JP2003524764A - グローバル・ポジショニング・システム信号を復調する方法及びシステム - Google Patents
グローバル・ポジショニング・システム信号を復調する方法及びシステムInfo
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 局地的に発生されたＬ２搬送波信号をＧＰＳ衛星から受信されたＬ２信号に高精度で同期させる方法及びシステムを提供する。
【解決手段】 ＧＰＳ受信機がＬ２信号の搬送波位相とＬ１及びＬ２Ｐコード位相の追跡をするためにＬ１（２２１）及びＬ２（２２２）ＧＰＳ衛星信号エネルギーを使用する。Ｌ１信号の同相チャンネルが、受信機のＬ１チャンネル内のＰコード発生器（３０３）からのＰコード（３１６）と相関関係を取られる。同様に、受信されたＬ２Ｐコード信号の同相及び直交チャンネルが受信機Ｌ２チャンネル内のPコード（３５７、３５８）と相関関係を取られる。Ｌ１定時Ｐコード相関関係信号（３１２）のＩ＆Ｄ出力のしきい値比較（３２０）により、Ｉ＆Ｄ積分（３１０、３１１）期間中の２Ｗビット間の極性変化が検出される。極性変化がある時、Ｌ１及びＬ２Ｉ＆Ｄ出力はＬ２搬送波復調のために使用されない。そうでなければ、Ｌ１同相定時Ｐコード相関関係のＩ＆Ｄ出力（３１２）は、Ｌ１及びＬ２信号電力比に従ってＬ２同相定時Ｐコード相関関係（３３７）と契合される（３４７）。この加算された信号（３４７）はＬ２直交チャンネル早い−遅いＰコード相関関係（３３８）のＩ＆Ｄ出力と乗算されて（３４８）、Ｌ２搬送波位相の推定値を与える積信号を得る。
Description
【０００１】
本発明は一般にグローバル・ポジショニング・システム（ＧＰＳ）衛星信号受
信機に関し、より詳細には局地的に発生されたＬ２搬送波信号をＧＰＳ衛星から
受信されたＬ２信号に高精度で同期させる方法及びシステムに関する。
信機に関し、より詳細には局地的に発生されたＬ２搬送波信号をＧＰＳ衛星から
受信されたＬ２信号に高精度で同期させる方法及びシステムに関する。
【０００２】
グローバル・ポジショニング・システム（ＧＰＳ）またはＮＡＶＳＴＡＲと呼ば
れるものは複数のＧＰＳ衛星を有する。地球上または近くのいかなる所において
も少なくとも４個のＧＰＳ衛星から信号を受信できるようにＧＰＳ衛星の軌道は
配置されている。衛星送信は地上局により制御されて正確に同期され、そして受
信機は受信ＲＦ信号から導出された受信コードのタイミングから各衛星の距離を
測定できる。ＧＰＳ衛星の軌道パラメータは固定地上局から高精度で決定され、
そしてＧＰＳダウンリンク信号でもってユーザへ中継される。ＧＰＳのナビゲー
ション応用において、地球上に近いいかなる点における緯度、経度及び高度は４
個またはそれ以上の宇宙衛星から未知の位置への電磁信号の伝播時間から計算で
きる。「擬似距離」と呼ばれる未知の位置におけるＧＰＳ受信機と視野内の４個
の衛星の間の測定された距離は、これらの伝播時間に基づいて決定される。測定
された距離は、ＧＰＳ受信機時計と衛星上のタイミング時計との間に一般的に時
間差又はオフセットがあるから擬似距離と呼ばれる。従って、三次元位置決定に
ついては少なくとも４個の衛星信号が４個の未知数、すなわち、衛星の三次元位
置と一緒に時間オフセットを解決するのに必要である。
れるものは複数のＧＰＳ衛星を有する。地球上または近くのいかなる所において
も少なくとも４個のＧＰＳ衛星から信号を受信できるようにＧＰＳ衛星の軌道は
配置されている。衛星送信は地上局により制御されて正確に同期され、そして受
信機は受信ＲＦ信号から導出された受信コードのタイミングから各衛星の距離を
測定できる。ＧＰＳ衛星の軌道パラメータは固定地上局から高精度で決定され、
そしてＧＰＳダウンリンク信号でもってユーザへ中継される。ＧＰＳのナビゲー
ション応用において、地球上に近いいかなる点における緯度、経度及び高度は４
個またはそれ以上の宇宙衛星から未知の位置への電磁信号の伝播時間から計算で
きる。「擬似距離」と呼ばれる未知の位置におけるＧＰＳ受信機と視野内の４個
の衛星の間の測定された距離は、これらの伝播時間に基づいて決定される。測定
された距離は、ＧＰＳ受信機時計と衛星上のタイミング時計との間に一般的に時
間差又はオフセットがあるから擬似距離と呼ばれる。従って、三次元位置決定に
ついては少なくとも４個の衛星信号が４個の未知数、すなわち、衛星の三次元位
置と一緒に時間オフセットを解決するのに必要である。
【０００３】
各ＧＰＳ衛星はＬバンドにＬ１及びＬ２として知られている別個の搬送波周波
数、１５７５．４２及び１２２７．６ＭＨｚをそれぞれ持った２つのスペクトル
拡散信号を送信する。電離層による衛星信号の遅延に起因するエラーを除去する
ために２つの異なる中心周波数を持った信号が必要とされる。電離層遅延は搬送
波周波数の二乗に反比例するから、電離層遅延はＬ１及びＬ２の両周波数につい
ての擬似距離測定により取除くことができる。
数、１５７５．４２及び１２２７．６ＭＨｚをそれぞれ持った２つのスペクトル
拡散信号を送信する。電離層による衛星信号の遅延に起因するエラーを除去する
ために２つの異なる中心周波数を持った信号が必要とされる。電離層遅延は搬送
波周波数の二乗に反比例するから、電離層遅延はＬ１及びＬ２の両周波数につい
ての擬似距離測定により取除くことができる。
【０００４】
衛星信号は、２つの擬似ランダムコード、一つは粗獲得（Ｃ／Ａ）コードと呼
ばれ他は正確（Ｐ）コードと呼ばれる、により変調される。両方のコードは各衛
星に独特である。これは複数のＧＰＳ衛星信号からのＬバンド信号を受信機にお
いて個別に識別して別々に処理することを可能にする。Ｐコードは１０．２３Ｍ
Ｈｚクロックレートを有し、衛星内にて発生されるＬ１直交位相及びＬ１同相搬
送波を変調するのに使用される。Ｐコードはおおよそ毎週ごと１度繰返される。
これに加えて、各衛星のＬ１信号は１．０２３ＭＨＺのチップレートを有し、毎
１ミリ秒ごと繰返されるＣ／Ａコードにより変調された同相搬送波を含む。Ｃ／
Ａコード搬送波及びＰコード搬送波は位相が互いに直交している。各搬送波はま
た緩やかに変化する毎秒５０ビットのデータストリームにより変調されて、衛星
天体暦、衛星クロック修正、及び他のＧＰＳ情報を定義する。
ばれ他は正確（Ｐ）コードと呼ばれる、により変調される。両方のコードは各衛
星に独特である。これは複数のＧＰＳ衛星信号からのＬバンド信号を受信機にお
いて個別に識別して別々に処理することを可能にする。Ｐコードは１０．２３Ｍ
Ｈｚクロックレートを有し、衛星内にて発生されるＬ１直交位相及びＬ１同相搬
送波を変調するのに使用される。Ｐコードはおおよそ毎週ごと１度繰返される。
これに加えて、各衛星のＬ１信号は１．０２３ＭＨＺのチップレートを有し、毎
１ミリ秒ごと繰返されるＣ／Ａコードにより変調された同相搬送波を含む。Ｃ／
Ａコード搬送波及びＰコード搬送波は位相が互いに直交している。各搬送波はま
た緩やかに変化する毎秒５０ビットのデータストリームにより変調されて、衛星
天体暦、衛星クロック修正、及び他のＧＰＳ情報を定義する。
【０００５】
ＧＰＳ受信機において、既知のＰコード及びＣ／Ａコードに対応する信号が衛
星と同じフォーマットで発生できる。ある衛星からのＬ１及びＬ２信号は局地的
に発生されたコードの位相を衛星信号と整列することにより、すなわち、タイミ
ングを調整することにより復調される。時間整列を達成するために、相関出力の
結果が最大化されるまで局地的に発生されたコードのレプリカが受信した信号と
相関関係付けられる。衛星から各コードチップの送信された時間を定義できるの
で、特定のチップの受信時間が送信時間または衛星までの距離の測定として使用
できる。Ｃ／Ａ及びＰコードが各衛星に独特であるから、特定の衛星が受信され
た信号と局地的に発生されたＣ／Ａ及びＰコードのレプリカとの間の相関関係の
結果に基づいて識別できる。
星と同じフォーマットで発生できる。ある衛星からのＬ１及びＬ２信号は局地的
に発生されたコードの位相を衛星信号と整列することにより、すなわち、タイミ
ングを調整することにより復調される。時間整列を達成するために、相関出力の
結果が最大化されるまで局地的に発生されたコードのレプリカが受信した信号と
相関関係付けられる。衛星から各コードチップの送信された時間を定義できるの
で、特定のチップの受信時間が送信時間または衛星までの距離の測定として使用
できる。Ｃ／Ａ及びＰコードが各衛星に独特であるから、特定の衛星が受信され
た信号と局地的に発生されたＣ／Ａ及びＰコードのレプリカとの間の相関関係の
結果に基づいて識別できる。
【０００６】
Ｃ／Ａコードは短い繰返しサイクル（１ミリ秒）を有するから、Ｃ／Ａコード
の獲得は信号獲得時における送信された信号のコード状態に関係するＧＰＳ時間
の知識がなくとも高速に達成できる。従って、Ｃ／ＡコードとＰコードとの間に
各衛星に独特な所定の時間関係が存在するため、Ｐコードの獲得はＣ／Ａコード
信号を最初に獲得することにより一般的に達成される。この時間関係はＣ／Ａコ
ード信号のナビゲーション・メッセージ中のハンドオーバーワード（ＨＯＷ）中
に与えられる。一旦、Ｃ／Ａコードが獲得されると、Ｌ１信号のＬ１搬送波復調
はコスタス（Ｃｏｓｔａｓ）ループなどの抑圧搬送波復調技術でもって達成でき
る。もし受信機により測定される量の絶対的な正確さが必要でなければ、Ｌ１搬
送波のみの使用で満足な「搬送波測定」をすることができる。しかし、運動学的
応用において、高解像度の搬送波測定を行なうことが望まれる時、又は測定を高
速に行なうことが望まれる時は、Ｌ２搬送波信号も使用できる。Ｌ１及びＬ２搬
送波の両方の使用は搬送波位相電離層遅延の推定と除去のために望ましい。Ｌ１
及びＬ２の両方の搬送波の利用可能性は、Ｌ１及びＬ２間の差周波数であるいわ
ゆるワイドレーン周波数の編成を可能にして、搬送波位相不明瞭さの素早い解決
に役立つ。
の獲得は信号獲得時における送信された信号のコード状態に関係するＧＰＳ時間
の知識がなくとも高速に達成できる。従って、Ｃ／ＡコードとＰコードとの間に
各衛星に独特な所定の時間関係が存在するため、Ｐコードの獲得はＣ／Ａコード
信号を最初に獲得することにより一般的に達成される。この時間関係はＣ／Ａコ
ード信号のナビゲーション・メッセージ中のハンドオーバーワード（ＨＯＷ）中
に与えられる。一旦、Ｃ／Ａコードが獲得されると、Ｌ１信号のＬ１搬送波復調
はコスタス（Ｃｏｓｔａｓ）ループなどの抑圧搬送波復調技術でもって達成でき
る。もし受信機により測定される量の絶対的な正確さが必要でなければ、Ｌ１搬
送波のみの使用で満足な「搬送波測定」をすることができる。しかし、運動学的
応用において、高解像度の搬送波測定を行なうことが望まれる時、又は測定を高
速に行なうことが望まれる時は、Ｌ２搬送波信号も使用できる。Ｌ１及びＬ２搬
送波の両方の使用は搬送波位相電離層遅延の推定と除去のために望ましい。Ｌ１
及びＬ２の両方の搬送波の利用可能性は、Ｌ１及びＬ２間の差周波数であるいわ
ゆるワイドレーン周波数の編成を可能にして、搬送波位相不明瞭さの素早い解決
に役立つ。
【０００７】
運動学的又は搬送波−位相差動技術は、測量応用についてのＧＰＳの使用の自
然な成果である。複数経路（信号反射）により悪影響を受けるコード測定の使用
より、再構成された搬送波−位相測定が測量及び運動学的応用に使用される。搬
送波−位相測定から得られる高精度さは関与する相対的な波長に関係する。Ｃ／
Ａコードの「チップ」レートはおおよそ３００メートルの波長を有する。Ｐコー
ドの対応する「チップ」レートはおおよそ３０メートルの波長を有する。Ｌ１搬
送波の波長は１９ｃｍであり、そしてＬ２搬送波の波長は２４．４ｃｍである。
共通の目安としては、波長の四十分の一程度の精度の測定をすることができる。
従って、搬送波−位相測定はコード測定よりもずっと正確性が得られる。しかし
、搬送波−位相測定はコード測定と比べて一つの大変重大な不利益を有する。搬
送波−位相測定は、特に衛星と受信機との間に送られる搬送波信号の総サイクル
の正確な数をなんらかの方法で決定できる場合のみに正確な距離測定として使用
できる。差動化応用に使用するための等価な要求は、参照受信機と運動受信機と
における総サイクル数の差を決定することである。問題の源は搬送波信号の各サ
イクルは同一であり、受信されている特定のサイクルが衛星から何時送信された
かが明らかでないことである。
然な成果である。複数経路（信号反射）により悪影響を受けるコード測定の使用
より、再構成された搬送波−位相測定が測量及び運動学的応用に使用される。搬
送波−位相測定から得られる高精度さは関与する相対的な波長に関係する。Ｃ／
Ａコードの「チップ」レートはおおよそ３００メートルの波長を有する。Ｐコー
ドの対応する「チップ」レートはおおよそ３０メートルの波長を有する。Ｌ１搬
送波の波長は１９ｃｍであり、そしてＬ２搬送波の波長は２４．４ｃｍである。
共通の目安としては、波長の四十分の一程度の精度の測定をすることができる。
従って、搬送波−位相測定はコード測定よりもずっと正確性が得られる。しかし
、搬送波−位相測定はコード測定と比べて一つの大変重大な不利益を有する。搬
送波−位相測定は、特に衛星と受信機との間に送られる搬送波信号の総サイクル
の正確な数をなんらかの方法で決定できる場合のみに正確な距離測定として使用
できる。差動化応用に使用するための等価な要求は、参照受信機と運動受信機と
における総サイクル数の差を決定することである。問題の源は搬送波信号の各サ
イクルは同一であり、受信されている特定のサイクルが衛星から何時送信された
かが明らかでないことである。
【０００８】
サイクルの不明瞭さを決定する幾つかの方法が開発された。第１の方法は測量
応用に使用されるもので、搬送波位相の変化（集積化ドップラー）を使用して位
置を少なくとも半波長の正確さで持って三次元的に計算できるように静止時に十
分な量のデータを単に集めるものであった。従って、もしＬ１搬送波位相測定が
使用されるならば、集積化ドップラー位置は各三次元において９．５ｃｍまでの
正確さを必要とする。一旦、所望の正確さが達成されると、計算された衛星まで
の距離が総サイクル不明瞭値を解決するのに使用できる。一旦、総サイクル不明
瞭値が設定されると、位置が再計算できる。この修正された解決は典型的に１セ
ンチメートル以下の正確な差動的位置を生ずる。
応用に使用されるもので、搬送波位相の変化（集積化ドップラー）を使用して位
置を少なくとも半波長の正確さで持って三次元的に計算できるように静止時に十
分な量のデータを単に集めるものであった。従って、もしＬ１搬送波位相測定が
使用されるならば、集積化ドップラー位置は各三次元において９．５ｃｍまでの
正確さを必要とする。一旦、所望の正確さが達成されると、計算された衛星まで
の距離が総サイクル不明瞭値を解決するのに使用できる。一旦、総サイクル不明
瞭値が設定されると、位置が再計算できる。この修正された解決は典型的に１セ
ンチメートル以下の正確な差動的位置を生ずる。
【０００９】
最近、より洗練された別の方法が開発され、移動または「運動学的」受信機の
ため、搬送波−位相測定の総サイクルの不明瞭さを解決するために使用されてい
る。測量応用のように、これらはコード及び搬送波測定のシステム的誤差を測定
し、そして運動学的受信機にリアルタイムにそれらを送信するのに使用される静
的な参照受信機に依存している。典型的には、これら不明瞭さ解決方法は複数ス
テップのプロセスにおいてコード及び搬送波測定の両方を使用している。最初に
、コード測定が使用されて、正確さが１乃至５メートルの程度の差動的位置が得
られる。次に、真の解決を高い確率で含んでいるコード差動的位置の周りの不明
確領域又は空間体積が定義される。最後に、各搬送波−位相測定に対して総サイ
クル不明瞭値の組合せが、得られた搬送波−位相解決は（１）不明確領域に存在
し、かつ（２）小さなＲＭＳ余りを有するように選択される。小さなＲＭＳ余り
の要求は少なくとも５個の衛星の測定を必要とする。何故ならば、余りを計算す
るために少なくとも１つの冗長な測定が必要だからである。もし２以上の総サイ
クル不明瞭値が要件を満足すれば、プロセスは次の測定の組について繰り返され
る。衛星の動きは正しくない解決について余りが増大することを保証する。１つ
の正しい解決のみが衛星の動きにつれて小さいＲＭＳ余りを発生し続ける。
ため、搬送波−位相測定の総サイクルの不明瞭さを解決するために使用されてい
る。測量応用のように、これらはコード及び搬送波測定のシステム的誤差を測定
し、そして運動学的受信機にリアルタイムにそれらを送信するのに使用される静
的な参照受信機に依存している。典型的には、これら不明瞭さ解決方法は複数ス
テップのプロセスにおいてコード及び搬送波測定の両方を使用している。最初に
、コード測定が使用されて、正確さが１乃至５メートルの程度の差動的位置が得
られる。次に、真の解決を高い確率で含んでいるコード差動的位置の周りの不明
確領域又は空間体積が定義される。最後に、各搬送波−位相測定に対して総サイ
クル不明瞭値の組合せが、得られた搬送波−位相解決は（１）不明確領域に存在
し、かつ（２）小さなＲＭＳ余りを有するように選択される。小さなＲＭＳ余り
の要求は少なくとも５個の衛星の測定を必要とする。何故ならば、余りを計算す
るために少なくとも１つの冗長な測定が必要だからである。もし２以上の総サイ
クル不明瞭値が要件を満足すれば、プロセスは次の測定の組について繰り返され
る。衛星の動きは正しくない解決について余りが増大することを保証する。１つ
の正しい解決のみが衛星の動きにつれて小さいＲＭＳ余りを発生し続ける。
【００１０】
上の記述の２つの要素が、長い搬送波波長の使用により重要な利点を生むこと
を示している。第１に、ある与えられた不明確体積内の総サイクル不明瞭さの組
合わせ数は、関与する波長の立方が増加するにつれて減少する。第２に、誤り位
置が真実の位置に近ければ近いほど、その解決の余りを等しい量だけ増大させる
にはより大きい量の衛星の移動が必要とされる。これらのファクターがともに、
Ｌ２波長はＬ１波長よりもほぼ３０パーセント長いのでＬ１よりもＬ２搬送波の
使用を好ましいものとする。しかし、Ｌ２搬送波−位相測定を得る主な動機は別
の理由から生ずる。特に、Ｌ１測定からＬ２搬送波−位相測定を引くことにより
得られる差測定は、Ｌ１からＬ２を引いた差周波数の波長に等しい８６センチメ
ートルの波長を有する。この波長は、Ｌ１波長より４．５倍長く、そして同じ不
明確体積内に位置する総サイクル不明瞭さの組合せはおおよそ（４．５）3また
は約１００倍ほど少ない。さらに、ＲＭＳ余りが除去しきい値を越えるのに必要
な衛星移動は、少なくとも４．５倍小さい。要するに、Ｌ２搬送波について搬送
波−位相測定が得られる時、総サイクル不明瞭さ解決プロセスに大変大きな利点
が存在する。
を示している。第１に、ある与えられた不明確体積内の総サイクル不明瞭さの組
合わせ数は、関与する波長の立方が増加するにつれて減少する。第２に、誤り位
置が真実の位置に近ければ近いほど、その解決の余りを等しい量だけ増大させる
にはより大きい量の衛星の移動が必要とされる。これらのファクターがともに、
Ｌ２波長はＬ１波長よりもほぼ３０パーセント長いのでＬ１よりもＬ２搬送波の
使用を好ましいものとする。しかし、Ｌ２搬送波−位相測定を得る主な動機は別
の理由から生ずる。特に、Ｌ１測定からＬ２搬送波−位相測定を引くことにより
得られる差測定は、Ｌ１からＬ２を引いた差周波数の波長に等しい８６センチメ
ートルの波長を有する。この波長は、Ｌ１波長より４．５倍長く、そして同じ不
明確体積内に位置する総サイクル不明瞭さの組合せはおおよそ（４．５）3また
は約１００倍ほど少ない。さらに、ＲＭＳ余りが除去しきい値を越えるのに必要
な衛星移動は、少なくとも４．５倍小さい。要するに、Ｌ２搬送波について搬送
波−位相測定が得られる時、総サイクル不明瞭さ解決プロセスに大変大きな利点
が存在する。
【００１１】
各衛星に独特なＣ／Ａ及びＰコードの両方は知られているけれど、各衛星はＰ
コードを米国政府により指示された秘密の対偽造（Ａ／Ｓ）コードで変調する能
力を備えている。この秘密コードは、テロリストまたは敵がＧＰＳ受信機を騙し
て間違った位置を計算させるために使用可能なＧＰＳ衛星から送信された信号に
見せかけるように模擬された信号を発生するのを防ぐことを意図している。安全
コード、民間使用には提供されていないＷコードは、Ｌ１及びＬ２信号の両方の
Ｐコードに加えられたモジュロ−２で、これによりＬ１及びＬ２Ｐコード信号を
暗号化する。Ｗコードは公開されていないので、対偽造機能を提供し軍用ユーザ
が公開されているＰコードと同一かもしれない敵の信号を有効な衛星信号として
解釈するのを防止する。このＡ／Ｓ変調が使用される時、ＰコードとＷコードと
の組合せをＹコードと呼ぶ。高利得デイッシュアンテナを使用した測定から、Ｗ
コードチップレートはおおよそ５００ＫＨｚ、又はＰコードチップレートのほぼ
２０分の１であることが経験的に決定されている。
コードを米国政府により指示された秘密の対偽造（Ａ／Ｓ）コードで変調する能
力を備えている。この秘密コードは、テロリストまたは敵がＧＰＳ受信機を騙し
て間違った位置を計算させるために使用可能なＧＰＳ衛星から送信された信号に
見せかけるように模擬された信号を発生するのを防ぐことを意図している。安全
コード、民間使用には提供されていないＷコードは、Ｌ１及びＬ２信号の両方の
Ｐコードに加えられたモジュロ−２で、これによりＬ１及びＬ２Ｐコード信号を
暗号化する。Ｗコードは公開されていないので、対偽造機能を提供し軍用ユーザ
が公開されているＰコードと同一かもしれない敵の信号を有効な衛星信号として
解釈するのを防止する。このＡ／Ｓ変調が使用される時、ＰコードとＷコードと
の組合せをＹコードと呼ぶ。高利得デイッシュアンテナを使用した測定から、Ｗ
コードチップレートはおおよそ５００ＫＨｚ、又はＰコードチップレートのほぼ
２０分の１であることが経験的に決定されている。
【００１２】
Ｌ１とは異なり、Ｌ２はＰコードのみを有するから、そのアクセスはＷコード
の知識の無い全てのユーザに否定されている。これは、測量ユーザやＬ２信号無
しでは二重周波数電離層遅延修正が得られないため達成可能な正確さが劣化する
搬送波位相差動化（又は運動学的）ユーザにとって重大な影響であり、そして、
Ｌ１とＬ１より４．５倍大きい波長のＬ２（ワイドレーン周波数）との間の差周
波数を使用する開発された技術を用いた高速の搬送波位相不明瞭さ解決が実現で
きない。
の知識の無い全てのユーザに否定されている。これは、測量ユーザやＬ２信号無
しでは二重周波数電離層遅延修正が得られないため達成可能な正確さが劣化する
搬送波位相差動化（又は運動学的）ユーザにとって重大な影響であり、そして、
Ｌ１とＬ１より４．５倍大きい波長のＬ２（ワイドレーン周波数）との間の差周
波数を使用する開発された技術を用いた高速の搬送波位相不明瞭さ解決が実現で
きない。
【００１３】
Ｌ１信号はＰコードにより変調された直交位相搬送波とＣ／Ａコードにより変
調された同相搬送波を含むが、Ｌ２信号はＰコードのみにより変調されている。
したがって、Ａ／Ｓコードが使用されている時、Ｙコードにアクセスできない標
準の受信機は、Ｌ２コード及び標準の相関関係技術で持って搬送波位相情報を回
復することができない。このＬ２信号へのアクセスの損失はいくつかのユーザグ
ループに２つの顕著な問題を与える。擬似距離測定について、電離層屈折の効果
の測定と修正の手段がないことを意味する。より深刻なのは、ともに１センチメ
ートル異化の正確さを達成することを望む測量ユーザ及び搬送波−位相差動化又
は「運動学的」ユーザにとり重大な問題であることである。何故ならば、彼等は
機密のＹコードの知識が無いのでＬ２搬送波位相を正確かつ高信頼性でもって復
調することができない。
調された同相搬送波を含むが、Ｌ２信号はＰコードのみにより変調されている。
したがって、Ａ／Ｓコードが使用されている時、Ｙコードにアクセスできない標
準の受信機は、Ｌ２コード及び標準の相関関係技術で持って搬送波位相情報を回
復することができない。このＬ２信号へのアクセスの損失はいくつかのユーザグ
ループに２つの顕著な問題を与える。擬似距離測定について、電離層屈折の効果
の測定と修正の手段がないことを意味する。より深刻なのは、ともに１センチメ
ートル異化の正確さを達成することを望む測量ユーザ及び搬送波−位相差動化又
は「運動学的」ユーザにとり重大な問題であることである。何故ならば、彼等は
機密のＹコードの知識が無いのでＬ２搬送波位相を正確かつ高信頼性でもって復
調することができない。
【００１４】
Ｌ２搬送波−位相測定による重大な有益さは、たとえＡ／Ｓコードがオンにな
っても、すなわち、Ｐコードが暗号化されてＹコードになりＬ２信号への非軍事
ユーザのアクセスが否定された時でも、必要なＬ２搬送波位相測定を得るいくつ
かの方法を開発するに至った。いくつかの技術が、Ａ／Ｓコード暗号の存在下で
もＬ２搬送波位相を得ることを示唆している。
っても、すなわち、Ｐコードが暗号化されてＹコードになりＬ２信号への非軍事
ユーザのアクセスが否定された時でも、必要なＬ２搬送波位相測定を得るいくつ
かの方法を開発するに至った。いくつかの技術が、Ａ／Ｓコード暗号の存在下で
もＬ２搬送波位相を得ることを示唆している。
【００１５】
アシャイー等に記載された最初の技術（米国特許番号第４，９２８，１０６号
）は、秘密Ｗコードにより加えられた２相データ変調を取り除くために、受信さ
れたＬ２をそれ自身で掛け合わせる、又は２乗を取る。２乗プロセスは、Ａ／Ｓ
がオンになっている時にも位相が測定できる単一周波数出力信号を発生する。し
かし、２乗プロセスには２つの重大な欠点がある。一つは、出力周波数が元の搬
送波周波数の二倍であり、従って、波長がＬ２搬送波の半分である。このような
波長の減少は、搬送波測定における総サイクル不明瞭さの数を増加させる。２つ
目は、より深刻なことに、２乗プロセスは入力信号の大部分のスペクトル拡散エ
ネルギーを含むのに十分に広い帯域幅（〜２０ＭＨＺ）において行われなければ
ならないことである。これは受信機に非常におおくの雑音エネルギーを入れる。
これにより、直接相関関係プロセスに依存した搬送波回復技術に対して信号対雑
音比を顕著に悪化させる。
）は、秘密Ｗコードにより加えられた２相データ変調を取り除くために、受信さ
れたＬ２をそれ自身で掛け合わせる、又は２乗を取る。２乗プロセスは、Ａ／Ｓ
がオンになっている時にも位相が測定できる単一周波数出力信号を発生する。し
かし、２乗プロセスには２つの重大な欠点がある。一つは、出力周波数が元の搬
送波周波数の二倍であり、従って、波長がＬ２搬送波の半分である。このような
波長の減少は、搬送波測定における総サイクル不明瞭さの数を増加させる。２つ
目は、より深刻なことに、２乗プロセスは入力信号の大部分のスペクトル拡散エ
ネルギーを含むのに十分に広い帯域幅（〜２０ＭＨＺ）において行われなければ
ならないことである。これは受信機に非常におおくの雑音エネルギーを入れる。
これにより、直接相関関係プロセスに依存した搬送波回復技術に対して信号対雑
音比を顕著に悪化させる。
【００１６】
２番目の技術は、交差相関関係として普通に知られている。入射したＬ２信号
は２乗されるのではなく、Ｌ１信号と掛け合わせられる。従って、波長は２乗プ
ロセスのように半分にカットされない。Ｌ１及びＬ２信号が衛星から送信される
時、２つの信号のＰコード変調が同期される。しかし、電離層屈折はＬ１信号に
較べてＬ２信号により長い遅延を生ずる。従って、信号を最大化させるために、
Ｌ１信号は２つの信号のＰコード変調を整列させるため可変量だけ遅延されなけ
ればならない。交差相関関係はスペクトル拡散された帯域幅にまだ行われなけれ
ばならないから、重大な劣化が残る。しかし、劣化はＬ２に対してＬ１信号の増
大された送信エネルギーの結果、いくぶん少ない。
は２乗されるのではなく、Ｌ１信号と掛け合わせられる。従って、波長は２乗プ
ロセスのように半分にカットされない。Ｌ１及びＬ２信号が衛星から送信される
時、２つの信号のＰコード変調が同期される。しかし、電離層屈折はＬ１信号に
較べてＬ２信号により長い遅延を生ずる。従って、信号を最大化させるために、
Ｌ１信号は２つの信号のＰコード変調を整列させるため可変量だけ遅延されなけ
ればならない。交差相関関係はスペクトル拡散された帯域幅にまだ行われなけれ
ばならないから、重大な劣化が残る。しかし、劣化はＬ２に対してＬ１信号の増
大された送信エネルギーの結果、いくぶん少ない。
【００１７】
第３の技術は、Ｐコード補助２乗として知られている。上記された技術に固有
の信号対雑音比の劣化を減少するためにキーガンにより説明されている（米国特
許番号第４，９７２，４３１号）。ＹコードはＰコードとＷコードの両方変調の
合成であるから、受信された信号に局地的に発生されたＰコードのレプリカを掛
け合わせてそして積信号をおおよそ±５００ＫＨｚのＷコード帯域幅にフイルタ
することにより、受信された信号のＰコード要素を除去して、その帯域幅をＷコ
ードのそれに減少できる。局地Ｐコード位相は、フイルタ出力に強い復調信号が
出現するまで調整される。狭い帯域幅信号は搬送波回復のためにＷコード変調を
除去するために二乗される。上記の交差相関関係及び２乗技術と比較して改良さ
れた信号対雑音比（ＳＮＲ）を得られるけれど、この技術は２乗プロセスにおい
てＬ２周波数の二倍を生じている。これにより、観察可能な波長を半分に減少し
ている。このような波長減少は解決しなければならない総サイクル不明瞭さの数
を相当増加する。これに加えて、Ｌ２と局地Ｐコードの積のフイルタングはアナ
ログ帯域通過フイルタにより行われる。これは、Ｗコード信号にとって最適なフ
イルタではない。最適なフイルタはもしＷコードタイミングが入手可能ならば、
Ｗコードビット時間にわたる集積及びダンプフイルタである。この技術の背の兎
はこのように達成可能な最適なものではない。
の信号対雑音比の劣化を減少するためにキーガンにより説明されている（米国特
許番号第４，９７２，４３１号）。ＹコードはＰコードとＷコードの両方変調の
合成であるから、受信された信号に局地的に発生されたＰコードのレプリカを掛
け合わせてそして積信号をおおよそ±５００ＫＨｚのＷコード帯域幅にフイルタ
することにより、受信された信号のＰコード要素を除去して、その帯域幅をＷコ
ードのそれに減少できる。局地Ｐコード位相は、フイルタ出力に強い復調信号が
出現するまで調整される。狭い帯域幅信号は搬送波回復のためにＷコード変調を
除去するために二乗される。上記の交差相関関係及び２乗技術と比較して改良さ
れた信号対雑音比（ＳＮＲ）を得られるけれど、この技術は２乗プロセスにおい
てＬ２周波数の二倍を生じている。これにより、観察可能な波長を半分に減少し
ている。このような波長減少は解決しなければならない総サイクル不明瞭さの数
を相当増加する。これに加えて、Ｌ２と局地Ｐコードの積のフイルタングはアナ
ログ帯域通過フイルタにより行われる。これは、Ｗコード信号にとって最適なフ
イルタではない。最適なフイルタはもしＷコードタイミングが入手可能ならば、
Ｗコードビット時間にわたる集積及びダンプフイルタである。この技術の背の兎
はこのように達成可能な最適なものではない。
【００１８】
Ａ／Ｓコード暗号の存在下でＬ２搬送波位相を得るための４番目の技術は、ロ
ーレンツ等により説明される（米国特許番号第５，１３４，４０７号）。Ｌ１及
びＬ２信号は最初に局地的に発生されたＰコード及び搬送波信号と相関関係を取
られる。そして、結果として得られた信号は機密Ｗコードの期間と推定される継
続時間の間、積分される。Ｗビット期間は変化し、そして継続時間はおおよそ２
０または２２Ｐチップである。Ｗビットタイミング関係はＰコード位相と関係し
ていて、たとえＷビットデータが公開されていなくても高利得アンテナを使用し
てＧＰＳダウンリンクから観察することができる。これら積分プロセスに基づい
て、分離推測が未知のＷコードからビット毎に作られる。特定の例においては、
Ｌ２チャンネル上に得られた推定Ｗビット極性は、局地Ｐコードレプリカを用い
て実行された反相関関係後にＬ１信号と交差相関関係が取られる。結果として得
られたＬ１信号は一貫してコード追跡できる。同様にして、Ｌ１チャンネル上に
得られた推定Ｗビット極性は、局地Ｐコードレプリカを用いて実行された反相関
関係後にＬ２信号と交差相関関係が取られる。未知のＷコードの変調は交差相互
関係プロセスで除去されたので、全波長搬送波追跡は結果として得られたＬ２信
号上で実行される。他のＬ２搬送波回復方法と比較して改良されたＳＮＲを可能
にするけれども、ローレンツにより説明される方法は、個別のＷコードビットに
対して値を推定するのに使用された「ハード決定」の結果、最適な正確さを生じ
ない。すなわち、各ビットは各積分プロセスの結果と所定のしきい値とを比較す
ることにより二進値の一つに決定されている。従って、最適ＳＮＲよりも小さい
結果となる。
ーレンツ等により説明される（米国特許番号第５，１３４，４０７号）。Ｌ１及
びＬ２信号は最初に局地的に発生されたＰコード及び搬送波信号と相関関係を取
られる。そして、結果として得られた信号は機密Ｗコードの期間と推定される継
続時間の間、積分される。Ｗビット期間は変化し、そして継続時間はおおよそ２
０または２２Ｐチップである。Ｗビットタイミング関係はＰコード位相と関係し
ていて、たとえＷビットデータが公開されていなくても高利得アンテナを使用し
てＧＰＳダウンリンクから観察することができる。これら積分プロセスに基づい
て、分離推測が未知のＷコードからビット毎に作られる。特定の例においては、
Ｌ２チャンネル上に得られた推定Ｗビット極性は、局地Ｐコードレプリカを用い
て実行された反相関関係後にＬ１信号と交差相関関係が取られる。結果として得
られたＬ１信号は一貫してコード追跡できる。同様にして、Ｌ１チャンネル上に
得られた推定Ｗビット極性は、局地Ｐコードレプリカを用いて実行された反相関
関係後にＬ２信号と交差相関関係が取られる。未知のＷコードの変調は交差相互
関係プロセスで除去されたので、全波長搬送波追跡は結果として得られたＬ２信
号上で実行される。他のＬ２搬送波回復方法と比較して改良されたＳＮＲを可能
にするけれども、ローレンツにより説明される方法は、個別のＷコードビットに
対して値を推定するのに使用された「ハード決定」の結果、最適な正確さを生じ
ない。すなわち、各ビットは各積分プロセスの結果と所定のしきい値とを比較す
ることにより二進値の一つに決定されている。従って、最適ＳＮＲよりも小さい
結果となる。
【００１９】
５番目の技術は、リットン、ラッセル及びウーにより説明された（米国特許第
５，５７６，７１５号）。Ｌ２復調のための最適処理技術は、Ｌ２Ｗビットの対
応する推定と結合させて、ビット毎にＬ１Ｗビットの最大Ａ後推定に基づいて導
き出される。これはローレンツ等に説明された技術の信号対雑音性能を改良する
。特定の例において、Ｌ２チャンネル中のＰコード発生器により発生された時間
が規則的なＰコードと相関関係を取られた後に、帯域制限されたＬ２信号が局地
搬送波参照と混合されてそれぞれｃｏｓ（Φ）及びｓｉｎ（Φ）に比例した同相
及び直交信号を発生する。ここで、Φは受信されたＬ２信号と局地的に発生され
たそのレプリカとの間の位相差を表す。同相及び直交チャンネルはＷビット期間
に近似する積分時間にわたって積分される。同相、すなわち、コサインチャンネ
ル上のＷコードビットの各推定値は、受信されたＬ２信号に対する受信されたＬ
１信号のより大きい信号強度（〜３ｄＢ）を補償するために選択されたフアクタ
ー、１．４１４２により重み付けられた対応するＬ１チャンネルＷコードビット
推定値のハイパーボリックタンジェントと結合される。得られた和は、Ｌ２搬送
波位相エラーの推定値を得るために対応するＷコードビット期間にわたって積分
されたＬ２直交（すなわち、サイン）チャンネルと掛け合わせられる。得られた
搬送波位相エラー推定値は局地的に発生されたＬ２搬送波位相を調節するのに使
用される。位相エラー推定値は２つの要素を含む。１つの要素はＬ１Ｗビット推
定値のハイパーボリックタナジェントをＬ２同相チャンネル積分およびダンプア
ウトと掛け合わせた結果から得られるｓｉｎ（Φ）と比例している。第２の要素
はＬ２同相チャンネル積分およびダンプアウトとＬ２直交チャンネル積分および
ダンプアウトと掛け合わせた結果から得られるｓｉｎ（２Φ）と比例している。
ｓｉｎ（Φ）に比例する要素の追加は全波長搬送波の回復と局地発生Ｌ２搬送波
が受信されたＬ２搬送波と半搬送波サイクルだけ外れた位相に固定されるのを防
ぐ。
５，５７６，７１５号）。Ｌ２復調のための最適処理技術は、Ｌ２Ｗビットの対
応する推定と結合させて、ビット毎にＬ１Ｗビットの最大Ａ後推定に基づいて導
き出される。これはローレンツ等に説明された技術の信号対雑音性能を改良する
。特定の例において、Ｌ２チャンネル中のＰコード発生器により発生された時間
が規則的なＰコードと相関関係を取られた後に、帯域制限されたＬ２信号が局地
搬送波参照と混合されてそれぞれｃｏｓ（Φ）及びｓｉｎ（Φ）に比例した同相
及び直交信号を発生する。ここで、Φは受信されたＬ２信号と局地的に発生され
たそのレプリカとの間の位相差を表す。同相及び直交チャンネルはＷビット期間
に近似する積分時間にわたって積分される。同相、すなわち、コサインチャンネ
ル上のＷコードビットの各推定値は、受信されたＬ２信号に対する受信されたＬ
１信号のより大きい信号強度（〜３ｄＢ）を補償するために選択されたフアクタ
ー、１．４１４２により重み付けられた対応するＬ１チャンネルＷコードビット
推定値のハイパーボリックタンジェントと結合される。得られた和は、Ｌ２搬送
波位相エラーの推定値を得るために対応するＷコードビット期間にわたって積分
されたＬ２直交（すなわち、サイン）チャンネルと掛け合わせられる。得られた
搬送波位相エラー推定値は局地的に発生されたＬ２搬送波位相を調節するのに使
用される。位相エラー推定値は２つの要素を含む。１つの要素はＬ１Ｗビット推
定値のハイパーボリックタナジェントをＬ２同相チャンネル積分およびダンプア
ウトと掛け合わせた結果から得られるｓｉｎ（Φ）と比例している。第２の要素
はＬ２同相チャンネル積分およびダンプアウトとＬ２直交チャンネル積分および
ダンプアウトと掛け合わせた結果から得られるｓｉｎ（２Φ）と比例している。
ｓｉｎ（Φ）に比例する要素の追加は全波長搬送波の回復と局地発生Ｌ２搬送波
が受信されたＬ２搬送波と半搬送波サイクルだけ外れた位相に固定されるのを防
ぐ。
【００２０】
ローレンツ等及びリットン等により説明された両技術は、未知のＷコードの推
定をビット毎に実行している。Ｌ２搬送波位相エラーを導き出すのに使用される
Ｗコードビット推定はおおよそ５００ＫＨＺの速度で実行される。Ｗコードビッ
ト期間は相対的に短い（〜２マイクロ秒）から、Ｗコードビット推定値のＳＮＲ
は大変低い、例えば４０ｄＢ−Ｈｚの受信されたＣ／Ｎｏに対して−１７ｄＢで
ある。これは、Ａ／ＳＷコード変調が無い時に達成できるものに較べて、Ｌ２搬
送波回復性能を顕著に劣化させている。
定をビット毎に実行している。Ｌ２搬送波位相エラーを導き出すのに使用される
Ｗコードビット推定はおおよそ５００ＫＨＺの速度で実行される。Ｗコードビッ
ト期間は相対的に短い（〜２マイクロ秒）から、Ｗコードビット推定値のＳＮＲ
は大変低い、例えば４０ｄＢ−Ｈｚの受信されたＣ／Ｎｏに対して−１７ｄＢで
ある。これは、Ａ／ＳＷコード変調が無い時に達成できるものに較べて、Ｌ２搬
送波回復性能を顕著に劣化させている。
【００２１】
本発明は、機密のＹコードが存在する時、Ｗコードビットの各対の推定値を形
成することによりＬ２搬送波回復の信号対雑音性能を改良する技術を提供する。
これらビット対の継続時間は単一ビットのそれの二倍であるから、Ｗビット対の
推定値の信号対雑音は、２つのＷビット間にデータ極性の変化がなければ単一ビ
ットのそれよりも３ｄＢ改良される。
成することによりＬ２搬送波回復の信号対雑音性能を改良する技術を提供する。
これらビット対の継続時間は単一ビットのそれの二倍であるから、Ｗビット対の
推定値の信号対雑音は、２つのＷビット間にデータ極性の変化がなければ単一ビ
ットのそれよりも３ｄＢ改良される。
【００２２】
より詳細には、本発明は変調されたＣ／Ａコード、Ｌ１Ｐコード、Ｌ２Ｐコー
ド及び暗号化Ｗコード信号を含むＧＰＳ信号を受信するように構成されたＧＰＳ
復調機を提供する。復調機は、ＧＰＳ信号のＬ１Ｐコードの局地レプリカ信号で
ある第１及び第２Ｌ１Ｐコード信号を発生するように構成されたＬ１Ｐコード発
生器と、第１及び第２Ｌ１Ｐコード信号に部分的に基づいてＧＰＳ信号を復調し
てそれにより第１及び第２復調Ｌ１Ｐコード信号を発生する第１復調器を有する
。復調機はさらに、所定の積分期間中に第１復調Ｌ１Ｐコード信号を積分するこ
とにより第１積分Ｌ１Ｐコード信号を発生し、そして第２復調Ｌ１Ｐコード信号
を積分することにより第２積分Ｌ１Ｐコード信号を発生するように構成された第
１対の積分及びダンプ（Ｉ＆Ｄ）フイルタを有する。復調機はさらに、積分期間
の間に暗号化Ｗコードが極性を変化させたかどうかを決定するために第１積分Ｌ
１Ｐコード信号を第１所定しきい値と比較することにより第１スイッチ制御信号
を発生するように構成された第１しきい値モジュールおよび第１スイッチ制御信
号に基づきそして第１及び第２積分Ｌ１Ｐコード信号から導出された信号に基づ
いて第１調節信号を出力するように構成された第１スイッチを有する。Ｌ１Ｐコ
ード発生器はさらに第１調節信号から導出された信号に基づいて調節されるよう
構成されていて、これによりＧＰＳ信号のＬ１Ｐコードを追跡する第１Ｌ１Ｐコ
ード信号を正確に発生する。好適な実施例においては、積分期間は暗号化Ｗコー
ドの２ビット期間に実質的に等しい。
ド及び暗号化Ｗコード信号を含むＧＰＳ信号を受信するように構成されたＧＰＳ
復調機を提供する。復調機は、ＧＰＳ信号のＬ１Ｐコードの局地レプリカ信号で
ある第１及び第２Ｌ１Ｐコード信号を発生するように構成されたＬ１Ｐコード発
生器と、第１及び第２Ｌ１Ｐコード信号に部分的に基づいてＧＰＳ信号を復調し
てそれにより第１及び第２復調Ｌ１Ｐコード信号を発生する第１復調器を有する
。復調機はさらに、所定の積分期間中に第１復調Ｌ１Ｐコード信号を積分するこ
とにより第１積分Ｌ１Ｐコード信号を発生し、そして第２復調Ｌ１Ｐコード信号
を積分することにより第２積分Ｌ１Ｐコード信号を発生するように構成された第
１対の積分及びダンプ（Ｉ＆Ｄ）フイルタを有する。復調機はさらに、積分期間
の間に暗号化Ｗコードが極性を変化させたかどうかを決定するために第１積分Ｌ
１Ｐコード信号を第１所定しきい値と比較することにより第１スイッチ制御信号
を発生するように構成された第１しきい値モジュールおよび第１スイッチ制御信
号に基づきそして第１及び第２積分Ｌ１Ｐコード信号から導出された信号に基づ
いて第１調節信号を出力するように構成された第１スイッチを有する。Ｌ１Ｐコ
ード発生器はさらに第１調節信号から導出された信号に基づいて調節されるよう
構成されていて、これによりＧＰＳ信号のＬ１Ｐコードを追跡する第１Ｌ１Ｐコ
ード信号を正確に発生する。好適な実施例においては、積分期間は暗号化Ｗコー
ドの２ビット期間に実質的に等しい。
【００２３】
所望ならば、第１スイッチ手段はさらに、暗号化Ｗコードが積分期間中にその
極性を変化させた時、ナル（無効）信号を第１調節信号として出力するように構
成されている。代替的に、変調機はまた、ＧＰＳ信号のＬ１Ｐコードの推測搬送
波対雑音（Ｃ／Ｎｏ）比に基づいて第１しきい値を発生するように構成されたし
きい値決定モジュールを有する。
極性を変化させた時、ナル（無効）信号を第１調節信号として出力するように構
成されている。代替的に、変調機はまた、ＧＰＳ信号のＬ１Ｐコードの推測搬送
波対雑音（Ｃ／Ｎｏ）比に基づいて第１しきい値を発生するように構成されたし
きい値決定モジュールを有する。
【００２４】
本発明はさらに、変調されたＣ／Ａコード、Ｌ１Ｐコード、Ｌ２Ｐコード及び
暗号化Ｗコード信号を含むＧＰＳ信号を処理する方法を提供する。この方法は、
ＧＰＳ信号のＬ１Ｐコードの局地的に発生されたレプリカ信号である第１及び第
２Ｌ１Ｐコード信号に部分的に基づいてＧＰＳ信号を復調し、所定の積分期間中
にわたって第１及び第２復調Ｌ１Ｐコード信号を個別に積分してこれにより第１
及び第２積分Ｌ１Ｐコード信号を発生し、そして第１積分Ｌ１Ｐコード信号を第
１所定しきい値と比較して積分期間中に暗号化Ｗコードがその極性を変化させた
かを決定する、ステップを有する。方法はさらに、第１及び第２積分Ｌ１信号に
基づいてそして積分期間中に暗号化Ｗコードが極性を変化させたかに基づいて第
１Ｌ１Ｐコード信号を調節し、これによりＧＰＳ信号のＬ１Ｐコードを追跡する
第１Ｌ１Ｐコード信号を正確に発生するステップを有する。 本発明の他の目的及び特徴は、以下の詳細な説明の記載と特許請求の範囲の記
載を添付の図面を参照することにより明らかとなる。
暗号化Ｗコード信号を含むＧＰＳ信号を処理する方法を提供する。この方法は、
ＧＰＳ信号のＬ１Ｐコードの局地的に発生されたレプリカ信号である第１及び第
２Ｌ１Ｐコード信号に部分的に基づいてＧＰＳ信号を復調し、所定の積分期間中
にわたって第１及び第２復調Ｌ１Ｐコード信号を個別に積分してこれにより第１
及び第２積分Ｌ１Ｐコード信号を発生し、そして第１積分Ｌ１Ｐコード信号を第
１所定しきい値と比較して積分期間中に暗号化Ｗコードがその極性を変化させた
かを決定する、ステップを有する。方法はさらに、第１及び第２積分Ｌ１信号に
基づいてそして積分期間中に暗号化Ｗコードが極性を変化させたかに基づいて第
１Ｌ１Ｐコード信号を調節し、これによりＧＰＳ信号のＬ１Ｐコードを追跡する
第１Ｌ１Ｐコード信号を正確に発生するステップを有する。 本発明の他の目的及び特徴は、以下の詳細な説明の記載と特許請求の範囲の記
載を添付の図面を参照することにより明らかとなる。
【００２５】
図１を参照すると、本発明のグローバル・ポジショニング・システム（ＧＰＳ
）が、二重周波数ＧＰＳアンテナ１０１、ＲＦ下降変換器１０３、ＩＦ処理ネッ
トワーク１０６、ベース帯域プロセッサ１１１、そしてナビゲーション及び制御
プロセッサ１１８を有する。
）が、二重周波数ＧＰＳアンテナ１０１、ＲＦ下降変換器１０３、ＩＦ処理ネッ
トワーク１０６、ベース帯域プロセッサ１１１、そしてナビゲーション及び制御
プロセッサ１１８を有する。
【００２６】
二重周波数ＧＰＳアンテナ１０１は、ＧＰＳ衛星からＬ１（１５７５．４２Ｍ
Ｈｚ）及びＬ２（１２２７．６ＭＨｚ）信号の両方を受信する。特に、アンテナ
１０１は、その視野内のＧＰＳ衛星から信号を受信し、これによりＧＰＳ衛星に
対して近半球的なカバーを提供する。受信された信号はＲＦ下降変換器１０３へ
提供される。ＲＦ下降変換器１０３は、Ｌ１及びＬ２信号をそれぞれの中間周波
数（ＩＦ）信号１０４および１０５に変換して、ＩＦ処理ネットワーク１０６へ
供給する。ＩＦ処理ネットワーク１０６は、ＩＦ信号１０４、１０５に対してフ
イルタリング及び利得制御を実行する。ＩＦ処理ネットワーク１０６はＬ１及び
Ｌ２信号を個別に処理するために一対の処理ユニットを含むことができることに
注意すべきである。さらに、ＩＦ処理ネットワーク１０６はアナログ回路、デジ
タル回路又はそれらの混合回路で構成できる。一実施例においては、ＩＦ処理ネ
ットワーク１０６はその入力信号をアナログ回路で処理して、そして一組のアナ
ログ−デジタル変換器を用いてアナログ信号をデジタル信号に変換してもよい。
この実施例において、ＩＦ処理ネットワーク１０６はベース帯域プロセッサ１１
１へ供給されるＬ１及びＬ２の直交サンプルＡ／Ｄ出力１０７、１０８、１０９
及び１１０を発生する。
Ｈｚ）及びＬ２（１２２７．６ＭＨｚ）信号の両方を受信する。特に、アンテナ
１０１は、その視野内のＧＰＳ衛星から信号を受信し、これによりＧＰＳ衛星に
対して近半球的なカバーを提供する。受信された信号はＲＦ下降変換器１０３へ
提供される。ＲＦ下降変換器１０３は、Ｌ１及びＬ２信号をそれぞれの中間周波
数（ＩＦ）信号１０４および１０５に変換して、ＩＦ処理ネットワーク１０６へ
供給する。ＩＦ処理ネットワーク１０６は、ＩＦ信号１０４、１０５に対してフ
イルタリング及び利得制御を実行する。ＩＦ処理ネットワーク１０６はＬ１及び
Ｌ２信号を個別に処理するために一対の処理ユニットを含むことができることに
注意すべきである。さらに、ＩＦ処理ネットワーク１０６はアナログ回路、デジ
タル回路又はそれらの混合回路で構成できる。一実施例においては、ＩＦ処理ネ
ットワーク１０６はその入力信号をアナログ回路で処理して、そして一組のアナ
ログ−デジタル変換器を用いてアナログ信号をデジタル信号に変換してもよい。
この実施例において、ＩＦ処理ネットワーク１０６はベース帯域プロセッサ１１
１へ供給されるＬ１及びＬ２の直交サンプルＡ／Ｄ出力１０７、１０８、１０９
及び１１０を発生する。
【００２７】
ベース帯域プロセッサ１１１は、少なくとも一つの応用特定集積回路（ＡＳＩ
Ｃ）１１２を含み、直交サンプルＡ／Ｄ出力１０７、１０８、１０９及び１１０
とナビゲーション及び制御プロセッサ１１８から受取られた受信機制御信号１１
９とに基づいてＧＰＳ観測データを発生するように構成されている。ＧＰＳ観測
データは、Ｌ１Ｃ／Ａコード擬似距離１１３、Ｌ１搬送波位相擬似距離１１４、
Ｌ１Ｐコード擬似距離１１５、Ｌ２Ｐコード擬似距離１１６、そしてＬ２搬送波
位相擬似距離１１７を含む。これら発生されたＧＰＳ観測データはナビゲーショ
ン及び制御プロセッサ１１８に供給される。ＧＰＳ受信機１００は、少なくとも
ＧＰＳ衛星から受信されたＬ１及びＬ２信号を処理するために十分な数のベース
帯域プロセッサ１１１を含む。
Ｃ）１１２を含み、直交サンプルＡ／Ｄ出力１０７、１０８、１０９及び１１０
とナビゲーション及び制御プロセッサ１１８から受取られた受信機制御信号１１
９とに基づいてＧＰＳ観測データを発生するように構成されている。ＧＰＳ観測
データは、Ｌ１Ｃ／Ａコード擬似距離１１３、Ｌ１搬送波位相擬似距離１１４、
Ｌ１Ｐコード擬似距離１１５、Ｌ２Ｐコード擬似距離１１６、そしてＬ２搬送波
位相擬似距離１１７を含む。これら発生されたＧＰＳ観測データはナビゲーショ
ン及び制御プロセッサ１１８に供給される。ＧＰＳ受信機１００は、少なくとも
ＧＰＳ衛星から受信されたＬ１及びＬ２信号を処理するために十分な数のベース
帯域プロセッサ１１１を含む。
【００２８】
ナビゲーション及び制御プロセッサ１１８はベース帯域プロセッサ１１１から
供給されるＧＰＳ観測データに基づいて航海的及び位置的データを決定する。上
記の通り、ナビゲーション及び制御プロセッサは受信機制御信号１１９を発生し
てそれをベース帯域プロセッサ１１１に供給する。受信機制御信号１１９は獲得
及び追跡モード制御信号を含むことができる。
供給されるＧＰＳ観測データに基づいて航海的及び位置的データを決定する。上
記の通り、ナビゲーション及び制御プロセッサは受信機制御信号１１９を発生し
てそれをベース帯域プロセッサ１１１に供給する。受信機制御信号１１９は獲得
及び追跡モード制御信号を含むことができる。
【００２９】
一実施例において、ＧＰＳ受信機１００内に特定処理の応用、例えば、ＲＴＫ
処理及び正確さ改良のために測地プロセッサ１２０が含まれている。この実施例
においては、コードに基づいたナビゲーション解決及びＧＰＳタイミング信号は
導出
処理及び正確さ改良のために測地プロセッサ１２０が含まれている。この実施例
においては、コードに基づいたナビゲーション解決及びＧＰＳタイミング信号は
導出
【００３０】
２２５．最終ＩＦ信号２２１、２２１の周波数はＡ／Ｄ２２３、２２４の選択さ
れたクロック周波数と互換性がなければならない。例えば、Ａ／ＤサンプルはＩ
Ｆサイクルの４分の一の時間により分割される。そうすると、代替Ａ／Ｄサンプ
ルが最終ＩＦ信号の直交（Ｉ及びＱ）出力に対応する。もしＩＦ処理ネットワー
ク１０６に続くプロセッサ、すなわち、ベース帯域プロセッサがデジタル回路で
はなくアナログ回路であると、Ａ／Ｄ変換器２２３、２２４は必要ないことに注
意すべきである。
れたクロック周波数と互換性がなければならない。例えば、Ａ／ＤサンプルはＩ
Ｆサイクルの４分の一の時間により分割される。そうすると、代替Ａ／Ｄサンプ
ルが最終ＩＦ信号の直交（Ｉ及びＱ）出力に対応する。もしＩＦ処理ネットワー
ク１０６に続くプロセッサ、すなわち、ベース帯域プロセッサがデジタル回路で
はなくアナログ回路であると、Ａ／Ｄ変換器２２３、２２４は必要ないことに注
意すべきである。
【００３１】
図３を参照すると、ベース帯域プロセッサ１１１の好ましい実施例が示されて
いる。より詳細には、図３はアナログ回路により構成されたＬ１Ｐコード追跡、
Ｌ２Ｐコード追跡、そしてＬ２搬送波追跡ネットワークのための全体の交差相関
関係処理を示す。
いる。より詳細には、図３はアナログ回路により構成されたＬ１Ｐコード追跡、
Ｌ２Ｐコード追跡、そしてＬ２搬送波追跡ネットワークのための全体の交差相関
関係処理を示す。
【００３２】
Ｌ１Ｐコード追跡ネットワークは、局地的発生されたＰコード信号の「定時性
」レプリカおよびＰコード信号早い−遅い信号（Ｅ−Ｌ）レプリカ３１５、すな
わち、局地的に発生されたＰコード信号の「早い」及び「遅い」形式間の差、を
含んだＰコード信号の局地的なレプリカ信号を出力するＬ１Ｐコード発生器３０
３を含む。
」レプリカおよびＰコード信号早い−遅い信号（Ｅ−Ｌ）レプリカ３１５、すな
わち、局地的に発生されたＰコード信号の「早い」及び「遅い」形式間の差、を
含んだＰコード信号の局地的なレプリカ信号を出力するＬ１Ｐコード発生器３０
３を含む。
【００３３】
一対の乗算器３０１、３０２が、Ｌ１ＩＦ信号２２１とＬ１Ｐコード発生器３
０３からの定時信号３１６及びＥＬ信号３１５の一つをそれぞれ受取る。換言す
れば、乗算器３０１がＬ１ＩＦ信号２２１とＬ１Ｐコード発生器３０３から発生
されたＰコード信号の定時レプリカ信号３１６との相関関係を取り、これにより
定時Ｐ１ＩＦ相関関係信号を出力する。乗算器３０２がＬ１ＩＦ信号２２１とＬ
１Ｐコード発生器３０３から発生されたＰコード信号のＥ−Ｌレプリカ信号３１
５との相関関係を取り、これによりＥ−ＬＰ１ＩＦ相関関係信号を出力する。
０３からの定時信号３１６及びＥＬ信号３１５の一つをそれぞれ受取る。換言す
れば、乗算器３０１がＬ１ＩＦ信号２２１とＬ１Ｐコード発生器３０３から発生
されたＰコード信号の定時レプリカ信号３１６との相関関係を取り、これにより
定時Ｐ１ＩＦ相関関係信号を出力する。乗算器３０２がＬ１ＩＦ信号２２１とＬ
１Ｐコード発生器３０３から発生されたＰコード信号のＥ−Ｌレプリカ信号３１
５との相関関係を取り、これによりＥ−ＬＰ１ＩＦ相関関係信号を出力する。
【００３４】
一対の帯域フィルタ３０４、３０５は一対の乗算器３０１、３０２から定時及
びＥ−ＬＰ１ＩＦ相関関係信号をそれぞれ受取り、受取られた信号を暗号Ｗコー
ドの帯域幅に相当する帯域幅にフイルタするように構成されている。 乗算器３０６は定時Ｐコード相関関係信号とＬ１搬送波信号３１７の局地レプ
リカ信号を受取って相関関係をとり、これによりＬ１同相定時Ｐコード相関関係
信号３０８を発生する。別の乗算器３０７はＥ−ＬＰコード相関関係信号とＬ１
搬送波信号３１７の局地レプリカ信号を受取って相関関係をとり、これによりＬ
１同相Ｅ−ＬＰコード相関関係信号３０９を発生する。
びＥ−ＬＰ１ＩＦ相関関係信号をそれぞれ受取り、受取られた信号を暗号Ｗコー
ドの帯域幅に相当する帯域幅にフイルタするように構成されている。 乗算器３０６は定時Ｐコード相関関係信号とＬ１搬送波信号３１７の局地レプ
リカ信号を受取って相関関係をとり、これによりＬ１同相定時Ｐコード相関関係
信号３０８を発生する。別の乗算器３０７はＥ−ＬＰコード相関関係信号とＬ１
搬送波信号３１７の局地レプリカ信号を受取って相関関係をとり、これによりＬ
１同相Ｅ−ＬＰコード相関関係信号３０９を発生する。
【００３５】
Ｌ１Ｃ／Ａコードチャンネル復調器（図３には図示しない）はＬ１搬送波信号
の局地レプリカ信号３１７を発生する。実施例において、受信されたＬ１信号を
逆拡散後に公開されているＣ／Ａコード信号でもってＬ１搬送波信号を回復する
ため、通常のコスタス（Ｃｏｓｔａｓ）ループがＬ１Ｃ／Ａコード復調器に使用
されている。上記した通り、ＧＰＳ衛星からのＬ１信号中に、Ｃ／Ａ及びＰコー
ドがＬ１搬送波信号の同相および直交チャンネル上にそれぞれ変調されている。
Ｃ／Ａコード復調器から回復されたＬ１搬送波はＬ１Ｐ（Ｙ）コード復調器のた
めの一貫性ある位相参照を提供するのに使用される。
の局地レプリカ信号３１７を発生する。実施例において、受信されたＬ１信号を
逆拡散後に公開されているＣ／Ａコード信号でもってＬ１搬送波信号を回復する
ため、通常のコスタス（Ｃｏｓｔａｓ）ループがＬ１Ｃ／Ａコード復調器に使用
されている。上記した通り、ＧＰＳ衛星からのＬ１信号中に、Ｃ／Ａ及びＰコー
ドがＬ１搬送波信号の同相および直交チャンネル上にそれぞれ変調されている。
Ｃ／Ａコード復調器から回復されたＬ１搬送波はＬ１Ｐ（Ｙ）コード復調器のた
めの一貫性ある位相参照を提供するのに使用される。
【００３６】
一対の２Ｗビット期間積分及びダンプ（Ｉ＆Ｄ）フイルタ３１０、３１１は乗
算器３０６、３０７からＬ１同相定時信号３０８及びＬ１同相Ｅ−Ｌ相関関係信
号３０９をそれぞれ受取る。そしてＩ＆Ｄフイルタ３１０、３１１は暗号Ｗコー
ド信号の２ビットの期間に実質的に等しい積分期間にわたって受信された信号を
積分し、積分Ｌ１同相定時Ｐコード信号３１２及び積分Ｌ１同相Ｅ−ＬＰコード
信号３１３をそれぞれ発生する。
算器３０６、３０７からＬ１同相定時信号３０８及びＬ１同相Ｅ−Ｌ相関関係信
号３０９をそれぞれ受取る。そしてＩ＆Ｄフイルタ３１０、３１１は暗号Ｗコー
ド信号の２ビットの期間に実質的に等しい積分期間にわたって受信された信号を
積分し、積分Ｌ１同相定時Ｐコード信号３１２及び積分Ｌ１同相Ｅ−ＬＰコード
信号３１３をそれぞれ発生する。
【００３７】
ここで、積分Ｌ１同相Ｅ−ＬＰコード信号３１３は、Ｌ１Ｐコード発生器３０
３から発生された局地レプリカＰコード信号とＷビット極性により修正されたＧ
ＰＳ衛星からの入力Ｌ１同相信号のＰコード信号との間の時間差に比例すること
に注意すべきである。これに加えて、積分Ｌ１同相定時Ｐコード信号３１２の符
号はＷビット極性の推定値を示す。Ｉ＆Ｄフィルタ積分期間中の２つの順次のＷ
ビット間にビット極性の遷移が無い時、信号間にこれらの関係が存在する。２つ
の順次のＷビット積分期間中にＷビットの極性の変化が起こる時、積分Ｌ１同相
定時信号３１２及び積分Ｌ２同相Ｅ−ＬＰコード信号３１３はゼロ信号のそれに
実質的に等しい。従って、これら期間中の積分値は搬送波タイミング誤差推定や
コード作成のためには使用されない。
３から発生された局地レプリカＰコード信号とＷビット極性により修正されたＧ
ＰＳ衛星からの入力Ｌ１同相信号のＰコード信号との間の時間差に比例すること
に注意すべきである。これに加えて、積分Ｌ１同相定時Ｐコード信号３１２の符
号はＷビット極性の推定値を示す。Ｉ＆Ｄフィルタ積分期間中の２つの順次のＷ
ビット間にビット極性の遷移が無い時、信号間にこれらの関係が存在する。２つ
の順次のＷビット積分期間中にＷビットの極性の変化が起こる時、積分Ｌ１同相
定時信号３１２及び積分Ｌ２同相Ｅ−ＬＰコード信号３１３はゼロ信号のそれに
実質的に等しい。従って、これら期間中の積分値は搬送波タイミング誤差推定や
コード作成のためには使用されない。
【００３８】
乗算器３１４は積分Ｌ１同相定時信号３１２及び積分Ｌ２同相Ｅ−ＬＰコード
信号３１３を受取り、受取られた信号を互いに乗算し、これにより積信号３１４
ａを発生する。Ｉ＆Ｄ積分期間中に２つのＷビット間にデータ極性の変化が存在
しない時、この積信号３１４ａは、上記したＷビット極性により修正されていな
い、入力するＬ１Ｐコードと局地レプリカＰコード信号の間の時間差のバイアス
されていない推定である。従って、積信号３１４ａは、データ極性の変化が検出
されない時に局地的に発生されたＰコードのタイミングを制御するのに使用され
る。この構成は信号３１２の符号のみを発生するハード決定と比較して、積分Ｌ
１同相定時信号３１２についてのソフト決定を行うことに実質的に類似している
ことに注意すべきである。さらに、本発明の構成はＬ１Ｐコード信号追跡に対し
て追加のＳＮＲ性能を提供する。しかし、ＧＰＳ信号のコード追跡は搬送波追跡
よりもより頑健であるので、Ｌ１Ｐコード信号追跡のためのＳＮＲ性能の改善は
重要ではない。
信号３１３を受取り、受取られた信号を互いに乗算し、これにより積信号３１４
ａを発生する。Ｉ＆Ｄ積分期間中に２つのＷビット間にデータ極性の変化が存在
しない時、この積信号３１４ａは、上記したＷビット極性により修正されていな
い、入力するＬ１Ｐコードと局地レプリカＰコード信号の間の時間差のバイアス
されていない推定である。従って、積信号３１４ａは、データ極性の変化が検出
されない時に局地的に発生されたＰコードのタイミングを制御するのに使用され
る。この構成は信号３１２の符号のみを発生するハード決定と比較して、積分Ｌ
１同相定時信号３１２についてのソフト決定を行うことに実質的に類似している
ことに注意すべきである。さらに、本発明の構成はＬ１Ｐコード信号追跡に対し
て追加のＳＮＲ性能を提供する。しかし、ＧＰＳ信号のコード追跡は搬送波追跡
よりもより頑健であるので、Ｌ１Ｐコード信号追跡のためのＳＮＲ性能の改善は
重要ではない。
【００３９】
すなわち、高い搬送波対雑音比（Ｃ／Ｎｏ）状態について、代替的な実施例は
、積分Ｌ１同相Ｅ−ＬＰコード相関関係信号３１３と積分Ｌ１同相定時Ｐコード
相関関係信号３１２の符号、すなわち、ハード決定、を乗算するミクサーを含む
。この代替的な実施例は、Ｌ１Ｐコード遅延誤差信号を形成するのに必要な乗算
回路を単純化できる利点を持つ。
、積分Ｌ１同相Ｅ−ＬＰコード相関関係信号３１３と積分Ｌ１同相定時Ｐコード
相関関係信号３１２の符号、すなわち、ハード決定、を乗算するミクサーを含む
。この代替的な実施例は、Ｌ１Ｐコード遅延誤差信号を形成するのに必要な乗算
回路を単純化できる利点を持つ。
【００４０】
Ｉ＆Ｄ積分期間中にＷビットの極性が変化したかどうかを決定するために、し
きい値比較回路３２０が提供される。しきい値比較回路３２０は、積分Ｌ１同相
定時Ｐコード信号３１２の絶対値をしきい値決定回路３１８により発生されたし
きい値３１９と比較することにより、Ｗビット極性変化を検出する。Ｗビットデ
ータの極性の変化はしきい値以下に落ちる絶対値により示される。絶対値がしき
い値を越える時、極性の変化は示されない。しきい値は、Ｌ１Ｃ／Ａコード復調
器内に観察されるＬ１信号の受信された搬送波−雑音比（Ｃ／Ｎｏ）の推定値３
１７に従って、順応的かつ最適に決定される。各受信されたＣ／Ｎｏ値に対する
最適しきい値は計算機シュミレーションによりオフラインで計算されて、しきい
値決定回路３１８内の読出し専用記憶（ＲＯＭ）内に記憶される。適当なしきい
値設定はＬ１上に受信されたＣ／Ｎｏに従ってＲＯＭテーブル内から調べ出され
る。
きい値比較回路３２０が提供される。しきい値比較回路３２０は、積分Ｌ１同相
定時Ｐコード信号３１２の絶対値をしきい値決定回路３１８により発生されたし
きい値３１９と比較することにより、Ｗビット極性変化を検出する。Ｗビットデ
ータの極性の変化はしきい値以下に落ちる絶対値により示される。絶対値がしき
い値を越える時、極性の変化は示されない。しきい値は、Ｌ１Ｃ／Ａコード復調
器内に観察されるＬ１信号の受信された搬送波−雑音比（Ｃ／Ｎｏ）の推定値３
１７に従って、順応的かつ最適に決定される。各受信されたＣ／Ｎｏ値に対する
最適しきい値は計算機シュミレーションによりオフラインで計算されて、しきい
値決定回路３１８内の読出し専用記憶（ＲＯＭ）内に記憶される。適当なしきい
値設定はＬ１上に受信されたＣ／Ｎｏに従ってＲＯＭテーブル内から調べ出され
る。
【００４１】
しきい値比較回路３２０は、オン／オフスイッチ３２２を制御するスイッチ制
御信号３２１を提供する。より詳細には、もしデータ極性変化がしきい値比較回
路３２０により検出されなければ、上記した実施例でＬ１Ｐコード遅延エラーを
推定する積信号３１４ａはＬ１Ｐコード追跡ループフイルタ３２３に入力される
。ループフイルタ３２３の出力信号はそして、局地Ｌ１Ｐコード発生器３０３の
ためのタイミングを提供するＬ１Ｐコード数値制御発振器（ＮＣＯ）３２４を制
御するために使用される。もしデータ極性変化がしきい値比較回路３２０により
検出された場合、積信号３１４ａはループ３２３フイルタに入力されない。そし
てＬ１Ｐコード追跡ループはオン／オフスイッチ３２２により一時的にゲートが
閉じられる。機密Ｗコードが純粋ランダム順序の特性を有すると仮定することは
合理的である。このような特性に対して、ループのゲート閉デューテイサイクル
はおおよそ５０％であり、そしてＷコードの高ビットレート（〜５００ＫＨｚ）
を考慮するとほとんど全ての動的条件下で関与するコード及び搬送波追跡ループ
の追跡性能に悪影響を与えないであろう。好適な構成では、Ｌ１Ｐコード追跡は
一貫性モードのみに実行される。何故ならば、Ｌ１搬送波位相はＣ／Ａコード復
調器内のコスタスループから入手可能であるからである。
御信号３２１を提供する。より詳細には、もしデータ極性変化がしきい値比較回
路３２０により検出されなければ、上記した実施例でＬ１Ｐコード遅延エラーを
推定する積信号３１４ａはＬ１Ｐコード追跡ループフイルタ３２３に入力される
。ループフイルタ３２３の出力信号はそして、局地Ｌ１Ｐコード発生器３０３の
ためのタイミングを提供するＬ１Ｐコード数値制御発振器（ＮＣＯ）３２４を制
御するために使用される。もしデータ極性変化がしきい値比較回路３２０により
検出された場合、積信号３１４ａはループ３２３フイルタに入力されない。そし
てＬ１Ｐコード追跡ループはオン／オフスイッチ３２２により一時的にゲートが
閉じられる。機密Ｗコードが純粋ランダム順序の特性を有すると仮定することは
合理的である。このような特性に対して、ループのゲート閉デューテイサイクル
はおおよそ５０％であり、そしてＷコードの高ビットレート（〜５００ＫＨｚ）
を考慮するとほとんど全ての動的条件下で関与するコード及び搬送波追跡ループ
の追跡性能に悪影響を与えないであろう。好適な構成では、Ｌ１Ｐコード追跡は
一貫性モードのみに実行される。何故ならば、Ｌ１搬送波位相はＣ／Ａコード復
調器内のコスタスループから入手可能であるからである。
【００４２】
さらに第３図を参照すると、Ｌ２コード追跡ネットワークが一対のＬ２Ｐコー
ド帯域通過フイルタ３３１、３３２に動作可能にそれぞれ接続された一対のＬ２
Ｐコード乗算器３２８、３２９及びＬ２Ｐコード発生器３３０を含む。各Ｌ２Ｐ
コード帯域通過フイルタ３３１、３３２は一対のＬ２搬送波乗算器３３３、３３
４、３３５及び３３６に動作可能に接続され、そしてこれらは次にＬ２搬送波発
生器３５２に動作可能に接続されている。Ｌ２搬送波乗算器３３３、３３４、３
３５及び３３６はまた、Ｌ２積分及びダンプフイルタ（Ｉ＆Ｄ）３３７、３３８
、３３９及び３４０それぞれ動作的に接続されている。Ｌ２Ｉ＆Ｄフイルタ３３
７、３３８、３３９及び３４０は次にＬ２Ｐコードフイードバック回路に動作的
に接続されている。
ド帯域通過フイルタ３３１、３３２に動作可能にそれぞれ接続された一対のＬ２
Ｐコード乗算器３２８、３２９及びＬ２Ｐコード発生器３３０を含む。各Ｌ２Ｐ
コード帯域通過フイルタ３３１、３３２は一対のＬ２搬送波乗算器３３３、３３
４、３３５及び３３６に動作可能に接続され、そしてこれらは次にＬ２搬送波発
生器３５２に動作可能に接続されている。Ｌ２搬送波乗算器３３３、３３４、３
３５及び３３６はまた、Ｌ２積分及びダンプフイルタ（Ｉ＆Ｄ）３３７、３３８
、３３９及び３４０それぞれ動作的に接続されている。Ｌ２Ｉ＆Ｄフイルタ３３
７、３３８、３３９及び３４０は次にＬ２Ｐコードフイードバック回路に動作的
に接続されている。
【００４３】
Ｌ２Ｐコード発生器３３０は、局地的に発生されるＬ２Ｐコード信号の「定時
」レプリカ信号３５７及びＬ２Ｐコード信号の早い−遅い（Ｅ−Ｌ）レプリカ信
号３５８を含むＬ２Ｐコード信号の局地レプリカ信号を出力する。 一対の乗算器３２８、３２９は、図２中のＩＦ処理ネットワーク１０６からの
Ｌ２ＩＦ信号２２２及びＬ２Ｐコード発生器３３０からの出力信号を受取る。乗
算器３２８は、Ｌ２ＩＦ信号２２２とＬ２Ｐコード発生器３３０から発生される
Ｌ２Ｐコード信号の定時レプリカ信号３５７の相関関係を取り、これにより定時
Ｐ２ＩＦ相関関係信号を出力する。乗算器３２９は、Ｌ２ＩＦ信号２２２とＬ２
Ｐコード発生器３３０から発生されるＬ２Ｐコード信号のＥ−Ｌレプリカ信号３
５８の相関関係を取り、これによりＥ−ＬＰ２ＩＦ相関関係信号を出力する。
」レプリカ信号３５７及びＬ２Ｐコード信号の早い−遅い（Ｅ−Ｌ）レプリカ信
号３５８を含むＬ２Ｐコード信号の局地レプリカ信号を出力する。 一対の乗算器３２８、３２９は、図２中のＩＦ処理ネットワーク１０６からの
Ｌ２ＩＦ信号２２２及びＬ２Ｐコード発生器３３０からの出力信号を受取る。乗
算器３２８は、Ｌ２ＩＦ信号２２２とＬ２Ｐコード発生器３３０から発生される
Ｌ２Ｐコード信号の定時レプリカ信号３５７の相関関係を取り、これにより定時
Ｐ２ＩＦ相関関係信号を出力する。乗算器３２９は、Ｌ２ＩＦ信号２２２とＬ２
Ｐコード発生器３３０から発生されるＬ２Ｐコード信号のＥ−Ｌレプリカ信号３
５８の相関関係を取り、これによりＥ−ＬＰ２ＩＦ相関関係信号を出力する。
【００４４】
一対の帯域通過フイルタ３３１、３３２は乗算器対３２３、３２９から定時及
びＥ−ＬＰ２ＩＦ相関関係信号をそれぞれ受取るように構成されており、そして
機密Ｗコード信号の推定帯域幅に相当する帯域幅に受信された信号をフイルタす
る。 Ｌ２搬送波数値制御発振器（ＮＣＯ）３５２はＬ２搬送波信号の局地レプリカ
信号を出力する。９０度位相移動器３５３はＬ２搬送波ＮＣＯに接続されていて
、Ｌ２搬送波信号の局地レプリカ信号の９０度位相移動した信号を発生する。
びＥ−ＬＰ２ＩＦ相関関係信号をそれぞれ受取るように構成されており、そして
機密Ｗコード信号の推定帯域幅に相当する帯域幅に受信された信号をフイルタす
る。 Ｌ２搬送波数値制御発振器（ＮＣＯ）３５２はＬ２搬送波信号の局地レプリカ
信号を出力する。９０度位相移動器３５３はＬ２搬送波ＮＣＯに接続されていて
、Ｌ２搬送波信号の局地レプリカ信号の９０度位相移動した信号を発生する。
【００４５】
四つの乗算器３３３、３３４、３３５及び３３６は、帯域通過フイルタ３３１
、３３２、Ｌ２搬送波ＮＣＯ３５２、及び９０度位相移動器３５３から出力信号
を受取り、 入力するＰコードと局地Ｐコードの相関関係に比例し、ｃｏｓ（Φ）が乗算され
た、ここでΦは入力するＬ２搬送波と局地Ｌ２搬送波参照との間の差、Ｌ２同相
定時Ｐコード相関関係信号（定時Ｉとラベルが付けられる）； 入力するＰコードと局地Ｐコードの相関関係に比例し、ｓｉｎ（Φ）が乗算され
た、Ｌ２直交定時Ｐコード相関関係信号（定時Ｑとラベルが付けられる）； 入力するＰコードと局地Ｐコードの早い−遅い形式との相関関係に比例し、ｃｏ
ｓ（Φ）が乗算された、Ｌ２同相早い−遅いＰコード相関関係信号（Ｅ−ＬＩと
ラベルが付けられる）；及び 入力するＰコードと局地Ｐコードの早い−遅い形式との相関関係に比例し、ｓｉ
ｎ（Φ）が乗算された、Ｌ２直交早い−遅いＰコード相関関係信号（Ｅ−ＬＱと
ラベルが付けられる） を発生する。
、３３２、Ｌ２搬送波ＮＣＯ３５２、及び９０度位相移動器３５３から出力信号
を受取り、 入力するＰコードと局地Ｐコードの相関関係に比例し、ｃｏｓ（Φ）が乗算され
た、ここでΦは入力するＬ２搬送波と局地Ｌ２搬送波参照との間の差、Ｌ２同相
定時Ｐコード相関関係信号（定時Ｉとラベルが付けられる）； 入力するＰコードと局地Ｐコードの相関関係に比例し、ｓｉｎ（Φ）が乗算され
た、Ｌ２直交定時Ｐコード相関関係信号（定時Ｑとラベルが付けられる）； 入力するＰコードと局地Ｐコードの早い−遅い形式との相関関係に比例し、ｃｏ
ｓ（Φ）が乗算された、Ｌ２同相早い−遅いＰコード相関関係信号（Ｅ−ＬＩと
ラベルが付けられる）；及び 入力するＰコードと局地Ｐコードの早い−遅い形式との相関関係に比例し、ｓｉ
ｎ（Φ）が乗算された、Ｌ２直交早い−遅いＰコード相関関係信号（Ｅ−ＬＱと
ラベルが付けられる） を発生する。
【００４６】
四つのＩ＆Ｄフイルタ３３７、３３８、３３９及び３４０は定時Ｉ、定時Ｑ、
Ｅ−ＬＩ及びＥ−ＬＱ信号をそれぞれ受け取る。受取られた信号は、以下に説明
するＬ２Ｐコードから作られた以下の非一貫性追跡を設定された局地Ｐコードタ
イミングにより決定される２つのＷビット期間にわたって個別にＩ＆Ｄフイルタ
される。
Ｅ−ＬＩ及びＥ−ＬＱ信号をそれぞれ受け取る。受取られた信号は、以下に説明
するＬ２Ｐコードから作られた以下の非一貫性追跡を設定された局地Ｐコードタ
イミングにより決定される２つのＷビット期間にわたって個別にＩ＆Ｄフイルタ
される。
【００４７】
Ｌ１Ｐコード発生器３０３と同様に、Ｌ２Ｐコード発生器３３０は積分された
信号、すなわち、定時Ｉ、定時Ｑ、Ｅ−ＬＩ、Ｅ−ＬＱ信号に基づいて調節され
る。しかし、Ｌ１Ｐコード追跡と異なり、Ｐ２コード追跡は２つの異なる位相に
分割される。第１に、Ｌ２搬送波信号が２つの積項の和として形成された非一貫
性モードＬ２Ｐコードエラー信号３４４に基づいて回復される前に、Ｌ２Ｐコー
ド追跡が最初に非一貫性に実行される。第１積項は乗算器３４２により発生され
る２つのＷビット期間Ｉ＆Ｄフイルタ３３７及び３４０の出力の積である。第２
積項は乗算器３４１により発生される２つのＷビット期間Ｉ＆Ｄフイルタ３３８
及び３３９の出力の積である。これらの項は加算器３４３により一緒に加えられ
る。和３４４、非一貫性モードＬ２Ｐコードエラー信号３４４、は、もしＩ＆Ｄ
期間中に２つの隣接するＷビットについてデータ極性の変化が検出されなければ
、オンオフスイッチ３５５を介してＬ２Ｐコード追跡ループフイルタ３４６への
入力となる。もしデータ極性の変化が検出されると、和３４４はループフイルタ
３４６への入力とはならない。これはＬ１Ｐコード追跡と同様にオン／オフスイ
ッチ３５５により達成される。換言すれば、積分同相定時Ｐコード信号３１２は
しきい値比較回路３２０によりしきい値３１９と比較される。
信号、すなわち、定時Ｉ、定時Ｑ、Ｅ−ＬＩ、Ｅ−ＬＱ信号に基づいて調節され
る。しかし、Ｌ１Ｐコード追跡と異なり、Ｐ２コード追跡は２つの異なる位相に
分割される。第１に、Ｌ２搬送波信号が２つの積項の和として形成された非一貫
性モードＬ２Ｐコードエラー信号３４４に基づいて回復される前に、Ｌ２Ｐコー
ド追跡が最初に非一貫性に実行される。第１積項は乗算器３４２により発生され
る２つのＷビット期間Ｉ＆Ｄフイルタ３３７及び３４０の出力の積である。第２
積項は乗算器３４１により発生される２つのＷビット期間Ｉ＆Ｄフイルタ３３８
及び３３９の出力の積である。これらの項は加算器３４３により一緒に加えられ
る。和３４４、非一貫性モードＬ２Ｐコードエラー信号３４４、は、もしＩ＆Ｄ
期間中に２つの隣接するＷビットについてデータ極性の変化が検出されなければ
、オンオフスイッチ３５５を介してＬ２Ｐコード追跡ループフイルタ３４６への
入力となる。もしデータ極性の変化が検出されると、和３４４はループフイルタ
３４６への入力とはならない。これはＬ１Ｐコード追跡と同様にオン／オフスイ
ッチ３５５により達成される。換言すれば、積分同相定時Ｐコード信号３１２は
しきい値比較回路３２０によりしきい値３１９と比較される。
【００４８】
電離層遅延は、搬送波周波数の２乗に反比例する。Ｌ２周波数はＬ１よりも低
いから、Ｌ２ＰコードはＬ１Ｐコードに比較して常時遅延する。Ｌ２Ｐコードの
遅延を補償するために、スイッチ制御信号３２１がラッチ３５９により時間ラッ
チされてオン／オフスイッチ３５５へ供給されて、データ極性変化に基づいて対
応する２ビット２Ｗビット期間にわたって和３４４のゲートをオン又はオフする
。Ｌ２Ｐコード追跡ループはＬ１Ｐコード追跡ループと同様に、データ極性変化
が検出された時に一時的にゲートがオフされる。Ｌ２Ｐコードループフイルタ３
４６の出力は、Ｌ２Ｐコード発生器３３０のためのタイミングを提供するＬ２Ｐ
コードＮＣＯ３５６の入力である。
いから、Ｌ２ＰコードはＬ１Ｐコードに比較して常時遅延する。Ｌ２Ｐコードの
遅延を補償するために、スイッチ制御信号３２１がラッチ３５９により時間ラッ
チされてオン／オフスイッチ３５５へ供給されて、データ極性変化に基づいて対
応する２ビット２Ｗビット期間にわたって和３４４のゲートをオン又はオフする
。Ｌ２Ｐコード追跡ループはＬ１Ｐコード追跡ループと同様に、データ極性変化
が検出された時に一時的にゲートがオフされる。Ｌ２Ｐコードループフイルタ３
４６の出力は、Ｌ２Ｐコード発生器３３０のためのタイミングを提供するＬ２Ｐ
コードＮＣＯ３５６の入力である。
【００４９】
Ｌ２搬送波が回復された後、Ｌ２Ｐコード追跡ループが一貫性追跡モードを開
始する。一貫性追跡モードにおいて、Ｌ２Ｐコードエラー信号３４５は２つの信
号、すなわち乗算器３５４の出力、の積である。第１信号は２つのＷビットＩ＆
Ｄフイルタ３４０の出力である。第２信号は、（ｉ）積分Ｌ１同相定時Ｐコード
信号３１２の時間ラッチされた値と、（ｉｉ）２つのＷビット期間中に積分され
たＬ２同相定時Ｐコード相関関係信号であるＩ＆Ｄフイルタ３３７の出力の線形
組合せである。積分Ｌ１同相定時Ｐコード信号３１２には乗算器３２６により重
み付け定数（１．４１４２又は√２に実質的に等しく、そしてプロセッサ制御下
にある）が、２ＷビットＩ＆Ｄフイルタ３３７の出力と加算される前に、乗算さ
れる。重み付け定数はＧＰＳＬ１及びＬ２信号の３ｄＢ差に相当する。Ｌ２Ｐコ
ードエラー信号３４５は２Ｗビット期間中にデータ極性が変化しないことが検出
された時のみ、Ｐコード追跡ループフイルタ３４６中にゲートされる。ループは
データ極性変化が検出された時はゲートがオフされる。この構成は前記のＬ１一
貫性Ｐコード追跡と同様に２ＷビットＩ＆Ｄフイルタ３１０及び３３７の出力に
基づいてソフト決定をすることに等しく、そしてＬ２Ｐコード一貫性追跡に対し
て追加の信号対雑音（ＳＮＲ）性能を提供する。高Ｃ／Ｎｏ状態に対して、代替
的実施例においては、Ｉ＆Ｄフイルタ３４０の出力は時間ラッチされた積分Ｌ１
同相定時Ｐコード信号の符号、すなわち、ハード決定、と乗算される。この代替
的実施例はＬ２Ｐコード遅延エラー信号３４５を形成するのに必要な乗算器を単
純化する利点を提供する。
始する。一貫性追跡モードにおいて、Ｌ２Ｐコードエラー信号３４５は２つの信
号、すなわち乗算器３５４の出力、の積である。第１信号は２つのＷビットＩ＆
Ｄフイルタ３４０の出力である。第２信号は、（ｉ）積分Ｌ１同相定時Ｐコード
信号３１２の時間ラッチされた値と、（ｉｉ）２つのＷビット期間中に積分され
たＬ２同相定時Ｐコード相関関係信号であるＩ＆Ｄフイルタ３３７の出力の線形
組合せである。積分Ｌ１同相定時Ｐコード信号３１２には乗算器３２６により重
み付け定数（１．４１４２又は√２に実質的に等しく、そしてプロセッサ制御下
にある）が、２ＷビットＩ＆Ｄフイルタ３３７の出力と加算される前に、乗算さ
れる。重み付け定数はＧＰＳＬ１及びＬ２信号の３ｄＢ差に相当する。Ｌ２Ｐコ
ードエラー信号３４５は２Ｗビット期間中にデータ極性が変化しないことが検出
された時のみ、Ｐコード追跡ループフイルタ３４６中にゲートされる。ループは
データ極性変化が検出された時はゲートがオフされる。この構成は前記のＬ１一
貫性Ｐコード追跡と同様に２ＷビットＩ＆Ｄフイルタ３１０及び３３７の出力に
基づいてソフト決定をすることに等しく、そしてＬ２Ｐコード一貫性追跡に対し
て追加の信号対雑音（ＳＮＲ）性能を提供する。高Ｃ／Ｎｏ状態に対して、代替
的実施例においては、Ｉ＆Ｄフイルタ３４０の出力は時間ラッチされた積分Ｌ１
同相定時Ｐコード信号の符号、すなわち、ハード決定、と乗算される。この代替
的実施例はＬ２Ｐコード遅延エラー信号３４５を形成するのに必要な乗算器を単
純化する利点を提供する。
【００５０】
さらに第３図を参照すると、Ｌ２搬送波追跡ネットワークはＬ２搬送波位相エ
ラー推定信号３５１により制御されるＬ２搬送波ＮＣＯ３５２を含む。Ｌ２搬送
波位相エラー推定信号３５１は２つの項の積として形成される。第１項は、（ｉ
）積分Ｌ１同相定時Ｐコード信号３１２の時間ラッチされた値と、（ｉｉ）２Ｗ
ビット期間中積分されたＬ２同相定時Ｐコード相関関係信号であるＩ＆Ｄフイル
タ３３７の出力の和である。積分Ｌ１同相定時Ｐコード信号３１２はまたＧＰＳ
衛星からのＬ１及びＬ２信号の電力比により、Ｌ２同相定時Ｐコード相関関係信
号のＩ＆Ｄフイルタ３３７出力に対して最適な重み付けが行なわれる。この項は
、隣接するＷビット間にデータ極性変化が無い時に、２Ｗビット期間のデータ変
調のソフト決定推定を表す。好ましい構成においては、重み付け定数は普通、上
記した一貫性Ｐ１追跡ループ構成と同様に、√２である。これはＧＰＳ衛星送信
においてＬ１信号がＬ２に対して上記した３ｄＢの電力の優勢を持っていること
を反映している。
ラー推定信号３５１により制御されるＬ２搬送波ＮＣＯ３５２を含む。Ｌ２搬送
波位相エラー推定信号３５１は２つの項の積として形成される。第１項は、（ｉ
）積分Ｌ１同相定時Ｐコード信号３１２の時間ラッチされた値と、（ｉｉ）２Ｗ
ビット期間中積分されたＬ２同相定時Ｐコード相関関係信号であるＩ＆Ｄフイル
タ３３７の出力の和である。積分Ｌ１同相定時Ｐコード信号３１２はまたＧＰＳ
衛星からのＬ１及びＬ２信号の電力比により、Ｌ２同相定時Ｐコード相関関係信
号のＩ＆Ｄフイルタ３３７出力に対して最適な重み付けが行なわれる。この項は
、隣接するＷビット間にデータ極性変化が無い時に、２Ｗビット期間のデータ変
調のソフト決定推定を表す。好ましい構成においては、重み付け定数は普通、上
記した一貫性Ｐ１追跡ループ構成と同様に、√２である。これはＧＰＳ衛星送信
においてＬ１信号がＬ２に対して上記した３ｄＢの電力の優勢を持っていること
を反映している。
【００５１】
第２項は、２Ｗビット期間中積分されたＬ２直交定時Ｐコード相関関係信号で
あるＩ＆Ｄフイルタ３３８の出力である。積信号は位相エラーΦの偏見の無い推
定を提供する。ここでΦは、入力するＬ２搬送波と局地Ｌ２搬送波参照との間の
位相差である。Ｌ２位相エラー推定信号は考慮されるＩ＆Ｄ期間中に２Ｗビット
間にデータ極性変化が検出されない時に、Ｌ２搬送波追跡ループフイルタ３５０
への入力となる。Ｌ２搬送波ループフイルタ３５０の前にオン／オフスイッチ３
４９が設けられて、データ極性変化の存在または不存在によりそこへの入力のゲ
ートをオン又はオフする。Ｌ１又はＬ２Ｐコード追跡ループ構成と同様に、デー
タ極性変化が積分Ｌ１同層定時Ｐコード信号３１２に関して検出される。積分Ｌ
１同相定時Ｐコード信号３１２のしきい値比較に基づいてなされた決定は、ラッ
チ３５９により再び時間ラッチされてそしてＬ２信号中の２Ｗビット期間に相当
する間スイッチ３４９を制御するのに用いられる。
あるＩ＆Ｄフイルタ３３８の出力である。積信号は位相エラーΦの偏見の無い推
定を提供する。ここでΦは、入力するＬ２搬送波と局地Ｌ２搬送波参照との間の
位相差である。Ｌ２位相エラー推定信号は考慮されるＩ＆Ｄ期間中に２Ｗビット
間にデータ極性変化が検出されない時に、Ｌ２搬送波追跡ループフイルタ３５０
への入力となる。Ｌ２搬送波ループフイルタ３５０の前にオン／オフスイッチ３
４９が設けられて、データ極性変化の存在または不存在によりそこへの入力のゲ
ートをオン又はオフする。Ｌ１又はＬ２Ｐコード追跡ループ構成と同様に、デー
タ極性変化が積分Ｌ１同層定時Ｐコード信号３１２に関して検出される。積分Ｌ
１同相定時Ｐコード信号３１２のしきい値比較に基づいてなされた決定は、ラッ
チ３５９により再び時間ラッチされてそしてＬ２信号中の２Ｗビット期間に相当
する間スイッチ３４９を制御するのに用いられる。
【００５２】
上述したＬ２回復の実施例は、Ｌ１及びＬ２Ｐ（Ｙ）コードチャンネルの両方
に未知のＷコード変調が存在する時のＬ２搬送波回復において２つの顕著な利点
を提供する。ａ）Ｌ２搬送波回復に対してＬ１及びＬ２の両方中の信号エネルギ
ーの最適な結合及び一つではなく２Ｗビット期間中にわたるＩ＆ＤフイルタのＳ
ＮＲ改良；そしてｂ）全波長搬送波回復である。
に未知のＷコード変調が存在する時のＬ２搬送波回復において２つの顕著な利点
を提供する。ａ）Ｌ２搬送波回復に対してＬ１及びＬ２の両方中の信号エネルギ
ーの最適な結合及び一つではなく２Ｗビット期間中にわたるＩ＆ＤフイルタのＳ
ＮＲ改良；そしてｂ）全波長搬送波回復である。
【００５３】
ＳＮＲ改良は、対偽造Ｗコードがオンの時にＬ２搬送波を回復するのに使用さ
れる通常の交差相関関係技術が通常の位相固定ループ動作に比較してかなりの復
調損失をこうむるから、Ｗコード変調を有するＬ２搬送波回復には望まれる。こ
れに対して、本発明はＬ１及びＬ２信号のより長い積分期間（１つではなくて２
Ｗビット期間）を通じて得られたＳＮＲ改善を提供する。Ｌ２搬送波追跡中のＳ
ＮＲの増強はまた通常の交差相関関係技術のかなりの復調損失から発生するサイ
クルスリップ問題を顕著に改善する。
れる通常の交差相関関係技術が通常の位相固定ループ動作に比較してかなりの復
調損失をこうむるから、Ｗコード変調を有するＬ２搬送波回復には望まれる。こ
れに対して、本発明はＬ１及びＬ２信号のより長い積分期間（１つではなくて２
Ｗビット期間）を通じて得られたＳＮＲ改善を提供する。Ｌ２搬送波追跡中のＳ
ＮＲの増強はまた通常の交差相関関係技術のかなりの復調損失から発生するサイ
クルスリップ問題を顕著に改善する。
【００５４】
全波長搬送波回復は、正確な位置応用に使用される運動学的動作に対する搬送
波位相について実行されることが望まれる。搬送波位相エラー信号はＬ２直交定
時Ｐコード相関関係の２Ｗビット期間積分の積として発生される。これはＤｓｉ
ｎ（Φ）に比例し、そしてＬ２同相定時Ｐコード相関関係と√２により重み付け
られたＬ１同相定時Ｐコード相関関係の２Ｗビット期間積分の和である。これら
はＤｃｏｓ（Φ）及びＤ√２にそれぞれ比例する。ここでΦは推定されるべきＬ
２搬送波位相エラーであり、そしてＤはＩ＆Ｄフイルタ積分期間中のＷビットの
データ極性である。したがってΦの推定を与える積信号は、1/2ｓｉｎ２Φ＋√
２ｓｉｎΦに比例する。そしてデータ変調Ｄは除去される。√２ｓｉｎΦ要素の
存在は、局地発生されるＬ２搬送波が受信されたＬ２搬送波に対して搬送波の半
サイクルだけ位相が外れてロックされることを防止する。
波位相について実行されることが望まれる。搬送波位相エラー信号はＬ２直交定
時Ｐコード相関関係の２Ｗビット期間積分の積として発生される。これはＤｓｉ
ｎ（Φ）に比例し、そしてＬ２同相定時Ｐコード相関関係と√２により重み付け
られたＬ１同相定時Ｐコード相関関係の２Ｗビット期間積分の和である。これら
はＤｃｏｓ（Φ）及びＤ√２にそれぞれ比例する。ここでΦは推定されるべきＬ
２搬送波位相エラーであり、そしてＤはＩ＆Ｄフイルタ積分期間中のＷビットの
データ極性である。したがってΦの推定を与える積信号は、1/2ｓｉｎ２Φ＋√
２ｓｉｎΦに比例する。そしてデータ変調Ｄは除去される。√２ｓｉｎΦ要素の
存在は、局地発生されるＬ２搬送波が受信されたＬ２搬送波に対して搬送波の半
サイクルだけ位相が外れてロックされることを防止する。
【００５５】
図３と本発明の対応する記述はアナログの実施例を記述していることに注意す
べきである。図４乃至図１２は本発明のデジタルの実施例を説明している。従っ
て、本発明はいくつかの異なる方法により実現できる。本発明は大部分がアナロ
グの回路により実現できる。本発明は大部分がデジタル（すなわちＡＳＩＣ）の
回路で実現できる。本発明はまたデジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）内で上述し
た機能を実行するように設計されたソフトウェアアルゴリズムでもって実現でき
る。さらに、本発明はアナログ、デイジタル、そしてＤＳＰ回路のいかなる組合
せでもって実現できる。
べきである。図４乃至図１２は本発明のデジタルの実施例を説明している。従っ
て、本発明はいくつかの異なる方法により実現できる。本発明は大部分がアナロ
グの回路により実現できる。本発明は大部分がデジタル（すなわちＡＳＩＣ）の
回路で実現できる。本発明はまたデジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）内で上述し
た機能を実行するように設計されたソフトウェアアルゴリズムでもって実現でき
る。さらに、本発明はアナログ、デイジタル、そしてＤＳＰ回路のいかなる組合
せでもって実現できる。
【００５６】
以下の説明は、上述したＩ＆Ｄフイルタを駆動するＷビットクロック信号の発
生に関する。ＷビットタイミングはＰコード位相に関係すると観察される。Ｗビ
ットのデータパターンは非軍事ＧＰＳ受信機製造業者には未知であるけれども、
高利得アンテナの使用を通じてＧＰＳ信号上にＷビットタイミングとＰコード位
相の関係が観察できる。より詳細には、各Ｗビットの存続期間はおおよそ２０Ｐ
チップの長さであると観察された。さらにＷビット存続期間は均一ではなく、パ
ターンを繰返しそしてＰコードのＸ１Ａエポックと同期して繰返すことが推論さ
れた（参照：ローレンツ等の米国特許第５，１３４，４０７「グローバル・ポジ
ショニング・システム・デジタル処理技術」１９９２年７月）。パターンは、「
２Ａ」コードチップのビット時間の存続期間中の「Ｍ」Ｗビットからなり、その
後に「２Ｂ」コードチップのビット時間の存続期間中に「Ｎ」Ｗビットが続く。
さらに、２ＡｘＭ＋２ＢｘＮ＝４０９２である。Ｌ１及びＬ２についてＷビット
タイミング発生を示すデジタル回路が図４及び図５に示されている。
生に関する。ＷビットタイミングはＰコード位相に関係すると観察される。Ｗビ
ットのデータパターンは非軍事ＧＰＳ受信機製造業者には未知であるけれども、
高利得アンテナの使用を通じてＧＰＳ信号上にＷビットタイミングとＰコード位
相の関係が観察できる。より詳細には、各Ｗビットの存続期間はおおよそ２０Ｐ
チップの長さであると観察された。さらにＷビット存続期間は均一ではなく、パ
ターンを繰返しそしてＰコードのＸ１Ａエポックと同期して繰返すことが推論さ
れた（参照：ローレンツ等の米国特許第５，１３４，４０７「グローバル・ポジ
ショニング・システム・デジタル処理技術」１９９２年７月）。パターンは、「
２Ａ」コードチップのビット時間の存続期間中の「Ｍ」Ｗビットからなり、その
後に「２Ｂ」コードチップのビット時間の存続期間中に「Ｎ」Ｗビットが続く。
さらに、２ＡｘＭ＋２ＢｘＮ＝４０９２である。Ｌ１及びＬ２についてＷビット
タイミング発生を示すデジタル回路が図４及び図５に示されている。
【００５７】
図４を参照すると、局所Ｌ１Ｐコードクロック４０１は、Ｊ−Ｋフリップフロ
ップ４０７の状態及びＡ又はＢカウンタによる分割４０３に依存して、Ａ又はＢ
のいずれかにより分割される。半分Ｗビットクロックは、もしフリップフロップ
４０７が状態Ｋにあると各ＡＰコードチップについて発生され、そしてもしフリ
ップフロップ４０７が状態Ｊにあると各ＢＰコードチップについて発生される。
カウンタ４０３からの半分Ｗビットクロックはカウンタ４０４において２でもっ
て分割される。そしてこれはＷビットクロック信号４０５を出力する。Ｊ−Ｋフ
リップフロップは状態Ｋにリセットされ、そしてＡ又はＢカウンタによる分割４
０３は各エポック開始においてクリアされる。これはＸ１Ａサイクル（４０９２
Ｐコードチップ）のＬ１Ｘ１Ａエポック信号４０２により印が付けられる。すな
わち、Ａ又はＢカウンタによる分割４０３はＸ１Ａエポックと同期されてそして
各Ｘ１Ａサイクルの開始時にＡによりＬ１Ｐコードクロック４０１の分割を開始
する。Ｗビットクロック４０５は、Ｍ又はＮカウンタによる分割４０６によるＪ
−Ｋフリップフロップ４０７の状態に応じてＭ又はＮのいずれかによりカウント
される。Ｊ−Ｋフリップフロップ４０７が状態Ｋの時、Ｍによりカウントされる
。そして、Ｊ−Ｋフリップフロップ４０７が状態Ｊの時、Ｎによりカウントされ
る。カウントＭに達すると、カウンタ４０６から信号４０８が発生されてＪ−Ｋ
フリップフロップを状態Ｊに変化させる命令を行なう。さらにカウントＮに達す
ると、カウンタ４０６から信号４０９が発生されてＪ−Ｋフリップフロップを状
態Ｋに変化させる命令を行なう。従って、Ｘ１Ａサイクルに同期してＷビットク
ロック及び半分Ｗビットクロックを発生するため、各ＸＩＡエポックと共に開始
して、Ｌ１Ｐコードクロック４０１がＡによりＭ回、その後にＢによりＮ回交互
に分割される。Ｎ又はＭカウンタによる分割４０６は、Ｌ１Ｘ１Ａエポック信号
４０２によりＬ１Ｘ１Ａエポックにおいてクリアされる。
ップ４０７の状態及びＡ又はＢカウンタによる分割４０３に依存して、Ａ又はＢ
のいずれかにより分割される。半分Ｗビットクロックは、もしフリップフロップ
４０７が状態Ｋにあると各ＡＰコードチップについて発生され、そしてもしフリ
ップフロップ４０７が状態Ｊにあると各ＢＰコードチップについて発生される。
カウンタ４０３からの半分Ｗビットクロックはカウンタ４０４において２でもっ
て分割される。そしてこれはＷビットクロック信号４０５を出力する。Ｊ−Ｋフ
リップフロップは状態Ｋにリセットされ、そしてＡ又はＢカウンタによる分割４
０３は各エポック開始においてクリアされる。これはＸ１Ａサイクル（４０９２
Ｐコードチップ）のＬ１Ｘ１Ａエポック信号４０２により印が付けられる。すな
わち、Ａ又はＢカウンタによる分割４０３はＸ１Ａエポックと同期されてそして
各Ｘ１Ａサイクルの開始時にＡによりＬ１Ｐコードクロック４０１の分割を開始
する。Ｗビットクロック４０５は、Ｍ又はＮカウンタによる分割４０６によるＪ
−Ｋフリップフロップ４０７の状態に応じてＭ又はＮのいずれかによりカウント
される。Ｊ−Ｋフリップフロップ４０７が状態Ｋの時、Ｍによりカウントされる
。そして、Ｊ−Ｋフリップフロップ４０７が状態Ｊの時、Ｎによりカウントされ
る。カウントＭに達すると、カウンタ４０６から信号４０８が発生されてＪ−Ｋ
フリップフロップを状態Ｊに変化させる命令を行なう。さらにカウントＮに達す
ると、カウンタ４０６から信号４０９が発生されてＪ−Ｋフリップフロップを状
態Ｋに変化させる命令を行なう。従って、Ｘ１Ａサイクルに同期してＷビットク
ロック及び半分Ｗビットクロックを発生するため、各ＸＩＡエポックと共に開始
して、Ｌ１Ｐコードクロック４０１がＡによりＭ回、その後にＢによりＮ回交互
に分割される。Ｎ又はＭカウンタによる分割４０６は、Ｌ１Ｘ１Ａエポック信号
４０２によりＬ１Ｘ１Ａエポックにおいてクリアされる。
【００５８】
図５を参照すると、局地Ｌ２Ｐコードクロック５０１がＪ−Ｋフリップフロッ
プ５０７の状態およびＡ又はＢカウンタによる分割５０３に依存して、Ａ又はＢ
のいずれかにより分割される。半分Ｗビットクロックが、もしフリップフロップ
５０７が状態Ｋにある場合、各ＡＰコードチップに対して発生され、もしフリッ
プフロップ５０７が状態Ｊにある場合、各ＢＰコードチップに対して発生される
。カウンタ５０３からの半分Ｗビットクロックはカウンタ５０４において２でも
って分割され、そしてＷビットコード５０５を出力する。Ｌ２Ｘ１Ａエポック信
号５０２により印が付けられたＸ１Ａサイクル（４０９２Ｐコードチップ）の各
エポック開始において、Ｊ−Ｋフリップフロップ５０７は状態Ｋにリセットされ
、そしてＡ又はＢカウンタによる分割５０３はクリアされる。従って、Ａまたは
Ｂカウンタによる分割５０３はＸ１Ａエポックと同期されて、各Ｘ１Ａサイクル
の開始時においてＡによりＬ２Ｐコードクロック５０１の分割を開始する。Ｗビ
ットクロック５０５は、Ｊ−Ｋフリップフロップ５０７の状態に依存してＭ又は
Ｎカウンタによる分割５０６において、Ｍ又はＮのいずれかによりカウントされ
る。Ｊ−Ｋフリップフロップ５０７が状態Ｋの時、Ｍによりカウントされる。そ
して、Ｊ−Ｋフリップフロップ４０７が状態Ｊの時、Ｎによりカウントされる。
カウントＭに達すると、カウンタ５０６から信号５０８が発生されてＪ−Ｋフリ
ップフロップを状態Ｊに変化させる命令を行なう。さらにカウントＮに達すると
、カウンタ５０６から信号５０９が発生されてＪ−Ｋフリップフロップを状態Ｋ
に変化させる命令を行なう。従って、Ｘ１Ａサイクルに同期してＷビットクロッ
ク及び半分Ｗビットクロックを発生するため、各ＸＩＡエポックと共に開始して
、Ｌ２Ｐコードクロック５０１がＡによりＭ回、その後にＢによりＮ回交互に分
割される。Ｎ又はＭカウンタによる分割５０６は、Ｌ２ＰコードＸ１Ａエポック
信号５０２によりＬ２Ｘ１Ａエポックにおいてクリアされる。
プ５０７の状態およびＡ又はＢカウンタによる分割５０３に依存して、Ａ又はＢ
のいずれかにより分割される。半分Ｗビットクロックが、もしフリップフロップ
５０７が状態Ｋにある場合、各ＡＰコードチップに対して発生され、もしフリッ
プフロップ５０７が状態Ｊにある場合、各ＢＰコードチップに対して発生される
。カウンタ５０３からの半分Ｗビットクロックはカウンタ５０４において２でも
って分割され、そしてＷビットコード５０５を出力する。Ｌ２Ｘ１Ａエポック信
号５０２により印が付けられたＸ１Ａサイクル（４０９２Ｐコードチップ）の各
エポック開始において、Ｊ−Ｋフリップフロップ５０７は状態Ｋにリセットされ
、そしてＡ又はＢカウンタによる分割５０３はクリアされる。従って、Ａまたは
Ｂカウンタによる分割５０３はＸ１Ａエポックと同期されて、各Ｘ１Ａサイクル
の開始時においてＡによりＬ２Ｐコードクロック５０１の分割を開始する。Ｗビ
ットクロック５０５は、Ｊ−Ｋフリップフロップ５０７の状態に依存してＭ又は
Ｎカウンタによる分割５０６において、Ｍ又はＮのいずれかによりカウントされ
る。Ｊ−Ｋフリップフロップ５０７が状態Ｋの時、Ｍによりカウントされる。そ
して、Ｊ−Ｋフリップフロップ４０７が状態Ｊの時、Ｎによりカウントされる。
カウントＭに達すると、カウンタ５０６から信号５０８が発生されてＪ−Ｋフリ
ップフロップを状態Ｊに変化させる命令を行なう。さらにカウントＮに達すると
、カウンタ５０６から信号５０９が発生されてＪ−Ｋフリップフロップを状態Ｋ
に変化させる命令を行なう。従って、Ｘ１Ａサイクルに同期してＷビットクロッ
ク及び半分Ｗビットクロックを発生するため、各ＸＩＡエポックと共に開始して
、Ｌ２Ｐコードクロック５０１がＡによりＭ回、その後にＢによりＮ回交互に分
割される。Ｎ又はＭカウンタによる分割５０６は、Ｌ２ＰコードＸ１Ａエポック
信号５０２によりＬ２Ｘ１Ａエポックにおいてクリアされる。
【００５９】
図６は、Ｌ１定時及び早い−遅いＰコード相関関係器の好ましい実施例のブロ
ック図を示す。図６に示される実施例は図３のアナログ機能３０１、３０２、３
０４及び３０５のデジタル実施例を表す。図２に関連して前述したように、Ｌ１
第２ＩＦ信号２２１はＡ／Ｄ変換器２２３によりサンプルが採られる。Ａ／Ｄ変
換器２２３からの直交（Ｉ及びＱ）サンプルは、互いに位相が直交したＩ及びＱ
サンプルストリームを出力するＩ、Ｑデマルチプレクサ６０５によりデマルチプ
レクス（逆多重化）する。Ｉ、Ｑデマルチプレクサ６０５は図２に示すような周
波数シンセサイザ２２５により発生されたＩＦサンプリングクロック２２７によ
り逝去される。Ｉ、Ｑサンプルは乗算器６０６及び６０７により値±１を有する
２値信号６０３と乗算される。２値信号は６０３は、図７に示されるようなＬ１
Ｐコード発生器７３０により発生された局地Ｐコード信号の定時形式７３１又は
早い−遅い形式７３２のいずれかである。定時又は早い−遅いＰコード相関関係
信号が、２値信号６０３の局地Ｐコード信号の定時形式又は早い−遅い形式のい
ずれかに依存して、図６に示される回路でもって得られる。マルチプレクサ６０
６及び６０７の出力信号がＷビットの半分におおよそ等しい期間中、それぞれＩ
＆Ｄフイルタ６０８及び６０９により積分される。これはＬ１Ｉサンプル定時Ｐ
コード相関関係信号ＲＩ1６１０又はＬ１Ｉサンプル早い−遅いＰコード相関関
係信号ＤＩ1６１０、及びＬ１Ｑサンプル定時Ｐコード相関関係信号ＲＱ1６１１
またはＬ１Ｑサンプル早い−遅いＰコード相関関係信号ＤＱ1６１１を出力する
。信号６１０及び６１１は図７の搬送波位相復調器のための角度回転の入力であ
る。Ｉ＆Ｄフイルタ６０８及び６０９は角度回転回路の所要の速度を約１ＭＨＺ
に低下させる。
ック図を示す。図６に示される実施例は図３のアナログ機能３０１、３０２、３
０４及び３０５のデジタル実施例を表す。図２に関連して前述したように、Ｌ１
第２ＩＦ信号２２１はＡ／Ｄ変換器２２３によりサンプルが採られる。Ａ／Ｄ変
換器２２３からの直交（Ｉ及びＱ）サンプルは、互いに位相が直交したＩ及びＱ
サンプルストリームを出力するＩ、Ｑデマルチプレクサ６０５によりデマルチプ
レクス（逆多重化）する。Ｉ、Ｑデマルチプレクサ６０５は図２に示すような周
波数シンセサイザ２２５により発生されたＩＦサンプリングクロック２２７によ
り逝去される。Ｉ、Ｑサンプルは乗算器６０６及び６０７により値±１を有する
２値信号６０３と乗算される。２値信号は６０３は、図７に示されるようなＬ１
Ｐコード発生器７３０により発生された局地Ｐコード信号の定時形式７３１又は
早い−遅い形式７３２のいずれかである。定時又は早い−遅いＰコード相関関係
信号が、２値信号６０３の局地Ｐコード信号の定時形式又は早い−遅い形式のい
ずれかに依存して、図６に示される回路でもって得られる。マルチプレクサ６０
６及び６０７の出力信号がＷビットの半分におおよそ等しい期間中、それぞれＩ
＆Ｄフイルタ６０８及び６０９により積分される。これはＬ１Ｉサンプル定時Ｐ
コード相関関係信号ＲＩ1６１０又はＬ１Ｉサンプル早い−遅いＰコード相関関
係信号ＤＩ1６１０、及びＬ１Ｑサンプル定時Ｐコード相関関係信号ＲＱ1６１１
またはＬ１Ｑサンプル早い−遅いＰコード相関関係信号ＤＱ1６１１を出力する
。信号６１０及び６１１は図７の搬送波位相復調器のための角度回転の入力であ
る。Ｉ＆Ｄフイルタ６０８及び６０９は角度回転回路の所要の速度を約１ＭＨＺ
に低下させる。
【００６０】
図７は、本発明のＬ１Ｐコード追跡ネットワークの好適な実施例のブロック図
を示す。前述したように、Ｌ１直交（Ｉ及びＱ）サンプル２２８がＰコード相関
関係器７０４において、局地Ｌ１Ｐコード発生器７３０により発生された定時Ｐ
コード信号７３１と相関関係がとられる。前述したように、Ｉ及びＱサンプルを
局地定時Ｐコード信号と相関関係を取ることにより、Ｌ１Ｉサンプル定時Ｐコー
ド相関関係信号（ＲＩ1）及びＬ１Ｑサンプル定時Ｐコード相関関係信号（ＲＱ1 ）がＰコード相関関係器７０４の出力において得られる。ＲＩ1信号は、Ｗｃｏ
ｓθ1により重み付けられたＬ１定時Ｐコード相関関係関数Ｒ1（τ）に比例する
。ここでθ1は受信されたＬ１搬送波位相と受信機ＲＦ及びＩＦ局地発振器の合
成位相との間の角度オフセットであり、ＷはＷビット変調の極性である。Ｗの極
性は非軍事受信機には未知である。ＲＱ1信号はＷｓｉｎθ1により重み付けられ
たコード相関関係関数Ｒ1（τ）に比例する。
を示す。前述したように、Ｌ１直交（Ｉ及びＱ）サンプル２２８がＰコード相関
関係器７０４において、局地Ｌ１Ｐコード発生器７３０により発生された定時Ｐ
コード信号７３１と相関関係がとられる。前述したように、Ｉ及びＱサンプルを
局地定時Ｐコード信号と相関関係を取ることにより、Ｌ１Ｉサンプル定時Ｐコー
ド相関関係信号（ＲＩ1）及びＬ１Ｑサンプル定時Ｐコード相関関係信号（ＲＱ1 ）がＰコード相関関係器７０４の出力において得られる。ＲＩ1信号は、Ｗｃｏ
ｓθ1により重み付けられたＬ１定時Ｐコード相関関係関数Ｒ1（τ）に比例する
。ここでθ1は受信されたＬ１搬送波位相と受信機ＲＦ及びＩＦ局地発振器の合
成位相との間の角度オフセットであり、ＷはＷビット変調の極性である。Ｗの極
性は非軍事受信機には未知である。ＲＱ1信号はＷｓｉｎθ1により重み付けられ
たコード相関関係関数Ｒ1（τ）に比例する。
【００６１】
同様にして、Ｌ１直交（Ｉ及びＱ）サンプル２２８は、Ｐコード相関関係器７
０５により局地Ｌ１Ｐコード発生器７３０から発生されたＬ１早い−遅いＰコー
ド信号７３２と相関関係をとられる。Ｌ１Ｉサンプル早い−遅いＰコード相関関
係信号（ＤＩ1）及びＬ１Ｑサンプル早い−遅いＰコード相関関係信号（ＤＱ1）
が、Ｐコード相関関係器７０５の出力において得られる。ＤＩ1信号はＷｃｏｓ
θ1により重み付けられたＬ１早い−遅いＰコード相関関係関数Ｄ1（τ）に比例
する。そしてＤＱ1信号はＷｓｉｎθ1により重み付けられたＬ１早い−遅いＰコ
ード相関関係関数Ｄ1（τ）に比例する。Ｌ１の搬送波位相はＣ／Ａコード復調
器（図示しない）内で追跡されるので、信号ＲＩ1、ＲＱ1、ＤＩ1及びＤＱ1中の
未知の位相は、Ｌ１Ｃ／Ａコード復調器のコスタスループ内のＬ１ＮＣＯ（数値
制御発振器）の出力７０２から除去できる。この操作は角度回転器７０６内で実
行される。角度回転器７０６の出力信号ＲＣ１７０７及びＤＣ１７０８はＷＲ1
（τ）及びＷＤ1（τ）に実質的にそれぞれ等しい。そしてＬ１の未知の位相は
そこから除去される。
０５により局地Ｌ１Ｐコード発生器７３０から発生されたＬ１早い−遅いＰコー
ド信号７３２と相関関係をとられる。Ｌ１Ｉサンプル早い−遅いＰコード相関関
係信号（ＤＩ1）及びＬ１Ｑサンプル早い−遅いＰコード相関関係信号（ＤＱ1）
が、Ｐコード相関関係器７０５の出力において得られる。ＤＩ1信号はＷｃｏｓ
θ1により重み付けられたＬ１早い−遅いＰコード相関関係関数Ｄ1（τ）に比例
する。そしてＤＱ1信号はＷｓｉｎθ1により重み付けられたＬ１早い−遅いＰコ
ード相関関係関数Ｄ1（τ）に比例する。Ｌ１の搬送波位相はＣ／Ａコード復調
器（図示しない）内で追跡されるので、信号ＲＩ1、ＲＱ1、ＤＩ1及びＤＱ1中の
未知の位相は、Ｌ１Ｃ／Ａコード復調器のコスタスループ内のＬ１ＮＣＯ（数値
制御発振器）の出力７０２から除去できる。この操作は角度回転器７０６内で実
行される。角度回転器７０６の出力信号ＲＣ１７０７及びＤＣ１７０８はＷＲ1
（τ）及びＷＤ1（τ）に実質的にそれぞれ等しい。そしてＬ１の未知の位相は
そこから除去される。
【００６２】
信号ＲＣ1及びＤＣ1が、回路７０９において２Ｗビット期間にわたってＩ＆Ｄ
フイルタ７１０及び７１１で積分される。積分及びダンプクロック制御がＬ１Ｗ
ビットクロック信号４０５により提供される。Ｉ＆Ｄフイルタ７１０及び７１１
がＡＲＣ1７１２及びＡＤＣ1７１２ａをそれぞれ出力する。これらは、積分及び
ダンプ期間中に２つの連続したＷビット間にデータ極性の変化が無い時にＲＣ1
及びＤＣ1の平均値に比例する。従って、データ極性変化が無い時、乗算器７１
３において信号ＡＲＣ1７１２及びＡＤＣ1７１２ａを乗算することにより得られ
たループエラー信号７１４は２Ｗビット期間中のＷビット変調を取除く。さらに
積７１４は、２Ｗビット期間中に追跡され平均されるコード位相エラーと比例す
るＬ１早い−遅いＰコード相関関係関数Ｄ1（τ）に比例する。ループエラー信
号５１４は２つの連続したＷビットにわたって平均されるから、その信号対雑音
比は１Ｗビットわたってのみ平均される時に発生される同じ信号に較べて３ｄＢ
高い。この結果は２つの連続したＷビット間に極性変化が存在しない時、性能を
改善する。しかし、極性変化がある時、ループエラー信号７１４は信号内容を有
せず、他のコードループ処理によら検出されなければならない。この削除機能は
オン／オフスイッチ７１５により実行される。スイッチ７１５は、信号ＡＲＣ1
７１２の絶対値をしきい値比較回路７１７においてしきい値７１８と比較するこ
とにより発生されるゲーテイング制御信号７１６により制御される。図３に関連
して説明されたしきい値と同様に、しきい値は受信されたＬ１信号の推定された
Ｃ／Ｎｏ３１７と共にしきい値回路７１９により順応的かつ最適に決定される。
Ｃ／Ｎｏ推定値は公開されたＣ／ＡコードでもってＣ／Ａコード復調器（図示し
ない）で発生される。回路７１５、７１７及び７１９は図８においてより詳細に
説明される。ループエラー信号７１４はオン／オフスイッチ７１５によりゲート
された後、Ｌ１Ｐコードループフイルタ７２１へ入力される。Ｗビットパターン
は性質上ランダムであるから、２つの連続したＷビット間に遷移が存在しない確
率は５０％である。従って、ループは５０％の時間ゲートが開かれ、そして５０
％の時間オフされる。
フイルタ７１０及び７１１で積分される。積分及びダンプクロック制御がＬ１Ｗ
ビットクロック信号４０５により提供される。Ｉ＆Ｄフイルタ７１０及び７１１
がＡＲＣ1７１２及びＡＤＣ1７１２ａをそれぞれ出力する。これらは、積分及び
ダンプ期間中に２つの連続したＷビット間にデータ極性の変化が無い時にＲＣ1
及びＤＣ1の平均値に比例する。従って、データ極性変化が無い時、乗算器７１
３において信号ＡＲＣ1７１２及びＡＤＣ1７１２ａを乗算することにより得られ
たループエラー信号７１４は２Ｗビット期間中のＷビット変調を取除く。さらに
積７１４は、２Ｗビット期間中に追跡され平均されるコード位相エラーと比例す
るＬ１早い−遅いＰコード相関関係関数Ｄ1（τ）に比例する。ループエラー信
号５１４は２つの連続したＷビットにわたって平均されるから、その信号対雑音
比は１Ｗビットわたってのみ平均される時に発生される同じ信号に較べて３ｄＢ
高い。この結果は２つの連続したＷビット間に極性変化が存在しない時、性能を
改善する。しかし、極性変化がある時、ループエラー信号７１４は信号内容を有
せず、他のコードループ処理によら検出されなければならない。この削除機能は
オン／オフスイッチ７１５により実行される。スイッチ７１５は、信号ＡＲＣ1
７１２の絶対値をしきい値比較回路７１７においてしきい値７１８と比較するこ
とにより発生されるゲーテイング制御信号７１６により制御される。図３に関連
して説明されたしきい値と同様に、しきい値は受信されたＬ１信号の推定された
Ｃ／Ｎｏ３１７と共にしきい値回路７１９により順応的かつ最適に決定される。
Ｃ／Ｎｏ推定値は公開されたＣ／ＡコードでもってＣ／Ａコード復調器（図示し
ない）で発生される。回路７１５、７１７及び７１９は図８においてより詳細に
説明される。ループエラー信号７１４はオン／オフスイッチ７１５によりゲート
された後、Ｌ１Ｐコードループフイルタ７２１へ入力される。Ｗビットパターン
は性質上ランダムであるから、２つの連続したＷビット間に遷移が存在しない確
率は５０％である。従って、ループは５０％の時間ゲートが開かれ、そして５０
％の時間オフされる。
【００６３】
図７のループフイルタは二次オーダーループフイルタである。ループフイルタ
出力信号７２７は加算器７２６により得られた２項の和である。第１項は、回路
７２３においてゲートされたループエラー信号７２２を定数Ｋ１により乗算する
ことにより得られる比例項である。第２項は、アキュムレーター７２５によりゲ
ートされたループエラー信号７２２を積分してそして回路７２４で定数Ｋ２によ
りアキュムレーター７２５の出力をスケーリングすることにより得られる積分項
である。ループフイルタ出力信号７２７は、入力信号の符号及び大きさに依存し
てその信号周波数を早くしたり遅くしたりするＬ１ＰコードＮＣＯ７２８の入力
である。ＮＣＯ７２８により発生されたＬ１Ｐコードクロック信号７２９はＬ１
Ｐコード発生器７３０を制御するために使用され、そしてこれは受信Ｌ１Ｐコー
ド追跡する。
出力信号７２７は加算器７２６により得られた２項の和である。第１項は、回路
７２３においてゲートされたループエラー信号７２２を定数Ｋ１により乗算する
ことにより得られる比例項である。第２項は、アキュムレーター７２５によりゲ
ートされたループエラー信号７２２を積分してそして回路７２４で定数Ｋ２によ
りアキュムレーター７２５の出力をスケーリングすることにより得られる積分項
である。ループフイルタ出力信号７２７は、入力信号の符号及び大きさに依存し
てその信号周波数を早くしたり遅くしたりするＬ１ＰコードＮＣＯ７２８の入力
である。ＮＣＯ７２８により発生されたＬ１Ｐコードクロック信号７２９はＬ１
Ｐコード発生器７３０を制御するために使用され、そしてこれは受信Ｌ１Ｐコー
ド追跡する。
【００６４】
図７ａは、読出し専用記憶（ＲＯＭ）テーブル７Ａ０６を含んだＬ１Ｐコード
チャンネル角度回転器７０６の好適な実施例を示す。Ｌ１同相定時Ｐコード相関
関係出力ＲＣ1７０７は、値ＲＩ1７Ａ０１、ＲＱ1７Ａ０２及び値θ’1７Ａ０５
（また図中に７０２と示されている）により指定されるアドレスを探し出すこと
によりROMテーブル内容から得られる。ここでθ’1はＣ／Ａコード復調器により
追跡された受信機ＲＦ／ＩＦ局地発振器に対するＬ１搬送波位相オフセットθ1
の推定値である。このアドレスに対応するＲＯＭ内容、ＲＣ1はＲＣ1＝ＲＩ1ｓ
ｉｎ（θ’1）−ＲＱ1ｃｏｓ（θ’1）に等しい。Ｌ１同相早い−遅いＰコード
相関関係出力ＤＣ1７０８は値ＤＩ1７４０３、ＤＱ1７Ａ０４及び値θ1７Ａ０５
から指定されるアドレスを見付けることによりＲＯＭテーブル内容から得られる
。このアドレスに対応するＲＯＭ内容、ＤＣ1はＤＣ1＝ＤＩ1ｓｉｎ（θ’1）−
ＤＱ1ｃｏｓ（θ’1）に等しい。
チャンネル角度回転器７０６の好適な実施例を示す。Ｌ１同相定時Ｐコード相関
関係出力ＲＣ1７０７は、値ＲＩ1７Ａ０１、ＲＱ1７Ａ０２及び値θ’1７Ａ０５
（また図中に７０２と示されている）により指定されるアドレスを探し出すこと
によりROMテーブル内容から得られる。ここでθ’1はＣ／Ａコード復調器により
追跡された受信機ＲＦ／ＩＦ局地発振器に対するＬ１搬送波位相オフセットθ1
の推定値である。このアドレスに対応するＲＯＭ内容、ＲＣ1はＲＣ1＝ＲＩ1ｓ
ｉｎ（θ’1）−ＲＱ1ｃｏｓ（θ’1）に等しい。Ｌ１同相早い−遅いＰコード
相関関係出力ＤＣ1７０８は値ＤＩ1７４０３、ＤＱ1７Ａ０４及び値θ1７Ａ０５
から指定されるアドレスを見付けることによりＲＯＭテーブル内容から得られる
。このアドレスに対応するＲＯＭ内容、ＤＣ1はＤＣ1＝ＤＩ1ｓｉｎ（θ’1）−
ＤＱ1ｃｏｓ（θ’1）に等しい。
【００６５】
図８は、（ｉ）Ｌ１Ｃ／Ｎｏ値に基づいた最適しきい値を提供するしきい値決
定回路８０９（また図７中、７１９と示される）、（ｉｉ）積分及びダンプ期間
中に２Ｗビット間にデータ極性変化が発生したかどうかを決定するためにしきい
値比較を実行するしきい値比較回路８１２（また図７中、７１７と示される）、
そして（ｉｉｉ）ループエラー信号をゲートするオン／オフスイッチ８１７（ま
た図７中、７１５と示される）の詳細なブロック図を示す。Ｌ１Ｃ／Ｎｏ推定信
号は、公開されているＣ／Ａコードに基づいてＬ１受信機のＣ／Ａコード復調器
チャンネル内に得られる。
定回路８０９（また図７中、７１９と示される）、（ｉｉ）積分及びダンプ期間
中に２Ｗビット間にデータ極性変化が発生したかどうかを決定するためにしきい
値比較を実行するしきい値比較回路８１２（また図７中、７１７と示される）、
そして（ｉｉｉ）ループエラー信号をゲートするオン／オフスイッチ８１７（ま
た図７中、７１５と示される）の詳細なブロック図を示す。Ｌ１Ｃ／Ｎｏ推定信
号は、公開されているＣ／Ａコードに基づいてＬ１受信機のＣ／Ａコード復調器
チャンネル内に得られる。
【００６６】
さらに、Ｌ１Ｃ／Ｎｏ推測器８０４の実施例が示される。この実施例において
は、Ｌ１Ｃ／Ａ同相チャンネル１−ｍｓ積分器８０１の絶対値８０５は、アキュ
ムレータ８０６内に十分に長い時間間隔にわたって蓄積されて、Ｌ１Ｃ／Ａ信号
エンベロープの信頼できる推測値を提供する。このエンベロープ値は受信された
Ｃ／Ｎｏと一対一の関係で関係し、そしてテーブルフォーマットに置くことがで
きる。テーブルはＲＯＭルックアップテーブル８０７に記憶される。その後、推
測Ｃ／ＮｏがＲＯＭテーブルルックアップ８０７からＬ１Ｃ／Ａ信号エンベロー
プの推定値に基づいて得られる。
は、Ｌ１Ｃ／Ａ同相チャンネル１−ｍｓ積分器８０１の絶対値８０５は、アキュ
ムレータ８０６内に十分に長い時間間隔にわたって蓄積されて、Ｌ１Ｃ／Ａ信号
エンベロープの信頼できる推測値を提供する。このエンベロープ値は受信された
Ｃ／Ｎｏと一対一の関係で関係し、そしてテーブルフォーマットに置くことがで
きる。テーブルはＲＯＭルックアップテーブル８０７に記憶される。その後、推
測Ｃ／ＮｏがＲＯＭテーブルルックアップ８０７からＬ１Ｃ／Ａ信号エンベロー
プの推定値に基づいて得られる。
【００６７】
さらに、推測Ｃ／Ｎｏ値は最適のしきい値と一対一の関係で関係し、そしてテ
ーブルフォーマットに置くことができる。このテーブルはしきい値ＲＯＭ８１０
に記憶される。換言すれば、ＲＯＭ８１０は１ｄＢステップで推測Ｃ／Ｎｏ値の
予想される範囲に対する最適なしきい値を記憶する。従って、特定の最適しきい
値は推測Ｃ／Ｎｏ値を使用してＲＯＭ８１０から見つけ出される。
ーブルフォーマットに置くことができる。このテーブルはしきい値ＲＯＭ８１０
に記憶される。換言すれば、ＲＯＭ８１０は１ｄＢステップで推測Ｃ／Ｎｏ値の
予想される範囲に対する最適なしきい値を記憶する。従って、特定の最適しきい
値は推測Ｃ／Ｎｏ値を使用してＲＯＭ８１０から見つけ出される。
【００６８】
最適しきい値は、３６ｄＢ−ＨｚのＬ１Ｐコード信号Ｃ／Ｎｏに対して９乃至
１１の範囲である。しきい値が１２よりずっと大きければ、ループ性能は極性変
化の頻繁な誤検出及び有効信号サンプルの損失に起因して低下する。しきい値が
９より小さい時には、データ極性変化の誤検出が増加するにつれてＬ２追跡ルー
プ中のＲＭＳエラーが急速に増加する。従って、推定Ｃ／Ｎｏ値、例えば３３乃
至４３ｄＢ−Ｈｚに対する最適なしきい値範囲が決定される。特に、最適なしき
い値はＬ２搬送波追跡ループ中に最低のＲＭＳ位相エラーを発生するしきい値で
ある。このプロセスにおいて、テーブル／曲線（プロット）が発生されて、Ｌ１
Ｐコード信号Ｃ／Ｎｏの値の各範囲について図８Ａに表される例の曲線と同様な
、例えば、１ｄＢステップで各Ｌ１Ｐコード信号Ｃ／Ｎｏ値に対して最適なしき
い値が提供される。 前述したしきい値テーブル発生手法はまた図３及び図７のしきい値決定回路３
１８及び７１９内に使用できる。このＲＯＭテーブルはまた図１のナビゲーショ
ン及び制御プロセッサ１１８の内部に組込むことができる。
１１の範囲である。しきい値が１２よりずっと大きければ、ループ性能は極性変
化の頻繁な誤検出及び有効信号サンプルの損失に起因して低下する。しきい値が
９より小さい時には、データ極性変化の誤検出が増加するにつれてＬ２追跡ルー
プ中のＲＭＳエラーが急速に増加する。従って、推定Ｃ／Ｎｏ値、例えば３３乃
至４３ｄＢ−Ｈｚに対する最適なしきい値範囲が決定される。特に、最適なしき
い値はＬ２搬送波追跡ループ中に最低のＲＭＳ位相エラーを発生するしきい値で
ある。このプロセスにおいて、テーブル／曲線（プロット）が発生されて、Ｌ１
Ｐコード信号Ｃ／Ｎｏの値の各範囲について図８Ａに表される例の曲線と同様な
、例えば、１ｄＢステップで各Ｌ１Ｐコード信号Ｃ／Ｎｏ値に対して最適なしき
い値が提供される。 前述したしきい値テーブル発生手法はまた図３及び図７のしきい値決定回路３
１８及び７１９内に使用できる。このＲＯＭテーブルはまた図１のナビゲーショ
ン及び制御プロセッサ１１８の内部に組込むことができる。
【００６９】
図８を再び参照すると、最適なしきい値がしきい値比較回路８１２に入力され
る。さらにしきい値比較回路８１２において、ＡＲＣ1の絶対値が回路８１３に
おいて得られそしてその値から最適なしきい値８１１の値が加算器８１４で引算
される。回路８１５により得られる差の符号はオン／オフスイッチ８１７を制御
する。スイッチはもし符号８１６が正ならば「オン」であり、符号８１６が負で
あるならば「オフ」である。オン／オフスイッチ８１７は、制御信号８１６が正
の時のみにループエラー信号８０３を出力しそして制御信号８１６が負の時には
オン／オフスイッチ８１７にゼロ値「０」を出力するマックス回路８１９を含む
。オン／オフスイッチ８１７に実質的に同一なオン／オフスイッチがＰ１コード
ループ、Ｐ２コードループ、及びＬ２搬送波ループに使用できる。図８に示され
るように、オン／オフスイッチ８１７への入力は、スイッチ８１７が使用される
場所に依存して、Ｐ１コードループエラー信号、又はＰ２コードループエラー信
号、又はＬ２搬送波ループエラー信号であってよい。全ての制御ループは図７、
１０、１１及び１２に関連して説明するように、ゲーテイング（そしてオン／オ
フスイッチ）を必要とする。
る。さらにしきい値比較回路８１２において、ＡＲＣ1の絶対値が回路８１３に
おいて得られそしてその値から最適なしきい値８１１の値が加算器８１４で引算
される。回路８１５により得られる差の符号はオン／オフスイッチ８１７を制御
する。スイッチはもし符号８１６が正ならば「オン」であり、符号８１６が負で
あるならば「オフ」である。オン／オフスイッチ８１７は、制御信号８１６が正
の時のみにループエラー信号８０３を出力しそして制御信号８１６が負の時には
オン／オフスイッチ８１７にゼロ値「０」を出力するマックス回路８１９を含む
。オン／オフスイッチ８１７に実質的に同一なオン／オフスイッチがＰ１コード
ループ、Ｐ２コードループ、及びＬ２搬送波ループに使用できる。図８に示され
るように、オン／オフスイッチ８１７への入力は、スイッチ８１７が使用される
場所に依存して、Ｐ１コードループエラー信号、又はＰ２コードループエラー信
号、又はＬ２搬送波ループエラー信号であってよい。全ての制御ループは図７、
１０、１１及び１２に関連して説明するように、ゲーテイング（そしてオン／オ
フスイッチ）を必要とする。
【００７０】
図９は、Ｌ２定時及び早い−遅いＰコード相関関係器の好適な実施例のブロッ
ク図を示す。図９に示される実施例は図３のアナログ機能３２８、３２９、３３
１及び３３２のデジタル実施例である。図２に関連して前述したように、Ｌ２第
２ＩＦ信号２２２はＡ／Ｄ変換器２２４によりサンプルを採られる。Ａ／Ｄ変換
器２２４からの直交（Ｉ及びＱサンプル）は、Ｉ、Ｑデマルチプレクサ９０５に
より互いに位相が直交したＩ及びＱサンプルストリームにデマチプレクス（非多
重化）される。Ｉ、Ｑデマルチプレクサ９０５は図２に示される周波数シンセサ
イザ２２５により発生されるＩＦサンプリングクロック２２７により制御される
。Ｉ、Ｑサンプルは乗算器９０６及び９０７により値±１の２値信号９０３と乗
算される。２値信号９０３は、図１０に示されるＬ１Ｐコード発生器１０２３に
より発生された局地Ｐコードの定時形式１０２４又は早い−遅い形式１０２５の
いずれかである。定時又は早い−遅いＰコード相関関係信号は、２値信号９０３
が局地Ｐコード信号の定時形式又は早い−遅い形式かのいずれかに依存して、図
９の回路でもって得られる。マルチプレクサ９０６及び９０７の出力信号は、Ｗ
ビットのおおよそ半分に等しい期間中、Ｉ＆Ｄフイルタ９０８及び９０９により
それぞれ積分される。これは、Ｌ２Ｉサンプル定時Ｐコード相関関係信号ＲＩ2
９１０又はＬ２Ｉサンプル早い−遅いＰコード相関関係信号ＤＩ2９１０；およ
びＬ２Ｑサンプル定時Ｐコード相関関係信号ＲＱ2９１１又はＬ２Ｑサンプル早
い−遅いＰコード相関関係信号ＤＱ2９１１を発生する。信号９１０及び９１１
は図１０の搬送波位相復調器の角度回転器へ入力される。図６のＬ１Ｐコード相
関関係器と同様に、Ｉ＆Ｄフイルタ９０８及び９０９は構成を難しくしないため
に角度回転回路の所要の速度を約１ＭＨＺに低下させる。
ク図を示す。図９に示される実施例は図３のアナログ機能３２８、３２９、３３
１及び３３２のデジタル実施例である。図２に関連して前述したように、Ｌ２第
２ＩＦ信号２２２はＡ／Ｄ変換器２２４によりサンプルを採られる。Ａ／Ｄ変換
器２２４からの直交（Ｉ及びＱサンプル）は、Ｉ、Ｑデマルチプレクサ９０５に
より互いに位相が直交したＩ及びＱサンプルストリームにデマチプレクス（非多
重化）される。Ｉ、Ｑデマルチプレクサ９０５は図２に示される周波数シンセサ
イザ２２５により発生されるＩＦサンプリングクロック２２７により制御される
。Ｉ、Ｑサンプルは乗算器９０６及び９０７により値±１の２値信号９０３と乗
算される。２値信号９０３は、図１０に示されるＬ１Ｐコード発生器１０２３に
より発生された局地Ｐコードの定時形式１０２４又は早い−遅い形式１０２５の
いずれかである。定時又は早い−遅いＰコード相関関係信号は、２値信号９０３
が局地Ｐコード信号の定時形式又は早い−遅い形式かのいずれかに依存して、図
９の回路でもって得られる。マルチプレクサ９０６及び９０７の出力信号は、Ｗ
ビットのおおよそ半分に等しい期間中、Ｉ＆Ｄフイルタ９０８及び９０９により
それぞれ積分される。これは、Ｌ２Ｉサンプル定時Ｐコード相関関係信号ＲＩ2
９１０又はＬ２Ｉサンプル早い−遅いＰコード相関関係信号ＤＩ2９１０；およ
びＬ２Ｑサンプル定時Ｐコード相関関係信号ＲＱ2９１１又はＬ２Ｑサンプル早
い−遅いＰコード相関関係信号ＤＱ2９１１を発生する。信号９１０及び９１１
は図１０の搬送波位相復調器の角度回転器へ入力される。図６のＬ１Ｐコード相
関関係器と同様に、Ｉ＆Ｄフイルタ９０８及び９０９は構成を難しくしないため
に角度回転回路の所要の速度を約１ＭＨＺに低下させる。
【００７１】
図１０を参照すると、非一貫性及び一貫性モードを含む本発明のＬ２Ｐコード
追跡ネットワークの好適な実施例のブロック図が示される。 Ｌ２ＩＦ直交（Ｉ及びＱ）サンプル２２９はPコード相関関係器１００４にお
いて、局地Ｌ２Ｐコード発生器１０２３により発生された定時Ｐコード信号１０
２４と相関関係を取られる。前述したように、Ｉ及びＱサンプルを局地定時Pコ
ードと相関関係を取ることにより、Ｌ２Ｉサンプル定時Ｐコード相関関係信号Ｒ
Ｉ2及びＬ２Ｑサンプル定時Ｐコード相関関係信号ＲＱ2がＰコード相関関係器１
００４により発生される。ＲＩ2信号は、Ｗｃｏｓθ2により重み付けしたＬ２定
時Ｐコード相関関係関数Ｒ2（τ）に比例する。ここでθ2は受信されたＬ２搬送
波位相と受信機ＲＦとＩＦ局地発振器の合成位相との間の角度オフセットであり
、ＷはＷビット変調の極性である。ＲＱ2信号は、Ｗｓｉｎθ2により重み付けし
たコード相関関係関数Ｒ2（τ）に比例する。
追跡ネットワークの好適な実施例のブロック図が示される。 Ｌ２ＩＦ直交（Ｉ及びＱ）サンプル２２９はPコード相関関係器１００４にお
いて、局地Ｌ２Ｐコード発生器１０２３により発生された定時Ｐコード信号１０
２４と相関関係を取られる。前述したように、Ｉ及びＱサンプルを局地定時Pコ
ードと相関関係を取ることにより、Ｌ２Ｉサンプル定時Ｐコード相関関係信号Ｒ
Ｉ2及びＬ２Ｑサンプル定時Ｐコード相関関係信号ＲＱ2がＰコード相関関係器１
００４により発生される。ＲＩ2信号は、Ｗｃｏｓθ2により重み付けしたＬ２定
時Ｐコード相関関係関数Ｒ2（τ）に比例する。ここでθ2は受信されたＬ２搬送
波位相と受信機ＲＦとＩＦ局地発振器の合成位相との間の角度オフセットであり
、ＷはＷビット変調の極性である。ＲＱ2信号は、Ｗｓｉｎθ2により重み付けし
たコード相関関係関数Ｒ2（τ）に比例する。
【００７２】
同様に、Ｌ２直交（Ｉ及びＱ）サンプル１００１はPコード相関関係器１００
５において、局地Ｌ２Ｐコード発生器１０２３により発生されたＬ２早い−遅い
Ｐコード信号１０２５と相関関係を取られる。Ｌ２Ｉサンプル早い−遅いＰコー
ド相関関係信号ＤＩ2及びＬ２Ｑサンプル早い−遅いＰコード相関関係信号ＤＱ2 が出力１００５に得られる。ＤＩ2信号は、Ｗｃｏｓθ2により重み付けしたＬ２
早い−遅いＰコード相関関係関数Ｄ2（τ）に比例する。そして、ＤＱ2信号は、
Ｗｓｉｎθ2により重み付けしたＬ２早い−遅いＰコード相関関係関数Ｄ2（τ）
に比例する。Ｌ２搬送波追跡が確立される時、受信Ｌ２位相とＲＦ／ＩＦ局地発
振器の位相との間の位相オフセットはＬ２搬送波ＮＣＯ（図１１に示される）１
１２０により追跡される。従って、信号ＲＩ2、ＲＱ2、ＤＩ2及びＤＱ2中の未知
の位相は、Ｌ２搬送波が回復された後、Ｌ２ＮＣＯの出力１００２から取除くこ
とができる。この操作は角度回転器１００６により実行される。しかしＬ２搬送
波ロック前には、Ｌ２搬送波ＮＣＯ位相はθ2、受信されたＬ２と受信機ＲＦ／
ＩＦ局地発振器間の位相差、とは同じではないであろう。さらに、受信信号と角
度回転器の出力における受信機位相参照のそれとの間には位相オフセットθ2が
存在するだろう。従って、Ｌ２搬送波ロックが検出される前に、非一貫性モード
中でＰ２コードループが動作して、そしてＬ２搬送波ロックが検出される時に一
貫性モードに遷移する。
５において、局地Ｌ２Ｐコード発生器１０２３により発生されたＬ２早い−遅い
Ｐコード信号１０２５と相関関係を取られる。Ｌ２Ｉサンプル早い−遅いＰコー
ド相関関係信号ＤＩ2及びＬ２Ｑサンプル早い−遅いＰコード相関関係信号ＤＱ2 が出力１００５に得られる。ＤＩ2信号は、Ｗｃｏｓθ2により重み付けしたＬ２
早い−遅いＰコード相関関係関数Ｄ2（τ）に比例する。そして、ＤＱ2信号は、
Ｗｓｉｎθ2により重み付けしたＬ２早い−遅いＰコード相関関係関数Ｄ2（τ）
に比例する。Ｌ２搬送波追跡が確立される時、受信Ｌ２位相とＲＦ／ＩＦ局地発
振器の位相との間の位相オフセットはＬ２搬送波ＮＣＯ（図１１に示される）１
１２０により追跡される。従って、信号ＲＩ2、ＲＱ2、ＤＩ2及びＤＱ2中の未知
の位相は、Ｌ２搬送波が回復された後、Ｌ２ＮＣＯの出力１００２から取除くこ
とができる。この操作は角度回転器１００６により実行される。しかしＬ２搬送
波ロック前には、Ｌ２搬送波ＮＣＯ位相はθ2、受信されたＬ２と受信機ＲＦ／
ＩＦ局地発振器間の位相差、とは同じではないであろう。さらに、受信信号と角
度回転器の出力における受信機位相参照のそれとの間には位相オフセットθ2が
存在するだろう。従って、Ｌ２搬送波ロックが検出される前に、非一貫性モード
中でＰ２コードループが動作して、そしてＬ２搬送波ロックが検出される時に一
貫性モードに遷移する。
【００７３】
角度回転器１００６の出力信号ＲＣ2、ＲＳ2、ＤＣ2及びＤＳ2はそれぞれＷＲ 2
（τ）ｘｃｏｓθ2、ＷＲ2（τ）ｘｓｉｎθ2、ＷＲ2（τ）ｘｃｏｓθ2及びＷ
Ｄ2（τ）ｘｃｏｓθ2に等しい。ここで、θ2はＬ２搬送波ロックが確立する時
おおよそゼロに近づく、そしてＬ２搬送波ロック前にどんな任意の角度であって
もよい。信号ＲＣ2、ＲＳ2、ＤＣ2及びＤＳ2は回路１００７内の四つのＩ＆Ｄフ
イルタによりＷビットの各対にわたり積分される。積分及びダンプクロックはＬ
２Ｗビットクロック信号５０５により制御される。２Ｗビット期間Ｉ＆Ｄ出力Ａ
ＲＣ2１００８、ＡＲＳ2１００９、ＡＤＣ2１０１０及びＡＤＳ2１０１１は、積
分及びダンプ期間中の２つの連続したＷビット間にデータ極性変化がなければ、
ＲＣ2、ＲＳ2、ＤＣ2及びＤＳ2の平均値にそれぞれ比例する。
Ｄ2（τ）ｘｃｏｓθ2に等しい。ここで、θ2はＬ２搬送波ロックが確立する時
おおよそゼロに近づく、そしてＬ２搬送波ロック前にどんな任意の角度であって
もよい。信号ＲＣ2、ＲＳ2、ＤＣ2及びＤＳ2は回路１００７内の四つのＩ＆Ｄフ
イルタによりＷビットの各対にわたり積分される。積分及びダンプクロックはＬ
２Ｗビットクロック信号５０５により制御される。２Ｗビット期間Ｉ＆Ｄ出力Ａ
ＲＣ2１００８、ＡＲＳ2１００９、ＡＤＣ2１０１０及びＡＤＳ2１０１１は、積
分及びダンプ期間中の２つの連続したＷビット間にデータ極性変化がなければ、
ＲＣ2、ＲＳ2、ＤＣ2及びＤＳ2の平均値にそれぞれ比例する。
【００７４】
非一貫性モードＰ２コードループにおいて、ループエラー信号１０１３は回路
１０１２において次の様に計算される。 ｅ＝ＡＲＣ2ｘＡＤＣ2＋ＡＲＳ2ｘＡＤＳ2 （非一貫性モード） そして、一貫性モードＰ２コードループにおいて、ループエラー信号１０１３は
回路１０１２において次の様に計算される。 ｅ＝ＡＲＣ2ｘＡＤＣ2 （一貫性モード） 一貫性モードにおいて、θ2はおおよそゼロであるからθ2の依存性は無い。非一
貫性モードでは、θ２の依存性はＲ2（τ）ｘＤ2（τ）に比例する積信号ｅ＝Ａ
ＲＣ2ｘＡＤＣ2＋ＡＲＳ2ｘＡＤＳ2を形成することにより回避される。従って、
データ極性変化が無い時、一貫性及び非一貫性モードの両方に対してエラー信号
は２Ｗビット期間中のＷビット変調を取除く。エラー信号は２Ｗビット期間中の
平均の追跡されるべきコード位相エラーに比例する、Ｌ２早い−遅いＰコード相
関関係関数Ｄ2（τ）に比例する。回路１０１２は加算器及び乗算器で実現でき
る。または、それはデジタル信号プロセッサ内のソフトウエアでもって実現でき
る。
１０１２において次の様に計算される。 ｅ＝ＡＲＣ2ｘＡＤＣ2＋ＡＲＳ2ｘＡＤＳ2 （非一貫性モード） そして、一貫性モードＰ２コードループにおいて、ループエラー信号１０１３は
回路１０１２において次の様に計算される。 ｅ＝ＡＲＣ2ｘＡＤＣ2 （一貫性モード） 一貫性モードにおいて、θ2はおおよそゼロであるからθ2の依存性は無い。非一
貫性モードでは、θ２の依存性はＲ2（τ）ｘＤ2（τ）に比例する積信号ｅ＝Ａ
ＲＣ2ｘＡＤＣ2＋ＡＲＳ2ｘＡＤＳ2を形成することにより回避される。従って、
データ極性変化が無い時、一貫性及び非一貫性モードの両方に対してエラー信号
は２Ｗビット期間中のＷビット変調を取除く。エラー信号は２Ｗビット期間中の
平均の追跡されるべきコード位相エラーに比例する、Ｌ２早い−遅いＰコード相
関関係関数Ｄ2（τ）に比例する。回路１０１２は加算器及び乗算器で実現でき
る。または、それはデジタル信号プロセッサ内のソフトウエアでもって実現でき
る。
【００７５】
ループエラー信号１０１３は２つの連続するＷビット中で平均されるから、そ
の信号対雑音比は１Ｗビット中のみで平均をとった時に発生する同じ信号よりも
３ｄＢ高い。ループエラー信号は１０１３は２つの連続したＷビット間に極性変
化が存在しない時、性能改善を与える。しかし、極性変化がある時、ループエラ
ー信号１０１３は信号内容を有せず、以降のコードループ処理から除去されなけ
ればならない。オン／オフスイッチ１０１５が削除機能を実行する。スイッチ１
０１５はゲート制御信号７１６により制御される。しきい値は図７に関連して説
明したように適応的に最適に決定される。オン／オフスイッチ１０１５は図８の
８１７について記述されたのと実質的に同一態様で構成される。オン／オフスイ
ッチ１０１５によりゲートされた後、ループエラー信号１０１３はＬ２Ｐコード
ループフイルタ１０１７に入力する。Ｗビットパターンは性質上ランダムである
から、２つの連続したＷビット間に遷移が存在しない確率は５０％である。従っ
て、平均として、Ｐ２コードループは、Ｐ１コードループと同じく、５０％の時
間ゲートがオンになり、５０％の時間ゲートがオフになる。図１０に示されるル
ープフィルタは二次オーダーループフイルタである。その出力は２つの項を含む
。回路１０１８で定数Ｋ１でゲートされたループエラー信号１０１６を乗算して
発生される比例項およびアキュムレータ１０２０でゲートされたループエラー信
号１０１６を積分してそして回路１０１９で定数Ｋ２でスケーリングすることに
より発生される積分項である。ループフイルタ出力信号は、加算器１０２１の出
力において得られるこれら２つの項の和である。ループフイルタ出力はＬ２Ｐコ
ードＮＣＯ１０２２に入力され、その入力信号の符号及び大きさに依存して、そ
の内部信号周波数を早くしたり遅くしたりする。ＮＣＯ１０２２により発生され
たＬ２Ｐコードクロック信号はＬ２Ｐコード発生器１０２３を制御し、それは受
信されたＬ２Ｐコードを追跡する。
の信号対雑音比は１Ｗビット中のみで平均をとった時に発生する同じ信号よりも
３ｄＢ高い。ループエラー信号は１０１３は２つの連続したＷビット間に極性変
化が存在しない時、性能改善を与える。しかし、極性変化がある時、ループエラ
ー信号１０１３は信号内容を有せず、以降のコードループ処理から除去されなけ
ればならない。オン／オフスイッチ１０１５が削除機能を実行する。スイッチ１
０１５はゲート制御信号７１６により制御される。しきい値は図７に関連して説
明したように適応的に最適に決定される。オン／オフスイッチ１０１５は図８の
８１７について記述されたのと実質的に同一態様で構成される。オン／オフスイ
ッチ１０１５によりゲートされた後、ループエラー信号１０１３はＬ２Ｐコード
ループフイルタ１０１７に入力する。Ｗビットパターンは性質上ランダムである
から、２つの連続したＷビット間に遷移が存在しない確率は５０％である。従っ
て、平均として、Ｐ２コードループは、Ｐ１コードループと同じく、５０％の時
間ゲートがオンになり、５０％の時間ゲートがオフになる。図１０に示されるル
ープフィルタは二次オーダーループフイルタである。その出力は２つの項を含む
。回路１０１８で定数Ｋ１でゲートされたループエラー信号１０１６を乗算して
発生される比例項およびアキュムレータ１０２０でゲートされたループエラー信
号１０１６を積分してそして回路１０１９で定数Ｋ２でスケーリングすることに
より発生される積分項である。ループフイルタ出力信号は、加算器１０２１の出
力において得られるこれら２つの項の和である。ループフイルタ出力はＬ２Ｐコ
ードＮＣＯ１０２２に入力され、その入力信号の符号及び大きさに依存して、そ
の内部信号周波数を早くしたり遅くしたりする。ＮＣＯ１０２２により発生され
たＬ２Ｐコードクロック信号はＬ２Ｐコード発生器１０２３を制御し、それは受
信されたＬ２Ｐコードを追跡する。
【００７６】
図１０Ａは、読出し専用メモリ（ＲＯＭ）テーブル１０Ａ０６を含むＬ２Ｐコ
ードチャンネル角度回転器１００６の好適な実施例を示す。Ｌ２同相及び直交定
時Ｐコード相関関係出力信号ＲＣ2１０Ａ０７及びＲＳ2１０Ａ０８は、値ＲＩ2
１００８、ＲＱ2１００９及び値θ’2１０Ａ０５により指定されるそれぞれのア
ドレスでもって２つの別個のテーブルを見ることによりROMテーブル内容から得
られる。ここでθ’2は図１１及び１２に示されるＬ２搬送波ループにより追跡
された受信機ＲＦ／ＩＦ局地発振器に対するＬ２搬送波位相オフセットの推定値
である。このアドレスに対応するＲＯＭテーブル１０Ａ０６内容、ＲＣ２及びＲ
Ｓ２はＲＣ2＝ＲＩ2ｃｏｓ（θ’2）−ＲＱ2ｓｉｎ（θ’2）及びＲＳ2＝ＲＱ2
ｃｏｓ（θ’2）−ＲＩ2ｓｉｎ（θ’2）に等しい。Ｌ１同相及び直交早い−遅
いＰコード相関関係出力ＤＣ2１０１０及びＤＳ2１０１１は値ＤＩ2１０Ａ０３
、ＤＱ2１０Ａ０４及び値θ’2１０Ａ０５から指定されるそれぞれのアドレスで
もって２つの別個のテーブルを探すことによりＲＯＭテーブル内容から得られる
。このアドレスに対応するＲＯＭ内容、ＤＣ2及びＤＳ2は、ＤＣ2＝ＤＩ2ｃｏｓ
（θ’2）−ＤＱ2ｓｉｎ（θ’2）及びＤＳ2＝ＤＱ2ｃｏｓ（θ’2）−ＤＩ2ｓ
ｉｎ（θ’2）の関係により特定される。
ードチャンネル角度回転器１００６の好適な実施例を示す。Ｌ２同相及び直交定
時Ｐコード相関関係出力信号ＲＣ2１０Ａ０７及びＲＳ2１０Ａ０８は、値ＲＩ2
１００８、ＲＱ2１００９及び値θ’2１０Ａ０５により指定されるそれぞれのア
ドレスでもって２つの別個のテーブルを見ることによりROMテーブル内容から得
られる。ここでθ’2は図１１及び１２に示されるＬ２搬送波ループにより追跡
された受信機ＲＦ／ＩＦ局地発振器に対するＬ２搬送波位相オフセットの推定値
である。このアドレスに対応するＲＯＭテーブル１０Ａ０６内容、ＲＣ２及びＲ
Ｓ２はＲＣ2＝ＲＩ2ｃｏｓ（θ’2）−ＲＱ2ｓｉｎ（θ’2）及びＲＳ2＝ＲＱ2
ｃｏｓ（θ’2）−ＲＩ2ｓｉｎ（θ’2）に等しい。Ｌ１同相及び直交早い−遅
いＰコード相関関係出力ＤＣ2１０１０及びＤＳ2１０１１は値ＤＩ2１０Ａ０３
、ＤＱ2１０Ａ０４及び値θ’2１０Ａ０５から指定されるそれぞれのアドレスで
もって２つの別個のテーブルを探すことによりＲＯＭテーブル内容から得られる
。このアドレスに対応するＲＯＭ内容、ＤＣ2及びＤＳ2は、ＤＣ2＝ＤＩ2ｃｏｓ
（θ’2）−ＤＱ2ｓｉｎ（θ’2）及びＤＳ2＝ＤＱ2ｃｏｓ（θ’2）−ＤＩ2ｓ
ｉｎ（θ’2）の関係により特定される。
【００７７】
図１１は、Ｌ２搬送波追跡ループネットワークの好適な実施例のブロック図を
示す。蓄積された値ＡＲＣ1は乗算器１１０３でスケーリング定数１１０２を乗
算される。スケーリング定数は図１の制御プロセッサ１１８から入力されて制御
される。この定数の値は好ましくは受信されたＬ１及びＬ２Ｐコード信号電力の
間の差（３ｄＢ）に相当し、そして好ましくは値√２に設定される。乗算器１１
０３の出力、すなわち、ＡＲＣ1は√２又はプロセッサにより制御される他の定
数によりスケーリングされてそして加算器１１０６により蓄積された値ＡＲＣ2
１００８に加えられる。 前述したように、積分期間内に２つの隣接するＷビット間にデータ極性変化が
無い時、信号ＡＲＣ1はＷＲ1（τ）ｃｏｓΦ1に比例する。ここで、Ｗは２つの
隣接するＷビットの極性で、Ｒ1（τ）はＬ１Ｐコード信号と定時Ｐコードの局
地形式との自働相関関係関数で、Φ1は追跡Ｌ１の角度エラーである。Φ1はＣ／
Ａコード復調器内でＬ１搬送波位相回復後はゼロに近い。さらに、Ｐ１コードは
受信機のＬ２追跡開始前にコードロックにあるから、局地Ｐ１コードおよび受信
Ｐ１コード間の時間エラーはゼロに近い。そして、Ｒ1（τ）はそのピーク値Ｒ1 （０）に近い。従って、ＡＲＣ1は基本的にＷＲ1（０）に等しい。
示す。蓄積された値ＡＲＣ1は乗算器１１０３でスケーリング定数１１０２を乗
算される。スケーリング定数は図１の制御プロセッサ１１８から入力されて制御
される。この定数の値は好ましくは受信されたＬ１及びＬ２Ｐコード信号電力の
間の差（３ｄＢ）に相当し、そして好ましくは値√２に設定される。乗算器１１
０３の出力、すなわち、ＡＲＣ1は√２又はプロセッサにより制御される他の定
数によりスケーリングされてそして加算器１１０６により蓄積された値ＡＲＣ2
１００８に加えられる。 前述したように、積分期間内に２つの隣接するＷビット間にデータ極性変化が
無い時、信号ＡＲＣ1はＷＲ1（τ）ｃｏｓΦ1に比例する。ここで、Ｗは２つの
隣接するＷビットの極性で、Ｒ1（τ）はＬ１Ｐコード信号と定時Ｐコードの局
地形式との自働相関関係関数で、Φ1は追跡Ｌ１の角度エラーである。Φ1はＣ／
Ａコード復調器内でＬ１搬送波位相回復後はゼロに近い。さらに、Ｐ１コードは
受信機のＬ２追跡開始前にコードロックにあるから、局地Ｐ１コードおよび受信
Ｐ１コード間の時間エラーはゼロに近い。そして、Ｒ1（τ）はそのピーク値Ｒ1 （０）に近い。従って、ＡＲＣ1は基本的にＷＲ1（０）に等しい。
【００７８】
同様に、信号ＡＲＣ2はＷＲ2（τ）ｘｃｏｓΦ2に比例する。ここで、Ｗは２
つの隣接するＷビットの極性で、Ｒ2（τ）はＬ２Ｐコード信号と定時Ｐコード
の局地形式との自働相関関係関数で、Φ2は受信Ｌ２搬送波の追跡の角度エラー
である。さらに、Ｐ２コードは受信機がＬ２搬送波の獲得及び追跡開始前に既に
獲得され追跡されている（非一貫性モード）。従って、ＡＲＣ2は基本的にＷＲ2 （０）ｃｏｓΦ2に等しいしい。 そして加算器１１０６の出力信号１１０７は、ＡＲＣ1及びＡＲＣ2の積分及び
ダンプ期間中に２つのＷビット間にデータ極性変化が存在しない時、√２ＷＲ1
（０）＋ＷＲ2（０）ｃｏｓΦ2に等しい。この信号１１０７はＬ２直交定時Ｐコ
ード相関関係の蓄積された値ＡＲＳ2１００９と乗算される。前述したように、
ＡＲＳ2はＷＲ2（τ）ｘｓｉｎΦ2に比例し、そしてΦ2は非一貫性Ｐ２コード追
跡が確立した後はゼロに近い。
つの隣接するＷビットの極性で、Ｒ2（τ）はＬ２Ｐコード信号と定時Ｐコード
の局地形式との自働相関関係関数で、Φ2は受信Ｌ２搬送波の追跡の角度エラー
である。さらに、Ｐ２コードは受信機がＬ２搬送波の獲得及び追跡開始前に既に
獲得され追跡されている（非一貫性モード）。従って、ＡＲＣ2は基本的にＷＲ2 （０）ｃｏｓΦ2に等しいしい。 そして加算器１１０６の出力信号１１０７は、ＡＲＣ1及びＡＲＣ2の積分及び
ダンプ期間中に２つのＷビット間にデータ極性変化が存在しない時、√２ＷＲ1
（０）＋ＷＲ2（０）ｃｏｓΦ2に等しい。この信号１１０７はＬ２直交定時Ｐコ
ード相関関係の蓄積された値ＡＲＳ2１００９と乗算される。前述したように、
ＡＲＳ2はＷＲ2（τ）ｘｓｉｎΦ2に比例し、そしてΦ2は非一貫性Ｐ２コード追
跡が確立した後はゼロに近い。
【００７９】
信号１１０７及び１１０９は、乗算回路１１０９で乗算される。乗算器１００
９の出力信号１１１０はそして積分及びダンプ期間中に２つのＷビット間にデー
タ極性変化が存在しない時、Ｒ1（０）Ｒ2（０）［√２ｓｉｎΦ2＋（１／√２
）ｓｉｎΦ2］に比例する。この出力信号１１１０はＬ２搬送位相エラーの有効
な測定であり、半サイクル不明瞭さ無しに全波長Ｌ２搬送波回復を可能にする。 積分及びダンプ期間中に２つのＷビット間にデータ極性変化が存在する時、出
力信号１１１０には有効な信号要素が存在しない。従って、出力信号１１１０は
Ｌ２搬送波ループフイルタ１１１４への入力から除去されなければならない。図
８の回路８１７に示されるように構成されたオン／オフスイッチ１１２がこの削
除機能を実行する。オン／オフスイッチ１１２は図７で７１６と符号が付されて
いるゲーテイング制御信号１１１１により制御される。
９の出力信号１１１０はそして積分及びダンプ期間中に２つのＷビット間にデー
タ極性変化が存在しない時、Ｒ1（０）Ｒ2（０）［√２ｓｉｎΦ2＋（１／√２
）ｓｉｎΦ2］に比例する。この出力信号１１１０はＬ２搬送位相エラーの有効
な測定であり、半サイクル不明瞭さ無しに全波長Ｌ２搬送波回復を可能にする。 積分及びダンプ期間中に２つのＷビット間にデータ極性変化が存在する時、出
力信号１１１０には有効な信号要素が存在しない。従って、出力信号１１１０は
Ｌ２搬送波ループフイルタ１１１４への入力から除去されなければならない。図
８の回路８１７に示されるように構成されたオン／オフスイッチ１１２がこの削
除機能を実行する。オン／オフスイッチ１１２は図７で７１６と符号が付されて
いるゲーテイング制御信号１１１１により制御される。
【００８０】
スイッチ１１１３の出力信号１１１３は、二次オーダーループフイルタのＬ２
搬送波ループフイルタ１１１４への入力である。ループフイルタ１１１４の出力
１１１９は２つの項を含む。回路１１１５において定数Ｋ１でゲートされたルー
プエラー信号１１１３を乗算して発生される比例項およびアキュムレータ１１１
７によりゲートされたループエラー信号１１１３を積分してそして回路１１１６
において定数Ｋ２でスケーリングすることにより発生される積分項である。ルー
プフイルタ出力信号１１１９は、加算器１１１７の出力において得られるこれら
２つの項の和である。ループフイルタ出力１１１９はＬ２搬送波ＮＣＯ１１２０
に入力され、その入力信号の符号及び大きさに依存してその内部信号周波数を早
くしたり遅くしたりする。ＮＣＯ１１２０により発生された推定Ｌ２搬送波位相
１００２は図１０中のＬ２Ｐコードチャンネル角度回転器１００６の入力となり
、受信Ｌ２Ｐ搬送波位相を追跡する。
搬送波ループフイルタ１１１４への入力である。ループフイルタ１１１４の出力
１１１９は２つの項を含む。回路１１１５において定数Ｋ１でゲートされたルー
プエラー信号１１１３を乗算して発生される比例項およびアキュムレータ１１１
７によりゲートされたループエラー信号１１１３を積分してそして回路１１１６
において定数Ｋ２でスケーリングすることにより発生される積分項である。ルー
プフイルタ出力信号１１１９は、加算器１１１７の出力において得られるこれら
２つの項の和である。ループフイルタ出力１１１９はＬ２搬送波ＮＣＯ１１２０
に入力され、その入力信号の符号及び大きさに依存してその内部信号周波数を早
くしたり遅くしたりする。ＮＣＯ１１２０により発生された推定Ｌ２搬送波位相
１００２は図１０中のＬ２Ｐコードチャンネル角度回転器１００６の入力となり
、受信Ｌ２Ｐ搬送波位相を追跡する。
【００８１】
図１２は、Ｌ２搬送波追跡ループネットワークの代替的な実施例のブロック図
である。図１１と図１２の間の違いは、それらのそれぞれのオン／オフスイッチ
に対する制御信号の発生にある。図１１においては、オン／オフスイッチ１１１
２の制御はＡＲＣ1の絶対値を最適しきい値と比較することにより決定される。
図１２において、√２、すなわち、信号１２０４によりスケーリングされたＡＲ
Ｃ1と信号ＡＲＣ2１２０５との和である信号１２０７の絶対値がしきい値比較回
路１２１３内の最適しきい値１２１４と比較される。しきい値比較回路の出力１
２１２はループエラー信号１２１０をゲートするために使用される。図１２中の
他の回路は図１１に記載されたのと実質的に同じ態様で構成される。図１２で、
ＧＰＳＬ１信号から導出されたＡＲＣ1及びＧＰＳＬ２信号から導出されたＡＲ
Ｃ2の両方のエネルギーは結合されて極性変化があるかどうかを決定するために
選択されたしきい値と比較される。この実施例は、ＳＮＲ性能において図１１に
記載された実施例に較べて改善を与える。
である。図１１と図１２の間の違いは、それらのそれぞれのオン／オフスイッチ
に対する制御信号の発生にある。図１１においては、オン／オフスイッチ１１１
２の制御はＡＲＣ1の絶対値を最適しきい値と比較することにより決定される。
図１２において、√２、すなわち、信号１２０４によりスケーリングされたＡＲ
Ｃ1と信号ＡＲＣ2１２０５との和である信号１２０７の絶対値がしきい値比較回
路１２１３内の最適しきい値１２１４と比較される。しきい値比較回路の出力１
２１２はループエラー信号１２１０をゲートするために使用される。図１２中の
他の回路は図１１に記載されたのと実質的に同じ態様で構成される。図１２で、
ＧＰＳＬ１信号から導出されたＡＲＣ1及びＧＰＳＬ２信号から導出されたＡＲ
Ｃ2の両方のエネルギーは結合されて極性変化があるかどうかを決定するために
選択されたしきい値と比較される。この実施例は、ＳＮＲ性能において図１１に
記載された実施例に較べて改善を与える。
【００８２】
以上、本発明の好適な実施例について説明したけれど、本発明はそれに限定さ
れるものでないことは理解できる。特許請求の範囲に記載された本発明の開示の
方法及び構成から逸脱することなく、ここに記述された材料や構成の詳細を変え
たり修正したりするができることが理解される。
れるものでないことは理解できる。特許請求の範囲に記載された本発明の開示の
方法及び構成から逸脱することなく、ここに記述された材料や構成の詳細を変え
たり修正したりするができることが理解される。
【図１】 本発明により構成されたグローバル・ポジショニング・システム（
ＧＰＳ）を表したブロック図
ＧＰＳ）を表したブロック図
【図２】 本発明のＧＰＳ受信機内に含まれるＲＦコンバータ及びＩＦ処理ネ
ットワークの例のブロック図
ットワークの例のブロック図
【図３】 本発明の交差相関関係を使用した、Ｌ１Ｐコード追跡、Ｌ２Ｐコー
ド追跡及びＬ２搬送波追跡のための好ましい構成の全体を示す機能ブロック図
ド追跡及びＬ２搬送波追跡のための好ましい構成の全体を示す機能ブロック図
【図４】 Ｌ１チャンネルＷビットタイミング発生器のブロック図
【図５】 Ｌ２チャンネルＷビットタイミング発生器のブロック図
【図６】 定時的及び早い−遅いＬ１Ｐコード相関関係器の好ましい構成のブ
ロック図
ロック図
【図７】 本発明によるＬ１Ｐコード追跡ネットワークの好ましい構成ブロッ
ク図
ク図
【図７Ａ】 好ましい実施例に必要とされるｌ１Ｐコードチャンネル角度回転
器の構成を示す図
器の構成を示す図
【図８】 好ましい実施例による、ｉ）ＬｉＣ／Ｎｏに従って順応的に最適な
しきい値を提供し、ｉｉ）積分及びダンプ期間において２つのＷビット間でデー
タ極性が変化したかどうかを決定するためにしきい値比較を実行するのに使用さ
れる回路、そしてｉｉｉ）ループエラー信号ゲートのために使用されるオン／オ
フスイッチを示すブロック図
しきい値を提供し、ｉｉ）積分及びダンプ期間において２つのＷビット間でデー
タ極性が変化したかどうかを決定するためにしきい値比較を実行するのに使用さ
れる回路、そしてｉｉｉ）ループエラー信号ゲートのために使用されるオン／オ
フスイッチを示すブロック図
【図８Ａ】 最適なしきい値の例の軌跡を示す図
【図９】 好ましい実施例による定時的及び早い−遅いＬ２Ｐコード相関関係
器のブロック図
器のブロック図
【図１０】 本発明の交差相関関係技術によるＬ２Ｐコード追跡ネットワーク
の好ましい実施例のブロック図
の好ましい実施例のブロック図
【図１０Ａ】 好ましい実施例に必要とされるＬ２Ｐコードチャンネル角度回
転器の構成を示す図
転器の構成を示す図
【図１１】 本発明の交差相関関係技術により構成されたＬ２搬送波追跡ルー
プネットワークのブロック図
プネットワークのブロック図
【図１２】 本発明の交差相関関係技術により構成されたＬ２搬送波追跡ルー
プネットワークの別の実施例のブロック図
プネットワークの別の実施例のブロック図
１０１ アンテナ
１０３ ＲＦ下降変換器
１０６ Ｉ．Ｆ．処理ネットワーク
１１１ ベース帯域プロセッサ
１１８ ナビゲーション及び制御プロセッサ
１２０ 測地プロセッサ
─────────────────────────────────────────────────────
フロントページの続き
(81)指定国 ＥＰ(ＡＴ，ＢＥ，ＣＨ，ＣＹ，
ＤＥ，ＤＫ，ＥＳ，ＦＩ，ＦＲ，ＧＢ，ＧＲ，ＩＥ，Ｉ
Ｔ，ＬＵ，ＭＣ，ＮＬ，ＰＴ，ＳＥ)，ＪＰ
(72)発明者 クアン ジョージ オー
アメリカ合衆国 カリフォルニア州
90260 ロウンデイル ユーコン アベニ
ュー 15212
(72)発明者 チェン ウンイェン
アメリカ合衆国 カリフォルニア州
91007 アーケイディア サンセット ブ
ールヴァード 1141−＃エイ
Ｆターム(参考） 5J062 AA01 CC07 DD03 DD04 DD05
DD14 DD24 EE02 GG02
5K004 AA05 AA08 FG02 FH00 JG01
JH01
【要約の続き】
（３４７）。この加算された信号（３４７）はＬ２直交
チャンネル早い−遅いＰコード相関関係（３３８）のＩ
＆Ｄ出力と乗算されて（３４８）、Ｌ２搬送波位相の推
定値を与える積信号を得る。
Claims (28)
- 【請求項１】 変調されたＣ／Ａコード、Ｌ１Ｐコード、Ｌ２Ｐコードおよび
暗号化Ｗコード信号を含むＧＰＳ信号を受信するように構成されたグローバル・
ポジショニング衛星（ＧＰＳ）復調器において、 ＧＰＳ信号のＬ１Ｐコードの局地レプリカ信号である第１及び第２Ｌ１Ｐコー
ド信号を発生するように構成されたＬ１Ｐコード発生器と、 第１及び第２Ｌ１Ｐコード信号に部分的に基づいてＧＰＳ信号を復調し、これ
により第１及び第２復調Ｌ１Ｐコード信号を発生するように構成された第１復調
器と、 所定の積分期間中、第１復調Ｌ１Ｐコード信号を積分して第１積分Ｌ１Ｐコー
ド信号を発生しそして第２復調Ｌ１Ｐコード信号を積分して第２積分Ｌ１Ｐコー
ド信号を発生するように構成された第１対の積分及びダンプ（Ｉ＆Ｄ）フイルタ
と、 積分期間中に暗号化Ｗコードが極性を変化させたかどうかを決定するために第
１積分Ｌ１Ｐコード信号を第１所定しきい値と比較して第１スイッチ制御信号を
発生するように構成された第１しきい値モジュールと、 第１スイッチ制御信号に基づいてそして第１及び第２積分Ｌ１Ｐコード信号か
ら導出された信号に基づいて、第１調節信号を出力するように構成された第１ス
イッチと、を備え、 さらにＬ１Ｐコード発生器は第１調節信号から導出された信号に基づいて調節
されるように構成されていて、これによりＧＰＳ信号のＬ１Ｐコードを追跡する
第１Ｌ１Ｐコード信号を正確に発生するようにした復調器。 - 【請求項２】 前記積分期間が暗号化Ｗコードの２ビット期間に実質的に等し
い請求項１に記載の復調器。 - 【請求項３】 前記第１スイッチがさらに、積分期間中に暗号化Ｗコードが極
性変化する時、第１調節信号としてナル信号を出力するように構成されている請
求項１に記載の復調器。 - 【請求項４】 ＧＰＳ信号のＬ１Ｐコードの推定搬送波対雑音（Ｃ／Ｎｏ）比
に基づいて第１しきい値を発生するように構成されたしきい値決定モジュールを
さらに有する請求項１に記載の復調器。 - 【請求項５】 ＧＰＳ信号のＣ／Ａコードの信号強度値に基づいて推定Ｃ／Ｎ
ｏ比を発生するように構成されたＣ／Ｎｏ推定器をさらに有する請求項４に記載
の復調器。 - 【請求項６】 前記しきい値決定モジュールが、Ｃ／Ｎｏ比値のそれぞれの所
定範囲についてそれぞれのしきい値を表す欄を複数含んだルックアップテーブル
を有する請求項４に記載の復調器。 - 【請求項７】 前記ルックアップテーブル内の少なくとも複数の欄に対してＣ
／Ｎｏ比値の所定範囲が１ｄＢ間隔である請求項６に記載の復調器。 - 【請求項８】 ＧＰＳ信号のＬ２Ｐコードの局地レプリカ信号である第１及び
第２Ｌ２Ｐコード信号を発生するように構成されたＬ２Ｐコード発生器と、 第１及び第２Ｌ２Ｐコード信号に部分的に基づいてＧＰＳ信号を復調してこれ
により第１及び第２復調Ｌ２Ｐコード信号を発生するように構成された第２変調
器と、 所定の積分期間中、第１復調Ｌ２Ｐコード信号を積分して第１積分Ｌ２Ｐコー
ド信号を発生しそして第２復調Ｌ２Ｐコード信号を積分して第２積分Ｌ２Ｐコー
ド信号を発生するように構成された第２対のＩ＆Ｄフイルタと、 第１スイッチ制御信号に基づいてそして第１及び第２積分Ｌ２Ｐコード信号か
ら導出された信号に基づいて、第２調節信号を出力するように構成された第２ス
イッチと、を備え、 さらにＬ２Ｐコード発生器は第２調節信号から導出された信号に基づいて調節
されるように構成されていて、これによりＧＰＳ信号のＬ２Ｐコードを追跡する
第１Ｌ２Ｐコード信号を正確に発生する請求項１に記載の復調器。 - 【請求項９】 前記第２スイッチがさらに、積分期間中に暗号化Ｗコードがそ
の極性を変化する時、第２調節信号としてナル信号を出力するように構成されて
いる請求項８に記載の復調器。 - 【請求項１０】 前記第２変調器がさらに第１及び第２Ｌ２Ｐコード信号に部
分的に基づいてＧＰＳ信号を復調して第３及び第３復調Ｌ２Ｐコード信号を発生
するように構成されていて、積分期間中、第３復調Ｌ２Ｐコード信号を積分して
第３積分Ｌ２Ｐコード信号を発生しそして第４復調Ｌ２Ｐコード信号を積分して
第４積分Ｌ２Ｐコード信号を発生するように構成された第３対のＩ＆Ｄフイルタ
をさらに有する請求項８に記載の復調器。 - 【請求項１１】 局地Ｌ２搬送波信号がＧＰＳ信号のＬ２搬送波にロックされ
たかどうかを決定するように構成された制御器をさらに有し、 前記第２スイッチが、暗号化Ｗコードが積分期間中にその極性を変化させた時
及び局地Ｌ２搬送波信号がＧＰＳ信号のＬ２搬送波にロックしていない時に、第
２調節信号として第１、第２、第３及び第４積分Ｌ２Ｐコード信号を出力するよ
うに構成された請求項１０に記載の復調器。 - 【請求項１２】 ＧＰＳ信号のＬ２搬送波の局地レプリカ信号である局地Ｌ２
搬送波信号を発生するように構成されたＬ２搬送波発振器を有し、前記第２復調
器がさらに第１及び第２Ｌ２Ｐコード信号に加えて局地Ｌ２搬送波信号に部分的
に基づいてＧＰＳ信号を復調するように構成されていてこれにより第５及び第６
復調Ｌ２Ｐコード信号を発生し、そして 積分期間中、第５復調Ｌ２Ｐコード信号を積分して第５積分Ｌ２Ｐコード信号
を発生しそして第６復調Ｌ２Ｐコード信号を積分して第６積分Ｌ２Ｐコード信号
を発生するように構成された第４対のＩ＆Ｄフイルタと、 第１スイッチ制御信号に基づいてそして第１積分Ｌ１Ｐコード信号及び第５及
び第６積分Ｌ２Ｐコード信号から導出された信号に基づいて、第３調節信号を出
力するように構成された第３スイッチと、を備え さらにＬ２搬送波発振器が第３調節信号から導出された信号に基づいて調節さ
れるように構成されていて、これによりＧＰＳ信号のＬ２搬送波を追跡する局地
Ｌ２搬送波信号を正確に発生するようにした請求項８に記載の復調器。 - 【請求項１３】 前記第３スイッチがさらに、暗号化Ｗコードが積分期間中に
その極性を変化させた時に第３調節信号としてナル信号を出力するように構成さ
れている請求項１２記載の復調器。 - 【請求項１４】 積分期間中に暗号化Ｗコードが極性を変化させたかどうか
を決定するために第１積分Ｌ１Ｐコード信号及び第５積分Ｌ２Ｐコード信号から
導出される信号を第２所定しきい値と比較して第２スイッチ制御信号を発生する
ように構成された第２しきい値モジュールと、 第２スイッチ制御信号に基づいてそして第１積分Ｌ１Ｐコード信号、第５及び
第６積分Ｐコード信号から導出された信号に基づいて、第４調節信号を出力する
ように構成された第４スイッチと、を備え、 さらにＬ２搬送波発振器が第４調節信号から導出された信号に基づいて調節さ
れるように構成されていて、これによりＧＰＳ信号のＬ２搬送波を追跡する局地
Ｌ２搬送波信号を正確に発生するようにした請求項１２に記載の復調器。 - 【請求項１５】 前記第４スイッチがさらに、第２しきい値モジュールが暗号
化Ｗコードが積分期間中にその極性を変化させたと決定した時に第４調節信号と
してナル信号を出力するように構成されている請求項１４記載の復調器。 - 【請求項１６】 変調されたＣ／Ａコード、Ｌ１Ｐコード、Ｌ２Ｐコード及び
暗号化Ｗコード信号を含んだグローバル・ポジショニング・システム（ＧＰＳ）
信号を処理する方法において、 ＧＰＳ信号のＬ１Ｐコードの局地的に発生されたレプリカ信号である第１及び
第２Ｌ１Ｐコード信号に部分的に基づいてＧＰＳ信号を復調し、これにより第１
及び第２復調Ｌ１Ｐコード信号を発生し、 所定の積分期間中、第１及び第２復調Ｌ１Ｐコード信号を別々に積分して、こ
れにより第１及び第２積分Ｌ１Ｐコード信号を発生し、 積分期間中に暗号化Ｗコードが極性を変化させたかどうかを決定するために第
１積分Ｌ１Ｐコード信号を第１所定しきい値と比較し、そして 第１及び第２積分Ｌ１信号に基づいてそして暗号化Ｗコードが積分期間中に極
性を変化させたかどうかに基づいて第１Ｌ１Ｐコード信号を調節する、 ステップを有し、これによりＧＰＳ信号のＬ１Ｐコードを追跡する第１Ｌ１Ｐ
コード信号を正確に発生するようにした方法。 - 【請求項１７】 前記調節するステップが、暗号化Ｗコードが所定積分期間中
にその極性を変化させない時のみに行なわれる請求項１６に記載の方法。 - 【請求項１８】 前記所定の積分期間が暗号化Ｗコードの２ビットの期間に実
質的に等しい請求項１６に記載の方法。 - 【請求項１９】 ＧＰＳ信号のＬ１Ｐコードの推定搬送波対雑音（Ｃ／Ｎｏ）
比に基づいて第１しきい値を発生するステップをさらに有する請求項１６記載の
方法。 - 【請求項２０】 ＧＰＳ信号の推定Ｃ／Ａコードの信号強度に基づいてＬ１Ｐ
コード信号のＣ／Ｎｏ比値を発生するステップをさらに有する請求項１９に記載
の方法。 - 【請求項２１】 複数の欄を持つルックアップテーブルを作成し、各欄にＣ／
Ｎｏ比値のそれぞれ所定の範囲に対してそれぞれのしきい値を記録するステップ
をさらに有する請求項２０に記載の方法。 - 【請求項２２】 前記ルックアップテーブル内の複数の欄に対するＣ／Ｎｏ比
値の所定の範囲が１ｄＢ間隔である請求項２１に記載の方法。 - 【請求項２３】 ＧＰＳ信号のＬ２Ｐコードの局地レプリカ信号である第１及
び第２Ｌ２Ｐコード信号に部分的に基づいてＧＰＳ信号を復調し、これにより第
１及び第２復調Ｌ２Ｐコード信号を発生し、 積分期間中、第１及び第２復調Ｌ２Ｐコード信号を別々に積分してこれにより
第１及び積分Ｌ２Ｐコード信号を発生し、 第１及び第２積分Ｌ２Ｐコード信号および暗号化Ｗコードがその極性を積分期
間中に変化させたかどうかに基づいて第１Ｌ２Ｐコード信号を調節し、 これによりＧＰＳ信号のＬ２Ｐコードを追跡する第１Ｌ２Ｐコード信号を正確
に発生する請求項１６に記載の方法。 - 【請求項２４】 前記第１Ｌ２Ｐコード信号を調節するステップが、暗号化Ｗ
コードがその極性を積分期間中に変化させない時のみに実行される請求項２３に
記載の方法。 - 【請求項２５】 第１及び第２Ｌ２Ｐコード信号に部分的に基づいてＧＰＳ信
号を復調して、これにより第３及び第４復調Ｌ２Ｐコード信号を発生し、 積分期間中、第３及び第４復調Ｌ２Ｐコード信号を別々に積分して、これによ
り第３及び第４積分Ｌ２信号を発生するステップをさらに有する請求項２３に記
載の方法。 - 【請求項２６】 局地Ｌ２搬送波信号がＧＰＳ信号のＬ２搬送波にロックされ
たかどうかを決定し、そして もし局地Ｌ２搬送波信号がＧＰＳ信号のＬ２搬送波にロックされていなければ
、第１Ｌ２Ｐコード信号を第１、第２、第３及び第４積分Ｌ２信号及び暗号化Ｗ
コードがその極性を積分期間中に変化させたかどうかに基づいて調節するステッ
プをさらに有する請求項２５記載の方法。 - 【請求項２７】 ＧＰＳ信号のＬ２搬送波の局地的に発生されたレプリカ信号
である局地Ｌ２搬送波信号およびＧＰＳ信号のＬ２Ｐコードの局地的に発生され
たレプリカ信号である第１及び第２Ｌ２Ｐコード信号に部分的に基づいてＧＰＳ
信号を復調し、これにより第５及び第６復調Ｌ２Ｐコード信号を発生し、 積分期間中、第５復調Ｌ２Ｐコード信号を別々に積分し、これにより第５積分
Ｌ２Ｐコード信号を発生し、 暗号化Ｗコードがその極性を積分期間中に変化させたかどうかに基づいてそし
て第１積分Ｌ１信号及び第５及び第６積分Ｌ２Ｐコード信号に基づいて、局地Ｌ
２搬送波信号を調節し、 これによりＧＰＳ信号のＬ２搬送波を追跡する局地Ｌ２搬送波信号を正確に発
生するようにした請求項１６に記載の方法。 - 【請求項２８】 積分期間中に暗号化Ｗコードがその極性を変化させたかどう
かを決定するために第１積分Ｌ１Ｐコード信号及び第５積分Ｌ２Ｐコード信号か
ら導出された信号を第２所定しきい値と比較し、これにより制御信号を発生し、 制御信号に基づいてそして第５及び第６積分Ｌ２信号及び第１積分Ｌ１信号か
ら導出された信号に基づいて局地Ｌ２搬送波信号を調節して、これによりＧＰＳ
信号のＬ２搬送波を追跡する局地Ｌ２搬送波信号を正確に発生するようにした請
求項２７に記載の方法。
Applications Claiming Priority (5)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US10990998P | 1998-11-25 | 1998-11-25 | |
| US60/109,909 | 1998-11-25 | ||
| US09/437,779 | 1999-11-10 | ||
| US09/437,779 US6125135A (en) | 1998-11-25 | 1999-11-10 | System and method for demodulating global positioning system signals |
| PCT/US1999/027749 WO2000031888A1 (en) | 1998-11-25 | 1999-11-22 | System and method for demodulating global positioning system signals |
Publications (3)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2003524764A true JP2003524764A (ja) | 2003-08-19 |
| JP2003524764A5 JP2003524764A5 (ja) | 2006-12-28 |
| JP4408572B2 JP4408572B2 (ja) | 2010-02-03 |
Family
ID=26807500
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2000584610A Expired - Fee Related JP4408572B2 (ja) | 1998-11-25 | 1999-11-22 | グローバル・ポジショニング・システム信号を復調する方法及びシステム |
Country Status (7)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US6125135A (ja) |
| EP (1) | EP1057278B1 (ja) |
| JP (1) | JP4408572B2 (ja) |
| AT (1) | ATE400092T1 (ja) |
| DE (1) | DE69939009D1 (ja) |
| ES (1) | ES2308856T3 (ja) |
| WO (1) | WO2000031888A1 (ja) |
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