phi_{1} es cercano a cero tras la recuperación de la fase de la portadora de L1 en el demodulador del código C/A. Adicionalmente, dado que el código de P1 está en enclavamiento de código antes del comienzo del receptor con el seguimiento de L2, el error de tiempo entre el código P1 local y el código P1 recibido es cercano a cero, y R_{1}(\tau) está cerca de su valor de pico R_{1}(0). Por lo tanto ARC_{1} es básicamente igual a W R_{1}(0).

De forma similar, la señal ARC_{2} es proporcional a WR_{2}(\tau)cos\phi_{2}, donde W es la polaridad de los dos bits adyacentes de W, donde R_{2}(\tau) es la función de auto-correlación de la señal del código P de L2 con la versión local del código P puntual, y \phi_{2} es el error angular en el seguimiento de la portadora de L2 recibida. Adicionalmente, el código P2 ya se adquiere y se sigue (en el modo no coherente) antes de que el receptor comience a adquirir y a seguir la portadora de L2. Por lo tanto, ARC_{2} es sustancialmente igual a W R_{2}(0) cos\phi_{2}.

Una señal de salida 1107 del sumador 1106 es igual entonces a \sqrt{2}WR_{1}(0) + WR_{2}(0)cos\phi_{2} cuando no hay cambios en la polaridad de los datos entre los dos bits de W en el período de integración y volcado de ARC_{1} y ARC_{2}. Esta señal 1107 se multiplica por el valor acumulado ARS_{2} 1009 de la correlación del código P puntual en cuadratura de L2. Como se ha descrito previamente, la señal ARS_{2} es proporcional a WR_{2}(\tau) x sen\phi_{2}, y \phi_{2} es cercano a cero después de que se establezca el seguimiento del código P2 no coherente.

Las señales 1107 y 1009 se multiplican en un circuito multiplicador 1109. Una señal de salida 1110 del multiplicador 1009 es proporcional entonces a R_{1}(0) R_{2}(0) [\sqrt{2}sen\phi_{2}. (1/\sqrt{2}) sen\phi_{2}] cuando no hay cambios en la polaridad de los datos entre los dos bits de W en el período de integración y volcado. Esta señal de salida 1110 es una medida válida del error de la fase de la portadora de L2 y permite una recuperación de la fase de la portadora de L2 de longitud de onda completa sin ambigüedades de medios ciclos.

Cuando hay un cambio en la polaridad de los datos entre los dos bits de W en el período de integración y volcado, no hay componente de señal válido en la señal de salida 1110. Por lo tanto, la señal de salida 1110 debería anularse de la entrada a un filtro de bucle de la portadora de L2 1114. Un conmutador todo/nada 1112 realiza esta función de anulación, que se implementa como se muestra en el circuito 817 de la Figura 8. El conmutador todo/nada 1112 se controla por la señal de control de conmutación 1111, que se etiqueta como 716 en la Figura 7.

Una señal de salida 113 del conmutador 1112 se introduce en el filtro en bucle de la portadora de L2 1117, que es un filtro en bucle de segundo orden. Una salida 1119 del filtro en bucle 1114 incluye dos términos: un término proporcional, que se genera multiplicando una señal de error del bucle conmutado 1113 en el circuito 1115 por una constante K1, y un término integrado, que se genera mediante la integración de la señal de error del bucle conmutada 1113 mediante un acumulador 1117, escalada mediante la constante K2 en el circuito 1116. La salida del filtro en bucle 1119 es la suma de estos dos términos obtenidos a la salida del sumador 1117. La señal de salida del filtro en bucle 1119 se introduce en el NCO del código P de L2 1120, que acelera o reduce la frecuencia de su señal interna dependiendo del signo y la magnitud de su señal de entrada. La fase de la portadora de L2 estimada 1002 generada por el NCO 1120 se introduce en el cambiador del ángulo del canal del código P de L2 1006 en la Figura 10 para seguir la fase de la portadora de L2 recibida.

La Figura 12 muestra un diagrama de bloques de una realización alternativa de la red del bucle del seguimiento de la portadora de L2. La diferencia entre las Figuras 11 y 12 está en la generación de la señal de control para sus respectivos conmutadores todo/nada 1211, 1112. En la Figura 11 el control del conmutador todo/nada 1112 se determina mediante la comparación del valor absoluto de ARC_{1} con un nivel de referencia óptimo. En la Figura 12 el valor absoluto de la señal 1207, que es la suma de ARC_{1} escalada por \sqrt{2}, es decir, la señal 1204, y la señal ARC_{2} 1205, se compara con el nivel de referencia óptimo 1214 en un circuito de comparación de niveles de referencia 1213. La salida 1212 del circuito de comparación de niveles de referencia se usa para conmutar la señal de error del bucle 1210. Otros circuitos en la Figura 12 se implementan en forma sustancialmente idéntica a como se ha descrito en la Figura 11. En la Figura 12 la energía de tanto ARC_{1}, que se deriva de la señal L1 del GPS, como de ARC_{2}, que se deriva de la señal L2 del GPS, se combinan para compararlos con un nivel de referencia seleccionado para determinar si hay un cambio de polaridad. Esta realización proporciona una mejora sobre la realización descrita en la Figura 11 en su rendimiento de la SNR.

Aunque se han descrito en la descripción precedente las realizaciones preferidas de la invención, se entenderá que la presente invención no se limita sólo a las mismas. Debería entenderse que los materiales usados y los detalles mecánicos podrían ser ligeramente diferentes o modificados respecto a los de la descripción de la presente memoria sin separarse de los métodos y la composición descrita y enseñada mediante la presente invención como se recita en las reivindicaciones.

Claims

1. Un demodulador del sistema de posicionamiento global (GPS) configurado para recibir una señal GPS que incluye las señales moduladas del código C/A, del código P de L1, del código P de L2 y del código W de cifrado, comprendiendo el demodulador:

un generador de código P de L1 (303) configurado para generar una primera y una segunda señales de código P de L1 que son señales de réplica locales del código P de L1 de la señal GPS;

un primer demodulador (306, 307) configurado para demodular la señal GPS basándose en, en parte, la primera y la segunda señales de código P de L1, para de ese modo generar una primera y una segunda señal del código P de L1 demoduladas;

un primer par de filtros de integración y volcado (I&D, del inglés "Integrate-and-Dump") (310, 311) configurados para generar una primera señal del código P de L1 integrada mediante la integración de la primera señal del código P de L1 demodulada y configurado para generar una segunda señal del código P de L1 integrada mediante la integración de la segunda señal del código P de L1 demodulada durante un período de integración predeterminado;

caracterizado por:

un primer módulo de niveles de referencia (320) configurado para generar una primera señal de control de conmutación mediante la comparación de la primera señal de código P de L1 integrada con un primer valor del nivel de referencia predeterminado para determinar si el código W de cifrado cambió la polaridad durante el periodo de integración;

y un primer conmutador (322) configurado para generar una primera señal de ajuste basándose en una señal derivada de la primera y de la segunda señales de código P de L1 integradas y basándose en la primera señal de control de conmutación, en donde el generador del código P de L1 se configura además para ajustarse basándose en una señal derivada de la primera señal de ajuste, para de ese modo generar con precisión la primera señal del código P de L1 que sigue el código P de L1 de la señal GPS.

2. El demodulador de acuerdo con la reivindicación 1 en donde el periodo de integración es sustancialmente igual al de dos periodos de bits del código W de cifrado.

3. El demodulador de acuerdo con la reivindicación 1 en donde el primer conmutador se configura adicionalmente para generar una señal nula como la primera señal de ajuste cuando el código W de cifrado ha cambiado la polaridad durante el periodo de integración.

4. El demodulador de acuerdo con la reivindicación 1 comprendiendo adicionalmente un módulo de determinación de los niveles de referencia configurado para generar un primer valor del nivel de referencia basado en un valor de la relación portadora a ruido (C/No) del código P de L1 de la señal GPS.

5. El demodulador de acuerdo con la reivindicación 4 comprendiendo adicionalmente un estimador de la relación C/No configurado para generar el valor de la relación C/No estimada basándose en un valor de fuerza de la señal del código C/A de la señal GPS.

6. El demodulador de acuerdo con la reivindicación 4 en donde el módulo de determinación de los niveles de referencia comprende una tabla de búsqueda incluyendo un conjunto de entradas, presentando cada entrada un valor del nivel de referencia respectivo para un rango predeterminado respectivo de los valores de la relación C/No.

7. El demodulador de acuerdo con la reivindicación 6 en donde el rango predeterminado de los valores de la relación C/No para al menos un conjunto de las entradas en la tabla de búsqueda está en intervalos de 1 dB.

8. El demodulador de acuerdo con la reivindicación 1 comprendiendo adicionalmente:

un generador de código P de L2 configurado para generar una primera y una segunda señales de código P de L2 que son señales de réplica locales del código P de L2 de la señal GPS;

un segundo demodulador configurado para demodular la señal GPS basándose en, en parte, la primera y la segunda señales de código P de L2, para de ese modo generar una primera y una segunda señal del código P de L2 demoduladas; y

un segundo par de filtros de I&D configurados para generar una primera señal del código P de L2 integrada mediante la integración del primer código P de L2 demodulado y configurado para generar una segunda señal del código P de L2 integrada mediante la integración de la segunda señal del código P de L2 demodulada durante el período de integración predeterminado; y

y un segundo conmutador configurado para generar una segunda señal de ajuste basándose en una señal derivada de la primera y de la segunda señales de código P de L2 integradas y basándose en la primera señal de control de conmutación,

en donde el generador del código P de L2 se configura además para ajustarse basándose en una señal derivada de la primera señal de ajuste, para de ese modo generar con precisión la primera señal del código P de L2 que sigue el código P de L2 de la señal GPS.

9. El demodulador de acuerdo con la reivindicación 8 en donde el segundo conmutador se configura adicionalmente para generar una señal nula como la segunda señal de ajuste cuando el código W de cifrado ha cambiado su polaridad durante el periodo de integración.

10. El demodulador de acuerdo con la reivindicación 8 comprendiendo adicionalmente:

un tercer par de filtros de I&D configurados para generar una tercera señal del código P de L2 integrada mediante la integración de un tercer código P de L2 demodulado y configurado para generar una cuarta señal del código P de L2 integrada mediante la integración de una cuarta señal del código P de L2 demodulada durante el periodo de integración, en donde el segundo demodulador se configura adicionalmente para generar la tercera y la cuarta señales del código P de L2 demoduladas mediante la demodulación de la señal GPS basándose en, en parte, la primera y la segunda señales del código P de L2.

11. El demodulador de acuerdo con la reivindicación 10 comprendiendo adicionalmente:

un controlador configurado para determinar si la señal de la portadora de L2 local está enclavada con la portadora de L2 de la señal GPS,

en donde el segundo conmutador se configura adicionalmente para generar una señal derivada a partir de la primera, segunda, tercera y cuarta señales del código P de L2 integradas como la segunda señal de ajuste cuando el código W de cifrado ha cambiado su polaridad durante el periodo de integración y cuando la señal de la portadora de L2 local no se ha enclavado con la portadora de L2 de la señal GPS.

12. El demodulador de acuerdo con la reivindicación 10 comprendiendo adicionalmente:

un oscilador de la portadora de L2 configurado para generar una señal de portadora de L2 local que es una señal de réplica local de la portadora de L2 de la señal GPS, en donde el segundo demodulador se configura adicionalmente para demodular la señal GPS basándose en, en parte, la señal de la portadora de L2 local además de la primera y la segunda señales del código P de L2, para de ese modo generar la quinta y la sexta señales del código P de L2 demoduladas;

un cuarto par de filtros de I&D configurados para generar una quinta señal del código P de L2 integrada mediante la integración del quinto código P de L2 demodulado y configurado para generar una sexta señal del código P de L2 integrada mediante la integración de la sexta señal del código P de L2 demodulada durante el periodo de integración; y

un tercer conmutador configurado para generar una tercera señal de ajuste basándose en una señal derivada a partir de la quinta y la sexta señales del código P de L2 integradas y la primera señal del código P de L1 integrada y basándose en la señal de control del primer conmutador,

en donde el oscilador de la portadora de L2 se configura adicionalmente para ajustarse basándose en una señal derivada a partir de la tercera señal de ajuste, para de ese modo generar con precisión la señal de la portadora de L2 local que sigue a la portadora de L2 de la señal GPS.

13. El demodulador de acuerdo con la reivindicación 12 en donde el tercer conmutador se configura adicionalmente para generar una señal nula como la tercera señal de ajuste cuando el código W de cifrado ha cambiado su polaridad durante el periodo de integración.

14. El demodulador de acuerdo con la reivindicación 12 comprendiendo adicionalmente:

un segundo módulo de niveles de referencia configurado para generar una segunda señal de control de conmutación mediante la comparación de una señal derivada a partir de la primera señal del código P de L1 integrada y de la quinta señal del código P de L2 integrada, con un segundo valor del nivel de referencia predeterminado para determinar si el código W de cifrado ha cambiado su polaridad durante el periodo de integración; y

un cuarto conmutador configurado para generar una cuarta señal de ajuste basándose en una señal derivada a partir de la primera señal del código P de L1 integrada, la quinta y las sexta señales del código P integradas y basándose en la segunda señal de control de conmutación, en donde el oscilador de la portadora de L2 se configura adicionalmente para ajustarse basándose en una señal derivada a partir de la cuarta señal de ajuste, para de ese modo generar con precisión la señal de la portadora de L2 local que sigue a la portadora de L2 de la señal GPS.

15. El demodulador de acuerdo con la reivindicación 14 en donde el cuarto conmutador se configura adicionalmente para generar una señal nula como la cuarta señal de ajuste cuando el segundo módulo de niveles de referencia determina que el código W de cifrado ha cambiado su polaridad durante el periodo de integración.

16. Un método para procesar una señal del sistema de posicionamiento global (GPS) que incluye las señales moduladas del código C/A, del código P de L1, del código P de L2 y del código W de cifrado, comprendiendo las etapas de:

la demodulación de la señal GPS basándose en, en parte, la primera y la segunda señales de código P de L1 que son las señales de réplica generadas localmente del código P de L1 de la seña GPS, para de ese modo generar una primera y una segunda señal del código P de L1 demoduladas;

la integración por separado de una primera y una segunda señales del código P de L1 demodulada durante un período de integración predeterminado, para de ese modo generar una primera y una segunda señales del código P de L1 integradas;

caracterizado por:

la comparación de la primera señal de código P de L1 integrada con un primer valor del nivel de referencia predeterminado para determinar si el código W de cifrado ha cambiado su polaridad durante el periodo de integración predeterminado; y

el ajuste de la primera señal del código P de L1 basándose en la primera y la segunda señales de L1 integradas y basándose en si el código W de cifrado ha cambiado su polaridad durante el periodo de integración, para de ese modo generar con precisión la primera señal del código P de L1 que sigue el código P de L1 de la señal GPS.

17. El método de acuerdo con la reivindicación 16 en donde la etapa de ajuste se lleva a cabo solo cuando el código W de cifrado no cambia su polaridad durante el periodo de integración predeterminado.

18. El método de acuerdo con la reivindicación 16 en donde el periodo de integración predeterminado es sustancialmente igual al de dos periodos de bits del código W de cifrado.

19. El método de acuerdo con la reivindicación 16 comprendiendo adicionalmente la etapa de:

la generación de un primer valor del nivel de referencia basado en un valor de la relación portadora a ruido (C/No) estimado del código P de L1 de la señal GPS.

20. El método de acuerdo con la reivindicación 19 comprendiendo adicionalmente la etapa de:

la generación del valor de la relación C/No de la señal del código P de L1 basándose en un valor de fuerza de la señal del código C/A de la señal GPS.

21. El método de acuerdo con la reivindicación 20 comprendiendo adicionalmente la etapa de:

la generación de una tabla de búsqueda incluyendo un conjunto de entradas, presentando cada entrada un valor del nivel de referencia respectivo para un rango predeterminado respectivo de los valores de la relación C/No.

22. El método de acuerdo con la reivindicación 21 en donde el rango predeterminado de los valores de la relación C/No para al menos un conjunto de las entradas en la tabla de búsqueda está en intervalos de 1 dB.

23. El método de acuerdo con la reivindicación 16 comprendiendo adicionalmente:

la demodulación de la señal GPS basándose en, en parte, la primera y la segunda señales de código P de L2 que son las señales de réplica generadas localmente del código P de L2 de la señal GPS para de ese modo generar una primera y una segunda señales del código P de L2 demoduladas;

la integración por separado de una primera y una segunda señales del código P de L2 demoduladas durante el período de integración, para de ese modo generar una primera y una segunda señales del código P de L2 integradas; y

el ajuste de la primera señal del código P de L2 basándose en la primera y la segunda señales de código P de L2 integradas y basándose en si el código W de cifrado ha cambiado su polaridad durante el periodo de integración, para de ese modo generar con precisión la primera señal del código P de L2 que sigue el código P de L2 de la señal GPS.

24. El método de acuerdo con la reivindicación 23 en donde la etapa de ajuste de la primera señal del código P de L2 se realiza solo cuando el código W de cifrado no ha cambiado su polaridad durante el periodo de integración.

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25. El método de acuerdo con la reivindicación 23 comprendiendo adicionalmente las etapas de:

la demodulación de la señal GPS basándose en, en parte, la primera y la segunda señales del código P de L2 para de ese modo generar una tercera y una cuarta señales del código P de L2 demoduladas; y

la integración por separado de la tercera y la cuarta señales del código P de L2 demoduladas durante el periodo de integración, para de ese modo generar una tercera y una cuarta señales de L2 integradas.

26. El método de acuerdo con la reivindicación 25 comprendiendo adicionalmente las etapas de:

la determinación de si la señal de la portadora de L2 local está enclavada con la portadora de L2 de la señal GPS; y

si la señal de la portadora de L2 local no se ha enclavado con la portadora de L2 de la señal GPS, entonces el ajuste de la primera señal del código P de L2 basándose en la primera, segunda, tercera y cuarta señales de L2 integradas y basándose en si el código W de cifrado ha cambiado su polaridad durante el periodo de integración.

27. El método de acuerdo con la reivindicación 16 comprendiendo adicionalmente las etapas de:

la demodulación de la señal GPS basándose en, en parte, la primera y la segunda señales del código P de L2 que son señales de réplica generadas localmente del código P de L2 de la señal GPS y una señal de la portadora de L2 local que es una señal de réplica generada localmente de la portadora de L2 de la señal GPS, para de ese modo generar la quinta y la sexta señales del código P de L2 demoduladas;

la integración por separado de la quinta y la sexta señales del código P de L2 demoduladas durante el periodo de integración, para de ese modo generar la quinta y la sexta señales del código P de L2 integradas;

el ajuste de la señal de la portadora de L2 local basándose en la quinta y la sexta señales del código P de L2 integradas y la primera señal de L1 integrada y basándose en si el código W de cifrado ha cambiado su polaridad durante el periodo de integración, para de ese modo generar con precisión la señal de la portadora de L2 local que sigue a la portadora de L2 de la señal GPS.

28. El método de acuerdo con la reivindicación 27 comprendiendo adicionalmente las etapas de:

la comparación de una señal derivada a partir de la primera señal del código P de L1 integrada y de la quinta señal del código P de L2 integrada con un segundo valor del nivel de referencia predeterminado para determinar si el código W de cifrado ha cambiado su polaridad durante el periodo de integración, para de ese modo generar una señal de control; y

el ajuste de la señal de la portadora de L2 basándose en una señal derivada a partir de la quinta y la sexta señales de L2 integradas y la primera señal de L1 integrada y basándose en la señal de control, para de ese modo generar con precisión la señal de la portadora de L2 local que sigue a la portadora de L2 de la señal GPS.