JP4376588B2

JP4376588B2 - 地盤探査装置

Info

Publication number: JP4376588B2
Application number: JP2003361502A
Authority: JP
Inventors: 源次森; 喜代美箕原
Original assignee: Furuno Electric Co Ltd
Current assignee: Furuno Electric Co Ltd
Priority date: 2003-10-22
Filing date: 2003-10-22
Publication date: 2009-12-02
Anticipated expiration: 2023-10-22
Also published as: JP2005127760A

Description

本発明は、表面波探査の手法を用いて地盤調査を行う地盤探査装置に関し、特に、表面波の検出信号の信号処理に特徴を有する地盤探査装置に関するものである。

従来から、地盤調査を行うための手法として、レイリー波等の表面波を利用した表面波探査が広く知られている（例えば、特許文献１）。この表面波探査は、多層構造を有する地盤を伝播するレイリー波の伝播速度が起振機から地盤に加えられた振動の周波数に応じて変化するという性質（これを分散特性という）を利用する。そして、多数の周波数について伝播速度を計測し、計測結果から求められた伝播速度と深度との関係を示す速度／深度情報に基づいて地盤の判定を行う。

図１０を参照して従来の地盤探査装置９０について説明する。この地盤探査装置９０では、演算制御部９１が記憶部９２に記憶されているプログラムを実行することによって地震計部９７等の各部を制御する。まず、演算制御部９１の命令によって発振部９４から周期ランダム信号が出力され、これが電力増幅部９５にて増幅され、起振機９６を駆動する。これにより、起振機９６の可動部９６Ｂが振動し、調査対象の地盤Ｇに対して上下方向の振動を加える。この振動によって発生したレイリー波が地盤Ｇ上に設置された検出器９８Ａ，９８Ｂによって検出される。この検出信号は、地震計部９７の内部に設けられたフィルタ回路によって演算制御部９１にて処理可能な信号に変換される。

次に、演算制御部９１は、地震計部９７の出力信号から検出器９８Ａ，９８Ｂがレイリー波をそれぞれ検出した時間を求め、それらの時間の時間差ΔＴを算出する。検出器９８Ａ，９８Ｂ間の距離がＬであるので、レイリー波の伝播速度Ｖｒは下記の式（１）によって算出される。
Ｖｒ＝Ｌ／ΔＴ（１）
ここで、レイリー波は波長の１／２の深度まで伝播することが実験的に明らかになっており、レイリー波の波長をλ、上記振動の周波数をｆ、深度をＤとすると、下記の式（２）及び（３）が成立する。また、式（１）〜（３）から深度Ｄは式（４）によって算出される。
Ｄ＝λ／２（２）
λ ＝Ｖｒ／ｆ（３）
Ｄ＝Ｖｒ／２ｆ（４）

上記の式（１）、（４）からレイリー波の伝播速度Ｖｒと深度Ｄとの関係を示す速度／深度情報が得られる。次に、他の周波数についても上記の伝播速度Ｖｒと深度Ｄを算出し、得られた速度／深度情報を記憶部９２に記憶させる。そして、この速度／深度情報は通信Ｉ／Ｆ９３を介してパーソナルコンピュータ（不図示）に送信され、そこで伝播速度Ｖｒと深度Ｄとの関係がグラフ化されて画面上に表示される。地質の専門技術者がこのグラフから土質、地盤支持力等を判定する。また、第３の検出器を設け、これと検出器９８Ａおよび検出器９８Ｂとの間でも同様にして速度／深度情報を求め、より多くの情報から地盤Ｇの判定を行うこともある。

特開２００３−０４３１５２号公報（段落００２４〜段落００５６）

しかしながら、上記従来のものにおいては、演算制御部９１がプログラムを実行することよってソフトウエア的に上記の時間差ΔＴを求める。この時間差ΔＴを正確に求めるためには、高価なスペクトルアナライザーを使用して検出信号からノイズ成分を完全に除去する必要があり、装置のコストが高くなるという問題がある。また、スペクトルアナライザーでは１つの検出器からの検出信号しか処理できないので、検出器が複数ある場合には各検出信号をシリアルに処理しなければならない。このため、処理時間が長くなり、地盤調査に長時間を要するという問題もある。

本発明は、上記問題点を解決するものであって、その課題とするところは、時間差ΔＴを直接求めることなく短時間で地盤探査を行うことのできる地盤探査装置を提供することにある。

本発明では、起振機から地盤に振動を加え、その振動によって生じるレイリー波の検出信号に基づいて地盤探査を行う地盤探査装置において、サイン波の基準信号を発生する基準信号発生器と、基準信号を増幅して起振機を駆動する起振機駆動部と、検出信号に基準信号を第１信号として乗算する第１乗算器と、検出信号に第１信号と位相が９０°異なるサイン波を乗算する第２乗算器と、第１乗算器の出力信号および第２乗算器の出力信号からｓｉｎθとｃｏｓθとの比を求める第１算出手段と、ｓｉｎθとｃｏｓθとの比からθを求める第２算出手段と、を備える。ここで、θは第１信号に対する検出信号の位相遅れである。
ここで、第１乗算器は実施形態の乗算器３２Ｓに相当し、第２乗算器は実施形態の乗算器３２Ｃに相当し、第１算出手段は実施形態のコンパレータ３３Ｓ，３３Ｃ、ゲート回路３４Ｓ，３４Ｃ、カウンタ３５Ｓ，３５ＣおよびＣＰＵ２１に相当し、第２算出手段は実施形態のＣＰＵ２１に相当する。

このようにすることで、第１信号をsinωt、第１信号に対する検出信号の位相遅れをθ、検出信号をＡsin（ωt−θ）とすると、第１乗算器および第２乗算器の出力信号において、cosθおよびsinθが交流成分から分離され、sinθとcosθとの比を求めることが可能になる。そして、その比からθの値が求まる。
これにより、加振点がピンポイント的な起振機を使用すれば、１つの検出器だけで上記θからレイリー波の伝播速度を求めることができる。また、２つの検出器の検出信号ごとに上記θを求め、両θの差（両検出信号の位相差）からレイリー波の伝播速度を求めることができる。さらに、検出信号にsin２ωt、sin３ωt等のノイズが混じっていても、このノイズ成分の正信号と負信号の部分の量が同じとなるので、これらのノイズが除去される。さらに、２つの検出信号の時間差を直接求めずに位相遅れθから伝播速度を求めることができるので、高価なスペクトルアナライザーを使用する必要がない。さらに、複数の検出信号からレイリー波の伝播速度を求める場合であっても、上記第１、第２乗算器および第１算出手段を検出信号ごとに設けることにより、複数の検出信号に対する信号処理を同時並行的に行うことができ、地盤探査のスループットを上げることができる。

本発明においては、第１乗算器は、基準信号に代えて基準信号と位相の異なるサイン波を第１信号とすることもできる。

また、本発明においては、起振機駆動部は、基準信号に代えて基準信号と位相の異なるサイン波を増幅して起振機を駆動する。このようにすることで、第１信号と検出信号との位相差を変えることができ、例えば、検出信号の位相が第１信号より３６０°以上遅れる場合であっても、複数の検出信号の位相遅れの差を求めることが可能となる。

さらに、本発明においては、第１算出手段は、第１乗算器の出力信号と、基準信号の周波数よりも高い周波数で、且つ当該周波数に対して所定の倍率の周波数の比較信号とを比較する第１比較器と、第１比較器からのハイ信号（または、ロー信号）の幅を求める第１幅算出手段と、第２乗算器の出力信号と比較信号とを比較する第２比較器と、第２比較器からのハイ信号（または、ロー信号）の幅を求める第２幅算出手段と、を備える。ここで、第１、第２幅算出手段は、実施形態のゲート回路３４Ｓ，３４Ｃおよびカウンタ３５Ｓ，３５Ｃに相当する。
このようにすることで、２つのハイ信号（または、ロー信号）の幅に基づいて位相遅れを求めることができると共に、基準信号の周波数の変化の影響を受けることなく位相遅れを求めることができる。

さらに、本発明においては、第１および第２乗算器の前段には検出信号を増幅する増幅器が設けられており、この増幅器は、基準信号の周波数の変動に依存することなく、その出力信号のレベルを略一定にするように構成される。
このようにすることで、レイリー波の減衰率の大きい周波数でも小さい周波数でも、略同じ適切な信号レベルで検出信号の処理が行われるので、位相遅れの算出精度が高まる。また、減衰率の小さい信号を増幅することによって発生する恐れのある信号の飽和が生じない。

さらに、本発明においては、レイリー波を検出する第１および第２検出器と、第２算出手段によって求められた第１検出器の検出信号の位相遅れと第２検出器の検出信号の位相遅れとから両検出信号の位相差を求め、この位相差からレイリー波の伝播速度を算出する手段とを更に備えることができる。

本発明の地盤探査装置によれば、高価な計測器を用いることなく短時間で地盤の速度／深度情報が生成され、短い時間で地盤調査を行うことができる。

まず、図１を参照して本発明に係る地盤探査装置１の概略構成を説明する。地盤探査装置１は、起振機１５、検出器１１Ａ〜１１Ｃ、接続箱１３、信号処理器３および演算表示器２から構成される。信号処理器３のパワーアンプ５０がケーブル１６を介して起振機１５を駆動すると、起振機１５が調査対象の地盤Ｇに対して上下方向に振動を加える。この振動によって発生するレイリー波が３つの検出器１１Ａ〜１１Ｃで検出される。この検出器１１Ａ〜１１Ｃは振子とサーボアンプとからなる公知のサーボ型加速度ピックアップを内蔵しており、レイリー波の振幅に応じた振幅の信号を出力する。

検出器１１Ａ〜１１Ｃは、この順番で加振点ＧＰから伸びる計測線上に設置されている。加振点ＧＰと検出器１１Ａとの距離は、通常は１ｍ程度であるが、固い地盤ＧではＰ波（粗密波）の漏れが検出されてしまうので、３ｍ程度にする。Ｌ１は検出器１１Ａ，１１Ｂ間の距離、Ｌ２は検出器１１Ｂ，１１Ｃ間の距離、Ｌ３は検出器１１Ａ，１１Ｃ間の距離である。距離Ｌ１，Ｌ２は５０ｃｍ程度である。距離が長くなると起振機１５を駆動する信号の位相と検出信号の位相とが３６０°以上ずれてしまい、距離が短いとレイリー波の伝播速度の算出精度が低下するからである。

上記の検出信号は、それぞれケーブル１２Ａ〜１２Ｃを介して接続箱１３に送られ、そこに内蔵されたプリアンプによって増幅される。増幅された検出信号は、１本のケーブル１４を介してそれぞれ信号処理器３のメインアンプ３１Ａ〜３１Ｃに送られる。このプリアンプの出力インピーダンスは小さいので、検出信号はノイズの影響を受け難く、また検出信号の減衰量も小さい。これにより、ケーブル１４の長さが１００ｍ以上であっても、検出信号をメインアンプ３１Ａ〜３１Ｃに送ることが可能となる。

メインアンプ３１Ａ〜３１Ｃで増幅された検出信号に対して、信号処理器３の破線内（図４に信号処理器３の全体構成を示す）において信号処理が行われ、信号処理結果のデータが通信Ｉ／Ｆ３７を介して演算表示器２の通信Ｉ／Ｆ２４に送られる。演算表示器２は、ＣＰＵ２１、メモリー２２、ハードディスク２３、通信Ｉ／Ｆ２４、表示部２５および操作部２６から構成される。ＣＰＵ２１はハードディスク２３に格納されているプログラムをメモリー２２にロードして実行する。このプログラムに実行によって、上述の信号処理結果のデータに対して後述の演算処理が行われる。そして、操作部２６のキーボードのキーまたはマウスが操作されると、それに応じたプログラムが実行され、表示部２５に処理結果等が表示される。演算表示器２として、例えばパーソナルコンピュータを使用することができる。

図２は地盤探査装置１の概略動作を示すフローチャートであり、図３は地盤探査装置１の概略動作のタイムチャートである。図２および図３を参照して演算表示器２のＣＰＵ２１の動作の概要を説明する。尚、本発明にかかる信号処理器３の動作の詳細については後述する。操作部２６で所定の操作が行われると、まず、表示部２５に所定の画面が表示され、操作部２６のキー等を使用してオペレータが計測条件データを設定する（Ｓ１）。この計測条件データとしては、検出器１１Ａ〜１１Ｃ間の距離Ｌ１，Ｌ２，Ｌ３、後述の計測する波数、最初の周波数ｆ１、最後の周波数ｆｎ等がある。この計測条件データはメモリー２２に記憶されると共に、計測に必要なデータは通信Ｉ／Ｆ２４，３７を介して信号処理器３の設定レジスタ３９（図４）にもセットされる。次に、起振機１５に印加される最初の周波数ｆ１を信号処理器３に設定する（Ｓ２）。より具体的には、通信Ｉ／Ｆ２４，３７を介して信号処理器３の可変分周回路４１（図４）の分周率が設定レジスタ３９に設定される。

次に、起振機１５を定常パワーの１／３のパワーで駆動し、１秒程度待つ（Ｓ３）。次に、起振機１５を定常パワーの２／３のパワーで駆動し、１秒程度待つ（Ｓ４）。次に、起振機１５を定常パワーで駆動する（Ｓ５）。この様子が図３（ａ）、（ｂ）に示されている。この状態で、検出器１１Ａ〜１１Ｃはレイリー波を検出しているが、信号処理器３は検出信号の信号処理を未だ開始していない。次に、起振機１５の振動が安定したら、信号処理器３に計測開始を指示する（Ｓ６）。計測開始が指示されると、図３（ｃ）に示されるように信号処理器３は計測状態になる。図３（ｃ）に示されるＴｗが上記の安定待ち時間である。

次に、信号処理器３での計測（信号処理）が完了すると、図３（ｄ）に示されるように信号処理器３から信号処理結果のデータを受信する（Ｓ７）。このとき、３つの検出器１１Ａ〜１１Ｃの検出信号の信号処理結果のデータを順番に受信する。次に、計測結果データから検出信号の位相遅れと振幅を算出し（Ｓ８）、これをメモリー２２に保存する。この算出方法については後述する。次に、全ての周波数に対しての計測が完了したか否かを判断する（Ｓ９）。この判断は現在の周波数が最後の周波数ｆｎであるか否かを調べることによって行われる。完了していない場合は、次の周波数を信号処理器３に設定して（Ｓ１０）、Ｓ６に戻り、次の周波数での計測を指示する。

完了した場合は、起振機１５を停止する（Ｓ１１）。次に、位相オーバ処理を行う（Ｓ１２）。この処理では、上記の算出された位相遅れが３６０°を超えているときは、当該位相遅れのデータを補正する。位相オーバ処理については後述する。次に、位相遅れのデータからレイリー波の伝播速度と深度とを求める（Ｓ１３）。次に、伝播速度と深度との関係を示すグラフおよび各検出信号の振幅と周波数との関係を示すグラフを表示部２５に表示する（Ｓ１４）。次に、サイクルスリップが発生したか否かを判断する（Ｓ１５）。発生した場合はサイクルスリップ発生メッセージを表示し（Ｓ１６）、呼び出し元に戻る。発生していない場合は何もせずに呼び出し元に戻る。サイクルスリップ処理については後述する。

本実施形態では、図３（ｂ）に示されるようにｆ_１〜ｆ_ｎのｎの周波数について計測を行っている。そして、ｆ_１を３Ｈｚ、ｆ_ｎを２５０Ｈｚとしている。周波数がｆ_ｋからｆ_ｋ＋１に変わるときは、周波数が１％程度だけ高くなるようにしている。従って、例えば、周波数が３〜５Ｈｚの範囲では０．０５Ｈｚずつ、周波数が５０〜２５０Ｈｚの範囲では１Ｈｚずつ高くなっていく。この結果、約１０００の周波数での計測が行われることになる。また、図３（ｃ）に示される各計測時間は各周波数で同じように示されているが、５Ｈｚのときの計測時間は２５０Ｈｚのときの５０倍程度になる。

次に、信号処理器３のブロック図である図４を参照して、検出器１１Ａ〜１１Ｃで検出された検出信号の信号処理および起振機１５の駆動信号について説明する。
まず、起振機１５の駆動信号の生成について説明する。発信回路３８から出力される矩形波のパルス信号は、分周回路４０で分周され、可変分周回路４１で設定レジスタ３９に設定されている分周値に従って分周され、更に分周回路４３で分周されてサイン波発生回路４４およびコサイン波発生回路４５に入力される。このサイン波発生回路４４およびコサイン波発生回路４５は、それぞれ振幅および周波数が等しいサイン波信号Ｓｓ（基準信号Ｓｓともいう）およびコサイン波信号Ｓｃを出力する。上記の分周値は、演算表示器２のＣＰＵ２１からのコマンドによって通信Ｉ／Ｆ３７を介して設定レジスタ３９に設定される。この分周値を変えることにより、サイン波信号Ｓｓおよびコサイン波信号Ｓｃの周波数が３Ｈｚ〜２５０Ｈｚの範囲で変化する。

サイン波信号Ｓｓは信号選択回路４９および位相反転回路４７に入力され、コサイン波信号Ｓｃは信号選択回路４９および位相反転回路４８に入力される。位相反転回路４７の出力信号（サイン波反転信号）および位相反転回４８路の出力信号（コサイン波反転信号）も信号選択回路４９に入力される。信号選択回路４９は、設定レジスタ３９の設定値に従って４つの入力信号の内の１つを出力する。以下では、サイン波信号Ｓｓが出力されるものとして説明する。コサイン波信号Ｓｃ、サイン波反転信号およびコサイン波反転信号は特別の目的に使用される信号であり、この点については後述する。

信号選択回路４９の出力信号は、パワーアンプ５０に送られ、設定レジスタ３９に設定されている電力増幅率で増幅される。パワーアンプ５０によって起振機１５が駆動されると、起振機１５が地盤Ｇに対して上下方向の振動を加える。図２のＳ３〜Ｓ５に示されるパワーで起振機１５を駆動するために、当該パワーに応じた増幅率が設定レジスタ３９に設定されている。

次に、検出器１１Ａ〜１１Ｃで検出された検出信号の信号処理回路について説明する。検出器１１Ａ〜１１Ｃで検出された信号は、接続箱１３内のプリアンプで増幅され、メインアンプ３１Ａ〜３１Ｃに入力される。このメインアンプ３１Ａ〜３１Ｃは、周波数が高くなるに従い増幅率が低下するように制御される。つまり、上述の周波数ｆ_１〜ｆ_ｎにおいてメインアンプ３１Ａ〜３１Ｃの出力信号の信号レベルが略等しくなるように増幅率が制御される。このようにするのは、高い周波数では検出信号の減衰率が小さく、低い周波数では検出信号の減衰率が大きいからである。これにより、検出信号の飽和が防止されると共に、周波数に関係なく略同じ信号レベルで検出信号の信号処理を行うことができる。この周波数ごと（または、周波数範囲ごと）の増幅率は演算表示器２のメモリー２２に記憶されており、通信Ｉ／Ｆ３７を介して設定レジスタ３９に設定されている。また、この周波数に応じて行われた増幅は、後に検出信号の振幅を算出する際に補償される。この補償については後述する。

ここで、メインアンプ３１Ａ〜３１Ｃの系統の回路をそれぞれチャンネルＡ，Ｂ，Ｃと呼ぶことにする。チャンネルＢ，Ｃではメインアンプ３１Ｂ，３１Ｃ以降の回路の図示は省略されているが、回路構成はチャンネルＡと同じである。以下では、チャンネルＡについて説明する。また、起振機１５の振動によって発生するレイリー波は３つの検出器１１Ａ〜１１Ｃで同時に検出されるので、以下に説明する信号処理は、３つのチャンネルＡ，Ｂ，Ｃで同時並行的に行われる。

メインアンプ３１Ａの出力信号は、アナログ乗算回路からなる乗算器３２Ｓでサイン波信号Ｓｓが乗算され、同様の乗算器３２Ｃでコサイン波信号Ｓｃが乗算される。乗算器３２Ｓの系統の回路および信号をサイン系と呼び、乗算器３２Ｃの系統のものをコサイン系と呼ぶことにする。乗算器３２Ｓ，３２Ｃの出力信号（サイン乗算信号Ｍｓ、コサイン乗算信号Ｍｃという）は、それぞれコンパレータ３３Ｓ，３３Ｃで鋸波の信号と大小比較される。

このコンパレータ３３Ｓ（３３Ｃ）は、比較結果に応じてハイ・ローの２値信号Ｂｓ，Ｂｃを出力する。ここでは、サイン乗算信号Ｍｓ（コサイン乗算信号Ｍｃ）の方が鋸波の信号よりも大きいときにハイ信号を出力するように構成されている。これに変えて、上記の場合にロー信号を出力するようにしてもよい。上記の鋸波は、鋸波発生回路４６で分周回路４３の出力信号から生成される。その周波数は、サイン波信号Ｓｓの周波数に対して所定の倍率（例えば、２５６倍）であって、十分に大きな倍率の周波数である。このようになっているので、コンパレータ３３Ｓ，３３Ｃでの大小比較の分解能が高くなり、後述する位相遅れを高い精度で求めることが可能となる。この鋸波は０ボルトを中心にして振動し、その振幅はサイン乗算信号Ｍｓおよびコサイン乗算信号Ｍｃの想定される正負の最大値よりも大きくなるようになっている。また、鋸波に代えて三角波等を用いることもできる。

上記のコンパレータ３３Ｓ，３３Ｃから出力された２値信号Ｂｓ，Ｂｃは、それぞれゲート回路３４Ｓ，３４Ｃに送られる。このゲート回路３４Ｓ，３４Ｃは、その制御信号がハイの期間（図３（ｃ）に示される計測中に相当する時間）だけ２値信号Ｂｓ，Ｂｃを通過させる。ここで、この制御信号について説明する。検出信号を計測する期間としてサイン波信号Ｓｓの波数が設定レジスタ３９に設定されている。また、計測を開始するとき（図２のＳ６）には、設定レジスタ３９の所定の信号が一時的にハイとなる。これらの設定レジスタ３９の信号等からタイミング発生回路４２が制御信号を生成する。従って、この制御信号は、コンパレータ３３Ｓ，３３Ｃから出力される２値信号Ｂｓ，Ｂｃをサイン波信号Ｓｓの波数分（例えば、６波分）の期間だけゲート回路３４Ｓ，３４Ｃを通過させる。このようにすることで、検出器１１Ａ〜１１Ｃの信号にノイズが載っている場合であっても、ノイズが平均化され、ノイズが除去される。

ゲート回路３４Ｓ，３４Ｃの出力信号（ゲート回路３４Ｓ，３４Ｃを通過した２値信号Ｂｓ，Ｂｃ）は、それぞれカウンタ３５Ｓ，３５Ｃの制御信号となる。カウンタ３５Ｓ，３５Ｃは、この制御信号がハイの期間だけ分周回路４３から出力されるパルスの数をカウントとする。このパルスは可変分周回路４１の出力信号を分周回路４３で分周したものであり、その周波数はサイン波信号Ｓｓの周波数に対して所定の倍率（例えば、２０４８倍）であって、十分に大きな倍率の周波数である。このカウンタ３５Ｓ，３５Ｃの出力信号（カウント値）Ｃｓ，Ｃｃは、カウンタ３５Ｓ，３５Ｃの上記制御信号がローになった後に、タイミング発生回路４２で生成された信号によって、それぞれシフトレジスタ３６Ｓ，３６Ｃにセットされる。
シフトレジスタ３６Ｓにセットされたサイン系のカウント値Ｃｓは、タイミング生成回路で生成されたシフト信号によって通信Ｉ／Ｆ３７を介して演算表示器２に送信される。コサイン系のカウント値Ｃｃも同様にして送信される。このカウント値Ｃｓ，Ｃｃを使用して、ＣＰＵ２１によってサイン波信号（基準信号）Ｓｓに対する検出信号の位相遅れおよび振幅が求められる。

次に、レイリー波の伝播速度Ｖｒおよび深度Ｄの求め方の概要を説明する。基準信号（サイン波信号）Ｓｓをsinωt、メインアンプ３１Ａの出力信号を２Ａsin(ωt−θ)とすると、サイン乗算信号Ｍｓおよびコサイン乗算信号Ｍｃは、それぞれ下記の式（５）、（６）で表される。ここで、θは基準信号Ｓｓに対する検出器１１Ａの検出信号の位相遅れである。以下では、位相遅れθは３６０°以下であるとして説明する。
Ｍｓ = ２Ａsin(ωt−θ) sinωt = Ａ{ cosθ−cos(２ωt−θ)} （５）
Ｍｃ = ２Ａsin(ωt−θ) cosωt = Ａ{ −sinθ＋sin(２ωt−θ)} （６）

ここで、位相遅れθはarctan(sinθ／cosθ)であるので、sinθとcosθとを求めることができれば、位相遅れθが求まる。次に、検出器１１Ａ，１１Ｂの検出信号の位相遅れをθ_Ａ、θ_Ｂを求め、これから両検出信号間の位相差θ_ＡＢが得られる。また、このときの基準信号Ｓｓの周波数は既知であるので、位相差θ_ＡＢから両検出信号の時間差ΔＴが求まる。また、検出器１１Ａ，１１Ｂ間の距離Ｌ１は既知であるので、式（１）、（４）によってレイリー波の伝播速度Ｖｒおよび深度Ｄが求まる。一方、振幅２Ａは (Ａsinθ)^２＋(Ａcosθ)^２の平方根の２倍であるので、同様にして振幅２Ａが求まる。

次に、サイン系のカウント値Ｃｓおよびコサイン系のカウント値Ｃｃから基準信号Ｓｓに対する検出信号の位相遅れおよび振幅が求められることを説明する。まず、図５を参照してコンパレータ３３Ｓの動作を説明する。図５は式（５）のサイン乗算信号Ｍｓと鋸波との波形およびコンパレータ３３Ｓの出力信号Ｂｓを示す図であり、図５（ａ）は位相遅れが０°のときを、図５（ｂ）は位相遅れが９０°または２７０°のときを、図５（ｃ）は位相遅れが１８０°のときを示す図である。サイン乗算信号Ｍｓは基準信号Ｓｓの２倍の周波数であるので、基準信号Ｓｓの１波分が示されている。また、鋸波の周波数は基準信号Ｓｓの周波数の２５６倍であると上述したが、図示の関係で１２倍としている。サイン乗算信号Ｍｓの交流成分の位相は何らの意味を持たないので、図５（ａ）〜（ｃ）では同位相で図示している。

ここで、サイン乗算信号Ｍｓの振幅の中心（直流成分、または平均電圧）がＡcosθ（ここではＡ、０または−Ａ）であることに留意する。上記以外の位相遅れでは、位相遅れθに応じて−Ａ〜Ａの範囲となる。図からわかるように、Ａcosθが大きいときはコンパレータ３３Ｓの出力信号のハイの部分の幅の合計量は大きく、Ａcosθが小さくなるに従って当該合計量は小さくなる。また、Ａcosθが０のときは、ハイの分の幅の合計量とローの分の幅の合計量とは等しい。尚、コサイン乗算信号Ｍｃについても同様であるが、図示は省略する。

次に、図６を参照して２値信号Ｂｓのハイの部分の幅とサイン乗算信号Ｍｓのレベルとが比例することを説明する。Ｗｓはサイン乗算信号Ｍｓの拡大波形、Ｖｓは拡大波形Ｗｓが鋸波の傾斜部分と交差するときの電圧、Ｖｒは鋸波の最大電圧、Ｔｓは拡大波形Ｗｓが鋸波よりも大きい期間、Ｔｒは鋸波の１周期である。上述のように、実際の鋸波の周波数はサイン波の周波数に比べて十分に高い、例えば、２５６倍であるので、拡大波形Ｗｓの電圧は期間ＴｓにおいてＶｓであると近似できる。そうすると、Ｔｓ：Ｔｒ＝Ｖｓ：Ｖｒが成立し、Ｔｓ＝（Ｔｒ／Ｖｒ）・Ｖｓとなる。ここで、鋸波の最小電圧のレベルを基準（０ボルト）としたのは、この０ボルトの信号と鋸波を比較したときにコンパレータ３３Ｓの２値信号Ｂｓの正の部分の幅が０となるからである。

以上のことから、サイン乗算信号Ｍｓが鋸波よりも大きい期間（２値信号Ｂｓはハイである期間）はサイン乗算信号Ｍｓの電圧に比例する。一方、サイン乗算信号Ｍｓの平均電圧はＡcosθであるので、２値信号Ｂｓがハイである期間はＡcosθ（正確には、Ａcosθに鋸波の最大値と最小値の差の半分、つまり鋸波の振幅を加算した値）に比例する。同様に、コサイン乗算信号Ｍｃが鋸波よりも大きい期間（２値信号Ｂｃがハイである期間）は−Ａsinθ（正確には、−Ａsinθに鋸波の振幅を加算した値）に比例する。従って、２値信号Ｂｓ，Ｂｃはハイである期間（または幅）の合計量を求め、これらから鋸波の振幅に相当する値を減算することによって、Ａcosθと−Ａsinθとの比が求まることになる。

上述のように、カウンタ３５Ｓ，３５Ｃは基準信号Ｓｓの周波数に対して所定の倍率（例えば、２０４８倍）の周波数のパルス信号をカウントするので、基準信号Ｓｓの周波数に依存することなくカウント値Ｃｓ，Ｃｃは、それぞれ上述のＡcosθ、−Ａsinθに比例した値となる。このようにして得られた周波数ｆ１〜ｆｎに対するカウント値Ｃｓ，値Ｃｃが通信Ｉ／Ｆ３７を介して演算表示器２に送信され、メモリー２２に記憶される。また、チャンネルＢ，Ｃからのカウント値Ｃｓ，Ｃｃも同様にしてメモリー２２に記憶される。

次に、カウント値Ｃｓ、Ｃｃから位相遅れθおよび振幅２Ａを求める方法について説明する。これが図２のＳ８の処理に相当する。この処理は、カウント値Ｃｓ、Ｃｃを受信した演算表示器２のＣＰＵ２１によって行われる。予め、サイン系については位相遅れθが９０°または２７０°のとき（Ａcosθが０のとき）のカウント値（基準カウント値という）ＣＳｓを、コサイン系については位相遅れθが１８０°のとき（−Ａsinθが０のとき）の基準カウント値ＣＳｃを調べ、これらをメモリー２２に記憶する。この場合、２値信号Ｂｓ，Ｂｃのハイの部分の幅とローの部分の幅は等しいので、計測対象期間に相当する上述の基準信号Ｓｓの波数および基準信号Ｓｓの周波数に対するカウンタ３５Ｓ，３５Ｃのカウント信号の倍率から計算によって基準カウント値ＣＳｓ，ＣＳｃを求めることができる。この基準カウント値Ｃｓｓ，ＣＳｃが上述の鋸波の振幅に相当する値である。尚、上述のように、カウント信号の周波数は基準信号Ｓｓの周波数に対して所定の倍率の周波数であるので、基準信号Ｓｓの周波数がｆ_１〜ｆ_ｎの範囲で変化しても基準カウント値ＣＳｓ，ＣＳｃは一定である。

ここで、サイン系カウント値Ｃｓから基準カウント値ＣＳｓを引いた値である最終カウント値ＣＣｓは、サイン乗算信号Ｍｓの直流成分であるＡcosθに比例する。また、コサイン系カウント値Ｃｃから基準カウント値ＣＳｃを引いた値である最終カウント値ＣＣｃは、コサイン乗算信号Ｍｃの直流成分である−Ａsinθに比例する。従って、位相遅れθは下記の式（７）から求められる。
θ＝arctan（sinθ／cosθ）＝arctan（−ＣＣｃ／ＣＣｓ）（７）
上式から０°〜１８０°の範囲のθを求め、図７（ｂ）に示されるcosθ（ＣＣｓに対応する）、−sinθ（ＣＣｃに対応する）の正負に従って上記位相遅れθに１８０°を加算することによって最終的な位相遅れθを求める。つまり、ＣＣｓが正でＣＣｃが負である場合は最初に求めた位相遅れθが最終的な位相遅れθになるが、ＣＣｓが負でＣＣｃが正である場合は最初に求めた位相遅れθに１８０°を加算した値が最終的な位相遅れθになる。図７はＡcosθと−Ａsinθとの関係を示す参考図である。

次に、下記の式（８）によって振幅２Ｂを求める。
２Ｂ＝２（ＣＣｓ^２＋ＣＣｃ^２）^１／２（８）
この振幅２Ｂは、メインアンプ３１Ａの出力信号の振幅２Ａと同じ値ではないが、振幅２Ａに比例する値である。一方、メインアンプ３１Ａでは、全ての周波数に対して出力信号のレベルが略等しくなるように増幅率が制御された。そこで、検出器１１Ａの検出信号の振幅に比例する振幅Ｈを求めるために、上記の振幅２Ｂおよびメモリー２２に記憶されている周波数ごと（または、周波数範囲ごと）の増幅率に基づいて、このような増幅が行われなかったとしたときの振幅ＨがＣＰＵ２１によって算出される。尚、この振幅Ｈは、プリアンプの増幅率、起振機１５と検出器１１Ａ〜１１Ｃとの距離等によって変動する値であり、相対的な値である。この振幅Ｈは、検出器１１Ａ〜１１Ｃで検出されたレイリー波の振幅を比較するためのデータとして使用される。

次に、図２のＳ１２に示される位相オーバ処理について説明する。上述のように起振機１５および検出器１１Ａ〜１１Ｃは、起振機１５から最も離れた検出器１１Ｃで位相遅れが３６０°を超えないように設置されるが、土質の種類によっては位相遅れが３６０°を超えることがある。周波数が高くなると波長が短くなるので、３６０°を超える位相遅れは高い周波数で発生する。この場合、周波数が高くなるのにしたがって周波数遅れが３５６°、３５８°、１°、・・・のようになる。このような状況が発生するのは、本発明では連続的に生じているレイリー波の一部を検出して上述の信号処理を行っているために、１°の位相遅れと３６１°の位相遅れとを判別できないからである。位相オーバ処理とは、１°を３６１°として扱う処理のことである。当該処理では、メモリー２２に格納されている位相遅れデータを順番に調べ、上記の関係に該当する場合には、位相遅れデータに３６０°を加算することによりデータを補正する。

次に、位相遅れのデータからレイリー波の伝播速度Ｖｒと深度Ｄを求める方法について説明する。これが図２のＳ１３の処理に相当する。上記の方法で得られた周波数ｆ_ｋ（ｋ＝１〜ｎ）の検出器１１Ａ〜１１Ｃの検出信号の振幅および位相遅れをそれぞれ、（Ｈ_Ａｋ，θ_Ａｋ）、（Ｈ_Ｂｋ，θ_Ｂｋ）、（Ｈ_Ｃｋ，θ_Ｃｋ）とする。そうすると、検出器１１Ａ、１１Ｂ間の検出信号の位相差θ_ＡＢｋ、検出器１１Ｂ、１１Ｃ間の検出信号の位相差θ_ＢＣｋ、および検出器１１Ａ、１１Ｃ間の検出信号の位相差θ_ＡＣｋは、それぞれ下記の式（９）〜（１１）で表される。
θ_ＡＢｋ＝θ_Ｂｋ−θ_Ａｋ（９）
θ_ＢＣｋ＝θ_Ｃｋ−θ_Ｂｋ（１０）
θ_ＡＣｋ＝θ_Ｃｋ−θ_Ａｋ（１１）

また、検出器１１Ａ、１１Ｂ間の検出信号の時間差ΔＴ_ＡＢｋ、検出器１１Ｂ、１１Ｃ間の検出信号の時間差ΔＴ_ＢＣｋ、および検出器１１Ａ、１１Ｃ間の検出信号の時間差ΔＴ_ＡＣｋは、それぞれ下記の式（１２）〜（１４）で表される。
ΔＴ_ＡＢｋ＝θ_ＡＢｋ／３６０／ｆ_ｋ（１２）
ΔＴ_ＢＣｋ＝θ_ＢＣｋ／３６０／ｆ_ｋ（１３）
ΔＴ_ＡＣｋ＝θ_ＡＣｋ／３６０／ｆ_ｋ（１４）

そうすると、上述の式（１）、（４）により検出器１１Ａ、１１Ｂ間、検出器１１Ｂ、１１Ｃ間、および検出器１１Ａ、１１Ｃ間で計測されたレイリー波の伝播速度および深度は、それぞれ下記の式（１５）〜（２０）で求められる。
Ｖ_ＡＢｋ＝Ｌ１／Ｔ_ＡＢｋ（１５）
Ｄ_ＡＢｋ＝Ｖ_ＡＢｋ／２ｆ_ｋ（１６）
Ｖ_ＢＣｋ＝Ｌ２／Ｔ_Ｂｃｋ（１７）
Ｄ_ＢＣｋ＝Ｖ_ＢＣｋ／２ｆ_ｋ（１８）
Ｖ_ＡＣｋ＝Ｌ３／Ｔ_ＡＣｋ（１９）
Ｄ_ＡＣｋ＝Ｖ_ＡＣｋ／２ｆ_ｋ（２０）
このようにして、周波数ｆ_ｋ（ｋ＝１〜ｎ）のレイリー波の伝播速度および深度（Ｖ_ＡＢｋ、Ｄ_ＡＢｋ）、（Ｖ_ＢＣｋ、Ｄ_ＢＣｋ）、（Ｖ_ＡＣｋ、Ｄ_ＡＣｋ）が得られた。つまり、速度／深度情報が得られた。

次に、図２のＳ１４に示されるグラフ表示について説明する。検出器１１Ａ，１１Ｂ間のデータ、検出器１１Ｂ，１１Ｃ間のデータ、および検出器１１Ａ，１１Ｃ間のデータごとにＸ軸を伝播速度、Ｙ軸を深度とするＸＹ平面に上記の速度／深度情報をプロットし、特許文献１の図６と同様な速度／深度曲線（グラフ）を表示部２５に表示する。また、Ｘ軸を周波数、Ｙ軸を振幅とするＸＹ平面に各検出信号の振幅Ｈ_Ａｋ，Ｈ_Ｂｋ，Ｈ_Ｃｋをプロットし、振幅曲線（グラフ）を表示部２５に表示する。土質の専門技術者が上記曲線から地盤構造等を判定する。また、上記の速度／深度情報および振幅情報を解析ソフトウエアで自動解析することによって地盤構造等を判定するようにしてもよい。

次に、図２のＳ１５、Ｓ１６に示されるサイクルスリップ処理について説明する。上述のように起振機１５および検出器１１Ａ〜１１Ｃは、起振機１５から最も離れた検出器１１Ｃで位相遅れが３６０°を超えないように設置されるが、土質の種類によっては位相遅れが３６０°を超えることがある。しかも、高い振動周波数ではなく最初の方の低い周波数から上記のようになることがある。ここでは検出器１１Ａ，１１Ｂが２つであるとして説明する。検出器１１Ａ，１１Ｂの信号の位相遅れをθ_Ａ、θ_Ｂとすると、起振機１５と検出器１１Ａ，１１Ｂとの位置関係からθ_Ａ＜θ_Ｂが成立する。そこで、まず上記の関係が成立するか否かを低い周波数のθ_Ａ、θ_Ｂについて調べる（図２のＳ１５）。

θ_Ａ＜θ_Ｂであれば、３６０°以上の位相遅れはないと判断する。計測されたθ_Ａが１０°で、θ_Ｂが２０°であり、真の位相遅れがそれぞれ３７０°、３８０°である場合は、レイリー波の伝播速度等は、θ_Ｂ−θ_Ａから算出されるので演算上の問題は生じない。しかし、計測されたθ_Ａが３４０°で、θ_Ｂが２０°である場合は、真のθ_Ｂは３８０°であると推定される。しかも、このθ_Ａ、θ_Ｂを使用して伝播速度を求めることができない。この場合、サイクルスリップが発生したことおよび位相遅れθ_Ａ、θ_Ｂを示すサイクルスリップ発生メッセージを表示部２５に表示する（図２のＳ１６）。サイクルスリップとは、３６０°以上の位相遅れが発生し、伝播速度を求めることができない状況をいう。

サイクルスリップが発生した場合でも、図２に示される処理は終了する。オペレータはサイクルスリップ発生メッセージを参考にして、信号選択回路４９でサイン波信号Ｓｓ以外の信号を選択するように条件設定をして、図２と同じ処理を行う。
次に、どのようにしてサイクルスリップが解消されるかを説明する。例として、図８（ａ）に示される計測されたθ_Ａが３４０°、θ_Ｂが２０°である場合について考える。この場合、起振機１５の振動の位相を２０°よりも多く進めればサイクルスリップが解消するので、信号選択回路４９でコサイン波信号Ｓｃによって起振機１５を駆動するようにする。そうすると、図８（ｂ）に示されるように計測された位相遅れθ_Ａ、θ_Ｂ（これらは、θ_Ａ＜θ_Ｂを満たす）に９０°を加算すると真の位相遅れが求まる。尚、信号処理部２では、この計測された位相遅れθ_Ａ、θ_Ｂに基づいて信号処理が行われる。

次に、図８（ｃ）に示される計測されたθ_Ａが３４０°、θ_Ｂが１１０°である場合について考える。この場合、コサイン波信号Ｓｃによって起振機１５の振動の位相を９０°進めても、サイクルスリップの問題は解消しないので、位相反転回路４７から出力されるサイン波反転信号によって起振機１５を駆動する。そうすると、図８（ｄ）に示されるように計測された位相遅れθ_Ａ、θ_Ｂ（これらは、θ_Ａ＜θ_Ｂを満たす）に１８０°を加算すると真の位相遅れが求まる。次に、計測されたθ_Ａが３４０°、θ_Ｂが２００°である場合ついて考える。この場合、位相反転回路４８から出力されるコサイン波反転信号によって起振機１５を駆動することによってサイクルスリップの問題が解消する。尚、計測されたθ_Ａが３４０°、θ_Ｂが２９０°である場合は、本回路構成では対応することはできないが、このような状況は殆ど発生しないと考えられる。

次に、図９を参照して起振機１５の構造について説明する。この起振機１５は、固定部１５Ａ、可動部１５Ｂ、および両者を連結する弾性部材であるバネ１５Ｃから構成される。固定部１５Ａは、下板１５Ｆ、上板１５Ｄ、下端が下板１５Ｆに固定され、上端が上板１５Ｄに固定された円柱状の支柱１５Ｅ、コイル１５Ｈ、およびコイル１５Ｈを支持するコイル支持部材１５Ｇから構成される。

可動部１５Ｂは、リング状の上部保持板１５Ｉ、リング状の下部保持板１５Ｍ、永久磁石１５Ｊ，１５Ｊ、外側磁極用部材１５Ｋ，１５Ｋ、内側磁極用部材１５Ｌ，１５Ｌ、ならびに上部保持板１５Ｉおよび下部保持板１５Ｍの内周にそれぞれ固定されたブッシュ１５Ｎ，１５Ｎから構成される。永久磁石１５Ｊと外側磁極用部材１５Ｋとは互いに固定され、永久磁石１５Ｊと内側磁極用部材１５Ｌとは上部保持板１５Ｉに固定され、外側磁極用部材１５Ｋと内側磁極用部材１５Ｌとは下部保持板１５Ｍに固定される。
この上部保持板１５Ｉ、外側磁極用部材１５Ｋおよび内側磁極用部材１５Ｌは純鉄製であるので、外側磁極用部材１５Ｋ，１５Ｋと内側磁極用部材１５Ｌ，１５Ｌとの隙間Ｇ，Ｇに矢印の向きの磁束Ｂが発生する。そして、下部保持板１５Ｍの開口１５Ｐを貫通して上方に伸びるコイル支持部材１５Ｇによって支持されたコイル１５Ｈが上記隙間Ｇ，Ｇに配置されている。また、可動部１５Ｂが振動する際には、ブッシュ１５Ｎ，１５Ｎが支柱１５Ｅの外周上を上下方向に摺動する。

バネ１５Ｃは、可動部１５Ｂの外側を囲むように配置され、その上端は上板１５Ｄに固定され、その下端は可動部１５Ｂの下部保持板１５Ｍの突出部１５ＭＡに固定されている。コイル１５Ｈに電流が供給されていないときは、可動部１５Ｂの重量とバネ１５Ｃの収縮力とが図に示される状態でバランスするようになっている。この状態で、パワーアンプ５０から図に示される向きの電流がコイル１５Ｈに印加されると、コイル１５Ｈがコイル支持部材１５Ｇに固定されているので、可動部１５Ｂは上向きの力を受け、逆向きの電流が印加されると下向きの力を受ける。このコイル１５Ｈに印加されるサイン波の電流によって生じる力とバネ１５Ｃの反発力とにより、可動部１５Ｂは上下方向に単振動をする。尚、図では１ターンのコイル１５Ｈが示されているが、実際には複数ターンのコイルが使用される。

ここで、バネ１５Ｃの下端が上部保持板１５Ｉではなく、下部保持板１５Ｍの突出部１５ＭＡ、つまり、可動部１５Ｂの下端に固定されているので、可動部１５Ｂを大きな振幅で振動させることが可能となり、地盤Ｇに対して大きな振動を加えることができる。これにより、地盤Ｇの深度の深いところまで地盤調査を行うことが可能となる。また、図に示されるバネの接続形態に代えて、上部保持板１５Ｉに突出部を設け、バネの上端を上部保持板１５Ｉの突出部に固定し、バネの下端を下板１５Ｆに固定するようにしてもよい。

本実施形態では、図２のＳ３〜Ｓ５に示されるように、パワーアンプ５０から起振機１５のコイル１５Ｈに定常パワーの１／３のパワー、定常パワーの２／３のパワー、定常パワーの順番に段階的に駆動パワーを印加している。または、これに代えて、駆動パワーを連続的に上げようにしてもよい。このように駆動パワーを段階的にまたは連続的に上げているので、可動部１５Ｂの振動は段々と大きくなる。これにより、可動部１５Ｂが急に大きく振動して固定部１５Ａに衝突するのが防止される。また、図９の構造では、バネ１５Ｃの上端を上板１５Ｄに固定し、下端を上部保持板１５Ｉに固定する構造に比べて、可動部１５Ｂが大きく振動するので、可動部１５Ｂが固定部１５Ａに衝突するリスクが高い。しかし、駆動パワーが上記のように制御されるので、衝突が防止される。

以上述べた実施形態においては、乗算器３２Ｃにcosωtを乗算する場合について説明したが、cosωtに代えて−cosωtを乗算しても本発明を実施することができる。つまり、乗算器３２Ｃで検出信号に乗算する信号と乗算器３２Ｓで乗算する信号とは、互いにサイン／コサインの関係にある信号、すなわち、一方をサイン波の信号とすると他方は当該サイン波と位相が９０°異なるサイン波の信号であればよい。

また、上記実施形態では、サイン波発生回路４４から発生するサイン波信号Ｓｓを乗算器３２Ｓで検出信号に乗算するようにしたが、これに限られるものではなく、サイン波信号Ｓｓと位相の異なるサイン波の信号を乗算器３２Ｓで検出信号に乗算するようにしても本発明を実施することができる。この場合、信号処理器３およびＣＰＵ２１によって、当該位相の異なるサイン波に対する検出信号の位相遅れが算出される。

さらに、上記実施形態では、コンパレータ３３Ｓ，３３Ｃおよびカウンタ３５Ｓ，３５Ｃを使用してsinθとcosθとの比を求める場合について説明したが、乗算器３２Ｓ，３２Ｃの出力信号を、例えば、積分することによって、積分値から直流成分（平均電圧）を求めるようにしても本発明を実施することができる。

さらに、上記実施形態では、サイクルスリップ対策としてコサイン波発生回路４５、位相反転回路４７，４８により基準信号であるサイン波信号Ｓｓよりも位相を進めた信号を使用する場合について説明したが、サイン波信号Ｓｓの位相を進める位相シフト回路を使用するによっても実現することができる。

尚、本発明では、繰り返し発生するサイン波信号Ｓｓおよび検出信号の一部を切り出して使用しているので、位相遅れと位相進みとの明確な区別はない。また、上記実施形態では、サイン波とコサイン波を区別したが、両者の波形は同じであるので、コサイン波はサイン波の一種と考えることができる。

本発明に係る地盤探査装置の概略構成を示す図である。地盤探査装置の概略動作を示すフローチャートである。地盤探査装置の概略動作のタイムチャートである。信号処理器のブロック図である。コンパレータの動作を示す図である。２値信号のハイの部分の幅とサイン乗算信号とが比例することを説明する図である。Ａcosθと−Ａsinθとの関係を示す参考図である。サイクルスリップを説明する図である。起振機の縦断面図である。従来の地盤探査装置の概略構成を示す図である。

符号の説明

１地盤探査装置
２演算表示器
３信号処理器
１１Ａ，１１Ｂ，１１Ｃ検出器
１５起振機
１５Ａ固定部
１５Ｂ可動部
１５Ｃバネ（弾性部材）
２１ＣＰＵ（制御手段）
３１Ａ，３１Ｂ，３１Ｃメインアンプ（増幅器）
３２Ｓ，３２Ｃ乗算器
３３Ｓ，３３Ｃコンパレータ（比較器）
３４Ｓ，３４Ｃゲート回路
３５Ｓ，３５Ｃカウンタ
Ｂｓ，Ｂｃ２値信号
Ｃｓサイン系カウント値
Ｃｃコサイン系カウント値
Ｇ地盤
Ｍｓサイン乗算信号
Ｍｃコサイン乗算信号
Ｓｓサイン波信号（基準信号）
Ｓｃコサイン波信号

Claims

起振機から地盤に振動を加え、その振動によって生じるレイリー波の検出信号に基づいて地盤探査を行う地盤探査装置において、
サイン波の基準信号を発生する基準信号発生器と、
前記基準信号を増幅して前記起振機を駆動する起振機駆動部と、
前記検出信号に前記基準信号を第１信号として乗算する第１乗算器と、
前記検出信号に前記第１信号と位相が９０°異なるサイン波を乗算する第２乗算器と、
前記第１乗算器の出力信号および前記第２乗算器の出力信号からｓｉｎθとｃｏｓθとの比を求める第１算出手段と、ここでθは前記第１信号に対する前記検出信号の位相遅れであり、
前記ｓｉｎθとｃｏｓθとの比からθを求める第２算出手段と、を備えたことを特徴とする地盤探査装置。
請求項１に記載の地盤探査装置において、
前記第１乗算器は、前記基準信号に代えて前記基準信号と位相の異なるサイン波を第１信号とすることを特徴とする地盤探査装置。
請求項１または請求項２に記載の地盤探査装置において、
前記起振機駆動部は、前記基準信号に代えて前記基準信号と位相の異なるサイン波を増幅して前記起振機を駆動することを特徴とする地盤探査装置。
請求項１ないし請求項３のいずれかに記載の地盤探査装置において、
前記第１算出手段は、前記第１乗算器の出力信号と、前記基準信号の周波数よりも高い周波数で、且つ当該周波数に対して所定の倍率の周波数の比較信号とを比較する第１比較器と、前記第１比較器からのハイ信号（または、ロー信号）の幅を求める第１幅算出手段と、前記第２乗算器の出力信号と前記比較信号とを比較する第２比較器と、前記第２比較器からのハイ信号（または、ロー信号）の幅を求める第２幅算出手段と、を備えることを特徴とする地盤探査装置。
請求項１ないし請求項４のいずれかに記載の地盤探査装置において、
前記第１および第２乗算器の前段には前記検出信号を増幅する増幅器が設けられており、
前記増幅器は、前記基準信号の周波数の変動に依存することなく、その出力信号のレベルを略一定にするように構成されることを特徴とする地盤探査装置。
請求項１ないし請求項５のいずれかに記載の地盤探査装置において、
レイリー波を検出する第１および第２検出器と、
前記第２算出手段によって求められた第１検出器の検出信号の位相遅れと第２検出器の検出信号の位相遅れとから両検出信号の位相差を求め、この位相差からレイリー波の伝播速度を算出する手段と、を更に備えることを特徴とする地盤探査装置。