JP4356116B2 - 高周波回路デバイス，高周波モジュール及び通信装置 - Google Patents

Description

この発明は、マイクロ波やミリ波等の高周波信号を伝送するスロット線路を用いた高周波回路デバイス，高周波モジュール及び通信装置に関するものである。

半導体素子等の電気素子を接続することが容易であることや特性インピーダンスを高くすることが容易であること等の理由で、高周波回路デバイスにスロット線路が多用されるようになった。特に、近年では、伝送損失の低減化の観点から誘電体基板の表裏両面に対称的にスロット線路を形成した両面スロット構造タイプのもの（これをＰＤＴＬ（Planer Dielectric Transmission Line）という）を高周波回路デバイスに使用するようになってきた（例えば、特許文献１及び特許文献２参照）。

特開平０８−２６５００７号公報 特開２００４−００７３４９号公報

しかし、上記ＰＤＴＬタイプの線路を用いた従来の高周波回路デバイスでは、次のような問題がある。
図２２は、従来の高周波回路デバイスの問題点を説明するための概略断面図である。
図２２（ａ）に示すように、ＰＤＴＬ線路では、略同一形状のスロット線路１１１，１１２が誘電体基板１００の両面に形成され、同一の高周波信号が両スロット線路１１１，１１２に送られる。
したがって、スロット線路１１１を伝搬する高周波信号とスロット線路１１２を伝搬する高周波信号とに位相差が生じない場合には、図２２（ａ）に示すように、両高周波信号によって生じる電界Ｅ１，Ｅ２が同方向を向くので、誘電体基板１００の上下間に電位差は生じない。つまり、かかる場合には、不要波が誘電体基板１００内に発生せず、無用な電力損失や周辺機器との不要結合は生じない。
しかしながら、高周波回路デバイスでは、図２２（ｂ）に示すように、ＦＥＴ等の電気素子１１０をスロット線路１１１上に取り付けるため、スロット線路１１１，１１２との間の対称性が崩れ、スロット線路１１１を伝搬する高周波信号とスロット線路１１２を伝搬する高周波信号とに位相差が生じてしまう。この結果、図２２（ｂ）に示すように、両高周波信号によって生じる電界Ｅ１，Ｅ２が互いに逆方向を向いて、誘電体基板１００の上下間に電位差が生じてしまう。つまり、かかる場合には、誘電体基板１００内に不要な電界Ｅが発生し、無用な電力損失が生じると共にこの電界Ｅによる不要波が周辺機器と不要結合して、周辺機器の動作特性を劣化させるおそれがある。

この発明は、上述した課題を解決するためになされたもので、不要波の発生を防止して、電力損失と不要結合との回避を図った高周波回路デバイス，高周波モジュール及び通信装置を提供することを目的とする。

上記課題を解決するために、請求項１の発明は、基板の表面に対向配置された電極間の間隔線路で成る第１スロット線路と、基板の裏面に対向配置された電極間の間隔線路で成り且つ第１スロット線路と対向する第２スロット線路と、第１スロット線路に介設された電気素子とを備える高周波回路デバイスであって、第２スロット線路を伝搬する高周波信号の位相を第１スロット線路を伝搬する高周波信号の位相と略同位相に調整するための位相調整部を、第２スロット線路に設けた構成とする。
かかる構成により、同一の高周波信号を第１スロット線路と第２スロット線路とに伝搬させることができる。そして、第１スロット線路を伝搬する高周波信号は、第１スロット線路に介設された電気素子によって所定の処理がなされる。ところで、電気素子が第１スロット線路に介設されていることにより、第１スロット線路を伝搬する高周波信号と第２スロット線路を伝搬する高周波信号とに位相差が生じる場合がある。かかる場合には、第２スロット線路に設けられた位相調整部を用いて、第２スロット線路を伝搬する高周波信号の位相を第１スロット線路を伝搬する高周波信号の位相と略同位相に調整することができる。これにより、位相差によって基板内に生じる不要波を抑圧することができる。

請求項２の発明は、請求項１に記載の高周波回路デバイスにおいて、位相調整部は、第２スロット線路から分岐するスタブである構成とした。
かかる構成により、第２スロット線路から分岐するスタブの長さや形状を調整することで、第２スロット線路を伝搬する高周波信号の位相を第１スロット線路を伝搬する高周波信号の位相と略同位相に調整することができる。

請求項３の発明は、請求項２に記載の高周波回路デバイスにおいて、スタブは、所定長さの直状ショートスタブである構成とした。

請求項４の発明は、請求項１ないし請求項３のいずれかに記載の高周波回路デバイスにおいて、位相調整部は、第２スロット線路を跨ぐように両電極間に接続された所定長さの電極ラインである構成とした。
かかる構成により、電極ラインの長さを調整することで、第２スロット線路を伝搬する高周波信号の位相を第１スロット線路を伝搬する高周波信号の位相と略同位相に調整することができる。

請求項５の発明は、請求項１ないし請求項４のいずれかに記載の高周波回路デバイスにおいて、位相調整部は、第２スロット線路の部位であって、電気素子の介設位置の略真裏に位置する部位に設けた構成とする。

請求項６の発明に係る高周波モジュールは、請求項１ないし請求項５のいずれかに記載の高周波回路デバイスを備える構成とした。

請求項７の発明に係る通信装置は、請求項６に記載の高周波モジュールを備える構成とした。

請求項８の発明は、請求項７に記載の通信装置において、通信装置は、レーダ装置である構成とした。

以上詳しく説明したように、請求項１〜請求項９の発明に係る高周波回路デバイスによれば、位相調整部により、第２スロット線路を伝搬する高周波信号の位相を第１スロット線路を伝搬する高周波信号の位相と略同位相に調整して、基板内に生じる不要波を抑圧することができるので、不要波の発生を防止して電力損失を低減させることができると共に、不要波が基板外部に漏洩して、周囲の外部機器と不要結合することを防止することができる。この結果、高周波回路デバイス自体の特性改善、設計性改善、特性バラツキの軽減を図ることができる。

特に、請求項２の発明に係る高周波回路デバイスによれば、スタブの長さや形状を調整することで、第２スロット線路を伝搬する高周波信号の位相を第１スロット線路を伝搬する高周波信号の位相と略同位相に調整することができるので、不要波の発生を抑圧することができるだけでなく、第２スロット線路の伝送特牲の設計性を向上させることができる。

また、請求項４の発明に係る高周波回路デバイスによれば、大きな配置スペースが必要なスタブを用いずに、第２スロット線路を跨ぐ電極ラインによって、第２スロット線路を伝搬する高周波信号の位相調整をすることができるので、高周波回路デバイス自体の小型化を実現することができる。また、第２スロット線路側のアイソレーションが向上するので、デバイスの特性改善と設計性改善の効果を得ることができる。

また、請求項６〜請求項８の発明によれば、高周波モジュールや通信装置の動作特性を向上させることができると共に、特性のバラツキを軽減することができる。また、これらの機器の設計性も改善させることができる。

この発明の第１実施例に係る高周波回路デバイスを示す斜視図である。 図１に示す高周波回路デバイスの分解斜視図である。 高周波回路デバイスの表面側を示す平面図である。 高周波回路デバイスの裏面側を示す平面図である。 スタブを有しない高周波回路デバイスの利得を示す線図である。 スタブの長さに対する漏洩損失の見積もりの計算値を示す線図である。 ４００μｍの長さのスタブを有する高周波回路デバイスの利得を示す線図である。 この発明の第２実施例に係る高周波回路デバイスの要部を示すために一部を分解して示す斜視図である。 この発明の第３実施例に係る高周波回路デバイスの要部を示すために一部を分解して示す斜視図である。 この発明の第４実施例に係る高周波回路デバイスの要部を示すために一部を分解して示す斜視図である。 この実施例の高周波回路デバイスの裏面側を示す平面図である。 電極ラインを有する高周波回路デバイスの利得を示す線図である。 この発明の第５実施例に係る高周波回路デバイスの要部である裏面側を示す平面図である。 スタブの長さに対する漏洩損失の見積もりの計算値を示す線図である。 この発明の第６実施例に係る高周波発振回路の要部を示すために一部を分解して示す斜視図である。 この発明の第７実施例に係る高周波モジュールを示す分解斜視図である。 高周波モジュールのブロック図である。 上記第７実施例に係る高周波モジュールを備えた通信機の要部を示す斜視図である。 通信機のブロック図である。 一変形例に係る高周波回路デバイスの裏面側を示す平面図である。 他の変形例に係る高周波回路デバイスの裏面側を示す平面図である。 従来の高周波回路デバイスの問題点を説明するための概略断面図である。

符号の説明

１…高周波回路デバイス、 ２…誘電体基板、 ３…第１スロット線路、 ３ａ，４ａ…アイソレーション用のスタブ、 ４…第２スロット線路、 ５…ＦＥＴ、 ６，６１，６２…位相調整用のスタブ、 ７…高周波発振回路、 ８…高周波モジュール、 ９…ＢＢチップ、 ３１，３２，４１，４２…電極、 ３２ａ…ＤＣ電極、 ６３…電極ライン、 ７０…誘電体共振器、 ７１，７２ ＤＣカット線路、 ８１〜８５…分割基板、 ８１Ａ…アンテナ回路、 ８２Ａ…共用器回路、 ８３Ａ…送信回路、 ８４Ａ…受信回路、 ８５Ａ…発振回路、 ８６…パッケージ、 ８７…蓋、 ８８…無給電アンテナ、 ８９…閉塞板、 Ｄ…ドレイン電極、 Ｇ…ゲート電極、 Ｍ１，Ｍ２…高周波信号、 Ｓ…ソース電極。

以下、この発明の最良の形態について図面を参照して説明する。

図１は、この発明の第１実施例に係る高周波回路デバイスを示す斜視図であり、図２は、図１に示す高周波回路デバイスの分解斜視図であり、図３は、高周波回路デバイスの表面側を示す平面図であり、図４は、高周波回路デバイスの裏面側を示す平面図である。

図１に示すように、この実施例の高周波回路デバイス１は、増幅回路デバイスであり、誘電体基板２の両面にそれぞれ設けられた第１スロット線路３及び第２スロット線路４と、電気素子としての電界効果トランジスタ素子（以下「ＦＥＴ」と記す）５とを備えている。

第１スロット線路３は、誘電体基板２の表面２ａに対向配置された１対の電極３１，３２間の間隔線路で成る。具体的には、図２にも示すように、電極３１，３２を間隔Ｗで誘電体基板２上に形成することにより、幅Ｗの第１スロット線路３を得ている。そして、スタブ３ａを電極３１であって且つ後述するＦＥＴ５の実装部分に凹設している。このスタブ３ａは、アイソレーション用のスタブであり、その長さは第１スロット線路３に伝搬させる高周波信号Ｍ１の波長の１／４に設定されている。

一方、第２スロット線路４は、誘電体基板２の裏面２ｂに対向配置された１対の電極４１，４２間の間隔線路で成る。この第２スロット線路４は、第１スロット線路３と対向する。すなわち、電極４１，４２を間隔Ｗで誘電体基板２の下に形成し、且つ第１スロット線路３のアイソレーション用スタブ３ａと同長同形のスタブ４ａをスタブ３ａと対向する部位に形成している。

ＦＥＴ５は、増幅素子等の能動素子として機能する素子であり、図１に示すように、第１スロット線路３に介設されている。具体的には、ＦＥＴ５は、裏面にドレイン電極Ｄとゲート電極Ｇとソース電極Ｓとを有し、ソース電極Ｓを電極３２に接続させ、ドレイン電極Ｄ及びゲート電極Ｇをアイソレーション用スタブ３ａを跨ぐように電極３１に接続させた状態で、実装されている。

このようにＦＥＴ５を第１スロット線路３に介設することで、第１スロット線路３を伝搬する高周波信号Ｍ１と第２スロット線路４を伝搬する高周波信号Ｍ２とに位相差が生じるおそれがあるため、この実施例では、位相調整部としてのスタブ６を第２スロット線路４に設けている。これにより、第２スロット線路４を伝搬する高周波信号Ｍ２の位相が第１スロット線路３を伝搬する高周波信号Ｍ１の位相と略同位相になるように調整される。
具体的には、スタブ６は、図２に示すように、長さＬの直状ショートスタブであり、第２スロット線路４のスタブ４ａの位置からスタブ４ａとは逆側に分岐している。これにより、スタブ６は、ＦＥＴ５の略真裏に位置するので、スタブ６の長さＬを変化させることで、第２スロット線路４を伝搬する高周波信号Ｍ２の位相を調整することができる。

次に、この実施例の高周波回路デバイスが示す作用及び効果について説明する。
まず、図１，図３及び図４に示すように、同一の高周波信号Ｍ１，Ｍ２を高周波回路デバイス１の第１スロット線路３と第２スロット線路４とに伝搬させると、第１スロット線路３を伝搬する高周波信号Ｍ１が、第１スロット線路３に介設されたＦＥＴ５によって増幅処理がなされて、出力される。このとき、ＦＥＴ５が第１スロット線路３に介設されていることから、第１スロット線路３を伝搬する高周波信号Ｍ１の位相が第２スロット線路４を伝搬する高周波信号Ｍ２の位相と異なるおそれがある。しかし、この実施例では、スタブ６の長さＬを変化させて、第２スロット線路４を伝搬する高周波信号Ｍ２の位相を調整し、第１スロット線路３の高周波信号Ｍ１の位相と同位相にしているので、位相差は生じない。この結果、誘電体基板２内に生じる不要波が抑圧されるので、不要波の発生による電力損失や周囲の外部機器との不要結合を防止することができる。

発明者等はかかる効果を確認すべく次のようなシミュレーションを行った。
このシミュレーションでは、図１に示す高周波回路デバイス１において、誘電体基板２として、誘電率２４の誘電体を長さ（第１スロット線路３の長さ方向）８．０３ｍｍで幅（第１スロット線路３の幅方向）６．６０ｍｍの矩形状に形成した基板を用い、第１スロット線路３の間隔を１０μｍに設定すると共に第２スロット線路４の間隔を１００μｍに設定した。また、ＦＥＴ５として、ＧＳ型ＦＥＴを使用した。

このシミュレーションでは、まず、高周波回路デバイス１において、スタブ６の長さＬを「０ｍｍ」に設定した。つまり、スタブ６を有しない高周波回路デバイスについて、周波数が５４ＧＨｚ〜６６ＧＨｚの範囲の高周波信号を伝搬させて、その利得を計算させた。
図５は、スタブを有しない高周波回路デバイスの利得を示す線図である。
図５の利得曲線Ｓ１で示すように、スタブ６を有しない高周波回路デバイスでは、５４ＧＨｚ〜６６ＧＨｚの範囲で、点ｐ，ｐ′，ｐ１で示すような周期的なリップルが発生している。具体的には、点ｐ−ｐ間の周期と点ｐ′−ｐ′間の周期が共に約３．７ＧＨｚであり、その波長は誘電体基板２の長さに対応する。また、点ｐ１−ｐ１間の周期が約４．５ＧＨｚであり、その波長は誘電体基板２の幅に対応する。すなわち、このことは、誘電体基板２内に不要波が発生し、この不要波が誘電体基板２で共振することによって、上記のようなリップルが発生したと推定される。通常、ミリ波帯では、６０ＧＨｚを中心周波数として、５９ＧＨｚ〜６１ＧＨｚの範囲内の高周波信号を使用するが、スタブ６を用いない高周波回路デバイスでは、利得曲線Ｓ１に示すように、この範囲における利得の差が１１．９ｄＢとなり、動作特性が著しく悪い。

次に、高周波回路デバイス１において、スタブ６の長さＬを所定長さに設定し、周波数が５４ＧＨｚ〜６６ＧＨｚの範囲の高周波信号を伝搬させて、その利得を計算させた。
このとき、長さＬを０μｍ〜８００μｍの範囲のスタブ６について、スタブ６の長さＬに対する漏洩損失の見積もり(Q換算値)を計算した。図６は、スタブ６の長さに対する漏洩損失の見積もりの計算値を示す線図であり、曲線Ｓ１がこのシミュレーションに用いた高周波回路デバイスの計算値である。
図６の曲線Ｓ１が示すように、計算値を最も大きくするスタブ６の長さＬは４００μｍであった。したがって、スタブ６の長さＬを４００μｍに設定して、高周波回路デバイスの利得を計算させた。
図７は、４００μｍの長さのスタブを有する高周波回路デバイスの利得を示す線図である。
図７の利得曲線Ｓ２で示すように、このシミュレーションにおいても、スタブ６を有しない場合と同様に、５４ＧＨｚ〜６６ＧＨｚの範囲で、点ｐ，ｐ′，ｐ１で示すような周期的なリップルが発生している。しかし、５９ＧＨｚ〜６１ＧＨｚの範囲内の高周波信号を使用する場合において、このスタブ６を有する高周波回路デバイスでは、この範囲における利得の差が５．６ｄＢに圧縮されており、不要波が大きく抑圧されている。

次に、この発明の第２実施例について説明する。
図８は、この発明の第２実施例に係る高周波回路デバイスの要部を示すために一部を分解して示す斜視図である。
図８に示すように、この実施例の高周波回路デバイス１は、位相調整部としてのスタブの形状を上記第１実施例のスタブ６の形状と異ならしめた。
すなわち、スタブ４ａの位置に円形状のショートスタブ６１を形成した。そして、ショートスタブ６１の直径の大きさを調整することで、第２スロット線路４を伝搬する高周波信号Ｍ２の位相を調整するようにしている。
その他の構成、作用及び効果は、上記第１実施例と同様であるので、その記載は省略する。

なお、この実施例の変形例として、スタブ４ａの位置に楕円形状のショートスタブを形成したものを提示することができる。そして、ショートスタブの長軸や短軸の大きさを調整することで、第２スロット線路４を伝搬する高周波信号Ｍ２の位相を調整する。

次に、この発明の第３実施例について説明する。
図９は、この発明の第３実施例に係る高周波回路デバイスの要部を示すために一部を分解して示す斜視図である。
図９に示すように、この実施例の高周波回路デバイス１は、位相調整部としてのスタブの形状を上記第１及び第２実施例のスタブ６，６１の形状と異ならしめた。
すなわち、スタブ４ａの位置にテーパ状のショートスタブ６２を形成した。このショートスタブ６２は、第２スロット線路４との分岐部が幅狭に設定され、先端部側に向かって拡開するように設定されている。そして、ショートスタブ６２の拡開の角度や第２スロット線路４からの突出長さ等を調整することで、第２スロット線路４を伝搬する高周波信号Ｍ２の位相を調整することができる。
その他の構成、作用及び効果は、上記第１及び第２実施例と同様であるので、その記載は省略する。

なお、この実施例の変形例として、スタブ４ａの位置に扇形状のショートスタブを形成したものを提示することができる。

次に、この発明の第４実施例について説明する。
図１０は、この発明の第４実施例に係る高周波回路デバイスの要部を示すために一部を分解して示す斜視図であり、図１１は、この実施例の高周波回路デバイスの裏面側を示す平面図である。

図１０及び図１１に示すように、この実施例の高周波回路デバイス１では、電極ライン６３を位相調整部とした点が、上記第１ないし第３実施例と異なる。
すなわち、所定長の電極ライン６３を第２スロット線路４を跨ぐように電極４１，４２間に接続した。具体的には、橋状の電極ライン６３を、第２スロット線路４におけるＦＥＴ５の真裏の個所であって且つＦＥＴ５のドレイン電極Ｄとソース電極Ｓに対応する個所に渡して、当該個所を短絡した。
かかる構成により、電極ライン６３の長さを調整することで、第２スロット線路４を伝搬する高周波信号Ｍ２の位相を第１スロット線路３を伝搬する高周波信号Ｍ１の位相と略同位相に調整することができる。この結果、不要波の発生を抑圧することができる。

発明者等はかかる効果を確認すべく上記第１実施例の場合と略同様のシミュレーションを行った。
図１２は、電極ラインを有する高周波回路デバイスの利得を示す線図である。
図１２の利得曲線Ｓ３で示すように、このシミュレーションにおいても、５４ＧＨｚ〜６６ＧＨｚの範囲で、点ｐ，ｐ′，ｐ１で示すような周期的なリップルが発生している。しかし、５９ＧＨｚ〜６１ＧＨｚの範囲内の高周波信号を使用する場合において、この電極ライン６３を有する高周波回路デバイスでは、この範囲における利得の差が３．１ｄＢにも圧縮されており、上記第１実施例に比べて、不要波が極めて大きく抑圧されている。

また、上記第１ないし第３実施例では、比較的大きな配置スペースが必要なスタブ６，６１，６２を用いて、位相調整する構成としたが、この実施例では、第２スロット線路４を跨ぐ電極ライン６３によって、位相調整をする構成としたので、高周波回路デバイス１自体の小型化を実現することができる。また、第２スロット線路４側のアイソレーションが向上するので、デバイスの特性改善と設計性改善の効果を得ることができる。
その他の構成、作用及び効果は、上記第１ないし第３実施例と同様であるので、その記載は省略する。

次に、この発明の第５実施例について説明する。
図１３は、この発明の第５実施例に係る高周波回路デバイスの要部である裏面側を示す平面図である。また、図１４は、スタブの長さに対する漏洩損失の見積もりの計算値を示す線図である。なお、図１４において、縦軸は挿入損失の逆数であり、曲線Ｓ２がこの実施例の高周波回路デバイスにおける計算値である。
この実施例は、第２スロット線路４に電極ライン６３の他にスタブ６も設けた点が、上記第４実施例と異なる。
すなわち、図１３に示すように、所定長の電極ライン６３を第２スロット線路４を跨ぐように電極４１，４２間に接続すると共に、スタブ６をスタブ４ａの位置に形成した。具体的には、第２スロット線路４におけるＦＥＴ５の真裏の個所であって、ＦＥＴ５のドレイン電極Ｄとソース電極Ｓに対応する個所を電極ライン６３で短絡すると共に、スタブ６によって高周波信号Ｍ２を反射させる構成とした。
かかる構成においては、図１４の曲線Ｓ２に示すように、漏洩損失の計算値を最も小さくするスタブ６の長さＬは約３００μｍであった。
その他の構成、作用及び効果は、上記第４実施例と同様であるので、その記載は省略する。

なお、この実施例の変形例として、直状のスタブ６の代わりに、円形状や楕円形状のショートスタブを用いたり、テーパ形状や扇形のショートスタブを用いたものを提示することができる。

次に、この発明の第６実施例について説明する。
図１５は、この発明の第６実施例に係る高周波発振回路の要部を示すために一部を分解して示す斜視図である。
この実施例は、高周波回路デバイスを高周波発振回路に適用した例を示す。
高周波発振回路７は、図１５に示すように、誘電体共振器７０で生成した所定共振周波数の高周波信号を第１及び第２スロット線路３，４に伝送させ、ＦＥＴ５で増幅して出力する回路である。
具体的には、誘電体基板２の表面側の電極３２に、ＤＣカット線路７１，７２を形成して、ＤＣ電極３２ａを画成している。そして、ＦＥＴ５のゲート電極ＧをＤＣ電極３２ａに接続し、ドレイン電極ＤをＤＣカット線路７１の右側に位置する電極３２に接続すると共に、ソース電極Ｓを電極３１に接続している。一方、誘電体基板２裏面側の第２スロット線路４にも、ＤＣカット線路７１′，７２′が形成され、ＤＣカット線路７１′の位置に位相調整用の直状スタブ６が突設されている。

かかる構成により、高周波発振回路７の誘電体基板２内に生じる不要波を抑制して、高周波発振回路の動作特性を向上させることができると共に、特性のバラツキ軽減することができる。また、これらの回路の設計性も改善させることができる。
その他の構成、作用及び効果は、上記第１実施例と同様であるので、その記載は省略する。

次に、この発明の第７実施例について説明する。
図１６は、この発明の第７実施例に係る高周波モジュールを示す分解斜視図であり、図１７は、高周波モジュールのブロック図である。
図１６に示すように、この実施例の高周波モジュール８は、各回路が形成された分割基板８１〜８５と、これらの分割基板８１〜８５を収納するパッケージ８６とを有して成る。

各分割基板８１〜８５は、ＰＤＴＬ構造の回路基板であり、各分割基板８１〜８５には、回路ブロックとして、アンテナ回路８１Ａ、共用器回路８２Ａ、送信回路８３Ａ、受信回路８４Ａ、発振回路８５Ａがそれぞれ形成されている。

図１７に示すように、分割基板８１に形成されたアンテナ回路８１Ａは、送信電波を送信し及び受信電波を受信するブロックであり、放射スロット８１ａによって構成される。また、分割基板８２に形成された共用器回路８２Ａは、アンテナ回路８１Ａに接続されてアンテナ共用器をなすブロックであり、共振器８２ａ等で構成される。分割基板８３に形成された送信回路８３Ａは、共用器回路８２Ａに接続されアンテナ回路８１Ａに向けて送信信号を出力するブロックであり、ミキサ回路としての混合器８３ａと、帯域通過フィルタ８３ｂと、高周波増幅回路としての電力増幅器８３ｃとで構成されている。分割基板８４に形成された受信回路８４Ａは、共用器回路８２Ａに接続されアンテナ回路８１Ａによって受信した受信信号を入力するブロックであり、高周波増幅回路としての低雑音増幅器８４ａと、帯域通過フィルタ８４ｂと、ミキサ回路としての混合器８４ｃとで構成されている。分割基板８５に形成された発振回路８５Ａは、送信回路８３Ａと受信回路８４Ａとに接続され搬送波となる所定周波数の信号を発振するブロックであり、上記第６実施例の高周波発振器と同構造である。

一方、図１６において、パッケージ８６は、導電性金属材料のメッキ処理（メタライズ）が施された樹脂パッケージであり、上記分割基板８１〜８５がその内部に収納される。そして、パッケージ８６の上に取り付けられる蓋８７は、その中央部に開口８７ａを有し、この開口８７ａ内に、無給電アンテナ８８を有した電磁波透過可能な閉塞板８９が取り付けられている。これにより、無給電アンテナ８８が分割基板８１上の放射スロット８１ａと対向する。
なお、図１６及び図１７において、符号８６ａは、送信回路８３Ａに中間周波信号を入力するための入力端子であり、符号８６ｂは、受信回路８４Ａから中間周波信号を出力するための出力端子である。

なお、この第７実施例においては、発振回路８５Ａに第６実施例の高周波発振回路を適用した。すなわち、発振回路８５Ａの分割基板８５の裏側に位相調整用のスタブ６を設けたが、混合器８３ａと電力増幅器８３ｃを有しＦＥＴを介設する必要がある送信回路８３Ａの分割基板８３や、低雑音増幅器８４ａと混合器８４ｃとを有しＦＥＴを介設する必要がある受信回路８４Ａの分割基板８４にも、位相調整用のスタブ６を設けて、これらの回路を伝搬する高周波信号の位相を合わせることが好ましい。
その他の構成、作用及び効果は上記第６実施例と同様であるので、その記載は省略する。

次に、この発明の第８実施例について説明する。
図１８は、上記第７実施例に係る高周波モジュールを備えた通信機の要部を示す斜視図であり、図１９は、通信機のブロック図である。
図１８において、符号９０は基板であり、上記第７実施例の高周波モジュール８とＢＢ（ベースバンド）チップ９とがこの基板９０に実装されている。
かかる構成により、ＢＢチップ９がＢＢ部として機能し、ＢＢチップ９で変調された中間周波数のベースバンド信号が、出力端子９１から入力端子８６ａを介して高周波モジュール８（ＲＦ部として機能する）に入力される。すると、中間周波数のベースバンド信号が送信回路８３Ａで所定の高周波に変換され、無給電アンテナ８８から電波として送信される。また、無給電アンテナ８８で受信され、受信回路８４Ａで中間周波数に変換された受信信号は、出力端子８６ｂからＢＢチップ９の入力端子９２に出力される。すると、受信信号がＢＢチップ９において所定のベースバンド信号に復調される。
このように上記実施例の高周波モジュール８を用いることにより、動作特性に対する信頼性の高く且つ特性のバラツキの少ない通信機を提供することができる。また、これらの機器の設計性も改善させることができる。
その他の構成、作用及び効果は、上記第７実施例と同様であるので、その記載は省略する。

なお、この実施例では、高周波モジュール８とＢＢチップ９とで成る携帯電話等の通信機を例にして説明したが、ＢＢチップ９の代わりに信号処理部を用いることにより、ミリ波帯の高周波信号を送受信するレーダ装置にも適用することができる。

なお、この発明は、上記実施例に限定されるものではなく、発明の要旨の範囲内において種々の変形や変更が可能である。
例えば、上記第１ないし第３実施例では、位相調整用のスタブ６，６１，６２を第２スロット線路４のアイソレーター用スタブ４ａと同位置に形成したが、図２０に示すように、スタブ６をスタブ４ａから変位させて形成しても良い。同様に、上記第４及び第５実施例では、位相調整用の電極ライン６３を第２スロット線路４のアイソレーター用スタブ４ａと同位置に形成したが、図２１に示すように、電極ライン６３をスタブ４ａから変位させて形成しても良いことは勿論である。
また、上記実施例では、第１スロット線路３と第２スロット線路４の各間隔Ｗを等しく設定したが、第１スロット線路３の幅を第２スロット線路４よりも小さくしたり、逆に大きくしたりして、第１及び第２スロット線路３，４の線幅を異ならしめても良い。
また、上記第６実施例では、この高周波回路デバイスを高周波発振回路に適用した例を示したが、第７実施例の高周波モジュールに適用された高周波増幅回路やミキサ回路にもこの発明の高周波回路デバイスを適用することができることは勿論である。

Claims (8)

1. 基板の表面に対向配置された電極間の間隔線路で成る第１スロット線路と、当該基板の裏面に対向配置された電極間の間隔線路で成り且つ上記第１スロット線路と対向する第２スロット線路と、上記第１スロット線路に介設された電気素子とを備える高周波回路デバイスであって、
   上記第２スロット線路を伝搬する高周波信号の位相を上記第１スロット線路を伝搬する高周波信号の位相と略同位相に調整するための位相調整部を、上記第２スロット線路に設けた、
   ことを特徴とする高周波回路デバイス。
2. 請求項１に記載の高周波回路デバイスにおいて、
   上記位相調整部は、上記第２スロット線路から分岐するスタブである、
   ことを特徴とする高周波回路デバイス。
3. 請求項２に記載の高周波回路デバイスにおいて、
   上記スタブは、所定長さの直状ショートスタブである、
   ことを特徴とする高周波回路デバイス。
4. 請求項１ないし請求項３のいずれかに記載の高周波回路デバイスにおいて、
   上記位相調整部は、上記第２スロット線路を跨ぐように両電極間に接続された所定長さの電極ラインである、
   ことを特徴とする高周波回路デバイス。
5. 請求項１ないし請求項４のいずれかに記載の高周波回路デバイスにおいて、
   上記位相調整部は、上記第２スロット線路の部位であって、上記電気素子の介設位置の略真裏に位置する部位に設けた、
   ことを特徴とする高周波回路デバイス。
6. 請求項１ないし請求項５のいずれかに記載の高周波回路デバイスを備える、
   ことを特徴とする高周波モジュール。
7. 請求項６に記載の高周波モジュールを備える、
   ことを特徴とする通信装置。
8. 請求項７に記載の通信装置において、
   当該通信装置は、レーダ装置である、
   ことを特徴とする通信装置。

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