JP4325054B2

JP4325054B2 - ガス濃度検出装置

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Publication number: JP4325054B2
Application number: JP2000025281A
Authority: JP
Inventors: 敏行鈴木; 英一黒川; 友生川瀬; 聡羽田
Original assignee: Denso Corp
Current assignee: Denso Corp
Priority date: 1999-02-03
Filing date: 2000-02-02
Publication date: 2009-09-02
Anticipated expiration: 2020-02-02
Also published as: JP2000292411A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、被検出ガス中の特定成分の濃度を検出するためのガス濃度センサを備えるガス濃度検出装置に係り、例えば排ガス中のＮＯｘ濃度に対応する微弱な電流信号等を出力するガス濃度センサを用いたガス濃度検出装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
例えば車両用エンジンからの排ガスを原因とする大気汚染は現代社会に深刻な問題を引き起こしており、排ガス中の公害物質に対する浄化基準法規が年々厳しくなってきている。そのため、ガソリン若しくはディーゼルエンジンに対する燃焼制御や触媒コンバータを利用し、排ガス中の公害物質を低減するための検討が進められている。米国においては、ＯＢＤ−II（On Board Diagnostic −II）規制にて排ガス浄化用の触媒が適切であるかどうか判定する機能を要求している。
【０００３】
これに対し、触媒の上流側及び下流側に２つのＯ2 センサを設けてこの２つのＯ2 センサの検出結果を取り込む、いわゆる２Ｏ2 センサモニタシステムが導入されているが、この方法は公害物質の直接的な検出方法ではない。そのため、排ガス中の成分から公害物質が事実低減されたか否かといった、その正確な検出・判定が困難であった。
【０００４】
仮に排ガス中のＮＯｘ濃度を直接検出することで燃焼制御モニタ、触媒モニタ等が可能となれば、排ガス中の公害物質の低減がより正確で効果的なものとなる。すなわち、排ガス中のＮＯｘ濃度の知見により燃料噴射やＥＧＲ率などがフィードバック制御できれば、エンジンから排出される公害成分を低減することができる。また、ＮＯｘ濃度を検出するためのＮＯｘセンサを排ガス浄化用の触媒コンバータよりも下流側に設けることにより、当該コンバータに担持された触媒の劣化を容易に判定することも可能となる。
【０００５】
このような背景から、排ガス中のＮＯｘ濃度を精度良く検出することのできるＮＯｘセンサを提供すると共に、同ＮＯｘセンサを車両用エンジンに搭載する技術が望まれている。
【０００６】
また、ＮＯｘ濃度の検出と同時に排ガス中の酸素濃度が検出できれば、空燃比フィードバック制御システムにも効果を発揮することができる。つまり、近年の車両用エンジンの空燃比制御においては、例えば制御精度を高める要望やリーンバーン化への要望があり、これらの要望に対応すべくエンジンに吸入される混合気の空燃比（排ガス中の酸素濃度）を広域に且つリニアに検出するセンサ及び装置も望まれている。
【０００７】
こうしたガス濃度センサにおいて、その検出精度を維持するには同センサを活性状態に保つことが不可欠である。一般にはセンサに付設したヒータを通電制御することにより、当該センサの素子部を加熱してセンサ活性状態を維持するようにしている。
【０００８】
例えば排ガス中の酸素濃度とＮＯｘ濃度とを同時に検出できるガス濃度センサとしては、２セル構造又は３セル構造等の、いわゆる複合型ガスセンサが知られている。一例として２セル構造のガス濃度センサは、酸素濃度を検出するためのポンプセルと、ＮＯｘ濃度を検出するためのセンサセルとを有し、これら各セルがヒータの加熱により所定の活性状態で保持されるようになっている。
【０００９】
図２６は、マイコンを使用したガス濃度センサ（ＮＯｘセンサ）の回路構成を示す。図２６において、ガス濃度センサ１００は、ポンプセル１１０とセンサセル１２０とヒータ１０３とを備える。センサ制御回路７１０は、マイコン７００からの指令信号に従いポンプセル１１０及びセンサセル１２０への印加電圧を制御しつつ、その電圧印加に伴って各セル１１０，１２０に流れる電流信号を検出する。そして、当該電流信号を電圧値に変換してＡ／Ｆ出力又はＮＯｘ出力として外部装置に出力する。
【００１０】
ヒータ１０３にはバッテリ電源（＋Ｂ）が接続され、トランジスタ７２０のＯＮ／ＯＦＦによりバッテリ電源（＋Ｂ）からヒータ１０３への電力供給が制御される。つまり、マイコン７００は、ガス濃度センサ１００の温度情報（素子温やヒータ温等）に基づいて、パルス幅変調（ＰＷＭ）によるデューティ比信号でトランジスタ７２０の駆動を制御して素子温（セル１１０，１２０の温度）を所望の温度に保持する。このとき、素子温の変化速度を考慮して、数Ｈｚ〜数１０Ｈｚ程度の周期でＰＷＭ制御を行うこととしていた。
【００１１】
因みに、ヒータ１０３の端子間電圧はヒータ電圧検出回路７３０により検出され、Ａ／Ｄコンバータ７４０を通してマイコン７００に取り込まれる。また、ヒータ電流はヒータ電流検出回路７５０により検出され、Ａ／Ｄコンバータ７６０を通してマイコン７００に取り込まれる。そして、ヒータ電圧及びヒータ電流の検出結果に基づいて、ヒータ断線等を診断するフェイル制御やヒータの電力制御が実施される。
【００１２】
【発明が解決しようとする課題】
ところが、上記従来装置では、ヒータ通電がＰＷＭ制御される際、ヒータＯＮ（通電）時とヒータＯＦＦ（非通電）時とでＮＯｘ出力が不用意に変動してしまい、安定したＮＯｘ出力が得られないという問題が発生する。
【００１３】
かかる問題を図２７を用いて説明する。図２７では、ＮＯｘ濃度が一定であるにも拘わらず、本来一定であるはずのＮＯｘ出力電圧がヒータのＯＮ／ＯＦＦに伴い変動してしまう。その結果、ＮＯｘ出力電圧に基づいてＮＯｘ濃度を検出する際、その検出精度が低下する。
【００１４】
本発明は、上記問題に着目してなされたものであって、その目的とするところは、ヒータ制御時におけるガス濃度検出精度の低下を抑制し、ガス濃度を適正に検出することができるガス濃度検出装置を提供することである。
【００１５】
【課題を解決するための手段】
本発明のガス濃度検出装置はその前提として、被検出ガス中の特定成分の濃度に応じたガス濃度信号を出力するセンサ素子と、センサ素子付近の絶縁層に埋設され、当該センサ素子を加熱するヒータとを備えたガス濃度センサを用いる。
【００１６】
上記構成のガス濃度検出装置では既述の通り、ガス濃度が一定であるにも拘わらずヒータのＯＮ／ＯＦＦに伴い出力電圧が変動してしまい、ガス濃度の検出精度が低下する。この問題は、センサ素子とヒータとが比較的近い位置に配設される、例えば積層型センサにて多く見られ、それは以下の理由によるものと考えられる。
【００１７】
すなわち、図２０のようにガス濃度センサを等価的に示す場合、センサ素子１０とヒータ２０との間には抵抗３０とコンデンサ４０とが存在すると考えられる。抵抗３０は絶縁層（アルミナ等）の絶縁抵抗である。この場合、センサ素子１０が高温になると絶縁抵抗が低下し、絶縁抵抗の低下に伴い、ヒータ２０のＯＮ／ＯＦＦ時に微弱な電流がセンサ素子１０にリークする。リーク電流が発生すると、ヒータ２０のＯＮ／ＯＦＦ各々においてＮＯｘ出力が変動する。特にＮＯｘ濃度の検出信号等、微弱な電流信号をセンサ出力とする場合にはその影響度が大きいと言える。
【００１８】
また、絶縁抵抗（図２０の抵抗３０の抵抗値）が一定ならば、電圧が大きいほどリーク電流が増加する。そのため、図２１に示されるように、ヒータのＯＮ／ＯＦＦに伴う電圧変化が大きいとＮＯｘ出力変動が大きく、ヒータのＯＮ／ＯＦＦに伴う電圧変化が小さいとＮＯｘ出力変動が小さくなる。
【００２３】
ところで、電圧変化量を約２Ｖ以下に制限する場合について説明する。なお、純粋なアルミナの８００〜１０００℃において、絶縁抵抗は２０〜１００ＭΩ程度であるが、ヒータとセンサ素子との間の絶縁抵抗は多少の不純物があるため、実際にはもう少し低く１〜２０ＭΩ程度である。以下には、絶縁抵抗６ＭΩ時のリーク電流がセンサ出力に及ぼす影響について説明する。
【００２４】
図２２（ａ），（ｂ）に示すヒータ制御回路の簡易構成において、ヒータ２０は一端がバッテリ電源＋Ｂに接続され（＋Ｂ＝１４Ｖ）、他端がトランジスタ等のスイッチ素子５０でＯＮ／ＯＦＦされる。センサ素子１０には電圧印加に伴いセンサ電流が流れると共に、絶縁層を介してヒータ２０よりリーク電流が流れる。図２２（ａ）のようにトランジスタＯＦＦ時には、ヒータ２０に加わる電圧はヒータ両端とも１４Ｖ固定であり、ヒータ端子間電圧は０Ｖなのでヒータ２０は発熱しない。このとき、センサ面とヒータ面とが構造的に平行であればセンサ素子全面が１４Ｖの影響を受け、その相当分だけヒータＯＦＦ時にリーク電流が流れると考えられる。
【００２５】
一方、図２２（ｂ）のようにトランジスタＯＮ時には、ヒータ２０に加わる電圧は一端が１４Ｖ、他端が０Ｖであり、ヒータ端子間電圧は１４Ｖなのでヒータ２０が発熱する。ヒータ電圧は場所によって０〜１４Ｖに直線的に変化するが、例えばヒータの幅、厚さ、抵抗率が一定の場合、ヒータ両端子間の中央部分は７Ｖとなる。このとき、センサ素子１０が７Ｖの影響を受け、その相当分だけヒータＯＮ時にリーク電流が流れると考えられる。よって、ヒータＯＮ時とＯＦＦ時とを比較すれば、その電圧差は７Ｖとなり、「リーク電流＝電圧／絶縁抵抗」であるから、
リーク電流＝７Ｖ／６ＭΩ
≒１．２μＡ
となる。
【００２６】
例えばＮＯｘ濃度１０００ｐｐｍの時のセンサ出力電流が４μＡであるセンサの場合、ダイナミックレンジ１０００ｐｐｍに対して３０％（＝１．２μＡ／４μＡ）の誤差が発生し、センサ出力は約３００ｐｐｍ分の影響をリーク電流にて受ける。従って、センサ出力の誤差を例えば５％未満にする場合、ヒータの電圧変化を約２Ｖ以下とすればよいこととなる。なお、要求精度が厳しいならばヒータの電圧変化を一層小さくし、要求精度が緩ければヒータの電圧変化を大きくしても良い。
【００２７】
また、ヒータ制御手段として一般的な定電圧回路であるドロッパ方式の電源を用いると、トランジスタの発熱の問題が生じ、回路の小型化が困難となる。これは、ヒータの抵抗値が数Ωと低いために大きい電流を制御しなければならないことに起因する。なお、ドロッパ方式の電源とは、制御したい電圧を得るのに電源電圧と制御電圧との差を抵抗によって制御する電源であり、一般的にトランジスタのコレクタ−エミッタ間の電流を制御することにより実現している。＋１４Ｖを５Ｖに制御する電源で負荷電流２Ａの場合、（１４−５）×２Ａ＝１８Ｗがトランジスタの消費電力となり熱として捨てられる。
【００３３】
一方、既存の装置では、例えばガス濃度変化の周波数と同じ領域の周波数（排ガス温の変動を考慮に入れて数Ｈｚ〜数１０Ｈｚ程度の周波数）でヒータ通電がＯＮ／ＯＦＦ制御される。またこの場合、既述の通りヒータのＯＮ／ＯＦＦに応じてセンサ出力が変動する。
【００４１】
ところで、ガス濃度検出装置として例えば図２３の回路構成を考える。この回路では、ヒータ２０の一端にバッテリ電源（＋Ｂ）が接続され、他端にスイッチ素子５０が接続されている。すなわち、スイッチ素子５０がＧＮＤ側に配置されている。また、例えば車載用のガス濃度検出装置では片電源（＋Ｂ＝１４Ｖ）であり、センサ素子１０の基準電圧を２Ｖ、印加電圧をＶｒｅｆとしている。この場合、センサ出力はマイコンのＡ／Ｄ等を介してマイクロコンピュータに取り込まれるため、０〜５Ｖ程度の信号であると考えられる。
【００４２】
この図２３の構成では、（ａ）に示すようにスイッチ素子５０のＯＦＦ時（ヒータＯＦＦ時）には、ヒータ電圧はどこでも同じ１４Ｖとなる。一方、（ｂ）に示すようにスイッチ素子５０のＯＮ時（ヒータＯＮ時）には、ヒータ電圧は０〜１４Ｖの範囲で分布する。つまり、センサ素子１０側の回路では電圧が０〜５Ｖ程度で変化するのに対し、ヒータ２０側の回路では電圧が０〜＋Ｂ（１４Ｖ）の範囲で変化する。以上のことから、特にヒータＯＦＦ時には、センサ素子１０側の回路とヒータ１０側の回路との電圧差が大きく、リーク電流の影響も大きいと考えられる。
【００４３】
そこで、こうしたリーク電流の影響を抑えるべく、ヒータ２０側での電圧の変化範囲とセンサ素子１０側での電圧の変化範囲との差を少なくする。つまり、センサとの電位差ができるだけ少なくすれば、リークの影響を小さくすることができる。
【００４５】
請求項１に記載に発明では、ヒータは、パルス幅変調信号により通電が制御され、ヒータの一端を電源電圧に接続し、他端を接地するヒータの通電回路を備え、ヒータと電源電圧との間、ヒータと接地側との間、の両方にスイッチ手段を配置して、両スイッチ手段を同時に操作してヒータの通電をオン／オフ制御する。実際には、図２５に示すように、スイッチ素子５２，５３を＋Ｂ側及びＧＮＤ側に配置し、各スイッチ素子５２，５３を同時にＯＮ／ＯＦＦさせる。この場合、スイッチ素子５２，５３のＯＦＦ時にヒータ両端がオープン状態となるため、やはりリーク電流の影響が低減できる。
【００５０】
センサ出力は、ヒータの通電時又は非通電時のデータをサンプルホールド回路等の保持手段で一旦保持した後、外部に出力されると良い。本請求項２の発明は、外部に出力されるタイミングが通電時又は非通電時の何れか一方の時に限られるため、ガス濃度センサの細かい挙動には対応しにくくなるが、構成は簡単となる利点がある。但し、ヒータ制御の周波数を大きくするなどして、サンプリング数を増やせば細かい挙動にも対応できる。
【００５１】
また、請求項２に記載の発明では、パルス幅変調信号によりヒータの通電を制御する際、センサ素子の温度による絶縁層の抵抗変化に基づいて算出されるリーク電流の大きさを推定し、該推定したリーク電流の相当分だけガス濃度信号を補正する。
【００５２】
絶縁層の抵抗変化に伴うリーク電流は、例えばヒータの電源電圧やセンサ素子の温度によって大小変化する。そのため、上記の通りリーク電流の影響度合を推定し、該推定したリーク電流の相当分だけガス濃度信号を補正することで、正確なガス濃度信号が得られる。その結果、ヒータ制御時におけるガス濃度検出精度の低下を抑制し、ガス濃度を適正に検出することができる。
【００５４】
請求項３に記載の通り、ガス濃度センサが第１セル及び第２セル等の複数のセルとヒータとから構成される場合、第２セルにて計測されるガス濃度信号が微弱電流となり、リーク電流の影響を受け易くなるが、上記請求項１または請求項２に記載の発明を適宜用いることで、こうした微弱なガス濃度信号であっても精度良く検出できる。なお、例えばエンジンによる排ガス中の酸素濃度とＮＯｘ濃度とを検出するガス濃度センサでは、第１セルにて酸素濃度が検出され、第２セルにてＮＯｘ濃度が検出される。
【００５５】
また、請求項４に記載の通り、ガス濃度センサが特定のガス濃度に応じた起電力を発生するセルを有する場合であっても、上記請求項１〜３に記載の発明を適宜用いることで、センサ出力におけるリーク電流の影響を抑制することができ、ガス濃度の検出精度が向上する。
【００５７】
【発明の実施の形態】
（第１の実施の形態）
以下、本発明を具体化した第１の実施の形態を図面に従って説明する。本実施の形態におけるガス濃度検出装置は、自動車用ガソリンエンジンに適用されるものであって、同エンジンの空燃比制御システムにおいてはガス濃度検出装置による検出結果に基づいてエンジンへの燃料噴射量を所望の空燃比（Ａ／Ｆ）でフィードバック制御する。特に本実施の形態では、排ガス中の酸素（Ｏ2 ）濃度とＮＯｘ濃度とを同時に検出可能な、いわゆる複合型ガスセンサを用い、同センサからガス濃度情報を取得することとしている。
【００５８】
つまり本実施の形態の装置では、検出した酸素濃度により空燃比がフィードバック制御される一方、検出したＮＯｘ濃度によりエンジン排気管に取り付けられたＮＯｘ触媒（例えばＮＯｘ吸蔵還元型触媒）の制御が実施される。ＮＯｘ触媒の制御について略述すれば、ＮＯｘ触媒にて浄化されずに排出されるＮＯｘ量をガス濃度センサの検出結果から判定し、ＮＯｘ未浄化量が増大した時に、ＮＯｘ浄化能力を回復させるための再生処理を実行する。再生処理としては、ＮＯｘ触媒に対して一時的にリッチガスを供給し、同触媒に吸着したイオンを除去するようにすればよい。
【００５９】
本実施の形態におけるガス濃度検出装置の概要を図１のブロック図を用いて説明する。ガス濃度センサ１００は、２セル構造を有するいわゆる複合型ガスセンサとして構成され、酸素濃度を検出するためのポンプセル１１０と、ＮＯｘ濃度を検出するためのセンサセル１２０と、バッテリ電源からの給電により発熱するヒータ１０３とを備える。
【００６０】
ここで、図２を用いてガス濃度センサ１００の構成を詳細に説明する。ガス濃度センサ１００は、ポンプセル１１０、多孔質拡散層１０１、センサセル１２０、大気ダクト１０２及びヒータ１０３を要件とし、これら各部材が積層されて成る。なお、同センサ１００は図の右端部にてエンジン排気管に取り付けられ、その上下面及び左面が排ガスに晒されるようになっている。
【００６１】
より詳細には、ポンプセル１１０は多孔質拡散層１０１と排ガス空間との間に設置される。ポンプセル１１０の排ガス側（図の上側）にはポンプ第１電極１１１が設置され、多孔質拡散層１０１側（図の下側）にはポンプ第２電極１１２が設置される。また、センサセル１２０は多孔質拡散層１０１と大気ダクト１０２との間に設置される。センサセル１２０の多孔質拡散層１０１側（図の上側）にはセンサ第１電極１２１が設置され、大気ダクト１０２側（図の下側）にはセンサ第２電極１２２が設置される。そして、多孔質拡散層１０１には図の左側から排ガスが導入されて図の右方へと流通する。
【００６２】
ポンプセル１１０及びセンサセル１２０は積層して形成された固体電解質を有し、これら固体電解質はＺｒＯ2 、ＨｆＯ2 、ＴｈＯ2 、Ｂｉ2 Ｏ3 等にＣａＯ、ＭｇＯ、Ｙ2 Ｏ3 、Ｙｂ2 Ｏ3 等を安定剤として固溶させた酸素イオン伝導性酸化物焼成体からなる。また、多孔質拡散層１０１は、アルミナ、マグネシャ、ケイ石質、スピネル、ムライト等の耐熱性無機物質からなる。
【００６３】
ポンプセル１１０の排ガス側のポンプ第１電極１１１と、センサセル１２０のセンサ第１，第２電極１２１，１２２とは、白金Ｐｔ等の触媒活性の高い貴金属からなる。一方、ポンプセル１１０の多孔質拡散層１０１側のポンプ第２電極１１２は、ＮＯｘガスに不活性な（ＮＯｘガスを分解し難い）Ａｕ−Ｐｔ等の貴金属からなる。
【００６４】
ヒータ１０３は絶縁層１０４に埋設され、この絶縁層１０４とセンサセル１２０との間に大気ダクト１０２が構成される。基準ガス室を構成する大気ダクト１０２には外部から大気が導入され、その大気は酸素濃度の基準となる基準ガスとして用いられる。絶縁層１０４はアルミナ等にて形成され、ヒータ１０３は白金とアルミナ等のサーメットにて形成される。ヒータ１０３はポンプセル１１０やセンサセル１２０を含めセンサ全体（電極含む）を活性状態にすべく、外部からの給電により熱エネルギを発生させる。
【００６５】
上記構成のガス濃度センサ１００についてその動作を図３を用いて説明する。図３（ａ）に示されるように、多孔質拡散層１０１には図の左側から排ガス成分が導入され、その排ガスがポンプセル近傍を通過する際、ポンプセル１１０に電圧を印加することで分解反応が起こる。なお、排ガス中には酸素（Ｏ2 ）、窒素酸化物（ＮＯｘ）、二酸化炭素（ＣＯ2 ）、水（Ｈ2 Ｏ）等のガス成分が含まれる。
【００６６】
既述の通りポンプセル１１０のポンプ第２電極１１２はＮＯｘ不活性電極（ＮＯｘガスを分解し難い電極）で形成されている。従って、図３（ｂ）に示されるように、排ガス中の酸素（Ｏ2 ）のみがポンプセル１１０で分解され、ポンプ第１電極１１１から排ガス中に排出される。このとき、ポンプセル１１０に流れた電流が排ガス中に含まれる酸素濃度として検出される。
【００６７】
また、排ガス中の酸素（Ｏ2 ）はポンプセル１１０で完全に分解されず、その一部はそのままセンサセル近傍まで流通する。そして、図３（ｃ）に示されるように、センサセル１２０に電圧を印加することにより、残留酸素（Ｏ2 ）とＮＯｘとが分解される。つまり、残留酸素（Ｏ2 ）とＮＯｘとがそれぞれセンサセル１２０のセンサ第１電極１２１で分解され、センサセル１２０を介してセンサ第２電極１２２から大気ダクト１０２の大気中に排出される。このとき、センサセル１２０に流れた電流が排ガス中に含まれるＮＯｘ濃度として検出される。
【００６８】
次に、酸素濃度を検出するためのポンプセル１１０の特性と、ＮＯｘ濃度を検出するためのセンサセル１２０の特性とについて、図４及び図５を用いて説明する。先ずは、ポンプセル特性を図４を用いて説明する。
【００６９】
図４のＶ−Ｉ特性図に示されるように、ポンプセルは酸素濃度に対して限界電流特性を有する。同図において、限界電流検出域はＶ軸に対して平行な直線部分からなり、その領域は酸素濃度が濃いほど正電圧側にシフトする。因みに、ポンプセル１１０のポンプ第２電極１１２（多孔質拡散層１０１側の電極）がＮＯｘ不活性電極であるために同ポンプセル１１０ではＮＯｘガスが分解されにくくなっているが、図４に示した通り一定の電圧以上になると、ＮＯｘが分解され、酸素濃度に応じたポンプセル電流に加えてＮＯｘ濃度に応じたポンプセル電流が流れる（図４の破線部分）。
【００７０】
次に、センサセル特性を図５を用いて説明する。図５のＶ−Ｉ特性図に示されるように、センサセルはＮＯｘ濃度に対して限界電流特性を有する。同図において、Ａ１部分では多孔質拡散層１０１を通じてセンサセル１２０に流れ込む残留酸素によりオフセット分の電流（オフセット電流）が流れ、Ａ２部分ではＮＯｘの分解電流が流れる（図では１０００ｐｐｍの場合を示す）。また、「Ａ１＋Ａ２」以上の電流、すなわち図の右端の電流が大きくなる部分（ＮＯｘ濃度が１０００ｒｐｍの時、Ａ３部分）ではＨ2 Ｏの分解電流が流れる。このとき、排ガス中のＮＯｘ濃度に対応する限界電流は「Ａ１＋Ａ２」の電流値で検出される。ＮＯｘ分解電流を規定する限界電流検出域はＶ軸に対して平行な直線部分からなり、その領域はＮＯｘ濃度が濃いほど僅かながら正電圧側にシフトする。
【００７１】
一方、前記図１のセンサ制御回路２１０は、酸素濃度検出部２１１とＮＯｘ濃度検出部２１２とインピーダンス検出部２１３とヒータ制御部２１４とを有する。酸素濃度検出部２１１は、ガス濃度センサ１００のポンプセル電極に接続され、ポンプセル１１０に電圧を印加すると共に酸素濃度（Ａ／Ｆ）に応じた電流信号を検出して外部に出力する。ＮＯｘ濃度検出部２１２は、ガス濃度センサ１００のセンサセル電極に接続され、センサセル１２０に電圧を印加すると共にＮＯｘ濃度に応じた電流信号を検出して外部に出力する。
【００７２】
インピーダンス検出部２１３は、例えば掃引法を用いてセンサセル１２０の素子インピーダンスを検出する。具体的には、センサセル１２０のインピーダンス検出時において、センサセル印加電圧を一定量だけ瞬間的に変化させ、その時のセンサセル電流の変化量を計測する。そして、その時の電圧変化量と電流変化量とからセンサセル１２０の交流素子インピーダンスを算出する。因みに、インピーダンス検出の周期は、エンジン始動時には１２８ｍｓ、定常運転時には２５６ｍｓというように可変に設定される。
【００７３】
ヒータ制御部２１４は、前記検出したセンサセル１２０の素子インピーダンスを素子温に変換する。ここで、素子インピーダンスは素子温に対して図７に示す関係を有する。すなわち、素子温が低いほど、素子インピーダンスが飛躍的に大きくなる。そして、ヒータ制御部２１４は、素子温（センサセル１２０の温度）を所定の目標値にＦ／Ｂ制御するための電圧制御信号を求め、その電圧制御信号を電圧制御回路２２０に対して出力する。
【００７４】
電圧制御回路２２０は、センサ制御回路２１０（ヒータ制御部２１４）から送信される電圧制御信号に従い、ヒータ１０３の通電を制御する。一例として電圧制御回路２２０は図６に示すスイッチング電源にて構成され、同制御回路２２０から直流電圧が出力されてヒータ通電状態が制御される。なお本実施の形態では、ヒータ制御部２１４及び電圧制御回路２２０が本発明の「ヒータ制御手段」に相当し、これによりヒータ通電時におけるリーク電流のセンサ出力への影響が排除される。
【００７５】
図６において、スイッチング電源からなる電圧制御回路２２０は電源（＋Ｂ）２２１、スイッチ素子（トランジスタ）２２２、ダイオード２２３、コイル２２４及びコンデンサ２２５を有する。そして、電圧制御信号に従い高速でスイッチ素子２２２がＯＮ／ＯＦＦされることにより、電圧制御回路２２０の出力電圧が調整され、ひいてはヒータ１０３に加わる電圧が制御される。このとき、コイル２２４及びコンデンサ２２５は、スイッチ素子２２２のＯＮ／ＯＦＦ時に電源電圧を平滑化する。ダイオード２２３は、スイッチＯＦＦ時にコイル２２４に蓄えられたエネルギを放出する。
【００７６】
スイッチ素子２２２のスイッチング周波数は、ＮＯｘ濃度が変化する周波数（１０Ｈｚ程度）以上で規定される。より具体的には、スイッチング周波数を１ｋＨｚ以上とするのが望ましく、本実施の形態では、小型化や電力効率の向上や電圧変動の抑制を図るべく、数１０ｋＨｚでスイッチ素子２２２をスイッチングさせるようにしている。
【００７７】
実際には、例えばセンサ活性時のヒータ抵抗が４．５Ω程度のヒータ制御において、スイッチング周波数を１６ｋＨｚ、コンデンサ容量を８２０μＦ、コイルインダクタンスを３６μＨ程度とした。これら各数値の設定により、センサ活性時においてヒータ１０３に加わる電圧の変化量が所定値（例えば２Ｖ以下）で制限される。すなわち、リーク電流が１．２μＡ（絶縁抵抗６ＭΩ、電圧７Ｖ）、ＮＯｘ濃度１０００ｐｐｍの時のセンサ出力電流が４μＡである場合、ダイナミックレンジ１０００ｐｐｍに対して３０％（＝１．２μＡ／４μＡ）の誤差が発生し、センサ出力は約３００ｐｐｍ分の影響をリーク電流にて受けることとなる。従って、センサ出力の誤差を例えば５％未満にするのであれば、ヒータ１０３の電圧変化を約２Ｖ以下とする。
【００７８】
なお、ヒータ抵抗に応じてコンデンサ容量やコイルインダクタンスを変えることにより精度確保が可能である。但し、センサ素子とヒータとの位置関係やセンサ構造（材質、寸法）など様々な要因によってセンサ出力への影響度合が変わるため、それを考慮して電圧変化量を制限するための所定値を決めるとよい。
【００７９】
また、センサ制御回路２１０内の酸素濃度検出部２１１、ＮＯｘ濃度検出部２１２の出力側には各々、ＬＰＦ（ローパスフィルタ）２１５，２１６が設けられている。ＬＰＦ２１５，２１６のカットオフ周波数は、電圧制御回路２２０（スイッチング電源）のスイッチング周波数以下とし、特に本実施の形態では、数１０Ｈｚ〜１００Ｈｚ程度で規定する。本構成によれば、仮に、ヒータ制御の影響を受けてセンサ出力が比較的高周波で変動しても、その影響が排除でき、より一層高精度なガス濃度検出が実現できる。
【００８０】
図８は、エンジン始動直後からのヒータ電圧（端子間電圧）と素子温との変化を示すタイムチャートである。同図において、始動直後の冷間時には、センサの活性時間を短縮するために前記図６の電源電圧＋Ｂがそのままヒータ１０３に印加される。すなわち、前記図６のスイッチ素子２２２がＯＮ状態で保持される。これにより、ガス濃度センサ１００の早期活性化が図られる。
【００８１】
時刻ｔ１以降、センサ活性化の進行に従い、電圧制御信号が調整されてヒータ１０３の印加電圧が徐々に下げられる。そのため、活性状態に至るまでの時刻ｔ１〜ｔ２の期間では電圧変化が大きくなる。但しこの時は絶縁層１０４（アルミナ）の絶縁抵抗が高くリーク電流の影響が小さいため、ＮＯｘ出力が不用意に変動するといった不都合は生じない。
【００８２】
時刻ｔ２でセンサ活性化が完了した後は、絶縁層１０４の絶縁抵抗が低くなり、ＮＯｘ出力がリーク電流の影響を受け易くなる。しかしながら、電圧制御信号により調整されるヒータ印加電圧の変化幅が比較的小さいため（２Ｖ以下）、ＮＯｘ出力に対して多大な影響が及ぶことはない。従って、安定したＮＯｘ出力が継続的に得られることとなる。
【００８３】
以上詳述した本実施の形態によれば、以下に示す効果が得られる。
（ａ）ガス濃度センサ１００の素子温を所定の目標値にＦ／Ｂ制御するための電圧制御信号に基づいて、ヒータ通電を制御するようにした。本構成によれば、数Ｈｚ〜数１０Ｈｚ程度の周波数でヒータ通電をＯＮ／ＯＦＦ制御していた従来装置とは異なり、ヒータ制御の影響による出力変動を最小限に抑えることができる。つまり、ヒータ電圧の変化が少なくなることで、絶縁層１０４を介して流れるリーク電流の影響が小さくなる。このとき、仮にヒータ１０３に印加されるバッテリ電圧＋Ｂが変動しても、その影響を受けることもなく、適正なヒータ制御が継続できる。その結果、ヒータ制御時におけるガス濃度検出精度の低下を抑制し、ガス濃度を適正に検出することができる。
【００８４】
（ｂ）特にガス濃度センサ１００では、センサセル１２０にて計測されるＮＯｘ濃度信号が微弱電流となり、リーク電流の影響による出力変動が大きくなるが、上記構成によれば、こうした微弱なＮＯｘ濃度信号であっても精度良く検出できる。また、ポンプセル１１０、センサセル１２０及びヒータ１０３が各々積層されてなる積層構造のセンサの場合、リーク電流の影響度合が大きいと言えるが、こうしたセンサにあっても好ましいガス濃度検出装置が提供できる。
【００８５】
（ｃ）センサ活性時においてヒータ１０３に加わる電圧の変化量が所定値（例えば２Ｖ以下）で制限されるので、センサ出力への影響がより確実に抑制される。
【００８６】
（ｄ）スイッチ素子２２２、コイル２２４及びコンデンサ２２５を備えるスイッチング電源にて電圧制御回路２２０が構成されるので、ヒータ１０３の電圧変化が少なくなり、センサ出力への影響がより一層低減できる。また、一般的な定電圧回路（ドロッパ方式の電源）を用いる場合に比べ、トランジスタの発熱が抑えられ、小型化並びに効率化が実現できる。また、スイッチング電源にダイオード２２３を設けることで、スイッチＯＦＦ時にコイル２２４に蓄えられたエネルギがダイオード２２３にて放出され、電圧変化がより一層低減される。
【００８７】
（ｅ）電圧制御回路２２０（スイッチング電源）のスイッチング周波数を１ｋＨｚ以上としたので、回路の大型化やコスト上昇といった問題を解消しつつ、リップルの影響を抑えることができる。その結果、車載に適した装置が提供できる。つまり、スイッチング周波数が低すぎると、スイッチング電源のリップルが大きくなりすぎてしまい、その問題を解消すべくコンデンサ容量を大きくすると回路の大型化やコスト上昇を招くが、上記構成によればこれらの問題が何れも解消される。
【００８８】
（ｆ）信号出力部にＬＰＦ２１５，２１６を設け、ＬＰＦ２１５，２１６のカットオフ周波数を数１０Ｈｚ〜１００Ｈｚ程度としたので、ヒータ電圧の変化による影響を抑え、必要なガス濃度信号を取り出すことが可能となる。但し、ＬＰＦ２１５，２１６を設けない構成としても良く、何れにしても上記（ａ）〜（ｅ）の効果が変わらず得られ、従来既存の装置と比べてガス濃度の検出精度が向上する。
【００８９】
次に、本発明における第２〜第５の実施の形態を説明する。但し、以下の各実施の形態の構成において、上述した第１の実施の形態と同等であるものについては図面に同一の記号を付すと共にその説明を簡略化する。そして、以下には第１の実施の形態との相違点を中心に説明する。
【００９０】
（第２の実施の形態）
第２の実施の形態を以下に説明する。パルス幅変調（ＰＷＭ）信号によりヒータの通電がＯＮ／ＯＦＦ制御される装置では、一般にＰＷＭ周波数が数Ｈｚ〜数１０Ｈｚ（例えば８Ｈｚ程度）で設定される。この数Ｈｚ〜数１０Ｈｚの周波数はＮＯｘ濃度変化の周波数に略一致する。
【００９１】
これに対し本実施の形態では、ヒータ制御のＰＷＭ周波数を、ＮＯｘ濃度が変化する周波数以上で規定すべく、数１００Ｈｚ〜数ｋＨｚ（例えば１ｋＨｚ程度）まで上げる。かかる場合、例えばセンサセルで検出されるＮＯｘ濃度信号には、前記の如く数１００Ｈｚ〜数ｋＨｚでＯＮ／ＯＦＦされるヒータ制御の影響が及ぶが、その状態でＮＯｘ濃度信号をＬＰＦ（ローパスフィルタ）に通し、実際のＮＯｘ濃度成分と高周波成分（ヒータのＯＮ／ＯＦＦ成分）とを分離させる。
【００９２】
本実施の形態におけるガス濃度検出装置の構成を図９に示す。図９において、ガス濃度センサ１００のヒータ１０３は、例えばマイコンを使ったヒータ制御回路３５０により１ｋＨｚでＰＷＭ制御される。ガス濃度センサ１００において、ポンプセル１１０には排ガス中の酸素濃度に応じたポンプセル電流が流れ、そのポンプセル電流が酸素濃度検出回路３１０にて計測される。また、センサセル１２０には排ガス中のＮＯｘ濃度に応じたセンサセル電流が流れ、そのセンサセル電流がＮＯｘ濃度検出回路３２０にて計測される。上記の各検出回路３１０，３２０はポンプセル電流、センサセル電流を各々電圧値に変換して出力する。
【００９３】
酸素濃度検出回路３１０にはＬＰＦ３３０が接続され、同ＬＰＦ３３０を通過した信号がＡ／Ｆ出力として取り出される。また、ＮＯｘ濃度検出回路３２０にはＬＰＦ３４０が接続され、同ＬＰＦ３４０を通過した信号がＮＯｘ出力として取り出される。ＬＰＦ３３０，３４０は、ヒータ制御のＰＷＭ周波数以下でそのカットオフ周波数が規定され、実際にはカットオフ周波数が数１０Ｈｚ程度で設定される。
【００９４】
ここで、ヒータ制御回路３５０についてより詳細な構成を図１０に示す。図１０の構成はハイサイドスイッチ仕様となっており、バッテリ電源（＋Ｂ）とヒータ１０３との間にスイッチ３５１が設けられている。ヒータ１０３の端子間電圧はヒータ電圧検出回路３５２にて検出され、ヒータ１０３に流れる電流はヒータ電流検出回路３５３にて検出される。これら各検出回路３５２，３５３の検出結果はＡ／Ｄコンバータ３５４，３５５を介してマイコン３５６に取り込まれる。
【００９５】
マイコン３５６は、Ｄ／Ａコンバータ３５７の出力を調整することによりアナログの電圧変化を作る。マイコン３５６による電圧信号が比較器３５８の反転入力端子に入力される。また、比較器３５８の非反転入力端子には発振回路３５９から１ｋＨｚのノコギリ波が入力される。比較器３５８は、各入力端子の信号を比較することによりＰＷＭ波形を生成し、該生成した信号をスイッチ３５１に対して出力する。その結果、スイッチ３５１が周波数１ｋＨｚのヒータ制御信号でＯＮ／ＯＦＦ制御されることとなる。
【００９６】
或いは、ヒータ制御回路３５０を図１１のように構成する。但し、図１１の構成はローサイドスイッチ仕様となっており、ヒータ１０３と接地（ＧＮＤ）側との間にスイッチ３５１が設けられている。
【００９７】
図１１において、マイコン３５６は、ＰＷＭ専用回路（ＩＣ）３６０に対して制御信号を出力する。ＰＷＭ専用回路３６０は、ＰＷＭ周波数を例えば１ｋＨｚとしてスイッチ３５１のＯＮ／ＯＦＦを制御する。なおその他、ヒータ電圧検出回路３５２，ヒータ電流検出回路３５３，Ａ／Ｄコンバータ３５４，３５５等の構成は前記図１０と同じである。
【００９８】
本実施の形態の装置により得られる特有の作用を、図１２の波形図を参照しながら説明する。同図１２において、（ａ）の如くＮＯｘ濃度が変化する場合、ＮＯｘ濃度検出回路３２０の出力は（ｂ）の如くヒータ１０３のＯＮ／ＯＦＦの影響（リーク電流の影響）を受ける。つまり、ＮＯｘ濃度信号にヒータ制御信号が重畳した波形となる。
【００９９】
かかる場合、ＮＯｘ濃度信号の変化は数Ｈｚ〜数１０Ｈｚであるのに対し、ヒータ１０３のＯＮ／ＯＦＦの周波数は１ｋＨｚ程度である。従って、ＮＯｘ濃度検出回路３２０から出力されるＮＯｘ濃度信号がＬＰＦ３４０を通過する際、低周波のＮＯｘ濃度信号と高周波のヒータ制御信号とが分離されて低周波成分（ＮＯｘ濃度信号）だけ通過が許容される。これにより、ヒータ１０３のＯＮ／ＯＦＦに伴ってＮＯｘ濃度信号がリーク電流の影響を受けても、最終的には当該リーク電流の影響のないＮＯｘ出力が得られる（図の（ｃ））。
【０１００】
なお、Ａ／Ｆ出力についても同様に、ＬＰＦ３３０を介して取り出すことで、リーク電流の影響のない信号として抽出できる。但し、Ａ／Ｆ出力とＮＯｘ出力とを比較すると、後者の方が微弱な電流信号であるため、ＮＯｘ出力の方がリーク電流の影響を受け易い。そのため、センサセル１２０側についてだけＬＰＦを設ける構成としてもよい。
【０１０１】
以上第２の実施の形態によれば、ＰＷＭ制御の際に、ＰＷＭ信号の周波数を従来一般の数Ｈｚ〜数１０Ｈｚから１ｋＨｚ程度にまで上げると共に、ガス濃度センサ１００にて検出されるガス濃度信号（酸素濃度信号、ＮＯｘ濃度信号）をＬＰＦ３３０，３４０に入力することとした。かかる場合、ＬＰＦ通過後のガス濃度信号は、ヒータ１０３のＯＮ／ＯＦＦの影響が排除されたものとなり、ヒータ制御時におけるガス濃度検出精度の低下を抑制し、ガス濃度を適正に検出することができる。
【０１０２】
本実施の形態では、ＬＰＦ３３０，３４０のカットオフ周波数が数１０Ｈｚであるに対し、ＰＷＭ周波数を１ｋＨｚ程度としたので、ガス濃度信号とヒータ制御用のＰＷＭ信号とをより確実に分離させることができる。なお、ＰＷＭ周波数は、ＬＰＦ３３０，３４０のカットオフ周波数に対し１０倍以上であれば任意に設定でき、要はガス濃度信号とヒータ制御用のＰＷＭ信号とが分離できる周波数であればよい。さらに、ＬＰＦ３３０，３４０のカットオフ周波数は１００Ｈｚ程度以下とするのが望ましい。この場合、エンジンの気筒別空燃比制御で使われる周波数成分を阻害しない周波数としつつ、ガス濃度信号とヒータ制御用のＰＷＭ信号とを確実に分離させることができる。
【０１０３】
本実施の形態では特に、図１０に示すヒータ制御回路３５０において、ヒータ１０３をハイサイドスイッチ仕様とし、バッテリ電源＋Ｂとヒータ１０３との間に配置したスイッチ３５１をＯＮ／ＯＦＦしてヒータ１０３の通電を制御するので、ヒータＯＦＦ時にはヒータ全体が０Ｖ（ＧＮＤ側の電圧）となる。よって、ヒータＯＦＦ時のヒータ電圧が必ずしも０Ｖとならないローサイドスイッチ仕様と比べ、リーク電流の影響を少なくすることができる。すなわち、ヒータ１０３側での電圧の変化範囲とセンサ素子側での電圧の変化範囲との差が少なくなり、その分、リークの影響が小さくなる。
【０１０４】
なお、リーク電流の影響を低減するためのヒータ制御回路３５０の他の構成として、ヒータ１０３のハイサイド及びローサイドの両方にスイッチを配置し、両スイッチを同時に操作してヒータ１０３の通電をＯＮ／ＯＦＦ制御しても良い。
【０１０５】
（第３の実施の形態）
第３の実施の形態を以下に説明する。上記第２の実施の形態の如くヒータのＰＷＭ周波数を１ｋＨｚ程度まで上げる場合、ヒータ電圧及びヒータ電流の検出が困難になり、それに起因してフェイル制御やヒータの電力制御が実施できなくなるという新たな問題が生ずる。因みに、フェイル制御では、ヒータＯＮ時又はＯＦＦ時の電圧値及び電流値をモニタしてヒータ断線のチェックを行い、ヒータに適切な電力が加わっているかどうかを確認する。また、ヒータの電力制御では、ヒータ電圧及びヒータ電流をチェックすることでヒータに加わる電力を制御する。
【０１０６】
例えば前記図１０の構成において、ヒータ電圧及びヒータ電流の測定値をＡ／Ｄコンバータ３５４，３５５を介してマイコン３５６に取り込む際に、ヒータＯＮ時間又はＯＦＦ時間が短すぎると、Ａ／Ｄ変換時間が不足し、ヒータ電圧及びヒータ電流が測定できなくなる。
【０１０７】
つまり、図１３（ａ）に示されるように、ＰＷＭ周波数１ｋＨｚの時に、ＰＷＭ信号のディーティ比が５％であると、ヒータＯＮ時間が５０μｓｅｃしかない。又は、図１３（ｂ）に示されるように、ＰＷＭ信号のディーティ比が９５％であると、ヒータＯＦＦ時間が５０μｓｅｃしかない。上記図１３（ａ），（ｂ）の場合、Ａ／Ｄ変換が完了する前に入力電圧が変化すると正確な変換処理を行うことができない。それ故に、例えば変換時間が３５μｓｅｃ未満であるような高速のＡ／Ｄコンバータを使わなければ、ヒータＯＮ時又はＯＦＦ時のヒータ電圧及びヒータ電流が測定できない。
【０１０８】
但し、例え高速のＡ／Ｄコンバータを使用したとしても、いつＡ／Ｄコンバータを測定開始の状態にするかが課題となる。特にＰＷＭ専用ＩＣを使用する場合などではＯＮ／ＯＦＦのタイミングが把握しにくい。つまり、適切な時にＡ／Ｄ変換が開始できないため、ヒータ電圧及びヒータ電流が検出できない可能性がある。また、Ａ／Ｄ変換のタイミングの管理が難しいためにソフトの負荷が増大し、システム全体の制御が困難になる、或いはコスト高となる等の問題が生ずる。
【０１０９】
なお、既存の装置ではＰＷＭ周波数が数Ｈｚ〜数１０Ｈｚであり、同周波数が例えば７．８Ｈｚであるとすると、ＯＮ／ＯＦＦの周期は１２８ｍｓｅｃとなる。そのため、デューティ比が１％であっても１．２８ｍｓｅｃ（１２８０μｓｅｃ）のＯＮ時間が確保でき、Ａ／Ｄ変換時間を１００μｓｅｃとする汎用のＡ／Ｄコンバータでも十分使用できる。
【０１１０】
そこで本実施の形態では、比較的高速（１ｋＨｚ程度）でのＰＷＭ制御に際し、ヒータＯＮ時及びＯＦＦ時のそれぞれについて検出したヒータ電圧及びヒータ電流をサンプルホールド（Ｓ／Ｈ）回路に取り込み、同Ｓ／Ｈ回路にて一時的に記憶保持する。
【０１１１】
図１４は、本実施の形態におけるヒータ制御回路３５０の構成を示す電気回路図である。但し図１４は、前記図１０の一部を変更したものであり、以下には図１０との相違点のみを説明する。
【０１１２】
図１４において、ヒータ電圧検出回路３５２及びヒータ電流検出回路３５３にはそれぞれ、Ｓ／Ｈ回路３７１，３７２が接続される。Ｓ／Ｈ回路３７１，３７２は、タイミング調整回路３７３からの指令信号に従い、ヒータＯＮ時及びＯＦＦ時のそれぞれについてヒータ電圧及びヒータ電流を一時的に記憶保持する。このとき、ヒータ電圧及びヒータ電流の検出値（検出回路３５２，３５３の出力）は、ヒータ信号が変化しても直ぐには現れないため、ヒータ信号のＯＮ／ＯＦＦ変化から所定の遅延時間が経過した後、ヒータ電圧及びヒータ電流がホールドされる。
【０１１３】
Ｓ／Ｈ回路３７１，３７２の出力はＡ／Ｄコンバータ３５４，３５５を介してマイコン３５６に取り込まれる。このとき、Ａ／Ｄ変換途中に入力電圧が変化してしまい、適正なＡ／Ｄ変換が実施できなくなるといった不都合が回避される。従って、Ａ／Ｄコンバータ３５４，３５５では常に安定したＡ／Ｄ変換が実施でき、ヒータ電圧及びヒータ電流が検出できないという不都合が解消される。
【０１１４】
以上第３の実施の形態によれば、ヒータ電圧検出回路３５２及びヒータ電流検出回路３５３の出力側にＳ／Ｈ回路３７１，３７２を接続したので、上記第２の実施の形態の如くヒータ１０３のＰＷＭ周波数を上げたとしても、ヒータ電圧及びヒータ電流が確実に検出できる。
【０１１５】
かかる場合、比較的低速のＡ／Ｄコンバータを使用する装置であっても、ヒータ電圧及びヒータ電流の読み取りが可能となる。また、ヒータのＯＮ／ＯＦＦ切り換えの直後にＡ／Ｄ値を読まなくてよいため、Ａ／Ｄ変換のタイミングを正確に合わせる必要がなく、ＰＷＭ信号との同期を取らなくてもよい。その結果、回路の低コスト化、制御性やソフトの簡略化が実現できる。
【０１１６】
なお、Ｓ／Ｈ回路とＡ／Ｄコンバータとを一体化してＳ／Ｈ処理とＡ／Ｄ変換処理とを共に実施する、トラックホールド（Ｔ／Ｈ）型Ａ／Ｄコンバータを用いればヒータ電圧及びヒータ電流の測定は可能であるが、ソフト負荷やコストが上がってしまう。
【０１１７】
（第４の実施の形態）
次に、第４の実施の形態を以下に説明する。本実施の形態では、ヒータ制御のＯＮ／ＯＦＦ（通電／非通電）時のＮＯｘ出力電圧値を平均化してガス濃度信号を出力する。つまり、ＮＯｘ出力電圧は、ヒータのＯＮ／ＯＦＦ時にそれぞれ影響を受けることから、ＯＮ時の出力とＯＦＦ時の出力との平均をとってセンサ出力とする。
【０１１８】
本実施の形態におけるガス濃度検出装置の概要を図１５に示す。図１５において、ＮＯｘ濃度検出回路４１０は、排ガス中のＮＯｘ濃度に応じたＮＯｘ濃度信号（電圧信号）を生成し出力する。同検出回路４１０によるＮＯｘ濃度信号はＡ／Ｄコンバータ４２０を介してマイコン４００に入力される。
【０１１９】
マイコン４００は、数Ｈｚ〜数１０Ｈｚ程度の周波数（例えば７．８Ｈｚ）のＰＷＭ信号をヒータ制御回路４３０に出力し、ヒータ制御回路４３０はＰＷＭ信号に従ってヒータ通電をＯＮ／ＯＦＦ制御（ＰＷＭ制御）する。また、マイコン４００は、ヒータＯＮ時におけるＮＯｘ濃度信号とヒータＯＦＦ時におけるＮＯｘ濃度信号とからこれら各信号の平均値を算出し、この平均値から補正信号を求めてＤ／Ａコンバータ４４０を介して補正回路４５０に出力する。補正回路４５０は、ＮＯｘ濃度検出回路４１０から取り込まれるＮＯｘ濃度信号を、マイコン４００から取り込まれる補正信号により補正し、該補正した信号をＮＯｘ出力とする。
【０１２０】
図１６は、本実施の形態における作用を説明するためのタイムチャートである。図１６において、ＮＯｘ濃度検出回路４１０によるＮＯｘ濃度信号（Ａ／Ｄコンバータ４２０の入力信号）は、ヒータ１０３のＯＮ／ＯＦＦの影響を受ける。マイコン４００では、ヒータＯＮ時のＮＯｘ濃度信号ａ１，ｂ１とヒータＯＦＦ時のＮＯｘ濃度信号ａ２，ｂ２とがそれぞれ平均化され、平均値ａ３，ｂ３が算出される。すなわち、
ａ３＝（ａ１＋ａ２）／２
ｂ３＝（ｂ１＋ｂ２）／２
といった演算が行われる。このとき、ＰＷＭ信号のディーティ比が変化しても、平均値ａ３，ｂ３は同じ値となり、ディーティ比の変化による影響を受けないことが分かる。
【０１２１】
そして、前記平均値ａ３，ｂ３に応じた補正信号が補正回路４５０に対して出力され、同補正回路４５０では、ＮＯｘ濃度信号（検出回路４１０の出力）と補正信号（平均値ａ３，ｂ３）との差分に応じた補正が行われる。これにより、図示の如くヒータＯＮ／ＯＦＦに拘わらず、安定したＮＯｘ出力が得られる。つまり、補正前のＮＯｘ濃度信号が、ヒータＯＮ／ＯＦＦ（ＰＷＭ信号）の影響を受けて変動するのに対し、補正後のＮＯｘ出力はＮＯｘ濃度（実値）が一定であれば変化しない。
【０１２２】
また本装置では、マイコン４００から出力される補正信号（平均値ａ３，ｂ３）に基づいて経時的な信号のずれ量（ヒータのＯＮ／ＯＦＦによるずれ）が求められ、そのずれ量だけ補正回路４５０による補正が行われる。そして、補正後のＮＯｘ出力と本来のＮＯｘ出力との差に応じて、ＮＯｘ濃度検出回路４１０でゲイン調整が行われる。
【０１２３】
以上第４の実施の形態によれば、ＰＷＭ信号によりヒータ通電を制御する際、ヒータＯＮ時とヒータＯＦＦ時とでＮＯｘ濃度信号を各々取り込み、該取り込んだヒータＯＮ／ＯＦＦ時の両方のＮＯｘ濃度信号に基づいて当該ＮＯｘ濃度信号を補正するようにした。これにより、ＰＷＭ信号による影響を排除したＮＯｘ濃度信号が得られる。その結果、ヒータ制御時におけるガス濃度検出精度の低下を抑制し、ガス濃度（ＮＯｘ濃度）を適正に検出することができる。
【０１２４】
また、従来装置と同様に比較的低い周波数（数Ｈｚ〜数１０Ｈｚ程度）でヒータをＯＮ／ＯＦＦ制御するため、例えば前記図１４の装置のようにＳ／Ｈ回路等を使う構成としなくても、ヒータ電圧及びヒータ電流が検出できる。勿論、高価なＡ／Ｄコンバータを使用する必要もない。
【０１２５】
補正信号の算出に際し、ヒータＯＮ／ＯＦＦ時のＮＯｘ濃度信号を平均化してその平均値を使うようにした。本構成によれば、簡易に且つ正確にＮＯｘ濃度が検出できるようになる。
【０１２６】
また、マイコン４００から出力される補正信号（平均値ａ３，ｂ３）に基づいてＮＯｘ濃度検出回路４１０のゲイン調整が行われる。このとき、ＰＷＭ制御時のＮＯｘ濃度信号をそのまま使ってゲイン調整すると、デューティ比の大小に応じてゲインのバラツキが生じるが、本構成によれば、こうした不都合が解消される。
【０１２７】
上記第４の実施の形態では、ヒータＯＮ時のＮＯｘ濃度信号とヒータＯＦＦ時のＮＯｘ濃度信号との両方を用い、それらを平均化して当該ＮＯｘ濃度信号を出力したが、以下のように変更して具体化することも可能である。すなわち、前述したように、ＮＯｘ出力電圧は、ヒータのＯＮ／ＯＦＦ時にそれぞれ影響を受け、その影響がセンサ出力に現れる。そこで、ヒータＯＮ時又はヒータＯＦＦ時のうち、何れか一方のＮＯｘ濃度信号のみを出力する。これにより、ヒータ１０３のＯＮ／ＯＦＦによるバラツキの影響が抑えられ、ガス濃度センサ１００の検出精度が向上する。
【０１２８】
この実施の形態を実現するには、前記図１５の装置を用い、補正回路４５０から出力されるＮＯｘ出力として、ヒータＯＮ時のＮＯｘ濃度信号とヒータＯＦＦ時のＮＯｘ濃度信号とのうち何れかを用いる。因みに、ヒータＯＮ時のＮＯｘ濃度信号とヒータＯＦＦ時のＮＯｘ濃度信号との何れをＮＯｘ出力として用いるかは、予め決めておいても良いし、その都度決定する用にしても良い。また、センサ出力は、ヒータＯＮ時又はＯＦＦ時のデータをサンプルホールド回路等の保持手段で一旦保持した後、外部に出力されると良い。
【０１２９】
かかる実施の形態は、外部に出力されるタイミングがヒータＯＮ時又はＯＦＦ時の何れか一方の時に限られるため、ガス濃度センサ１００の細かい挙動には対応しにくくなるが、構成は簡単となる利点がある。但し、ヒータ制御の周波数を大きくするなどして、サンプリング数を増やせば細かい挙動にも対応できる。
【０１３０】
（第５の実施の形態）
次に、第５の実施の形態を以下に説明する。ガス濃度センサにおいて、絶縁層の抵抗変化に伴うリーク電流は、例えばヒータの電源電圧（バッテリ電圧）や各セルの温度によって大小変化する。
つまり、バッテリ電圧は＋ＢからＧＮＤの間で大きく変化し（１０〜１６Ｖ程度）、その都度リーク電流による影響度合が相違する。また、セル温度はその時々の排ガス温度等に応じて変化し、やはりその都度リーク電流による影響度合が相違する。そのため本実施の形態では、ＰＷＭ信号によるヒータの通電制御時において、リーク電流の影響度合を推定し、該推定したリーク電流の相当分だけガス濃度信号を補正する。
【０１３１】
本実施の形態におけるガス濃度検出装置の構成を図１７に示す。図１７において、マイコン５００は、数Ｈｚ〜数１０Ｈｚ程度の周波数（例えば７．８Ｈｚ）のＰＷＭ信号をヒータ制御回路５８０に出力し、ヒータ制御回路５８０はＰＷＭ信号に従いヒータ通電をＯＮ／ＯＦＦ制御（ＰＷＭ制御）する。ＮＯｘ濃度検出回路５１０は、排ガス中のＮＯｘ濃度に応じたＮＯｘ濃度信号（電圧信号）を生成し出力する。同検出回路５１０によるＮＯｘ濃度信号はＡ／Ｄコンバータ５２０を介してマイコン５００に入力される。
【０１３２】
インピーダンス検出回路５３０は、例えば掃引法を用いてセンサセル１２０の素子インピーダンスを検出し、その検出結果がＡ／Ｄコンバータ５４０を介してマイコン５００に入力される。その他に、マイコン５００にはＡ／Ｄコンバータ５５０を介してバッテリ電圧＋Ｂが入力される。
【０１３３】
マイコン５００は、前記第４の実施の形態で説明した図１５及び図１６と同様に、ヒータＯＮ時におけるＮＯｘ濃度信号とヒータＯＦＦ時におけるＮＯｘ濃度信号とからこれら各信号の平均値を算出し、この平均値から第１補正信号を求めてＤ／Ａコンバータ５６０を介して補正回路５７０に出力する。
【０１３４】
また、マイコン５００は、センサセル１２０の素子インピーダンスを素子温（センサセルの温度）に変換してその素子温に応じた補正値ｆ１を算出すると共に、バッテリ電圧＋Ｂに応じた補正値ｆ２を算出する。このとき、例えば図１８（ａ），（ｂ）の関係を用いて補正値ｆ１，ｆ２を算出する。そして、マイコン５００は、補正値ｆ１，ｆ２から第２補正信号を生成してその第２補正信号をＤ／Ａコンバータ５６０を介して補正回路５７０に対して出力する。
【０１３５】
図１８（ａ），（ｂ）による補正値ｆ１，ｆ２は、ヒータ１０３のＰＷＭ制御時におけるガス濃度信号のリーク電流分を補正するものであって、図１８（ａ）によれば、素子温が高いほどリーク電流の影響が大きいため、補正値ｆ１が大きな値に設定される。また、図１８（ｂ）によれば、バッテリ電圧＋Ｂが高いほどリーク電流の影響が大きいため、補正値ｆ２が大きな値に設定される。なお、図１８（ｂ）の関係においては、横軸のバッテリ電圧＋Ｂをヒータ１０３の端子間電圧に置き換えてもよい。また、上記図１８（ａ），（ｂ）による補正のうち、何れか一方の補正のみを実施するように構成してもよい。
【０１３６】
補正回路５７０は、ＮＯｘ濃度検出回路５１０から取り込まれるＮＯｘ濃度信号を、マイコン５００から取り込まれる第１，第２補正信号により補正し、該補正した信号をＮＯｘ出力とする。
【０１３７】
図１９は、ヒータ制御の概要をより具体的に説明するためのタイムチャートである。図１９では時刻ｔ１１以前と以降とでバッテリ電圧＋Ｂが相違し、時刻ｔ１１以降、バッテリ電圧＋Ｂが上昇している。但し、ＮＯｘ濃度は不変であるとする。
【０１３８】
図１９のタイムチャートにおいて、ＮＯｘ濃度検出回路５１０によるＮＯｘ濃度信号（Ａ／Ｄコンバータ５２０の入力信号）は、ヒータ１０３のＯＮ／ＯＦＦの影響を受けるが、ヒータＯＮ時のＮＯｘ濃度信号とヒータＯＦＦ時のＮＯｘ濃度信号との平均値を第１補正信号として、この第１補正信号によりＮＯｘ濃度信号が補正される。
【０１３９】
このとき、同図において時刻ｔ１１以前と以降とでバッテリ電圧＋Ｂが相違するため、バッテリ電圧＋Ｂの差分だけ平均化後のＮＯｘ濃度信号が変動するが、その時々のバッテリ電圧＋Ｂに応じた第２補正信号により、平均化後のＮＯｘ濃度信号が適宜補正される。例えば第２補正信号の相当量だけＮＯｘ濃度信号が差し引かれる。これにより、ヒータＯＮ時の電圧レベルの変化に拘わらず、安定したＮＯｘ出力が得られる。
【０１４０】
但し厳密には、ヒータ制御系の構成（バッテリ電源、ヒータ及びスイッチ素子の接続）がローサイドスイッチ仕様であるか、若しくはハイサイドスイッチ仕様であるかによって、リーク電流の影響度合が相違する。そのため、リーク電流の影響度合に応じた補正はヒータＯＮ時及びＯＦＦ時のそれぞれについて行うとよい。
【０１４１】
すなわち、ヒータ制御系がローサイドスイッチ構成である場合、ヒータＯＦＦ時には、−側端子は開放されるものの＋側端子はバッテリ電源（＋Ｂ）に接続されたままとなる。また、ヒータ制御系がハイサイドスイッチ構成である場合、ヒータＯＦＦ時には、＋側端子は開放されるものの−側端子はＧＮＤに接続されたままとなる。この場合、ヒータＯＦＦ時に＋Ｂ接続か、ＧＮＤ接続かによってリーク電流の影響度合が相違するためそれを考慮するとよい。なお、ヒータの両側の端子（ハイサイド側、ローサイド側）を同時に開放すれば、ヒータＯＦＦ時の影響は非常に少ないと考えられ、この場合にはＧＮＤ側の影響は受け難くなるので＋Ｂのみを考慮すればよい。
【０１４２】
以上第５の実施の形態によれば、ＰＷＭ信号によりヒータ通電を制御する際、絶縁層１０４の抵抗変化に伴うリーク電流の相当分だけＮＯｘ濃度信号を補正することで、正確なＮＯｘ濃度信号が得られる。その結果、ヒータ制御時におけるガス濃度検出精度の低下を抑制し、ガス濃度を適正に検出することができる。
【０１４３】
なお本発明は、上記以外に次の形態にて具体化できる。
上記第１の実施の形態では、電圧制御回路２２０の一形態として、図６に示すスイッチング電源を用いたが、他の形態としてシリーズ電源を用いてもよい。また、ヒータ１０３に加わる電圧変化が少ない構成であればよいため、シリーズ電源とスイッチング電源とを組み合わせたようなものでもよい。
【０１４４】
上記第２の実施の形態（図９の構成）では、ガス濃度信号（酸素濃度信号、ＮＯｘ濃度信号）とＰＷＭ信号とをハードウエアにより分離する構成を説明したが、これを変更する。例えばガス濃度信号（検出回路３１０，３２０の出力）をＡ／Ｄコンバータを介してマイコンに取り込み、該取り込んだ信号をＤＳＰ処理などによって信号成分毎に分離してもよい。また、検出回路３１０，３２０の後段にＬＰＦを入れたが、このＬＰＦを各検出回路３１０，３２０に内蔵する構成であってもよい。つまり、ガス濃度に応じた微弱電流を増幅する段階でＬＰＦ（例えばカットオフ周波数＝数１０Ｈｚ）を入れる。
【０１４５】
上記第４の実施の形態（図１５の構成）では、ヒータＯＮ時とヒータＯＦＦ時との各々のガス濃度信号の平均値から補正信号を算出したが、この構成を変更する。例えば補正信号の算出に際し、ヒータＯＮ時及びヒータＯＦＦ時のガス濃度信号ａ１，ａ２について、α，βの重み付けを行って補正値ｆａを算出する。すなわち、
ｆａ＝（α×ａ１＋β×ａ２）／（α＋β）
の演算から補正値ｆａを算出する。
【０１４６】
そして、この補正値ｆａに応じた補正信号によりＮＯｘ濃度信号を補正する。かかる構成においても、既述の通り安定したＮＯｘ出力が得られる等の優れた効果が得られる。因みに、前記α，βの値は、ヒータＯＮ時におけるリーク電流の影響度合と、ヒータＯＦＦ時におけるリーク電流の影響度合とを反映するものであって、前者の方が大きいと想定される場合にはα＞βとし、各影響度合が等しいと想定される場合にはα＝βとすればよい。
【０１４７】
同じく第４の実施の形態において、マイコン４００内で補正量（補正信号）を算出し、外部の補正回路４５０で補正をする例を示したが、これを変更する。例えば、補正回路４５０の機能をマイコン４００に盛り込む。この場合、マイコン４００では、Ａ／Ｄコンバータ４２０からの入力信号（ＮＯｘ濃度信号）に基づいて補正値が算出されると共に、この補正値を使ってＮＯｘ濃度信号が補正される。そして、補正後のＮＯｘ信号が外部に出力される。
【０１４８】
上記第４，第５の実施の形態では、ＮＯｘ濃度信号についてのみ、当該信号を補正するための構成及び手法を記載したが、酸素濃度信号についても同様に信号を補正してもよい。これにより、酸素濃度信号の検出が向上する。
【０１４９】
本発明のガス濃度センサとしては、上記図２に示す２セル構造のガス濃度センサ１００の他に、３個以上のセルを有する構造のガス濃度センサや、単一のセルを有し酸素濃度のみを検出する酸素センサ（Ａ／Ｆセンサ）が適用できる。また、各セル及びヒータが各々積層されてなる積層構造のセンサ以外にも適用できる。要は、各セル（センサ素子）付近の絶縁層にヒータが埋設される構成であればよく、仮に積層構造でなくともとリーク電流等による影響は受ける可能性は十分にある。
【０１５０】
ガス濃度センサが特定のガス濃度に応じた起電力を発生するセルを有するものであっても良い。起電力を発生するセルを有したガス濃度センサとしては、例えば、特開平１１−１０８８８８号公報に記載のガスセンサの構成を用いる。かかる場合にも、上記各実施の形態の構成を適宜用いることで、センサ出力におけるリーク電流の影響を抑制することができ、ガス濃度の検出精度が向上する。
【０１５１】
さらに、酸素（Ｏ2 ）濃度とＮＯｘ濃度とを検出可能なガス濃度センサの他、酸素濃度とＨＣ濃度又はＣＯ濃度とを検出可能なガス濃度センサにも適用できる。ＨＣ濃度又はＣＯ濃度を検出する場合、ポンプセルにて排ガス（被検出ガス）中の余剰酸素を排出し、センサセルにて余剰酸素排出後のガス成分からＨＣ又はＣＯを分解する。これにより、酸素濃度に加え、ＨＣ濃度又はＣＯ濃度が検出できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】第１の実施の形態においてガス濃度検出装置の概要を示す構成図。
【図２】ガス濃度センサの構成を示す要部断面図。
【図３】ガス濃度センサの動作原理を説明するための図。
【図４】ガス濃度センサのポンプセル特性を説明するためのＶ−Ｉ特性図。
【図５】ガス濃度センサのセンサセル特性を説明するためのＶ−Ｉ特性図。
【図６】スイッチング電源の構成を示す電気回路図。
【図７】素子インピーダンスと素子温との関係を示す図。
【図８】ヒータ電圧と素子温との推移を示すタイムチャート。
【図９】第２の実施の形態においてガス濃度検出装置の概要を示す構成図。
【図１０】ヒータ制御回路の構成を示すブロック図。
【図１１】ヒータ制御回路の構成を示すブロック図。
【図１２】第２の実施の形態における作用を説明するためのタイムチャート。
【図１３】デューティ比＝５％，９５％のＰＷＭ信号を示す波形図。
【図１４】第３の実施の形態においてヒータ制御回路の構成を示すブロック図。
【図１５】第４の実施の形態においてガス濃度検出装置の概要を示す構成図。
【図１６】第４の実施の形態における作用を説明するためのタイムチャート。
【図１７】第５の実施の形態においてガス濃度検出装置の概要を示す構成図。
【図１８】第５の実施の形態において補正値ｆ１，ｆ２を設定するための図。
【図１９】第５の実施の形態における作用を説明するためのタイムチャート。
【図２０】ガス濃度センサを等価的に示す構成図。
【図２１】信号波形を示すタイムチャート。
【図２２】ガス濃度検出装置の簡易構成を示す回路図。
【図２３】ガス濃度検出装置の簡易構成を示す回路図。
【図２４】ガス濃度検出装置の簡易構成を示す回路図。
【図２５】ガス濃度検出装置の簡易構成を示す回路図。
【図２６】従来技術においてガス濃度検出装置の概要を示す構成図。
【図２７】ヒータのＯＮ／ＯＦＦに伴いＮＯｘ出力が変動する様子を示すタイムチャート。
【符号の説明】
１００…ガス濃度センサ、１０３…ヒータ、１０４…絶縁層、１１０…センサ素子（第１セル）としてのポンプセル、１２０…センサ素子（第２セル）としてのセンサセル、２１０…センサ制御回路、２１４…ヒータ制御部、２１５，２１６…ＬＰＦ（ローパスフィルタ）、２２０…電圧制御回路、３３０，３４０…ＬＰＦ（ローパスフィルタ）、３５０…ヒータ制御回路、３５１…スイッチ、３５２…ヒータ電圧検出回路、３５３…ヒータ電流検出回路、３７１，３７２…Ｓ／Ｈ回路（サンプルホールド回路）、４００，５００…マイコン、４５０，５７０…補正回路。

Claims

被検出ガス中の特定成分であるＮＯｘの濃度に応じたガス濃度信号を出力するセンサ素子と、センサ素子付近の絶縁層に埋設され、当該センサ素子を加熱するヒータとを備えたガス濃度センサを用いるガス濃度検出装置において、
前記ヒータは、パルス幅変調信号により通電が制御され、
ヒータの一端を電源電圧に接続し、他端を接地するヒータの通電回路を備え、ヒータと電源電圧との間、ヒータと接地側との間、の両方にスイッチ手段を配置して、両スイッチ手段を同時に操作してヒータの通電をオン／オフ制御するガス濃度検出装置。
被検出ガス中の特定成分であるＮＯｘの濃度に応じたガス濃度信号を出力するセンサ素子と、センサ素子付近の絶縁層に埋設され、当該センサ素子を加熱するヒータとを備えたガス濃度センサを用いるガス濃度検出装置において、
パルス幅変調信号によりヒータの通電を制御する際、前記センサ素子の温度による前記絶縁層の抵抗変化に基づいて算出されるリーク電流の大きさを推定し、該推定したリーク電流の相当分だけガス濃度信号を補正するガス濃度検出装置。
前記ガス濃度センサは、電圧印加に伴い被検出ガス中の余剰酸素を排出しつつその酸素濃度に応じた電流を流す第１セルと、同じく電圧印加に伴い余剰酸素排出後のガス成分から特定成分の濃度に応じた電流を流す第２セルとを含む複数のセルを有するセンサ素子と、前記複数のセルを加熱するヒータとを備えてなる請求項１または２の何れかに記載のガス濃度検出装置。
前記ガス濃度センサは、特定のガス濃度に応じた起電力を発生するセルを有するセンサ素子と、センサ素子付近の絶縁層に埋設され、当該センサ素子を加熱するヒータとを備えてなる請求項１〜３の何れかに記載のガス濃度検出装置。