JP4376642B2 - 出力バッファ回路 - Google Patents
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Description
また、近年のデジタル信号を半導体集積回路間で受け渡しする装置、例えばパソコン装置やデジタル信号処理を行うオーディオ装置においては、データ線やアドレス線といった8本、16本、32本あるいはそれ以上の本数でバスを構成する並列信号線によってデジタル信号を伝えることが行われている。この並列信号線では、複数の信号線が同時に変化することが多々ある。
すなわち、図7に示す出力バッファ回路は、MOSトランジスタQ1、抵抗R1、およびMOSトランジスタQ2からなる第1インバータと、MOSトランジスタQ3、Q4からなる第2インバータとで構成される。第1インバータは、入力信号INに対してA点、B点にレベルの異なる2つの信号をそれぞれ出力するようになっている。また、第2インバータは、その2つの信号を入力し、出力信号OUTを出力するようになっている。
すなわち、図8(A)に示す出力バッファ回路は、MOSトランジスタQ5、Q9、Q10、Q6からなる第1インバータと、MOSトランジスタQ7、Q8からなる第2インバータとで構成される。第1インバータは、入力信号INに対してA点、B点に異なる2つの信号をそれぞれ出力するようになっている。また、第2インバータは、その2つの信号を入力し、出力信号OUTを出力するようになっている。
これらの出力バッファ回路はいずれもCMOSトランジスタ回路であり、図中のA点とB点の間に出力端子の電圧には無関係な抵抗値を持つ抵抗素子あるいは抵抗要素を有している。
これらの出力バッファ回路の共通的な動作を理解するために、図7に示す従来回路の動作を図9に示すタイミングチャート(各部の波形図)を用いて説明する。
いま、図9(A)に示すように、入力信号INがLレベル(以後、グランド電圧VSSをLレベルと表記する)とすると、P型のMOSトランジスタQ1はオン(ON)、N型のMOSトランジスタQ2はオフ(OFF)となる。このため、図9(B)に示すように、A点のノードの内部信号はHレベル(以後、正の電源電圧VDDをHレベルと表記する)となり、B点のノードの内部信号はHレベルとなる。したがって、P型のMOSトランジスタQ3はオフ、N型のMOSトランジスタQ4はオンとなり、出力端子からの出力信号OUTは図9(C)に示すようにLレベルとなる。
その後、図9(A)に示すように入力信号INがHレベルからLレベルに変化すると、入力信号INがゲートに供給されるMOSトランジスタQ2はオンからオフとなり、MOSトランジスタQ1はオフからオンとなる。この結果、図9(B)に示すように、A点のレベルは直ちにLレベルからHレベルに変化し、これによりMOSトランジスタQ3は直ちにオンからオフとなる。
このため、出力端子の負荷容量が大きな場合には、出力端子から出力される出力信号OUTの電圧変化がゆるやかになり、大きな信号遅延が発生しがちであった。
そこで、本発明の目的は、上記の点に鑑み、貫通電流と不要輻射の発生の低減をそれぞれ図りつつ、出力端子の負荷容量が大きい場合にも信号遅延が小さくでき、かつ、出力信号が中間レベルに留まる時間の短縮化を図ようにした出力バッファ回路を提供することにある。
すなわち、請求項1に係る発明は、第1導電型の第1トランジスタと、可変抵抗手段と、第2導電型の第2トランジスタとを直列に接続させた第1インバータと、第1導電型の第3トランジスタと第2導電型の第4トランジスタとを直列に接続させた第2インバータとを備え、前記第1インバータは、前記第1トランジスタおよび前記第2トランジスタの各入力端子に共通の入力信号を入力するとともに、前記可変抵抗手段の両端から異なる2つの出力信号をそれぞれ出力するようにし、前記第2インバータは、前記第3トランジスタおよび前記第4トランジスタの各入力端子に前記第1インバータの前記第1トランジスタと前記可変抵抗手段との共通接続部からの出力信号と前記第2トランジスタと前記可変抵抗手段との共通接続部からの出力信号とをそれぞれ入力するとともに、その両トランジスタの共通接続部から出力信号を取り出すようにし、前記可変抵抗手段は、その抵抗値が前記第2インバータの出力信号のレベルに従って制御されるようになっており、さらに前記可変抵抗手段は、抵抗素子と、第1導電型および第2導電型の2つのトランジスタを直列接続した直列接続回路とを、並列接続した並列接続回路からなり、かつ、前記2つのトランジスタの各入力端子に前記第2インバータの出力信号をそれぞれ供給するようにした。
請求項6に係る発明は、第1電源と第2電源との間に、第1導電型の第1トランジスタと、可変抵抗手段と、第2導電型の第2トランジスタとを直列に接続させた第1インバータと、前記第1電源と前記第2電源との間に、第1導電型の第3トランジスタと第2導電型の第4トランジスタとを直列に接続させた第2インバータと、レベル判定手段と、を備え、前記第1インバータは、前記第1トランジスタおよび前記第2トランジスタの各ゲートに共通の入力信号を入力するとともに、前記可変抵抗手段の両端から異なる2つの出力信号をそれぞれ出力するようにし、前記第2インバータは、前記第3トランジスタおよび前記第4トランジスタの各ゲートに前記第1インバータの前記第1トランジスタと前記可変抵抗手段との共通接続部からの出力信号と前記第2トランジスタと前記可変抵抗手段との共通接続部からの出力信号とをそれぞれ入力するとともに、その両トランジスタの共通接続部から出力信号を取り出すようにし、前記可変抵抗手段は、その抵抗値が前記第2インバータの出力信号のレベルに従って制御されるようになっており、前記レベル判定手段は、前記第2インバータの出力信号のレベルを所定値によって判定し、その判定結果に応じて所定のオンオフ信号を生成するようになっており、さらに前記可変抵抗手段は、抵抗素子と、第1導電型のトランジスタと、第2導電型のトランジスタとを並列接続した並列接続回路からなり、かつ、前記2つのトランジスタの各入力端子に前記レベル判定手段で生成するオンオフ信号をそれぞれ供給し、しかも前記レベル判定手段は、前記第2インバータの出力信号のレベルが、第1の所定値と前記第1の所定値より大きい第2の所定値との間にある場合には、前記2つのトランジスタをオンにする前記オンオフ信号を生成し、前記第2インバータの出力信号のレベルが、前記第1の所定値以下である場合、あるいは前記第2の所定値以上である場合には前記2つのトランジスタをオフにする前記オンオフ信号を生成する。
請求項7に係る発明は、第1電源と第2電源との間に、第1導電型の第1トランジスタと、可変抵抗手段と、第2導電型の第2トランジスタとを直列に接続させた第1インバータと、前記第1電源と前記第2電源との間に、第1導電型の第3トランジスタと第2導電型の第4トランジスタとを直列に接続させた第2インバータとを備え、前記第1インバータは、前記第1トランジスタおよび前記第2トランジスタの各ゲートに共通の入力信号を入力するとともに、前記可変抵抗手段の両端から異なる2つの出力信号をそれぞれ出力するようにし、前記第2インバータは、前記第3トランジスタおよび前記第4トランジスタの各ゲートに前記第1インバータの前記第1トランジスタと前記可変抵抗手段との共通接続部からの出力信号と前記第2トランジスタと前記可変抵抗手段との共通接続部からの出力信号とをそれぞれ入力するとともに、その両トランジスタの共通接続部から出力信号を取り出すようにし、かつ、前記可変抵抗手段は、その抵抗値が前記第2インバータの出力信号のレベルに従って制御されるようになっており、前記第2インバータの出力信号のレベルが前記第1電源の電圧と前記第2電源の電圧との間の電圧で遷移する場合には、前記第1電源の電圧および前記第2電源の電圧以外の遷移途中の電圧において、前記可変抵抗手段の抵抗値が最も小さくなるようにした。
(第1実施形態)
本発明の第1実施形態の出力バッファ回路の構成を図1に示す。
この第1実施形態に係る出力バッファ回路は、図1に示すように、P型のMOSトランジスタQ17、可変抵抗素子VR1、およびN型のMOSトランジスタQ18からなる第1インバータ10と、P型のMOSトランジスタQ19およびN型のMOSトランジスタQ20からなる第2インバータ20とを備えている。
第1インバータ10は、入力端子11に供給される入力信号INを入力し、この入力信号INに応じてA点、およびB点に異なる2つの信号をそれぞれ出力するようになっている。また、第2インバータ20は、その第1インバータ10から出力される2つの信号を入力し、この両入力信号に応じて出力端子21から出力信号OUTを出力するようになっている。
すなわち、可変抵抗素子VR1は、図2に示すように、出力端子21の出力電圧が電源電圧VDDおよびグランド電圧VSSに近い電位では大きな抵抗値を持つ一方、電源電圧VDDとグランド電圧VSSとの中間電位においては小さな抵抗値を持つようになっている。
MOSトランジスタQ19、Q20の各ゲートは、可変抵抗素子VR1の両端である上記のA点とB点とにそれぞれ接続され、第1インバータ10からの異なる出力信号が入力されるようになっている。また、MOSトランジスタQ19、Q20の各ドレインは共通接続され、その共通接続部が出力端子21に接続されている。さらに、出力端子21の出力信号OUTは、可変抵抗素子VR1に供給され、その出力信号OUTのレベルに応じてその可変抵抗素子VR1の抵抗値が可変されるようになっている。
ここで、この第1実施形態の各部の動作波形は、図9において「新」と記述され、「従来」と記述される従来回路の各部の動作波形と比較できるようになっている。
いま、図9(A)に示すように、図1の出力バッファ回路に入力される入力信号INがLレベルとすると、MOSトランジスタQ17はオン、MOSトランジスタQ18はオフとなる。このため、第1インバータ10の2つの出力信号(内部信号)のレベル、すなわち、A点およびB点の各レベルは、図9(B)に示すようにいずれもHレベルである。したがって、MOSトランジスタQ19はオフ、MOSトランジスタQ20はオンとなり、出力端子21の出力信号OUTは図9(C)に示すようにLレベルとなる。
一方、A点のレベルは、A点の配線容量およびMOSトランジスタQ19のゲート容量等の容量と可変抵抗素子VR1の抵抗との時定数に従って、徐々にHレベルからLレベルに変化を開始する。この時刻において、A点の電位(レベル)はまだMOSトランジスタQ19をオンにするほど変化(低下)せず、MOSトランジスタQ19はオフの状態を保っている。
その後、A点のレベルがさらにLレベルに向かって変化していき、MOSトランジスタQ19のゲート・ソース間電位がMOSトランジスタQ19の閾値電圧より大きくなると、MOSトランジスタQ19はオンを開始する。このため、出力端子21からの出力信号OUTは、図9(C)に示すように徐々にHレベル方向に変化を開始する。さらに、MOSトランジスタQ19のゲート・ソース間電位が大きくなると、MOSトランジスタQ19の駆動能力が大きくなり、出力信号OUTは電圧変化速度が上昇し、最終的に出力信号OUTは電圧変化速度が再び低下してHレベルに漸近していく。
すなわち、出力端子の出力信号OUTが中間レベルのときには、図2に示すように、可変抵抗素子VR1の抵抗値は小さくなる。このため、A点の容量と可変抵抗素子VR1の抵抗で形成される時定数は小さくなり、A点の電位がLレベルに向かう速度が従来回路よりも速くなる。従って、MOSトランジスタQ19はゲート・ソース電圧が大きいほど駆動能力が大きいので、MOSトランジスタQ19はより大きな駆動能力を持つようになり出力端子21の電圧変化が速くなる。
一方、B点のレベルは、B点の配線容量およびMOSトランジスタQ20のゲート容量等の容量と可変抵抗素子VR1の抵抗との時定数に従って、徐々にLレベルからHレベルに変化を開始する。この時刻において、B点のレベルはまだMOSトランジスタQ20をオンにするほど変化せず、MOSトランジスタQ20はオフの状態を保っている。したがって、MOSトランジスタQ19、Q20は、ともにオフであるためにMOSトランジスタQ19、Q20を貫通する経路の貫通電流は発生しない。また、出力信号OUTは、出力端子21の浮遊容量でHレベルを保っている。
すなわち、出力端子21の出力信号OUTが中間レベルにあるときには、図2に示すように、可変抵抗素子VR1の抵抗値が小さくなる。このため、B点の容量と可変抵抗素子VR1の抵抗で形成される時定数は小さくなり、B点がHレベルに向かう速度が従来回路よりも速くなる。従って、MOSトランジスタQ20はゲート・ソース電圧が大きいほど駆動能力が大きいので、MOSトランジスタQ20はより大きな駆動能力を持つようになり出力端子21の電圧変化が速くなる。
また、第1実施形態では、出力信号が中間電位(中間レベル)にとどまる時間を短くできるため、出力端子が接続される後段のデバイスの入力回路部での貫通電流の発生を短い時間に押さえることができる。
この第2実施形態に係る出力バッファ回路は、半導体基板上にMOSトランジスタを用いて集積回路化されたものであり、図3に示すように、P型のMOSトランジスタQ21、可変抵抗素子VR2、およびN型のMOSトランジスタQ22からなる第1インバータ30と、P型のMOSトランジスタQ23およびN型のMOSトランジスタQ24からなる第2インバータ40とを備えている。
第1インバータ30は、入力端子31に供給される入力信号INを入力し、この入力信号INに応じてA点、およびB点に異なる2つの信号をそれぞれ出力するようになっている。また、第2インバータ40は、その第1インバータ30から出力される2つの信号を入力し、この両入力信号に応じて出力端子41から出力信号OUTを出力するようになっている。
抵抗素子R3は、例えば、ポリシリコン抵抗や拡散層で形成される一定な抵抗値(ただし、抵抗値の温度依存性や電圧依存性があるが大局的には一定値とみなす)を有する抵抗素子である。
MOSトランジスタQ23、Q24の各ゲートは、可変抵抗素子VR2の両端である上記のA点とB点とにそれぞれ接続され、第1インバータ30からの異なる出力信号が入力されるようになっている。また、MOSトランジスタQ23、Q24の各ドレインは共通接続され、その共通接続部が出力端子41に接続されている。さらに、出力端子41の出力信号OUTは、可変抵抗素子VR2を構成するMOSトランジスタQ25,Q26の各ゲートに供給され、その出力信号OUTのレベルに応じてその可変抵抗素子VR2の抵抗値が可変されるようになっている。
この第2実施形態は、上記のように、第1実施形態を基本とし、図1の可変抵抗素子VR1を図3の可変抵抗素子VR2のように具体化したものである。そこで、以下では可変抵抗素子VR2の動作について説明する。
この可変抵抗素子VR2は、出力端子電圧(出力信号VOUT)がHレベル(電源電圧VDD)であるときは、MOSトランジスタQ25がオフとなり、出力端子電圧がLレベル(グランド電圧VSS)であるときは、MOSトランジスタQ26がオフとなる。従って、これらの場合には、MOSトランジスタQ25、Q26の直列回路の抵抗値は無限大となる。
このような動作により、可変抵抗素子VR2の両端の抵抗値、すなわち、抵抗値が一定な抵抗素子R3とMOSトランジスタQ25,Q26の直列回路とからなる並列接続回路の抵抗値は、図2に示すような特性となる。
したがって、この第2実施形態は、第1実施形態において説明した動作と同様の動作を行う。
この第3実施形態に係る出力バッファ回路は、半導体基板上にMOSトランジスタを用いて集積回路化されたものであり、図4に示すように、P型のMOSトランジスタQ21、可変抵抗素子VR3、およびN型のMOSトランジスタQ22からなる第1インバータ30Aと、P型のMOSトランジスタQ23およびN型のMOSトランジスタQ24からなる第2インバータ40とを備えている。
第1インバータ30Aは、入力端子31に供給される入力信号INを入力し、この入力信号INに応じてA点、およびB点に異なる2つの信号をそれぞれ出力するようになっている。また、第2インバータ40は、その第1インバータ30Aから出力される2つの信号を入力し、この両入力信号に応じて出力端子41から出力信号OUTを出力するようになっている。
抵抗素子R4,R5は、例えば、ポリシリコン抵抗や拡散層で形成される一定な抵抗値(ただし、抵抗値の温度依存性や電圧依存性があるが大局的には一定値とみなす)を有する抵抗素子からなる。
さらに、MOSトランジスタQ31,Q32の各ゲートは、共通接続されている。そして、その共通接続部は出力端子41に接続され、その各ゲートに出力信号OUTがそれぞれ供給されるようになっている。
図4に示す可変抵抗素子VR3は、出力端子電圧(出力信号OUT)がHレベル(電源電圧VDD)であるときは、MOSトランジスタQ31がオフとなり、出力端子電圧がLレベル(グランド電圧VSS)であるときは、MOSトランジスタQ32がオフとなる。従って、これらの場合には、MOSトランジスタQ31、Q32の抵抗値はいずれも無限大となり、可変抵抗VR3の抵抗値は抵抗素子R4,R5の各抵抗値の和となる。
このような動作により、可変抵抗素子VR3の両端の抵抗値は、出力端子電圧が電源電圧VDDである場合は、出力端子電圧が電源電圧VDDとグランド電圧VSSとの中間電位にある場合よりも大きな値を有するようになる。すなわち、可変抵抗素子VR3の両端の抵抗値は、図2に示すような特性となる。
したがって、この第3実施形態は、第1実施形態において説明した動作と同様の動作を行う。
この第4実施形態に係る出力バッファ回路は、半導体基板上にMOSトランジスタを用いて集積回路化されたものであり、図5に示すように、P型のMOSトランジスタQ21、可変抵抗素子VR4、およびN型のMOSトランジスタQ22からなる第1インバータ30Bと、P型のMOSトランジスタQ23およびN型のMOSトランジスタQ24からなる第2インバータ40と、レベル判定回路50とを備えている。
従って、第2実施形態と同一の構成要素には同一符号を付してその説明を適宜省略し、以下ではその構成の差異を中心に説明する。
第1インバータ30Bは、入力端子31に供給される入力信号INを入力し、この入力信号INに応じてA点、およびB点に異なる2つの信号をそれぞれ出力するようになっている。また、第2インバータ40は、その第1インバータ30Bから出力される2つの信号を入力し、この両入力信号に応じて出力端子41から出力信号OUTを出力するようになっている。
可変抵抗素子VR4は、図3の可変抵抗素子VR2に対応するものである。この可変抵抗素子VR4は、図5に示すように、抵抗素子R6、P型のMOSトランジスタQ37、およびN型のMOSトランジスタQ38を並列接続された並列接続回路からなる。
さらに詳述すると、抵抗素子R6、P型のMOSトランジスタQ37、およびN型のMOSトランジスタQ38が並列接続されて並列接続回路を形成している。そして、その並列接続回路の一端側がMOSトランジスタQ21のドレインに接続され、その並列接続回路の他端側がMOSトランジスタQ22のドレインに接続されている。
さらに、MOSトランジスタQ37,Q38の各ゲートは、レベル判定回路50からのオンオフ信号がそれぞれ供給されるようになっている。
図5に示すレベル判定回路50は、第2インバータ40からの出力信号OUTを入力し、その出力信号OUTのレベルを以下のように判定し、この判定結果に応じてMOSトランジスタQ37,Q38をオンオフ制御するオン信号またはオフ信号を出力する。
すなわち、レベル判定回路50は、出力信号(出力端子電圧)OUTのレベルが、あらかじめ設定してある比較電圧V1と比較電圧V2(V1<V2)との間にある場合には(図6参照)、MOSトランジスタQ37,Q38をオンにするオン信号を生成する。
一方、レベル判定回路50は、出力信号OUTのレベルが、グランド電圧VSSと比較電圧V1(VSS<V1)との間にある場合、あるいは比較電圧V2と電源電圧VDD(V2<VDD)との間にある場合には(図6参照)、MOSトランジスタQ37,Q38をオフにするオフ信号を生成する。
このような動作により、可変抵抗素子VR4の抵抗値の出力端子電圧に対する変化は、図6に示すような特性となる。
したがって、この第4実施形態は、第1実施形態において説明した動作と同様の動作を行う。
VDD 電源電圧
VSS グランド電圧
Q17、Q19、Q21、Q23、Q25 P型のMOSトランジスタ
Q18、Q20、Q22、Q24、Q26 N型のMOSトランジスタ
Q31、Q37 P型のMOSトランジスタ
Q32、Q38 N型のMOSトランジスタ
10、30、30A、30B 第1インバータ
11、31 入力端子
20、40 第2インバータ
21、41 出力端子
50 レベル判定回路
Claims (7)
- 第1導電型の第1トランジスタと、可変抵抗手段と、第2導電型の第2トランジスタとを直列に接続させた第1インバータと、
第1導電型の第3トランジスタと第2導電型の第4トランジスタとを直列に接続させた第2インバータとを備え、
前記第1インバータは、前記第1トランジスタおよび前記第2トランジスタの各入力端子に共通の入力信号を入力するとともに、前記可変抵抗手段の両端から異なる2つの出力信号をそれぞれ出力するようにし、
前記第2インバータは、前記第3トランジスタおよび前記第4トランジスタの各入力端子に前記第1インバータの前記第1トランジスタと前記可変抵抗手段との共通接続部からの出力信号と前記第2トランジスタと前記可変抵抗手段との共通接続部からの出力信号とをそれぞれ入力するとともに、その両トランジスタの共通接続部から出力信号を取り出すようにし、
前記可変抵抗手段は、その抵抗値が前記第2インバータの出力信号のレベルに従って制御されるようになっており、
さらに前記可変抵抗手段は、
抵抗素子と、第1導電型および第2導電型の2つのトランジスタを直列接続した直列接続回路とを、並列接続した並列接続回路からなり、
かつ、前記2つのトランジスタの各入力端子に前記第2インバータの出力信号をそれぞれ供給するようにしたことを特徴とする出力バッファ回路。 - 第1導電型の第1トランジスタと、可変抵抗手段と、第2導電型の第2トランジスタとを直列に接続させた第1インバータと、
第1導電型の第3トランジスタと第2導電型の第4トランジスタとを直列に接続させた第2インバータとを備え、
前記第1インバータは、前記第1トランジスタおよび前記第2トランジスタの各入力端子に共通の入力信号を入力するとともに、前記可変抵抗手段の両端から異なる2つの出力信号をそれぞれ出力するようにし、
前記第2インバータは、前記第3トランジスタおよび前記第4トランジスタの各入力端子に前記第1インバータの前記第1トランジスタと前記可変抵抗手段との共通接続部からの出力信号と前記第2トランジスタと前記可変抵抗手段との共通接続部からの出力信号とをそれぞれ入力するとともに、その両トランジスタの共通接続部から出力信号を取り出すようにし、
前記可変抵抗手段は、その抵抗値が前記第2インバータの出力信号のレベルに従って制御されるようになっており、
さらに前記可変抵抗手段は、
第1抵抗素子および第1導電型のトランジスタを並列接続した第1並列接続回路と、第2抵抗素子および第2導電型のトランジスタを並列接続した第2並列接続回路とを、直列接続した直列接続回路からなり、
かつ、前記2つのトランジスタの各入力端子に前記第2インバータの出力信号をそれぞれ供給するようにしたことを特徴とする出力バッファ回路。 - 第1導電型の第1トランジスタと、可変抵抗手段と、第2導電型の第2トランジスタとを直列に接続させた第1インバータと、
第1導電型の第3トランジスタと第2導電型の第4トランジスタとを直列に接続させた第2インバータと、
レベル判定手段と、を備え、
前記第1インバータは、前記第1トランジスタおよび前記第2トランジスタの各入力端子に共通の入力信号を入力するとともに、前記可変抵抗手段の両端から異なる2つの出力信号をそれぞれ出力するようにし、
前記第2インバータは、前記第3トランジスタおよび前記第4トランジスタの各入力端子に前記第1インバータの前記第1トランジスタと前記可変抵抗手段との共通接続部からの出力信号と前記第2トランジスタと前記可変抵抗手段との共通接続部からの出力信号とをそれぞれ入力するとともに、その両トランジスタの共通接続部から出力信号を取り出すようにし、
前記可変抵抗手段は、その抵抗値が前記第2インバータの出力信号のレベルに従って制御されるようになっており、
前記レベル判定手段は、前記第2インバータの出力信号のレベルを所定値によって判定し、その判定結果に応じて所定のオンオフ信号を生成するようになっており、
さらに前記可変抵抗手段は、
抵抗素子と、第1導電型のトランジスタと、第2導電型のトランジスタとを並列接続した並列接続回路からなり、
かつ、前記2つのトランジスタの各入力端子に前記レベル判定手段で生成するオンオフ信号をそれぞれ供給するようにし、
しかも前記レベル判定手段は、
前記第2インバータの出力信号のレベルが、第1の所定値と前記第1の所定値より大きい第2の所定値との間にある場合には、前記2つのトランジスタをオンにする前記オンオフ信号を生成し、前記第2インバータの出力信号のレベルが、前記第1の所定値以下である場合、あるいは前記第2の所定値以上である場合には前記2つのトランジスタをオフにする前記オンオフ信号を生成することを特徴とする出力バッファ回路。 - 第1電源と第2電源との間に、第1導電型の第1トランジスタと、可変抵抗手段と、第2導電型の第2トランジスタとを直列に接続させた第1インバータと、
前記第1電源と前記第2電源との間に、第1導電型の第3トランジスタと第2導電型の第4トランジスタとを直列に接続させた第2インバータとを備え、
前記第1インバータは、前記第1トランジスタおよび前記第2トランジスタの各ゲートに共通の入力信号を入力するとともに、前記可変抵抗手段の両端から異なる2つの出力信号をそれぞれ出力するようにし、
前記第2インバータは、前記第3トランジスタおよび前記第4トランジスタの各ゲートに前記第1インバータの前記第1トランジスタと前記可変抵抗手段との共通接続部からの出力信号と前記第2トランジスタと前記可変抵抗手段との共通接続部からの出力信号とをそれぞれ入力するとともに、その両トランジスタの共通接続部から出力信号を取り出すようにし、
前記可変抵抗手段は、その抵抗値が前記第2インバータの出力信号のレベルに従って制御されるようになっており、
さらに前記可変抵抗手段は、
抵抗素子と、第1導電型および第2導電型の2つのトランジスタを直列接続した直列接続回路とを、並列接続した並列接続回路からなり、
かつ、前記2つのトランジスタの各入力端子に前記第2インバータの出力信号をそれぞれ供給するようにしたことを特徴とする出力バッファ回路。 - 第1電源と第2電源との間に、第1導電型の第1トランジスタと、可変抵抗手段と、第2導電型の第2トランジスタとを直列に接続させた第1インバータと、
前記第1電源と前記第2電源との間に、第1導電型の第3トランジスタと第2導電型の第4トランジスタとを直列に接続させた第2インバータとを備え、
前記第1インバータは、前記第1トランジスタおよび前記第2トランジスタの各ゲートに共通の入力信号を入力するとともに、前記可変抵抗手段の両端から異なる2つの出力信号をそれぞれ出力するようにし、
前記第2インバータは、前記第3トランジスタおよび前記第4トランジスタの各ゲートに前記第1インバータの前記第1トランジスタと前記可変抵抗手段との共通接続部からの出力信号と前記第2トランジスタと前記可変抵抗手段との共通接続部からの出力信号とをそれぞれ入力するとともに、その両トランジスタの共通接続部から出力信号を取り出すようにし、
前記可変抵抗手段は、その抵抗値が前記第2インバータの出力信号のレベルに従って制御されるようになっており、
さらに前記可変抵抗手段は、
第1抵抗素子および第1導電型のトランジスタを並列接続した第1並列接続回路と、第2抵抗素子および第2導電型のトランジスタを並列接続した第2並列接続回路とを、直列接続した直列接続回路からなり、
かつ、前記2つのトランジスタの各入力端子に前記第2インバータの出力信号をそれぞれ供給するようにしたことを特徴とする出力バッファ回路。 - 第1電源と第2電源との間に、第1導電型の第1トランジスタと、可変抵抗手段と、第2導電型の第2トランジスタとを直列に接続させた第1インバータと、
前記第1電源と前記第2電源との間に、第1導電型の第3トランジスタと第2導電型の第4トランジスタとを直列に接続させた第2インバータと、
レベル判定手段と、を備え、
前記第1インバータは、前記第1トランジスタおよび前記第2トランジスタの各ゲートに共通の入力信号を入力するとともに、前記可変抵抗手段の両端から異なる2つの出力信号をそれぞれ出力するようにし、
前記第2インバータは、前記第3トランジスタおよび前記第4トランジスタの各ゲートに前記第1インバータの前記第1トランジスタと前記可変抵抗手段との共通接続部からの出力信号と前記第2トランジスタと前記可変抵抗手段との共通接続部からの出力信号とをそれぞれ入力するとともに、その両トランジスタの共通接続部から出力信号を取り出すようにし、
前記可変抵抗手段は、その抵抗値が前記第2インバータの出力信号のレベルに従って制御されるようになっており、
前記レベル判定手段は、前記第2インバータの出力信号のレベルを所定値によって判定し、その判定結果に応じて所定のオンオフ信号を生成するようになっており、
さらに前記可変抵抗手段は、
抵抗素子と、第1導電型のトランジスタと、第2導電型のトランジスタとを並列接続した並列接続回路からなり、
かつ、前記2つのトランジスタの各入力端子に前記レベル判定手段で生成するオンオフ信号をそれぞれ供給し、
しかも前記レベル判定手段は、
前記第2インバータの出力信号のレベルが、第1の所定値と前記第1の所定値より大きい第2の所定値との間にある場合には、前記2つのトランジスタをオンにする前記オンオフ信号を生成し、前記第2インバータの出力信号のレベルが、前記第1の所定値以下である場合、あるいは前記第2の所定値以上である場合には前記2つのトランジスタをオフにする前記オンオフ信号を生成することを特徴とする出力バッファ回路。 - 第1電源と第2電源との間に、第1導電型の第1トランジスタと、可変抵抗手段と、第2導電型の第2トランジスタとを直列に接続させた第1インバータと、
前記第1電源と前記第2電源との間に、第1導電型の第3トランジスタと第2導電型の第4トランジスタとを直列に接続させた第2インバータとを備え、
前記第1インバータは、前記第1トランジスタおよび前記第2トランジスタの各ゲートに共通の入力信号を入力するとともに、前記可変抵抗手段の両端から異なる2つの出力信号をそれぞれ出力するようにし、
前記第2インバータは、前記第3トランジスタおよび前記第4トランジスタの各ゲートに前記第1インバータの前記第1トランジスタと前記可変抵抗手段との共通接続部からの出力信号と前記第2トランジスタと前記可変抵抗手段との共通接続部からの出力信号とをそれぞれ入力するとともに、その両トランジスタの共通接続部から出力信号を取り出すようにし、
かつ、前記可変抵抗手段は、その抵抗値が前記第2インバータの出力信号のレベルに従って制御されるようになっており、
前記第2インバータの出力信号のレベルが前記第1電源の電圧と前記第2電源の電圧との間の電圧で遷移する場合には、前記第1電源の電圧および前記第2電源の電圧以外の遷移途中の電圧において、前記可変抵抗手段の抵抗値が最も小さくなるようにしたことを特徴とする出力バッファ回路。
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