JP4347083B2 - 伝送路特性推定装置及びコンピュータプログラム - Google Patents

Description

本発明は、無線通信システムにおける伝送路特性推定装置及びその伝送路特性推定装置をコンピュータを利用して実現するためのコンピュータプログラムに関する。

無線通信システムにおいてマルチパス伝搬による自パス干渉を抑圧することは、高速伝送を実現する上で重要である。例えば、シングルキャリア伝送を用いる無線通信システムにおいて有効な自パス干渉抑圧技術としては周波数領域等化方式が知られている。特に、最小平均自乗誤差（Minimum Mean Square Error）規範を用いた周波数領域等化方式では、チャネル利得の小さい周波数成分における雑音強調を抑圧することができ、有効な等化アルゴリズムとして知られている（以下、この最小平均自乗誤差規範による周波数領域等化方式をＭＭＳＥ周波数等化方式と称する）。

図１３は、ＭＭＳＥ周波数等化方式を用いた従来の受信機３００を具備する無線通信システムの概略構成を示すブロック図である。図１３において、送信機１では、送信データ及び送信パイロット信号の各先頭にサイクリック・プリヒックス（Cyclic Prefix、以下、ＣＰと称する）をＣＰ挿入器１１ａ，１１ｂにより挿入し、次いで、それらＣＰ挿入後の送信データ及び送信パイロット信号を時間多重器１２により時間多重し、この時間多重された信号をアンテナ１３から無線送信する。図１４は、その送信信号の伝送フレームの構成例を示す図である。図１４の例では、パイロット信号の末尾の３２シンボルがパイロット信号の先頭部分（ＣＰ部分）に複写され、また、データの末尾の３２シンボルがデータの先頭部分（ＣＰ部分）に複写されている。なお、パイロット信号は受信機側との間で予め整合された既知の信号である。

受信機３００では、アンテナ２１により受信された信号の受信データ及び受信パイロット信号から、それぞれＣＰをＣＰ除去器２２ａ，２２ｂにより除去する。次いで、伝送路推定器３１０が、ＣＰ除去後の受信パイロット信号から伝送路特性推定値及び雑音電力推定値を求める。ＭＭＳＥ周波数等化器２４は、それら伝送路特性推定値及び雑音電力推定値を使用して、（１）式によりＣＰ除去後の受信データを周波数領域で等化し出力する。

但し、ｄ_ｒ（ｎ）はＣＰ除去後の受信データ、ｄ_ｒ’（ｎ）はＭＭＳＥ周波数等化後の受信データ、Ｈ_ａ（ｆ）は周波数領域の伝送路特性推定値、Ｎ_ａは雑音電力推定値、Ｆ｛ｘ｝はｘの離散フーリエ変換、Ｆ^−１｛ｘ｝はｘの逆離散フーリエ変換、^*は複素共役の表記、である。

図１５は、図１３の従来の伝送路推定器３１０の構成を示すブロック図である。図１５において、先ず、離散フーリエ変換器２３１ａがＣＰ除去後の受信パイロット信号ｐ_ｒ（ｎ）、（ｎは０から（Ｎ_ｐ−１）までの整数）に対してＮ_ｐポイントの離散フーリエ変換を行う（（２）式参照）。但し、Ｎ_ｐはＣＰ除去後の受信パイロット信号ｐ_ｒ（ｎ）の系列長、ｐ_ｒ（ｆ）は離散フーリエ変換後の信号である。

次いで、この変換後のパイロット信号Ｐ_r（ｆ）に対して乗算器２３４ａにより所定信号を乗じることによって、（３）式に示される周波数領域の伝送路特性推定値Ｈ_ａ（ｆ）が得られる。但し、Ｐ_t（ｆ）は既知のパイロット信号の周波数特性である。

ここで、伝送路特性推定値Ｈ_ａ（ｆ）は雑音が付加された伝送路特性推定値であるので、雑音の影響を取り除く必要がある。このらめに、逆離散フーリエ変換器２３２により伝送路特性推定値Ｈ_ａ（ｆ）を逆離散フーリエ変換し、時間領域の伝送路特性推定値ｈ_ａ（ｎ）を求める。この時間領域の伝送路特性推定値ｈ_ａ（ｎ）は、推定した遅延プロファイルを表している。一般に、ＣＰ長Ｎ_ＣＰは伝送路の最大遅延時間より長く設定されるので、該ＣＰ長Ｎ_ＣＰより長い時間領域の成分はすべて雑音成分とみなすことができる。これにより、乗算器２３４ｂにより、伝送路特性推定値ｈ_ａ（ｎ）に対して、ＣＰ長Ｎ_ＣＰ内の成分のみ取り出す係数ｇ_ＮＥ（ｎ）を有するフィルタ３１１ａを乗じることにより、伝送路特性推定値ｈ_ａ（ｎ）から雑音成分を除去する。次いで、伝送路推定値補間器２３９がその雑音除去後の伝送路特性推定値に対してデータ補間を行う。一般にパイロット長は、オーバヘッドを小さくするためにデータ長より短い。そこで、足らない分を伝送路推定値補間器２３９によりデータ値「０」で補間してデータ長と同じ長さの伝送路特性推定値を得る。次いで、離散フーリエ変換器２３１ｂがデータ補間後の伝送路特性推定値に対して離散フーリエ変換を行い、周波数領域の伝送路特性推定値Ｈ_ａ’（ｆ）を出力する（（４），（５）式参照）。この伝送路特性推定値Ｈ_ａ’（ｆ）がＭＭＳＥ周波数等化器２４に入力されて、上記（１）式における周波数領域の伝送路特性推定値Ｈ_ａ（ｆ）として使用される。

また、乗算器２３４ｃにより、伝送路特性推定値ｈ_ａ（ｎ）に対して、上記係数ｇ_ＮＥ（ｎ）の逆特性の係数（１−ｇ_ＮＥ（ｎ））を有するフィルタ３１１ｂを乗じることにより、伝送路特性推定値ｈ_ａ（ｎ）からＣＰ長Ｎ_ＣＰ外の成分を取り出す。次いで、雑音電力推定器２４１が該乗算器２３４ｃの出力を積分することにより雑音電力推定値Ｎ_ａを算出し出力する（（６）式参照）。

A. Czylwik, "Low Overhead Pilot-Aided Synchronization for Single Carrier Modulation with Frequency Domain Equalization," Proc. GLOBECOM '98, pp. 2068-2073, Sydney, Australia, Nov. 1998.

しかし、上述した従来の技術では、伝送路特性推定値ｈ_ａ（ｎ）から雑音成分を除去するために、上記図１５のフィルタ３１１ａにより伝送路特性推定値ｈ_ａ（ｎ）からＣＰ長Ｎ_ＣＰ内の成分のみを通過させ、それ以外の成分を除去するが、この構成では伝送路特性推定値の精度が低下するという問題が生じる。

図１６は、従来の雑音除去による伝送路特性推定値への影響を説明するための波形図である。図１６（ａ）には、伝送路特性推定値ｈ_ａ（ｎ）の遅延プロファイルが示されている。この図１６（ａ）に示されるように、ベースバンドフィルタの時間応答広がりによってパス応答成分がＣＰ長Ｎ_ＣＰ外まではみ出している。このような場合には、上記フィルタ３１１ａによってそのベースバンドフィルタの時間応答広がり部分の成分がカットされてしまうことにより、伝送路特性推定値の精度が低下する。

また、そのベースバンドフィルタの時間応答広がり部分の成分を有効とするために、ベースバンドフィルタの時間応答広がりを考慮して伝送路特性推定値ｈ_ａ（ｎ）から雑音除去することが考えられる。図１６（ｂ）は、ベースバンドフィルタの時間応答広がりを考慮した雑音除去方法を説明するための波形図である。この図１６（ｂ）では、伝送路特性推定値ｈ_ａ（ｎ）の前方部分に関して、先頭からＣＰ長Ｎ_ＣＰにベースバンドフィルタの時間応答広がり長Ｎ_ＮＥを加えた範囲までの成分を取り出す。また、後方部分に関しては、遅延プロファイルの末尾からベースバンドフィルタの時間応答広がり長Ｎ_ＮＥまで溯った範囲の成分を取り出す。次いで、伝送路特性推定値がデータ長Ｎ_ｄと等しくするために、該取り出された伝送路特性推定値の間をデータ値「０」で補間する。

しかしながら、上記図１６（ｂ）の雑音除去方法では、ベースバンドフィルタの時間応答広がり部分の成分を取り出すとともに雑音成分も取り出してしまうという問題が生じる。図１７は、上記図１６（ｂ）の雑音除去による伝送路特性推定値への影響を説明するための波形図である。図１７（ａ）には、伝送路特性推定値ｈ_ａ（ｎ）の遅延プロファイルが示されているが、この遅延プロファイルはベースバンドフィルタによるシンボル間干渉よりも雑音のほうが支配的な伝送路によるものである。この図１７（ａ）では信号電力と雑音電力が略等しい。このような場合、ベースバンドフィルタの時間応答広がり部分では雑音電力が信号電力よりも大きいために、該ベースバンドフィルタの時間応答広がり部分を有効成分として取り出すことにより伝送路特性推定値に付加される雑音が増大し（図１７（ｂ）参照）、かえって伝送路特性推定値の精度が低下する虞がある。

本発明は、このような事情を考慮してなされたもので、その目的は、雑音成分を適切に除去することにより伝送路特性推定値の精度向上を図ることができる伝送路特性推定装置を提供することにある。

また、本発明の他の目的は、本発明の伝送路特性推定装置をコンピュータを利用して実現するためのコンピュータプログラムを提供することにある。

上記の課題を解決するために、本発明に係る伝送路特性推定装置は、既知信号を送信機から受信機へ送信する無線通信システムにおける伝送路特性を推定する伝送路特性推定装置において、前記既知信号と前記受信機により受信された受信既知信号とに基づいて第一段階の伝送路特性推定値を算出する伝送路特性推定値演算手段と、前記第一段階の伝送路特性推定値から有効パスを検索するパス検出手段と、前記検出された有効パスの総和を算出して第二段階の伝送路特性推定値を求めるパス和算出手段と、前記検出された有効パスに対して、前記受信既知信号が前記送信機から送信されるときに通過したベースバンドフィルタ（送信フィルタ）の時間応答広がりを付加してから、さらに、前記受信既知信号が前記受信機で受信されるときに通過したベースバンドフィルタ（受信フィルタ）の時間応答広がりを付加する第一のフィルタと、前記第一のフィルタの出力を前記第一段階の伝送路特性推定値から減算するパス検索対象算出手段と、を備え、前記パス検出手段は、前記パス検索対象算出手段により得られたパス検索対象から次の有効パスを検索することを特徴とする。

本発明に係る伝送路特性推定装置においては、前記パス検出手段は、パスの電力を閾値判定して有効パスを検出することを特徴とする。

本発明に係る伝送路特性推定装置においては、前記閾値は、過去の雑音電力推定情報、又は前記第一段階の伝送路特性推定値の最大電力に基づいて算出されることを特徴とする。

本発明に係る伝送路特性推定装置においては、前記第二段階の伝送路特性推定値に対して、前記送信フィルタの時間応答広がりを付加してから、さらに、前記受信フィルタの時間応答広がりを付加する第二のフィルタを備えたことを特徴とする。

本発明に係る伝送路特性推定装置においては、前記検出された有効パスの全てに係る成分が取り除かれたときの前記パス検索対象、又は前記第一段階の伝送路特性推定値を用い、伝送路の最大遅延時間に応じたパス存在範囲及びこのパス存在範囲の末端から、前記送信フィルタの時間応答広がりに加えて前記受信フィルタの時間応答広がりの部分の範囲を除外して雑音電力を推定する雑音電力推定手段を備えたことを特徴とする。

本発明に係る伝送路特性推定装置においては、前記受信既知信号は、前記受信機によりアンダーサンプリングされる前の信号であることを特徴とする。

本発明に係るコンピュータプログラムは、既知信号を送信機から受信機へ送信する無線通信システムにおける伝送路特性を推定する伝送路特性推定処理を行うためのコンピュータプログラムであって、前記既知信号と前記受信機により受信された受信既知信号とに基づいて第一段階の伝送路特性推定値を算出する機能と、前記第一段階の伝送路特性推定値から有効パスを検索する機能と、前記検出された有効パスの総和を算出して第二段階の伝送路特性推定値を求める機能と、前記検出された有効パスに対して、前記受信既知信号が前記送信機から送信されるときに通過したベースバンドフィルタ（送信フィルタ）の時間応答広がりを付加してから、さらに、前記受信既知信号が前記受信機で受信されるときに通過したベースバンドフィルタ（受信フィルタ）の時間応答広がりを付加する第一のフィルタ機能と、前記第一のフィルタ機能の出力を前記第一段階の伝送路特性推定値から減算してパス検索対象を算出する機能と、前記算出されたパス検索対象を次の有効パスの検索に用いる機能と、をコンピュータに実現させることを特徴とする。

本発明に係るコンピュータプログラムにおいては、前記パス検索の際に、パスの電力を閾値判定して有効パスを検出する機能をさらにコンピュータに実現させることを特徴とする。

本発明に係るコンピュータプログラムにおいては、前記閾値には、過去の雑音電力推定情報、又は前記第一段階の伝送路特性推定値の最大電力に基づいて算出されたものを使用することを特徴とする。

本発明に係るコンピュータプログラムにおいては、前記第二段階の伝送路特性推定値に対して、前記送信フィルタの時間応答広がりを付加してから、さらに、前記受信フィルタの時間応答広がりを付加する第二のフィルタ機能をさらにコンピュータに実現させることを特徴とする。

本発明に係るコンピュータプログラムにおいては、前記検出された有効パスの全てに係る成分が取り除かれたときの前記パス検索対象、又は前記第一段階の伝送路特性推定値を用い、伝送路の最大遅延時間に応じたパス存在範囲及びこのパス存在範囲の末端から、前記送信フィルタの時間応答広がりに加えて前記受信フィルタの時間応答広がりの部分の範囲を除外して雑音電力を推定する機能をさらにコンピュータに実現させることを特徴とする。

本発明に係るコンピュータプログラムにおいては、前記受信既知信号には、前記受信機によりアンダーサンプリングされる前の信号を使用することを特徴とする。
これにより、前述の伝送路特性推定装置がコンピュータを利用して実現できるようになる。

本発明によれば、ベースバンドフィルタの時間応答広がりによるシンボル間干渉よりも雑音の方が支配的な伝送路に適用する場合においても、雑音成分が適切に除去された高精度な伝送路特性推定値を求めることができる。

また、ベースバンドフィルタの時間応答広がり部分のパス成分を伝送路特性推定値に含めることができるので、該伝送路特性推定値を用いた周波数領域等化により、ベースバンドフィルタによるシンボル間干渉を抑圧することができる等の受信精度向上効果が得られ、低誤り率で信頼性の高い無線通信の実現に寄与することができる。

以下、図面を参照し、本発明の一実施形態について説明する。本実施形態ではスペクトル拡散方式の無線通信システムを例に挙げて説明する。
図１は、本発明の一実施形態に係る伝送路推定器２３（伝送路特性推定装置）を備えた受信器２を具備する無線通信システムの概略構成を示すブロック図である。図１において、送信機１は上記図１３の従来の構成と同様である。送信機１では、ＣＰ挿入器１１ａが送信データの先頭にＣＰを挿入し、また、ＣＰ挿入器１１ｂが送信パイロット信号の先頭にＣＰを挿入する。次いで、時間多重器１２がそれらＣＰ挿入後の送信データ及び送信パイロット信号を時間多重し、この時間多重された信号はアンテナ１３から無線送信される。このＣＰ付きの送信信号の伝送フレームの構成は、例えば上記した図１４の構成である。また、パイロット信号は受信機側との間で予め整合された既知の信号である。

図１に示される受信機２においては、伝送路推定器２３以外の構成は上記図１３の従来の構成と略同様である。
受信機２では、ＣＰ除去器２２ａがアンテナ２１により受信された信号の受信データからＣＰを除去し、また、ＣＰ除去器２２ｂがアンテナ２１により受信された信号の受信パイロット信号からＣＰを除去する。次いで、伝送路推定器２３が、ＣＰ除去後の受信パイロット信号から伝送路特性推定値及び雑音電力推定値を求める。ＭＭＳＥ周波数等化器２４は、それら伝送路特性推定値及び雑音電力推定値を使用して、上記（１）式によりＣＰ除去後の受信データを周波数領域で等化し出力する。

以下、本発明の一実施形態に係る伝送路推定器２３（伝送路特性推定装置）について詳細に説明する。

図２は、本発明の一実施形態に係る伝送路推定器２３の構成を示すブロック図である。
図２において、伝送路推定部２３には、ＣＰが除去された系列長Ｎ_ｐの受信パイロット信号ｐ_ｒａ（ｎ）が入力される。この受信パイロット信号ｐ_ｒａ（ｎ）は、上記図１３の従来の伝送路推定部３１０に入力される受信パイロット信号ｐ_ｒ（ｎ）とは異なり、受信フィルタ部のアンダーサンプリングが行われていないサンプル時間単位の信号である。

なお、上記図１３の従来の伝送路推定部３１０に入力される受信パイロット信号ｐ_ｒ（ｎ）は、受信フィルタ部（図示せず）でアンダーサンプリングされた拡散符号チップ時間（以下、単にチップ時間と称する）単位の信号である。
本実施形態では、上記受信パイロット信号ｐ_ｒａ（ｎ）を使用して伝送路特性推定値を算出する。この理由は、アンダーサンプリングされる前の信号を用いた方が、チップ間に存在するパス位置をより正確に推定することができるからである。

次いで、上記図１５と同様に、入力された受信パイロット信号ｐ_ｒａ（ｎ）を離散フーリエ変換器２３１ａにより離散フーリエ変換し、この変換後のパイロット信号Ｐ_r（ｆ）に対して乗算器２３４ａにより所定信号を乗じることによって、上記（３）式に示される周波数領域の伝送路特性推定値Ｈ_ａ（ｆ）を得る。次いで、この伝送路特性推定値Ｈ_ａ（ｆ）を逆離散フーリエ変換器２３２により逆離散フーリエ変換し、時間領域の第一段階の伝送路特性推定値ｈ_ａ（ｎ）を得る。この第一段階の伝送路特性推定値ｈ_ａ（ｎ）の系列長は、ベースバンドフィルタでのサンプル数Ｎ_Ｆにパイロット信号の系列長Ｎ_ｐを乗じた値「Ｎ_ＦＮ_ｐ」である。次いで、伝送路特性推定値ｈ_ａ（ｎ）は第一段階の伝送路推定値記憶器２３３ａ（メモリ）に記憶される。この第一段階の伝送路推定値記憶器２３３ａは、以降の一連のイタレーション動作が終了するまで当該伝送路特性推定値ｈ_ａ（ｎ）を保持し出力する。

ここで、図３〜図１１を参照して、伝送路推定器２３のイタレーション動作を説明する。
このイタレーション動作では、第一段階の伝送路推定値記憶器２３３ａに保持された伝送路特性推定値ｈ_ａ（ｎ）の遅延プロファイルの中から、一つずつ有効パスを検出し、有効パスの総和を求める作業を有効パスが無くなるまで繰り返す。また、有効パス検出の都度、該検出した有効パスに対してベースバンドフィルタの時間応答広がりを付加した成分を伝送路特性推定値ｈ_ａ（ｎ）から減算し、この減算結果の中から次の有効パスを検出する。このイタレーション動作中には、図２のスイッチＳＷ１が第二段階の伝送路推定値記憶器２３３ｂ及び送信フィルタ２３７ａの側を選択し、スイッチＳＷ２が開放する。

先ず、第一段階の伝送路推定値記憶器２３３ａに保持された伝送路特性推定値ｈ_ａ（ｎ）から、最初の有効パスを探し出す（図３参照）。パス検出器２３６には、（７）式で表されるパス検索対象ｈ_search（ｎ，ｉ）が入力される。このパス検索対象ｈ_search（ｎ，ｉ）は、乗算器２３４ｂ及び加算器２３５ａにより、伝送路特性推定値ｈ_ａ（ｎ）から受信フィルタ２３８ａの出力ｈ_old（ｎ，ｉ）を減算したものである。

但し、ｉはイタレーション数であり、この初期値は０である。また、受信フィルタ２３８ａの出力ｈ_old（ｎ，ｉ）の初期値ｈ_old（ｎ，０）は０である。これにより、最初のパス検索対象ｈ_search（ｎ，０）は伝送路特性推定値ｈ_ａ（ｎ）全体となる。

パス検出器２３６は、パス検索対象ｈ_search（ｎ，ｉ）から有効パスを一つだけ検索する。この検索範囲は、伝送路の最大遅延時間に応じたパス存在範囲に設定する。具体的には、パス検索対象ｈ_search（ｎ，ｉ）の先頭からＣＰ長Ｎ_ＣＰチップ分の範囲（Ｎ_Ｆ（Ｎ_ＣＰ＋１））と、末尾からＣＰ長Ｎ_ＣＰチップ分溯った範囲（Ｎ_Ｆ（Ｎ_ＣＰ＋１）−１）との２つの範囲である。これらの各検索範囲内で、閾値ｈ_ＴＨ以上であり、且つ最大の電力を有するパスを探し出す（（８）式参照）。すなわち、パス検索対象ｈ_search（ｎ，ｉ）の中から、最も電力の大きな最大優先度のパスを検出する。

次いで、パス検出器２３６は、その検索結果である有効パスｈ_effective（ｎ_０，０）を含む出力ｈ_effective（ｎ，ｉ）を（９）式により生成し出力する（図４参照）。但し、ｎ_ｉは（８）式により検出された有効パスの位置である。

図３では、最初のパス検索対象ｈ_search（ｎ，０）である伝送路特性推定値ｈ_ａ（ｎ）全体から、一つの有効パスｈ_effective（ｎ_０，０）が検出される。そして、図４では、該一つの有効パスｈ_effective（ｎ_０，０）を含むパス検出器２３６の出力ｈ_effective（ｎ，０）が示されている。

なお、最終的に検出される有効パス数は上記閾値ｈ_ＴＨにより左右される。このことから、自パス干渉電力よりも雑音電力のほうが支配的な伝送路に適用する場合は、閾値ｈ_ＴＨを高く設定することによりパス検出精度が向上する。一方、雑音電力よりも自パス干渉電力のほうが大きい伝送路に適用する場合は、閾値ｈ_ＴＨを低く設定することによりパス検出精度が向上する。このように、閾値ｈ_ＴＨの設定の仕方により、適用する伝送路に最適なパス検出を行うことができる。本実施形態では、本実施形態での過去に推定された雑音電力推定値Ｎ_ａ（詳細は後述する）から（１０）式により閾値ｈ_ＴＨを求めることにより、伝送路状態に応じた最適な閾値ｈ_ＴＨを設定する。但し、ｋは定数である。

また、パス検出器２３６は、最初のパス検索対象ｈ_search（ｎ，０）の中に上記（８）式の条件を満たすパスが存在しなかった場合、最先行パスを有効パスとして出力ｈ_effective（ｎ，ｉ）を生成する（（１１）式参照）。この場合にはイタレーション動作を終了する。

次いで、パス検出器２３６の出力ｈ_effective（ｎ，ｉ）には、加算器２３５ｂにより、第二段階の伝送路推定値記憶器２３３ｂに保持されている保持値ｈ_ＭＥＭ（ｎ，ｉ）が加算される。この加算結果がイタレーション動作の途中結果ｈ_ｂ（ｎ，ｉ）となる（（１２）式参照）。

このイタレーション動作の途中結果ｈ_ｂ（ｎ，ｉ）は、上記（８）式の条件を満たすパスが存在した場合に、これまでのイタレーション動作で検出されたパス和として、第二段階の伝送路推定値記憶器２３３ｂに更新記憶される（（１３）式参照）。一方、上記（８）式の条件を満たすパスが存在しなかった場合には、当該途中結果ｈ_ｂ（ｎ，ｉ）が第二段階の伝送路特性推定値ｈ_ｂ（ｎ）となる。

また、上記イタレーション動作の途中結果ｈ_ｂ（ｎ，ｉ）は、（１４）式により表すこともできる。

第二段階の伝送路推定値記憶器２３３ｂの保持値ｈ_ＭＥＭの初期値ｈ_ＭＥＭ（ｎ，０）は０である。これにより、パス検出器２３６の出力ｈ_effective（ｎ，０）が最初のイタレーション動作の途中結果ｈ_ｂ（ｎ，０）となり、保持値ｈ_ＭＥＭ（ｎ，１）として更新記憶される（図４参照）。

また、イタレーション動作の途中結果ｈ_ｂ（ｎ，ｉ）は送信フィルタ２３７ａに入力され、このフィルタ通過後、さらに受信フィルタ２３８ａに入力される。受信フィルタ２３８ａの出力ｈ_old（ｎ，ｉ）は、（１５）式により表される。ここで、ｇ_ｔは送信フィルタ２３７ａのタップ係数、ｇ_ｒは受信フィルタ２３８ａのタップ係数である。これら送信フィルタ２３７ａ及び受信フィルタ２３８ａはベースバンドフィルタに相当している。

この（１５）式により示されるように、受信フィルタ２３８ａの出力ｈ_old（ｎ，ｉ＋１）は、イタレーション数ｉまでに検出された有効パスの総和にフィルタの応答を畳み込んだ信号となる（図５参照）。つまり、受信フィルタ２３８ａの出力ｈ_old（ｎ，ｉ）は、これまでに検出された全有効パスに対してベースバンドフィルタの時間応答広がりを付加した成分を有するものとなる。図５では、最初のイタレーション動作で検出された有効パスが送信フィルタ２３７ａ及び受信フィルタ２３８ａを通過した成分が示されている。

次いで、受信フィルタ２３８ａの出力ｈ_old（ｎ，ｉ）が、乗算器２３４ｂ及び加算器２３５ａにより、第一段階の伝送路推定値記憶器２３３ａに保持された伝送路特性推定値ｈ_ａ（ｎ）から減算される。この減算結果が次のパス検索対象ｈ_search（ｎ，ｉ）となる。すなわち、イタレーション数（ｉ＋１）のパス検索対象ｈ_search（ｎ，ｉ＋１）は、イタレーション数ｉまでに検出された全有効パスに対してベースバンドフィルタの時間応答広がりを付加した成分を、伝送路特性推定値ｈ_ａ（ｎ）から除去した残りの成分である（図６参照）。

図６では、２回目のパス検索対象ｈ_search（ｎ，１）が示されており、最初のイタレーション動作で検出された有効パスに係る成分が伝送路特性推定値ｈ_ａ（ｎ）から除去されている。そして、この新たなパス検索対象ｈ_search（ｎ，１）に対して、上述した一連のイタレーション動作を実行する。すなわち、パス検索対象ｈ_search（ｎ，１）から上記（８）式の条件を満足する有効パスを一つ検出し（図７参照）、この有効パスをこれまでの有効パスの総和に加算し（図８参照）、この加算により求められた新たな有効パスの総和を保持し、この有効パスの総和に対して送信フィルタ、受信フィルタを通過させ（図９参照）、この受信フィルタの出力を伝送路特性推定値ｈ_ａ（ｎ）から減算して次のパス検索対象ｈ_search（ｎ，２）を求める（図１０参照）。

次いで、上記（８）式の条件を満たすパスが存在しなかった場合には、一連のイタレーション動作を終了し、パス検出器２３６がスイッチＳＷ１を伝送路推定値補間器２３９側へ切り替え、最後のイタレーション動作の途中結果ｈ_ｂ（ｎ，ｉ）を第二段階の伝送路特性推定値ｈ_ｂ（ｎ）として出力する（図１０、図１１参照）。図１０では、パス検索対象ｈ_search（ｎ，２）の中から有効パスが検出されない。これにより図１１に示される途中結果ｈ_ｂ（ｎ，２）、すなわち第二段階の伝送路推定値記憶器２３３ｂの保持値ｈ_ＭＥＭ（ｎ，２）が第二段階の伝送路特性推定値ｈ_ｂ（ｎ）として出力される。

上述した一連のイタレーション動作により、第一段階の伝送路特性推定値ｈ_ａ（ｎ）に含まれる有効パスのみが全て抽出され、この抽出された有効パスのみから第二段階の伝送路特性推定値ｈ_ｂ（ｎ）が構成される。これにより、第二段階の伝送路特性推定値ｈ_ｂ（ｎ）には雑音成分が含まれない。また、閾値ｈ_ＴＨにより伝送路状態に応じたパス検出が行われているので、雑音が支配的なパスは第一段階の伝送路特性推定値ｈ_ａ（ｎ）から抽出されずに排除される。

次いで、伝送路推定値補間器２３９が第二段階の伝送路特性推定値ｈ_ｂ（ｎ）に対してデータ値「０」でデータ補間し、データ長「Ｎ_ＦＮ_ｄ」と同じ長さの伝送路特性推定値ｈ_ｃ（ｎ）を出力する。この補間方法は、上記図１６（ｂ）の方法と同様であり、伝送路特性推定値ｈ_ｂ（ｎ）の先頭からＣＰ長Ｎ_ＣＰチップ分の範囲内の成分（ｎが０から「Ｎ_Ｆ（Ｎ_ＣＰ＋１）−１」までの成分）と、末尾からＣＰ長Ｎ_ＣＰチップ分溯った範囲内の成分（ｎが「Ｎ_Ｆ｛Ｎ_Ｐ−（Ｎ_ＣＰ＋１）｝＋１」から「Ｎ_ＦＮ_Ｐ−１」までの成分）とを取り出し、データ長「Ｎ_ＦＮ_ｄ」と同じ長さになるようにデータ値「０」でデータ補間して連結する。

次いで、伝送路特性推定値ｈ_ｃ（ｎ）は、送信フィルタ２３７ｂを通過後に受信フィルタ２３８ｂを通過する。これら送信フィルタ２３７ｂ及び受信フィルタ２３８ｂはベースバンドフィルタに相当している。これにより、受信フィルタ２３８ｂの出力は、ベースバンドフィルタの時間応答広がりが再現された伝送路特性推定値となる。

次いで、アンダーサンプル器２４０が受信フィルタ２３８ｂの出力をアンダーサンプルし、チップ時間単位の伝送路推定値を出力する。次いで、離散フーリエ変換器がアンダーサンプル器２４０の出力を離散フーリエ変換し、周波数領域の伝送路特性推定値Ｈ_ａ’（ｆ）を出力する。
これにより、ベースバンドフィルタの時間応答広がり部分のパス成分を含み、且つ雑音成分が適切に除去された伝送路特性推定値Ｈ_ａ’（ｆ）を得ることができる。そして、この伝送路特性推定値Ｈ_ａ’（ｆ）が図１のＭＭＳＥ周波数等化器２４に入力されて、上記（１）式における周波数領域の伝送路特性推定値Ｈ_ａ（ｆ）として使用される。これにより周波数領域等化精度が向上する。

また、上記一連のイタレーション動作が終了したときに、パス検出器２３６はスイッチＳＷ２を閉じる。これにより、最後のパス検索対象ｈ_search（ｎ，ｉ）が雑音電力推定器２４１に入力される。この最後のパス検索対象ｈ_search（ｎ，ｉ）には、上記（８）式の条件を満足する有効パスは含まれていないので、略全てが雑音成分とみなすことができる。但し、閾値ｈ_ＴＨを下回る電力のパスが含まれている可能性があるので、パス検索対象ｈ_search（ｎ，ｉ）の全範囲の成分から雑音電力を推定するのではなく、パスが含まれている可能性のある範囲以外の成分から雑音電力を推定する。図１２は、本実施形態の雑音電力推定器２４１による雑音電力推定に係る動作を説明するための波形図である。雑音電力推定器２４１は、（１６）式により、雑音電力推定値Ｎ_ａを算出する。

但し、Ｎ_tapはベースバンドフィルタのタップ数である。
上記（１６）式における雑音電力推定範囲が図１２に示されている。パス成分はそのピーク値を中心に、ベースバンドフィルタのタップ数Ｎ_tap分だけ時間応答が両側に広がる。図１２に示されるように、本実施形態の雑音電力推定範囲は、パス検索範囲及びこのパス検索範囲の末端から該時間応答の広がり部分の範囲が除外される。これにより、パス検索範囲の末端にパスが存在していたとしても、ベースバンドフィルタによる時間応答分のパス成分が含まれない範囲の成分のみを使用して雑音電力を推定することができる。この結果、雑音電力推定値の精度が向上する。

なお、本実施形態では、最後のパス検索対象ｈ_search（ｎ，ｉ）を用いて雑音電力推定値Ｎ_ａを算出しているが、上記図１２に示されるようにパス検索範囲を使用していないので、第一段階の伝送路特性推定値ｈ_ａ（ｎ）を用いて雑音電力推定値Ｎ_ａを算出してもよく実質的に同じ結果が得られる。

上述した実施形態によれば、ベースバンドフィルタの時間応答広がりによるシンボル間干渉よりも雑音の方が支配的な伝送路に適用する場合においても、雑音成分が適切に除去された高精度な伝送路特性推定値を求めることができる。さらに、該ベースバンドフィルタの時間応答広がり部分のパス成分を伝送路特性推定値に含めることができる。この結果、当該伝送路特性推定値を用いた周波数領域等化により、ベースバンドフィルタによるシンボル間干渉を抑圧することができる等の受信精度向上効果が得られ、低誤り率で信頼性の高い無線通信の実現に寄与することができる。

なお、上述した図２に示される伝送路推定器２３は、専用のハードウェアにより実現されるものであってもよく、また、この伝送路推定器２３はメモリおよびＤＳＰ（デジタルシグナルプロセッサ）などの演算処理装置により構成され、伝送路推定器２３の機能を実現するためのプログラムをメモリにロードして実行することによりその機能を実現させるものであってもよい。

また、図２に示す伝送路推定器２３が行う各機能を実現するためのプログラムをコンピュータ読み取り可能な記録媒体に記録して、この記録媒体に記録されたプログラムをコンピュータシステムに読み込ませ、実行することにより伝送路特性推定処理を行ってもよい。なお、ここでいう「コンピュータシステム」とは、ＯＳや周辺機器等のハードウェアを含むものであってもよい。
また、「コンピュータシステム」は、ＷＷＷシステムを利用している場合であれば、ホームページ提供環境（あるいは表示環境）も含むものとする。
また、「コンピュータ読み取り可能な記録媒体」とは、フレキシブルディスク、光磁気ディスク、ＲＯＭ、フラッシュメモリ等の書き込み可能な不揮発性メモリ、ＣＤ−ＲＯＭ等の可搬媒体、コンピュータシステムに内蔵されるハードディスク等の記憶装置のことをいう。

さらに「コンピュータ読み取り可能な記録媒体」とは、インターネット等のネットワークや電話回線等の通信回線を介してプログラムが送信された場合のサーバやクライアントとなるコンピュータシステム内部の揮発性メモリ（例えばＤＲＡＭ（Dynamic Random Access Memory））のように、一定時間プログラムを保持しているものも含むものとする。
また、上記プログラムは、このプログラムを記憶装置等に格納したコンピュータシステムから、伝送媒体を介して、あるいは、伝送媒体中の伝送波により他のコンピュータシステムに伝送されてもよい。ここで、プログラムを伝送する「伝送媒体」は、インターネット等のネットワーク（通信網）や電話回線等の通信回線（通信線）のように情報を伝送する機能を有する媒体のことをいう。
また、上記プログラムは、前述した機能の一部を実現するためのものであっても良い。さらに、前述した機能をコンピュータシステムにすでに記録されているプログラムとの組み合わせで実現できるもの、いわゆる差分ファイル（差分プログラム）であっても良い。

以上、本発明の実施形態を図面を参照して詳述してきたが、具体的な構成はこの実施形態に限られるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲の設計変更等も含まれる。
例えば、上述した実施形態では、等化処理量削減の観点から、アンダーサンプルしてチップ時間単位の伝送路特性推定値を出力し、等化処理するようにしたが、アンダーサンプルを行わずにサンプル時間単位の伝送路特性推定値を出力し、等化処理するようにしてもよい。

また、雑音電力推定器２４１が周波数領域で雑音電力スペクトル密度を推定し、この雑音電力スペクトル密度推定値から上記（８）式の閾値ｈ_ＴＨを求めるようにしてもよい。すなわち、過去の雑音電力推定情報として、雑音電力推定値又は雑音電力スペクトル密度推定値のいずれを用いてもよい。

また、第一段階の伝送路特性推定値ｈ_ａ（ｎ）の最大電力から閾値ｈ_ＴＨを求めるようにしてもよい。この場合、ベースバンドフィルタの時間応答は既知であるので、考慮すべき応答広がり時間を最大電力からの相対電力として与えることにより閾値判定し、有効パスを検出することができる。

また、第一段階の伝送路特性推定値ｈ_ａ（ｎ）は、直接時間領域において求めるようにしてもよい。また、その第一の伝送路特性推定値を導出するアルゴリズムには、各種のアルゴリズムが利用可能であり、本発明は伝送路特性推定値の導出アルゴリズムに限定されず、広く適用することができるものである。

また、本発明は、シングルキャリア伝送を用いる無線通信システムの他、マルチキャリア伝送を用いる無線通信システムなど、各種の無線通信システムに適用することが可能である。

また、上述した実施形態では、ＣＰを使用する無線通信システムに本発明を適用したが、ＣＰを使用しない無線通信システムにも本発明を同様に適用することが可能であり、本発明による同様の効果を得ることができる。

本発明の一実施形態に係る伝送路推定器２３（伝送路特性推定装置）を備えた受信器２を具備する無線通信システムの概略構成を示すブロック図である。 同実施形態に係る伝送路推定器２３の構成を示すブロック図である。 図２に示す伝送路推定器２３のイタレーション動作を説明するための第１の波形図である。 図２に示す伝送路推定器２３のイタレーション動作を説明するための第２の波形図である。 図２に示す伝送路推定器２３のイタレーション動作を説明するための第３の波形図である。 図２に示す伝送路推定器２３のイタレーション動作を説明するための第４の波形図である。 図２に示す伝送路推定器２３のイタレーション動作を説明するための第５の波形図である。 図２に示す伝送路推定器２３のイタレーション動作を説明するための第６の波形図である。 図２に示す伝送路推定器２３のイタレーション動作を説明するための第７の波形図である。 図２に示す伝送路推定器２３のイタレーション動作を説明するための第８の波形図である。 図２に示す伝送路推定器２３のイタレーション動作を説明するための第９の波形図である。 図２に示す雑音電力推定器２４１による雑音電力推定に係る動作を説明するための波形図である。 従来の受信機３００を具備する無線通信システムの概略構成を示すブロック図である。 ＣＰ付きの送信信号の伝送フレームの構成例を示す図である。 図１３に示す従来の伝送路推定器３１０の構成を示すブロック図である。 従来の雑音除去による伝送路特性推定値への影響を説明するための波形図である。 図１６（ｂ）の雑音除去による伝送路特性推定値への影響を説明するための波形図である。

符号の説明

２…受信機、２１…アンテナ、２２ａ，２２ｂ…ＣＰ除去器、２３…伝送路推定器（伝送路特性推定装置）、２４…ＭＭＳＥ周波数等化器、２３１ａ，２３１ｂ…離散フーリエ変換器、２３２…逆離散フーリエ変換器、２３３ａ…第一段階の伝送路推定値記憶器、２３３ｂ…第二段階の伝送路推定値記憶器、２３４ａ，２３４ｂ…乗算器、２３５ａ，２３５ｂ…加算器、２３６…パス検出器、２３７ａ，２３７ｂ…送信フィルタ、２３８ａ，２３８ｂ…受信フィルタ、２３９…伝送路推定値補間器、２４０…アンダーサンプル器、２４１…雑音電力推定器、ＳＷ１，ＳＷ２…スイッチ。

Claims (12)

1. 既知信号を送信機から受信機へ送信する無線通信システムにおける伝送路特性を推定する伝送路特性推定装置において、
   前記既知信号と前記受信機により受信された受信既知信号とに基づいて第一段階の伝送路特性推定値を算出する伝送路特性推定値演算手段と、
   前記第一段階の伝送路特性推定値から有効パスを検索するパス検出手段と、
   前記検出された有効パスの総和を算出して第二段階の伝送路特性推定値を求めるパス和算出手段と、
   前記検出された有効パスに対して、前記受信既知信号が前記送信機から送信されるときに通過したベースバンドフィルタ（送信フィルタ）の時間応答広がりを付加してから、さらに、前記受信既知信号が前記受信機で受信されるときに通過したベースバンドフィルタ（受信フィルタ）の時間応答広がりを付加する第一のフィルタと、
   前記第一のフィルタの出力を前記第一段階の伝送路特性推定値から減算するパス検索対象算出手段と、を備え、
   前記パス検出手段は、前記パス検索対象算出手段により得られたパス検索対象から次の有効パスを検索することを特徴とする伝送路特性推定装置。
2. 前記パス検出手段は、パスの電力を閾値判定して有効パスを検出することを特徴とする請求項１に記載の伝送路特性推定装置。
3. 前記閾値は、過去の雑音電力推定情報、又は前記第一段階の伝送路特性推定値の最大電力に基づいて算出されることを特徴とする請求項２に記載の伝送路特性推定装置。
4. 前記第二段階の伝送路特性推定値に対して、前記送信フィルタの時間応答広がりを付加してから、さらに、前記受信フィルタの時間応答広がりを付加する第二のフィルタを備えたことを特徴とする請求項１から３のいずれかの項に記載の伝送路特性推定装置。
5. 前記検出された有効パスの全てに係る成分が取り除かれたときの前記パス検索対象、又は前記第一段階の伝送路特性推定値を用い、伝送路の最大遅延時間に応じたパス存在範囲及びこのパス存在範囲の末端から、前記送信フィルタの時間応答広がりに加えて前記受信フィルタの時間応答広がりの部分の範囲を除外して雑音電力を推定する雑音電力推定手段を備えたことを特徴とする請求項１から４のいずれかの項に記載の伝送路特性推定装置。
6. 前記受信既知信号は、前記受信機によりアンダーサンプリングされる前の信号であることを特徴とする請求項１から５のいずれかの項に記載の伝送路特性推定装置。
7. 既知信号を送信機から受信機へ送信する無線通信システムにおける伝送路特性を推定する伝送路特性推定処理を行うためのコンピュータプログラムであって、
   前記既知信号と前記受信機により受信された受信既知信号とに基づいて第一段階の伝送路特性推定値を算出する機能と、
   前記第一段階の伝送路特性推定値から有効パスを検索する機能と、
   前記検出された有効パスの総和を算出して第二段階の伝送路特性推定値を求める機能と、
   前記検出された有効パスに対して、前記受信既知信号が前記送信機から送信されるときに通過したベースバンドフィルタ（送信フィルタ）の時間応答広がりを付加してから、さらに、前記受信既知信号が前記受信機で受信されるときに通過したベースバンドフィルタ（受信フィルタ）の時間応答広がりを付加する第一のフィルタ機能と、
   前記第一のフィルタ機能の出力を前記第一段階の伝送路特性推定値から減算してパス検索対象を算出する機能と、
   前記算出されたパス検索対象を次の有効パスの検索に用いる機能と、
   をコンピュータに実現させることを特徴とするコンピュータプログラム。
8. 前記パス検索の際に、パスの電力を閾値判定して有効パスを検出する機能をさらにコンピュータに実現させることを特徴とする請求項７に記載のコンピュータプログラム。
9. 前記閾値には、過去の雑音電力推定情報、又は前記第一段階の伝送路特性推定値の最大電力に基づいて算出されたものを使用することを特徴とする請求項８に記載のコンピュータプログラム。
10. 前記第二段階の伝送路特性推定値に対して、前記送信フィルタの時間応答広がりを付加してから、さらに、前記受信フィルタの時間応答広がりを付加する第二のフィルタ機能をさらにコンピュータに実現させることを特徴とする請求項７から９のいずれかの項に記載のコンピュータプログラム。
11. 前記検出された有効パスの全てに係る成分が取り除かれたときの前記パス検索対象、又は前記第一段階の伝送路特性推定値を用い、伝送路の最大遅延時間に応じたパス存在範囲及びこのパス存在範囲の末端から、前記送信フィルタの時間応答広がりに加えて前記受信フィルタの時間応答広がりの部分の範囲を除外して雑音電力を推定する機能をさらにコンピュータに実現させることを特徴とする請求項７から１０のいずれかの項に記載のコンピュータプログラム。
12. 前記受信既知信号には、前記受信機によりアンダーサンプリングされる前の信号を使用することを特徴とする請求項７から１１のいずれかの項に記載のコンピュータプログラム。

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