JP4323478B2 - 光ｄｑｐｓｋ受信機のための位相モニタ装置および位相制御装置、並びにそれらのための方法 - Google Patents

Description

本発明は、光差動４値位相シフトキーイング（ＤＱＰＳＫ：Differential quadrature Phase Shift Keying）受信機に係わり、特に、光ＤＱＰＳＫ受信機のための位相モニタ装置および位相制御装置、並びにそれらのための方法に係わる。

ここ１０年で光通信システムの容量が急速に増加しているが、主流となっている変調技術は、ＮＲＺ（nonreturn-to-zero）又はＲＺ（return-to-zero）フォーマットにおける２値振幅シフトキーイング（ＯＯＫ（on-off key）とも言う）のままである。最近では、光通信において、デュオバイナリ方式、ＣＳＲＺ（carrier-suppressed return-to-zero）、ＤＰＳＫ（Differential Phase Shift Keying）などの変調／復調技術が利用されてきている。ＤＰＳＫでは、情報は、互いに隣接する２つのシンボル間の位相変化により搬送される。２値ＤＰＳＫでは、位相変化は、「０」または「π」に限定される。４つの位相変化（０、π／２、π、３π／２）を使用する方式は、ＤＱＰＳＫと呼ばれる。従来のＯＯＫと比較すると、ＤＰＳＫは、３ｄＢ程度の光Ｓ／Ｎ比（ＯＳＮＲ：Optical signal-to-noise ratio）利得の改善、および非線形効果に対する耐力が得られる。光ＤＱＰＳＫは、４値シンボルを送信するので、スペクトル効率が２倍になり、これにより、電気デバイスの速度に対する要求、光分散の調整、偏波モード分散が緩和される。すなわち、光ＤＱＰＳＫは、次世代の光通信システムの有力候補である。

非特許文献１に記載のように、典型的な光ＤＱＰＳＫ受信機は、ＩブランチおよびＱブランチに対応する１組のマッハツェンダ干渉計を備える。各マッハツェンダ干渉計は、伝送システムにおけるシンボル時間に相当する光遅延要素τを備えている。また、干渉計のアーム間の光位相差は、Ｉブランチでは「π／４」に設定され、Ｑブランチでは「−π／４」に設定される。各干渉計の２つの出力端子は、送信データを再生するためのバランスド光検出器に接続されている。なお、光ＤＱＰＳＫ送信機／受信機の構成および動作については、例えば、特許文献１にも記載されている。

上記受信機において、干渉計のアーム間の光位相差が正確に「π／４」および「−π／４」に設定されていることが非常に重要である。そうでないと、許容範囲を超えた光Ｓ／Ｎ比の劣化が発生する。正確な光位相差を得るためには、通常、フィードバック制御が行われる。受信機における位相誤差をモニタし、位相が目標値に保持されるように受信機の位相を調整するための位相調整信号を生成する。典型的なフィードバック制御の１つとして、dither-peak-detection方法が知られている。この方法では、受信機における位相を周波数ｆで僅かに変動させ、誤差信号の２ｆ成分をモニタする。受信機における位相が目標値に保持されるようになると、誤差信号の２ｆ成分は最小になる。

しかし、dither-peak-detection方法は、下記の課題がある。
１．位相を変動させると、光Ｓ／Ｎ比の劣化を引き起こす
２．ピーク検出（上述の最小値の検出）は、調整すべき位相が目標値に調整されているか否かを示すに過ぎない。すなわち、調整すべき位相が目標値よりも大きいのか小さいのかが分からない。
３．ピーク検出信号は、通常、位相誤差に対して２次曲線となるので、位相誤差がゼロに近いと、調整すべき位相に対するピーク検出信号の感度は低下する。
４．位相制御の速度は、変動周波数（上述の周波数ｆ）により制限される。
特表２００４−５１６７４３号公報（ＷＯ２００２／０５１０４１、ＵＳ２００４／００８１４７） "Optical Differential Quadrature Phase-Shift Key (oDQPSK) for High Capacity Optical Transmission" by R.A.Griffin et al, Optical Fiber Communication Conference and Exhibit, 2002. OFC2002 17-22 March 2002 Pages 367-368

上述の課題を効果的かつ実用的な方法で解決する新しい位相制御技術が必要とされている。
すなわち、本発明の目的は、位相誤差の大きさだけでなく位相誤差の符号もモニタ可能な光ＤＱＰＳＫ受信機のための位相モニタ装置を提供することである。

本発明の他の目的は、従来技術の１または複数の制限または課題を解決するための光ＤＱＰＳＫ受信機のための位相制御装置を提供することである。
本発明のさらに他の目的は、上記位相制御装置を備えた光ＤＱＰＳＫ受信機を提供することである。

本発明のさらに他の目的は、位相誤差の大きさだけでなく位相誤差の符号もモニタ可能な光ＤＱＰＳＫ受信機のための位相モニタ方法を提供することである。
本発明のさらに他の目的は、従来技術の１または複数の制限または課題を解決するための光ＤＱＰＳＫ受信機のための位相制御方法を提供することである。

本発明の光ＤＱＰＳＫ受信機のための位相モニタ装置は、それぞれ干渉計、バランスド光検出器、データ再生回路を備えた第１のブランチおよび第２のブランチを有する光ＤＱＰＳＫ受信機において、一方のブランチの位相誤差をモニタする。位相モニタ装置は、ミキサおよびそのミキサの後段に設けられる平均化回路を備える。ミキサは、当該ブランチのデータ再生回路の前段から得られる信号と他方のブランチのデータ再生回路の後段から得られる信号とを掛合わせる。平均化回路は、ミキサからの出力信号を平均化する。平均化回路は、例えば、ローパスフィルタまたはプロセッサで実現することが好ましい。

本発明の光ＤＱＰＳＫ受信機のための位相制御装置は、それぞれ干渉計、バランスド光検出器、データ再生回路を備えた第１のブランチおよび第２のブランチを有する光ＤＱＰＳＫ受信機において使用される。位相制御装置は、第１のブランチのために設けられる第１の位相制御部、および第２のブランチのために設けられる第２の位相制御部を有する。第１の位相制御部は、第１の位相モニタ部およびその第１の位相モニタ部の後段に設けられる第１の位相調整部を備え、第２の位相制御部は、第２の位相モニタ部、その第２の位相モニタ部の後段に設けられる反転部、およびその反転部の後段に設けられる第２の位相調整部を備える。第１の位相モニタ部は、第１のブランチのデータ再生回路の前段から得られる信号および第２のブランチのデータ再生回路の後段から得られる信号に基づいて、符号を持った第１の位相誤差信号を生成する。第２の位相モニタ部は、第２のブランチのデータ再生回路の前段から得られる信号および第１のブランチのデータ再生回路の後段から得られる信号に基づいて、符号を持った第２の位相誤差信号を生成する。反転部は、第２の位相誤差信号に基づいて位相調整信号を生成する。第１および第２の位相調整部は、それぞれ、第１の位相誤差信号および位相調整信号に基づいて第１および第２のブランチの干渉計の位相誤差を調整する。

第１および第２の位相モニタ部は、それぞれ、ミキサおよびその後段に設けられる平均化回路を含むことが好ましい。
平均化回路は、ローパスフィルタまたは平均化処理を実行するプロセッサであることが好ましい。

第１のブランチおよび第２のブランチはそれぞれ光ＤＱＰＳＫ受信機のＩブランチおよびＱブランチであり、反転部はインバータ回路であることが好ましい。この場合、第１および第２の位相調整部は、入力信号の符号が正であれば対応するブランチの干渉計の位相差を増加させ、入力信号の符号が負であれば対応するブランチの干渉計の位相差を減少させるようにしてもよい。

第１の位相制御部において、第１の位相モニタ部と第１の位相調整部との間に増幅器を設けてもよい。また、第２の位相制御部において、第２の位相モニタ部と第２の位相調整部との間に増幅器を設けてもよい。

第１のブランチおよび第２のブランチはそれぞれ光ＤＱＰＳＫ受信機のＱブランチおよびＩブランチであり、反転部はインバータ回路であってもよい。この場合、第１および第２の位相調整部は、入力信号の符号が負であれば対応するブランチの干渉計の位相差を増加させ、入力信号の符号が正であれば対応するブランチの干渉計の位相差を減少させるようにしてもよい。

本発明の光ＤＱＰＳＫ受信機は、第１の干渉計、第１のバランスド光検出器、第１のデータ再生回路、第１の位相制御装置を備えた第１のブランチ、および第２の干渉計、第２のバランスド光検出器、第２のデータ再生回路、第２の位相制御装置を備えた第２のブランチを含む。第１の位相制御装置は、第１の位相モニタ部およびその第１の位相モニタ部の後段に設けられる第１の位相調整部を備える。第２の位相制御装置は、第２の位相モニタ部、その第２の位相モニタ部の後段に設けられる反転部、およびその反転部の後段に設けられる第２の位相調整部を備える。第１の位相モニタ部は、第１のブランチのデータ再生回路の前段から得られる信号および第２のブランチのデータ再生回路の後段から得られる信号に基づいて、符号を持った第１の位相誤差信号を生成する。第２の位相モニタ部は、第２のブランチのデータ再生回路の前段から得られる信号および第１のブランチのデータ再生回路の後段から得られる信号に基づいて、符号を持った第２の位相誤差信号を生成する。反転部は、第２の位相誤差信号に基づいて位相調整信号を生成する。第１および第２の位相調整部は、それぞれ、第１の位相誤差信号および位相調整信号に基づいて、第１および第２のブランチの干渉計の位相誤差を調整する。

本発明の光ＤＱＰＳＫ受信機のための位相モニタ方法は、それぞれ干渉計、バランスド光検出器、データ再生回路を備えた第１のブランチおよび第２のブランチを有する光ＤＱＰＳＫ受信機において、一方のブランチの位相誤差をモニタする。そして、本発明の位相モニタ方法は、当該ブランチのデータ再生回路の前段から得られる信号と他方のブランチのデータ再生回路の後段から得られる信号とを掛合わせる手順、上記掛合せにより得られる信号を平均化する手順を含む。

本発明の他の態様の光ＤＱＰＳＫ受信機は、第１の干渉計、第１のバランスド光検出器、第１のデータ再生回路、第１の位相制御装置を備えた第１のブランチ、および第２の干渉計、第２のバランスド光検出器、第２のデータ再生回路、第２の位相制御装置を備えた第２のブランチを含む。第１の位相制御装置は、第１の位相モニタ部およびその第１の位相モニタ部の後段に設けられる第１の位相調整部を備える。第２の位相制御装置は、第２の位相モニタ部およびその第２の位相モニタ部の後段に設けられる第２の位相調整部を備える。第１の位相モニタ部は、第１のブランチのデータ再生回路の前段から得られる信号および第２のブランチのデータ再生回路の後段から得られる信号に基づいて、符号を持った第１の位相誤差信号を生成する。第２の位相モニタ部は、第２のブランチのデータ再生回路の前段から得られる信号および第１のブランチのデータ再生回路の後段から得られる信号に基づいて、符号を持った第２の位相誤差信号を生成する。第１の位相調整部は、入力信号の符号が正であれば対応する第１のブランチの干渉計の位相差を増加させ、入力信号の符号が負であれば第１のブランチの干渉計の位相差を減少させる。第２の位相調整部は、入力信号の符号が正であれば対応する第２のブランチの干渉計の位相差を減少させ、入力信号の符号が負であれば第２のブランチの干渉計の位相差を増加させる。

本発明の他の態様の光ＤＱＰＳＫ受信機のための位相モニタ方法は、それぞれ干渉計、バランスド光検出器、データ再生回路を備えた第１のブランチおよび第２のブランチを有する光ＤＱＰＳＫ受信機において使用される。本発明の位相制御方法は、第１のブランチのデータ再生回路の前段から得られる信号および第２のブランチのデータ再生回路の後段から得られる信号に基づいて、符号を持った第１の位相誤差信号を生成する手順、第１の位相誤差信号に基づいて第１のブランチの干渉計の位相差を調整する手順、第２のブランチのデータ再生回路の前段から得られる信号および第１のブランチのデータ再生回路の後段から得られる信号に基づいて、符号を持った第２の位相誤差信号を生成する手順、および第２の位相誤差信号に基づいて第２のブランチの干渉計の位相差を調整する手順を含む。

本発明は、光ＤＱＰＳＫ受信機のための新規な位相制御技術を提供するものであり、位相モニタ装置は、位相誤差の大きさだけでなく位相誤差の符号（目標値に対して大きい側にずれているのか小さい側にずれているのか）も示すことができる。これにより、dither-peak-detection方法を導入する必要がなくなる。また、位相モニタ装置は、実際の位相誤差に比例する位相誤差信号を生成するので、位相誤差がゼロに近い領域でも位相誤差信号の感度は一定である。

本発明の他の態様の位相モニタ装置は、移相要素を備える遅延干渉計、その遅延干渉計の出力光を検出する光検出器、その光検出器の出力信号からデータを再生するデータ再生回路をそれぞれ備えた第１のブランチおよび第２のブランチを有する光ＤＱＰＳＫ受信機において、第１のブランチに設けられている遅延干渉計の移相要素の位相誤差をモニタする。この位相モニタ装置は、第１のブランチのデータ再生回路の前段から得られる第１の信号の極性を制御する第１の極性制御手段と、第２のブランチのデータ再生回路の後段から得られる第２の信号の極性を制御する第２の極性制御手段と、第１の極性制御手段により極性が制御された第１の信号と第２の極性制御手段により極性が制御された第２の信号とを掛合わせるミキサと、ミキサの出力信号を平均化する平均化回路と、第１および第２の信号の極性の組合せに応じて平均化回路から得られる複数の値に基づいて位相誤差を算出する演算手段、を有する。

本発明は、下記の１または複数の効果を有する。
（１）新規な位相誤差モニタ装置を使用するので、位相振動を回避できる。この結果、光ＳＮ比の劣化または規格違反の発生を回避できる。
（２）位相誤差モニタ装置は、位相誤差の大きさだけでなく位相誤差の符号（目標値に対して大きい側にずれているのか小さい側にずれているのか）も示すことができる。
（３）位相誤差に対する位相誤差信号の微分係数は一定なので、位相誤差制御の精度が向上する。この結果、位相誤差が小さいときであっても位相誤差信号の感度は保障される。
（４）dither-peak-detection方法を使用する必要がないので、位相制御速度は、位相調整のために導入される位相振動の周波数により制限されることがなく、高速な位相ロックが実現される。
（５）位相誤差信号からＤＣ成分を除去できるので、遅延干渉計の位相誤差を精度よく調整できる。この結果、受信特性が向上する。

本発明の好適な実施形態について図面を参照しながら説明する。なお、図１〜図４においては、可能な限り、同じ要素には同じ符号を付してある。
＜第１の実施形態＞
図１は、本発明の第１の実施形態の位相制御装置を備えた光ＤＱＰＳＫ受信機の構成を示す図である。図１に示すように、光ＤＱＰＳＫ受信機は、２つのブランチ（すなわち、Ｉブランチ１０２、Ｑブランチ１０３）を備える。Ｉブランチ１０２には、マッハツェンダ干渉計１０４、バランスド光検出器１１０、データ再生回路１１１、位相制御装置１１２が設けられている。同様に、Ｑブランチ１０３には、マッハツェンダ干渉計１０７、バランスド光検出器１１３、データ再生回路１１４、位相制御装置１１５が設けられている。各干渉計１０４／１０７の上側アームには、それぞれ、光遅延要素１０５／１０８が設けられている。遅延時間は、光ＤＱＰＳＫシステムにおける１シンボル時間である。光ＤＱＰＳＫシステムにおいては、１シンボル時間は、データのビットレートの逆数の２倍に相当する。各干渉計１０４／１０７の下側アームには、それぞれ、移相要素１０６／１０９が設けられている。Ｉブランチに設けられている移相要素１０６の位相量（すなわち、移相量）は「π／４」である。Ｑブランチに設けられている移相要素１０９の位相量（すなわち、移相量）は「−π／４」である。これらの位相は、位相制御装置１１２／１１５による制御対象である。

Ｉブランチにおいて、位相制御装置１１２が備える２つの入力端子の一方は、データ再生回路１１１の入力端子に接続され、位相制御装置１１２が備える２つの入力端子の他方は、データ再生回路１１４の出力端子に接続されている。位相制御装置１１２の出力端子は、干渉計１０４の移相要素１０６に接続されている。同様に、Ｑブランチにおいて、位相制御装置１１５が備える２つの入力端子の一方は、データ再生回路１１４の入力端子に接続され、位相制御装置１１５が備える２つの入力端子の他方は、データ再生回路１１１の出力端子に接続されている。位相制御装置１１５の出力端子は、干渉計１０７の移相要素１０９に接続されている。すなわち、Ｉブランチにおける位相制御装置１１２への入力信号は、バランスド光検出器１１０から出力される信号１２４およびデータ再生回路１１４から出力される信号１２９である。また、Ｑブランチにおける位相制御装置１１５への入力信号は、バランスド光検出器１１３から出力される信号１２８およびデータ再生回路１１１から出力される信号１２５である。

なお、上記受信機における干渉計、バランスド光検出器、データ再生回路は、当業者によってよく知られているデバイスを使用することができる。以下、本発明の位相制御装置について詳しく説明する。

図１に示すように、Ｉブランチにおいて、位相制御装置１１２は、位相モニタ部（この実施例においては、ミキサ１１６および平均化部１１７を含む）、およびその位相モニタ部の後段に接続される位相調整部１１９を備える。Ｑブランチにおいては、位相制御装置１１５は、直列的に接続された位相モニタ部（この実施例においては、ミキサ１２０および平均化部１２１を含む）、反転回路１２２、および位相調整部１２３を備える。反転回路１２２は、この実施例では、インバータ回路である。ミキサは、２つの入力信号を互いに掛合わせるために使用され、平均化部は、ミキサからの信号を平均化する。なお、ミキサおよび平均化部は、いずれもよく知られたデバイスである。ミキサは、例えば、アナログミキサ（例えば、Spectrum Microwave Corporationのミキサ）、或いはＡ／Ｄ変換器の後段においてデジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ：Digital Signal Processor）で実行される乗算演算により実現される。すなわち、ミキサは、Ａ／Ｄ変換器およびその後段に接続されるＤＳＰで実現することができる。Ａ／Ｄ変換器は、例えば、Analog Device CorporationのＡ／Ｄ変換器を使用することができる。平均化部は、入力信号の高周波成分を除去すると共に平均化された情報を含む低周波成分を通過させるローパスフィルタ、或いは、ＤＳＰを利用した平均化演算によって実現することができる。

以下、図１を参照しながら本発明の原理について説明する。
光ＤＱＰＳＫの変調信号（s(t)）１０１は、図１に示すように、下式で表すことができる。
s(t) = A(t)exp(φ_n)exp(jωt)
ここで、「Ａ(t)」は、１シンボルに相当するパルス波形を表す。「φ_n」は、ｎ番目のシンボルの位相を表す。「ω」は、光搬送波の角周波数を表す。「φ_n」は、π／４、３π／４、５π／４、７π／４、の４値のうちのいずれか１つを取り得る。

光ＤＱＰＳＫでは、情報は、互いに隣接するシンボル間の位相差により伝送される。そして、隣接するシンボル間の位相差は、０、π／２、π、３π／２のいずれか１つである。

光ＤＱＰＳＫ受信機理論によれば、Ｉブランチにおいて、バランスド光検出器１１０から出力される信号１２４は、下式で表すことができる。
A²(t)cos(Δφ+π/4+δ_I)
また、Ｑブランチにおいて、バランスド光検出器１１３から出力される信号１２８は、下式で表すことができる。
A²(t)cos(Δφ−π/4+δ_Q)
ここで、「Δφ」は、互いに隣接する２つのシンボル間の位相差を表す。「δ_I」は、Ｉブランチにおける移相要素１０６の位相誤差を表し、「δ_Q」は、Ｑブランチにおける移相要素１０９の位相誤差を表す。

データ再生回路１１１は、ゼロ閾値を用いた閾値判定によりＩブランチデータ１２５を再生する。再生データ１２５は、「cos（Δφ＋π/4）＝−sin（Δφ−π/4）」である。同様に、Ｑブランチ再生データ１２９は、「cos（Δφ−π/4）＝sin（Δφ＋π/4）」である。なお、これらの関係は、公知の技術である。

本発明のＩブランチ：
ミキサ１１６には、信号１２４および信号１２９が入力される。よって、ミキサ１１６の出力１２６は、下式で表される。
A²(t)cos(Δφ+π/4 +δ_I) cos(Δφ−π/4)
＝A²(t)cos(Δφ+π/4 +δ_I) sin(Δφ+π/4)
＝A²(t)cos(Δφ+π/4) sin(Δφ+π/4) cos(δ_I)−A²(t)sin²(Δφ+π/4)sin(δ_I)
ここで、位相差Δφは、０、π／２、π、３π／２に均等に分布するので、上記の数式の第１項は、平均化部１１７により除去される。また、上記数式の第２項は、位相差Δφにかかわらず、平均化部１１７の前段において「−Ａ²（t）sin（δ_I）／２」である。したがって、「Ａ²（t）」は、平均化部１１７により平均化されると、伝送される情報と関係のないある値を持った定数になる。よって、平均化部１１７から出力される信号１２７は「−sin（δ_I）」に比例する。尚、位相誤差が小さければ、信号１２７は、「−δ_I」に近似できる。

このように、位相モニタは、位相誤差の大きさだけでなく、位相誤差の符号も検出できる。また、位相誤差に対する誤差信号１２７の微分係数は一定なので、位相誤差がゼロであっても、位相モニタの感度も一定である。

本発明のＱブランチ：
ミキサ１２０には、信号１２５および信号１２８が入力される。よって、ミキサ１２０の出力１３０は、下式で表される。
A²(t)cos(Δφ−π/4 +δ_Q) cos(Δφ+π/4)
＝−Ａ²(t)cos(Δφ−π/4 +δ_Q) sin(Δφ−π/4)
＝−A²(t)cos(Δφ−π/4) sin(Δφ−π/4) cos(δ_Q)＋A²(t)sin²(Δφ−π/4)sin(δ_Q)
ここで、位相差Δφは、０、π／２、π、３π／２に均等に分布するので、上記の数式の第１項は、平均化部１２１により除去される。また、上記数式の第２項は、位相差Δφにかかわらず、平均化部１２１の前段において「Ａ²（t）sin（δ_Q）／２」である。したがって、「Ａ²（t）」は、平均化部１２１により平均化されると、伝送される情報と関係のないある値を持った定数になる。よって、平均化部１２１から出力される信号１３１は「sin（δ_Q）」に比例する。尚、位相誤差が小さければ、信号１３１は、「δ_Q」に近似できる。

このように、位相モニタは、位相誤差の大きさだけでなく、位相誤差の符号も検出できる。また、位相誤差に対する誤差信号１３１の微分係数は一定なので、位相誤差がゼロであっても、位相モニタの感度も一定である。

このように、本発明の位相モニタ部は、当該ブランチ（Ｉブランチ又はＱブランチ）のデータ再生回路に入力される信号および他方のブランチ（Ｑブランチ又はＩブランチ）のデータ再生回路から出力される信号に基づいて、当該ブランチの位相誤差に比例する誤差モニタ信号を生成することができる。

位相モニタ部の後段において、位相誤差信号１３１は、インバータ回路である反転回路１２２に与えられる。反転回路１２２を用いて位相誤差信号１３１を反転させることにより得られる位相調整信号１３３は、位相調整部１２３に入力される。一方、位相誤差信号１２７は、位相調整信号として直接的に位相調整部１１９に入力される。

位相調整部１１９／１２３は、位相調整信号が「正」であれば、対応するブランチの干渉計１０４／１０７の位相量（すなわち、移相要素１０６／１０９の移相量）を増加させ、位相調整信号が「負」であれば、対応するブランチの干渉計１０４／１０７の位相量を減少させる。位相調整部１１９／１２３は、位相調整信号がゼロであれば、動作しない（すなわち、移相要素１０６／１０９の移相量をそのまま保持する）。位相調整部１１９／１２３として当業者に知られている様々な位相調整器を使用することができる。例えば、カナダのITF Optical Technologies CorporationのＤＰＳＫ復調器は、干渉計の温度を調整することによって位相差の調整を実現する位相調整器を備えるマッハツェンダ干渉計を提供している。

上記光受信機において、Ｉブランチの移相要素１０６の位相が「π／４＋δ_I」であったものとする。すなわち、移相要素１０６の位相が正の位相誤差δ_Iを有しているものとする。この場合、位相モニタ部から出力される信号１２７は「−δ_I（＜０）」である。そうすると、位相調整信号１２７は「負」なので、位相調整部１１９は、移相要素１０６の位相量を減らす。この結果、位相は、目標値である「π／４」に近づくことになる。一方、移相要素１０６の位相が負の位相誤差を有しているものとすると、位相モニタ部から出力される信号１２７は「正」であり、位相調整部１１９は、移相要素１０６の位相量を増加させる。これにより、位相は、目標値に近づく。なお、位相誤差がゼロであれば、位相モニタ部からの出力もゼロである。よって、この場合、位相調整部は動作せず、移相要素１０６の位相はそのまま保持される。

同様に、Ｑブランチの移相要素１０９の位相が「−π／４＋δ_Q」であったものとする。すなわち、移相要素１０９の位相が正の位相誤差δ_Qを有しているものとする。この場合、位相モニタ部から出力される信号１３１は「δ_Q（＞０）」である。そして、反転回路１２２から出力される位相調整信号１３３は「−δ_Q（＜０）」である。そうすると、位相調整信号１３３は「負」なので、位相調整部１２３は、移相要素１０９の位相量を減らす。これにより、位相は、目標値である「−π／４」に近づくことになる。一方、移相要素１０９の位相が負の位相誤差を有しているものとすると、位相モニタ部から出力される信号１３１は「負」であり、反転回路１２２により得られる位相調整信号１３３は「正」であるので、位相調整部１２３は、移相要素１０９の位相量を増加させる。これにより、位相は、目標値に近づく。なお、位相誤差がゼロであれば、位相モニタ部からの出力もゼロである。よって、この場合、位相調整部は動作せず、移相要素１０９の位相はそのまま保持される。
＜第２の実施形態＞
図２を参照しながら本発明の第２の実施形態について説明する。第２の実施形態は、基本的には、第１の実施形態と同じである。ただし、第２の実施形態の光ＤＱＰＳＫ受信機は、Ｉブランチの位相制御装置において、平均化部１１７と位相調整部１１９との間に直列的に非反転増幅器（Ｇ（＞０））１１８が接続されており、また、Ｑブランチの位相制御装置において、反転回路１２２が反転増幅器（−Ｇ）により構成されている。

上記構成の受信機において、Ｉブランチの移相要素１０６の位相が「π／４＋δ_I」であったものとする。すなわち、移相要素１０６の位相が正の位相誤差δ_Iを有しているものとする。この場合、位相モニタ部から出力される信号１２７は「−δ_I（＜０）」である。また、非反転増幅器１１８から出力される信号１３２は「−Ｇδ_I」であり、「負」のままである。そうすると、位相調整信号１３２が「負」なので、位相調整部１１９は、移相要素１０６の位相量を減らす。この結果、位相は、目標値である「π／４」に近づくことになる。一方、移相要素１０６の位相が負の位相誤差を有しているものとすると、位相モニタ部から出力される信号１２７は「正」であり、位相調整部１１９に入力される位相調整信号も「正」であるので、位相調整部１１９は、移相要素１０６の位相量を増加させる。これにより、位相は、目標値に近づく。なお、位相誤差がゼロであれば、位相モニタ部からの出力もゼロである。よって、この場合、位相調整部は動作せず、移相要素１０６の位相はそのまま保持される。

同様に、Ｑブランチの移相要素１０９の位相が「−π／４＋δ_Q」であったものとする。すなわち、移相要素１０９の位相が正の位相誤差δ_Qを有しているものとする。この場合、位相モニタ部から出力される信号１３１は「δ_Q（＞０）」である。そして、反転回路１２２としての反転増幅器から出力される位相調整信号１３３は「−Ｇδ_Q（＜０）」である。そうすると、位相調整信号１３３は「負」なので、位相調整部１２３は、移相要素１０９の位相量を減らす。これにより、位相は、目標値である「−π／４」に近づくことになる。一方、移相要素１０９の位相が負の位相誤差を有しているものとすると、位相モニタ部から出力される信号１３１は「負」であり、反転回路１２２としての反転増幅器により得られる位相調整信号１３３は「正」であるので、位相調整部１２３は、移相要素１０９の位相量を増加させる。これにより、位相は、目標値に近づく。なお、位相誤差がゼロであれば、位相モニタ部からの出力もゼロである。よって、この場合、位相調整部は動作せず、移相要素１０９の位相はそのまま保持される。
＜第３の実施形態＞
図３を参照しながら本発明の第３の実施形態について説明する。第３の実施形態は、基本的には、第１の実施形態と同じである。ただし、第３の実施形態の光ＤＱＰＳＫ受信機は、Ｉブランチの位相制御装置において、平均化部１１７と位相調整部１１９との間に直列的に反転回路１２２’が接続されており、また、Ｑブランチの位相制御装置は反転回路１２２を備えていない。更に、位相調整部１１９’／１２３’は、位相調整信号が「正」であるときに対応する移相要素の位相量を減らし、位相調整信号が「負」であるときに対応する移相要素の位相量を増やす。なお、位相調整部１１９’／１２３’は、位相調整信号がゼロであるときは、位相調整部１１９／１２３と同様に、移相要素を調整する動作を行わない。

上記光受信機において、Ｉブランチの移相要素１０６の位相が「π／４＋δ_I」であったものとする。すなわち、移相要素１０６の位相が正の位相誤差δ_Iを有しているものとする。この場合、位相モニタ部から出力される信号１２７は「−δ_I（＜０）」である。そして、反転回路１２２’から出力される位相調整信号１３２は「δ_I（＞０）」である。そうすると、位相調整信号１３２は「正」なので、位相調整部１１９’は、移相要素１０６の位相量を減らす。この結果、位相は、目標値である「π／４」に近づくことになる。一方、移相要素１０６の位相が負の位相誤差を有しているものとすると、位相モニタ部から出力される信号１２７は「正」であり、反転回路１２２’から出力される位相調整信号１３２は「負」であるので、位相調整部１１９’は、移相要素１０６の位相量を増加させる。これにより、位相は、目標値に近づく。なお、位相誤差がゼロであれば、位相モニタ部からの出力もゼロである。よって、この場合、位相調整部は動作せず、移相要素１０６の位相はそのまま保持される。

同様に、Ｑブランチの移相要素１０９の位相が「−π／４＋δ_Q」であったものとする。すなわち、移相要素１０９の位相が正の位相誤差δ_Qを有しているものとする。この場合、位相モニタ部から出力される信号１３１は「δ_Q（＞０）」である。そうすると、位相調整信号１３１は「正」なので、位相調整部１２３’は、移相要素１０９の位相量を減らす。これにより、位相は、目標値である「−π／４」に近づくことになる。一方、移相要素１０９の位相が負の位相誤差を有しているものとすると、位相モニタ部から出力される信号１３１は「負」なので、位相調整部１２３’は、移相要素１０９の位相量を増加させる。これにより、位相は、目標値に近づく。なお、位相誤差がゼロであれば、位相モニタ部からの出力もゼロである。よって、この場合、位相調整部は動作せず、移相要素１０９の位相はそのまま保持される。

なお、第３の実施形態において、Ｉブランチに設けられている反転回路１２２’として反転増幅器を使用し、また、Ｑブランチの位相制御装置１１５内で平均化部１２１と位相調整部１２３’との間に直列的に非反転増幅器を接続するようにしてもよい。このようなバリエーションは、当業者が上述の記載から実施可能なものであるので、詳しい説明は省略する。

また、上述した非反転増幅器および反転増幅器等は、当業者にとっては公知の技術であり、例えば、Maxim Corporationのアンプシリーズのチップ等により実現される。
＜第１〜第３の実施形態のバリエーション＞
本発明は、上述の記載に限定されるものではなく、当業者が思いつく様々な設計変更およびバリエーションも含む。例えば、ミキサと平均化部との間に直列的に増幅器を接続してもよい。また、ＩブランチおよびＱブランチにそれぞれ異なる利得を持った増幅器を設けるようにしてもよい。さらに、上述の実施形態においてはＩブランチおよびＱブランチに同じ位相調整部が設けられているが、互いに異なる位相調整部を設けるようにしてもよい。互いに異なる２つの位相調整部を設ける場合、一方のブランチにおいては、位相調整部への入力信号が「正」であったときに対応する干渉計の移相要素の位相量を増加させ、他方のブランチにおいては、位相調整部への入力信号が「正」であったときに対応する干渉計の移相要素の位相量を減少させる。

第１の実施形態との比較により明らかであるが、位相制御装置１１２の位相調整部１１９を図３に示す位相調整部１１９’に置き換えるとすると、平均化部１１７に直列的にインバータを接続する必要がある。同様に、第１の実施形態の位相調整部１２３を図３に示す位相調整部１２３’に置き換えるとすると、反転回路１２２を取り除く必要がある。

ミキサの前段において２つの入力信号についてフィルタリングをするためのローパスフィルタを設けてもよい。この場合、このローパスフィルタは、上述の実施例では、当該ブランチのデータ再生回路の入力（すなわち、当該ブランチのバランスド光検出器の出力）、および他のブランチのデータ再生回路の出力に接続される。すなわち、例えば、図４に示すように、Ｉブランチ１０２において、ミキサ１１６への入力信号である信号１２４、１２９をそれぞれフィルタリングするためのローパスフィルタ１５１、１５２を設け、Ｑブランチ１０３において、ミキサ１２０への入力信号である信号１２８、１２５をそれぞれフィルタリングするためのローパスフィルタ１５３、１５４を設けるようにしてもよい。なお、図４は、第１の実施形態にローパスフィルタ１５１〜１５４を設けた構成を示しているが、第２および第３の実施形態にローパスフィルタ１５１〜１５４を設けることも可能である。また、ローパスフィルタを設ける位置は、その機能を発揮できる範囲で広く解釈されるべきであり、当該ブランチのデータ再生回路の直前および他方のブランチのデータ再生回路の直後に限定されるものではない。これらのバリエーションは、本明細書を読んで本発明の原理を理解した当業者には明らかであると思われる。

上述の実施例では、本発明は、第１および第２のブランチを有し、各ブランチにそれぞれ干渉計、バランスド光検出器、データ再生回路を備えたＤＱＰＳＫ受信機のための位相制御方法に適用されている。そして、本発明の方法は、第１のブランチのデータ再生回路の前段から得られる信号および第２のブランチのデータ再生回路の後段から得られる信号に基づいて光ＤＱＰＳＫ受信機の第１のブランチにおける符号を持った位相誤差信号を得る手順、光ＤＱＰＳＫ受信機の第１のブランチにおける符号を持った位相誤差信号に基づいて光ＤＱＰＳＫ受信機の第１のブランチの位相誤差を調整する手順、第２のブランチのデータ再生回路の前段から得られる信号および第１のブランチのデータ再生回路の後段から得られる信号に基づいて光ＤＱＰＳＫ受信機の第２のブランチにおける符号を持った位相誤差信号を得る手順、光ＤＱＰＳＫ受信機の第２のブランチにおける符号を持った位相誤差信号に基づいて光ＤＱＰＳＫ受信機の第２のブランチの位相誤差を調整する手順、を含む。

なお、本発明について具体的な実施例を参照しながら説明したが、本発明に係る特許請求の範囲は、上述の実施例に限定されるものではなく、本明細書に記載された本発明の趣旨の範囲で当業者が想到可能なすべての設計変更およびバリエーションを含む。
＜具体的な実施例＞
図５は、本発明の光ＤＱＰＳＫ受信機の具体的な実施例の構成を示す図である。以下では、ＩブランチまたはＱブランチの一方をＡブランチと呼び、ＩブランチまたはＱブランチの他方をＢブランチと呼ぶことにする。

図５において、入力されるＤＱＰＳＫ信号（あるいは、ＲＺ−ＤＱＰＳＫ信号）は、分岐され、Ａブランチに設けられている遅延干渉計１１ａ、およびＢブランチに設けられている遅延干渉計１１ｂに導かれる。遅延干渉計１１ａ、１１ｂは、それぞれ、干渉計１０４、１０７に相当する。すなわち、遅延干渉計１１ａは、光遅延要素１０５および移相要素１０６を備え、遅延干渉計１１ｂは、光遅延要素１０８および移相要素１０９を備えている。なお、移相要素１０６、１０９の移相量は、この実施例では、温度変化を利用して調整される。この場合、たとえば、移相要素１０６、１０９の温度が上昇すると、その移相量が大きくなる。ただし、本発明はこれに限定されるものではなく、移相要素１０６、１０９の移相量は、例えば、電圧変化等を利用して調整されてもよい。受光回路（Twin−PD）１２ａ、１２ｂは、それぞれ、バランスド光検出器１１０、１１３に相当し、遅延干渉計１１ａ、１１ｂの出力光に対応する電流信号を生成する。トランスインピーダンスアンプ（ＴＩＡ）１３ａ、１３ｂは、それぞれ、受光回路１２ａ、１２ｂにより生成される電流信号を電圧信号に変換する。なお、ＴＩＡ１３ａ、１３ｂの出力信号は、図１〜図３に示す信号１２４、１２８に相当する。

ＴＩＡ１３ａの出力信号は、ローパスフィルタ１４ａを介してミキサ１５ａに入力されると共に、リミッタアンプ（ＬＩＡ）１６ａを介して識別回路１７ａへ送られる。また、ＴＩＡ１３ｂの出力信号は、ローパスフィルタ１４ｂを介してミキサ１５ｂに入力されると共に、リミッタアンプ（ＬＩＡ）１６ｂを介して識別回路１７ｂへ送られる。ここで、ミキサ１５ａ、１５ｂは、それぞれ、ミキサ１１６、１２０に相当する。また、ローパスフィルタ１４ａ、１４ｂのカットオフ周波数は、例えば、１００ＭＨｚ程度である。

識別回路１７ａ、１７ｂは、データ再生回路１１１、１１４に相当し、例えば、それぞれ、１または複数のＤフリップフロップ回路により構成される。また、識別回路１７ａ、１７ｂは、それぞれ、受信信号から再生したクロックを利用して、ＬＩＡ１６ａ、１６ｂの出力信号の論理判定を行う。そして、識別回路１７ａから出力されるデータＡおよび識別回路１７ｂから出力されるデータＢに基づいて送信データが再生される。

識別回路１７ａの出力信号（データＡ）は、ローパスフィルタ２０ｂを介してミキサ１５ｂに与えられる。同様に、識別回路１７ｂの出力信号（データＢ）は、ローパスフィルタ２０ａを介してミキサ１５ａに与えられる。なお、識別回路１７ａ、１７ｂの出力信号は、それぞれ、信号１２５、１２９に相当する。また、ローパスフィルタ２０ａ、２０ｂのカットオフ周波数は、例えば、１００ＭＨｚ程度である。

ミキサ１５ａは、ローパスフィルタ１４ａの出力信号およびローパスフィルタ２０ａの出力信号を互いに掛合わせる。同様に、ミキサ１５ｂは、ローパスフィルタ１４ｂの出力信号およびローパスフィルタ２０ｂの出力信号を互いに掛合わせる。ミキサ１５ａ、１５ｂの出力信号は、それぞれ、ローパスフィルタ２１ａ、２１ｂにより高周波成分が除去された後、Ａ／Ｄ変換器２２ａ、２２ｂによりデジタルデータに変換される。ここで、ローパスフィルタ２１ａ、２１ｂは、平均化回路１１７、１２１に相当し、これらのカットオフ周波数は、例えば、１００Ｈｚ程度である。

このように、ミキサ１５ａは、Ａブランチの識別回路１７ａの前段から得られる信号とＢブランチの識別回路１７ｂの後段から得られる信号とを掛合わせる。同様に、ミキサ１５ｂは、Ｂブランチの識別回路１７ｂの前段から得られる信号とＡブランチの識別回路１７ａの後段から得られる信号とを掛合わせる。

マイクロコントローラ２３ａは、Ａ／Ｄ変換器２２ａから出力されるデジタル信号に対して所定の演算を実行し、Ａブランチのための位相調整信号を生成する。同様に、マイクロコントローラ２３ｂは、Ａ／Ｄ変換器２２ｂから出力されるデジタル信号に対して所定の演算を実行し、Ｂブランチのための位相調整信号を生成する。ここで、マイクロコントローラ２３ａ、２３ｂは、１つのプロセッサにより実現されてもよい。なお、第１の実施形態を実現するためには、反転回路１２２の機能は、マイクロコントローラ２３ｂの演算により提供されるようにしてもよい。また、第２の実施形態を実現するためには、非反転増幅器１１８の機能はマイクロコントローラ２３ａの演算により提供され、反転増幅器１２２の機能はマイクロコントローラ２３ｂの演算により提供されるようにしてもよい。さらに、第３の実施形態を実現するためには、反転回路１２２’の機能は、マイクロコントローラ２３ａの演算により提供されるようにしてもよい。

マイクロコントローラ２３ａ、２３ｂにより生成される位相調整信号は、それぞれ、Ｄ／Ａ変換器２４ａ、２４ｂによりアナログ信号に変換されてヒータ２５ａ、２５ｂに与えられる。すなわち、ヒータ２５ａ、２５ｂは、マイクロコントローラ２３ａ、２３ｂにより制御される。この結果、Ａブランチの遅延干渉計１１ａの移相要素およびＢブランチの遅延干渉計１１ｂの移相要素の温度が個々に調整される。ここで、遅延干渉計１１ａ、１１ｂの移相要素の移相量は、温度に依存する。したがって、遅延干渉計１１ａ、１１ｂの移相要素の移相量は、マイクロコントローラ２３ａ、２３ｂが生成する位相調整信号により調整されることになる。

温度検出器２６は、遅延干渉計１１ａ、１１ｂの周辺の温度を検出する。温度制御回路２７は、温度検出器２６による検出結果を参照し、遅延干渉計１１ａ、１１ｂの周辺の温度を所定値に保持するための温度制御信号を生成する。ペルチェ素子２８は、温度制御信号に従って、遅延干渉計１１ａ、１１ｂの周辺の温度を所定の温度に保持する。なお、ヒータ２５ａ、２５ｂのみで遅延干渉計１１ａ、１１ｂの移相要素の移相量を目標値に調整可能な場合には、温度検出器２６、温度制御回路２７、ペルチェ素子２８は設けなくてもよい。

上記構成の光ＤＱＰＳＫ受信機において、マイクロコントローラ２３ａは、ローパスフィルタ２１ａから出力されるＡアームモニタ信号がゼロになるようにヒータ２５ａを制御する。同様に、マイクロコントローラ２３ｂは、ローパスフィルタ２１ｂから出力されるＢアームモニタ信号がゼロになるようにヒータ２５ｂを制御する。ここで、遅延干渉計１１ａの移相要素の位相誤差を「δ_A」とすると、図１を参照しながら説明したように、Ａアームモニタ信号は「−sin（δ_A）」に比例する。また、遅延干渉計１１ｂの移相要素の位相誤差を「δ_B」とすると、Ｂアームモニタ信号は「sin（δ_B）」に比例する。なお、遅延干渉計１１ａの移相要素の移相量が目標値（例えば、π／４）に保持されているときにローパスフィルタ２１ａから出力されるＡアームモニタ信号がゼロになること、及び、遅延干渉計１１ｂの移相要素の移相量が目標値（例えば、−π／４）に保持されているときにローパスフィルタ２１ｂから出力されるＢアームモニタ信号がゼロになることについては、図１を参照しながら説明した通りである。

上記動作から明らかなように、ミキサ１５（１５ａ、１５ｂ）、ローパスフィルタ２１（２１ａ、２１ｂ）、およびマイクロプロセッサ２３（２３ａ、２３ｂ）は、位相モニタ装置として動作する。また、ミキサ１５（１５ａ、１５ｂ）、ローパスフィルタ２１（２１ａ、２１ｂ）、マイクロプロセッサ２３（２３ａ、２３ｂ）、およびヒータ２５（２５ａ、２５ｂ）は、位相制御装置として動作する。

図６は、位相モニタ信号についてのシミュレーション結果を示す図である。ここでは、Ａブランチに設けられている遅延干渉計１１ａの移相要素の位相およびＢブランチに設けられている遅延干渉計１１ｂの移相要素の位相をパラメータとして得られた位相モニタ信号を示している。

図６において、「○」印は、Ａアームモニタ信号およびＢアームモニタ信号の双方が安定的にゼロになる組合せを示している。すなわち、遅延干渉計１１ａ、１１ｂの移相が下記の８通りの組合せのいずれかに調整されたときに、Ａアームモニタ信号およびＢアームモニタ信号の双方が安定的にゼロになる。
組合せパターン１：Ａアームの位相＝４５度、Ｂアームの位相＝−４５度
組合せパターン２：Ａアームの位相＝−１３５度、Ｂアームの位相＝−４５度
組合せパターン３：Ａアームの位相＝−１３５度、Ｂアームの位相＝１３５度
組合せパターン４：Ａアームの位相＝４５度、Ｂアームの位相＝１３５度
組合せパターン５：Ａアームの位相＝−４５度、Ｂアームの位相＝−１３５度
組合せパターン６：Ａアームの位相＝１３５度、Ｂアームの位相＝−１３５度
組合せパターン７：Ａアームの位相＝−４５度、Ｂアームの位相＝４５度
組合せパターン８：Ａアームの位相＝１３５度、Ｂアームの位相＝４５度
なお、組合せパターンによっては、識別回路１７ａ、１７ｂによりそれぞれ識別されるデータ（０／１）が変わることがある。ただし、識別回路１７ａ、１７ｂの出力データから送信データを再生する処理を適切に変更すれば、送信データを正しく再生することができる。したがって、上述の実施例では、Ａブランチの位相目標値が「π／４」であり且つＢブランチの位相目標値が「−π／４」であるが、本発明はこの組合せに限定されるものではない。

図７は、図５に示す光ＤＱＰＳＫ受信機における位相制御処理を示すフローチャートである。この処理は、マイクロコントローラ２３ａ、２３ｂにより所定の時間間隔で繰り返し実行される。

ステップＳ１では、ローパスフィルタ２１ａの出力信号であるＡアームモニタ信号を取得する。ここで、遅延干渉計１１ａの移相要素の移相量が目標値から「δ_A」だけずれていたとすると、Ａアームモニタ信号は、上述したように「−sin（δ_A）」となる。すなわち、遅延干渉計１１ａの移相要素の移相量が目標値よりも小さければ（δ_A＜０）、Ａアームモニタ信号は正の値を有する。反対に、遅延干渉計１１ａの移相要素の移相量が目標値よりも大きければ（δ_A＞０）、Ａアームモニタ信号は負の値を有する。

したがって、Ａアームモニタ信号がゼロまたは「負」であれば、遅延干渉計１１ａの移相要素の移相量が目標値以上であると判断される。この場合、ステップＳ２において、その移相量を小さくするために、ヒータ２５ａの温度を下げる旨を指示する位相調整信号が生成される。反対に、Ａアームモニタ信号が「正」であれば、遅延干渉計１１ａの移相要素の移相量が目標値よりも小さいと判断される。この場合、ステップＳ３において、その移相量を大きくするために、ヒータ２５ａの温度を上げる旨を指示する位相調整信号が生成される。

ステップＳ４では、ローパスフィルタ２１ｂの出力信号であるＢアームモニタ信号を取得する。ここで、遅延干渉計１１ｂの移相要素の移相量が目標値から「δ_B」だけずれていたとすると、Ｂアームモニタ信号は、上述したように「sin（δ_B）」となる。すなわち、遅延干渉計１１ｂの移相要素の移相量が目標値よりも小さければ（δ_B＜０）、Ｂアームモニタ信号は負の値を有する。反対に、遅延干渉計１１ｂの移相要素の移相量が目標値よりも大きければ（δ_B＞０）、Ｂアームモニタ信号は正の値を有する。

したがって、Ｂアームモニタ信号がゼロまたは「負」であれば、遅延干渉計１１ｂの移相要素の移相量が目標値以下であると判断される。この場合、ステップＳ５において、その移相量を大きくするために、ヒータ２５ｂの温度を上げる旨を指示する位相調整信号が生成される。反対に、Ｂアームモニタ信号が「正」であれば、遅延干渉計１１ｂの移相要素の移相量が目標値よりも大きいと判断される。この場合、ステップＳ６において、その移相量を小さくするために、ヒータ２５ｂの温度を下げる旨を指示する位相調整信号が生成される。

上記ステップＳ１〜Ｓ６の処理を繰返し実行することにより、遅延干渉計１１ａ、１１ｂの移相要素の移相量がそれぞれ目標値に収束することになる。なお、ステップＳ１〜Ｓ３の処置と、ステップＳ４〜Ｓ６の処理は、互いに並列に実行されてもよい。

また、位相モニタ信号（Ａアームモニタ信号、Ｂアームモニタ信号）が実質的にゼロであれば、遅延干渉計の位相が目標値に収束していると判断される。この場合、ステップＳ２、Ｓ３、Ｓ５、またはＳ６の処理を実行することなく、対応するヒータの状態をそのまま保持するようにしてもよい。

図７に示す実施例では、Ａブランチにおいて位相モニタ信号が「正」であるときに対応するヒータの温度を上げると共に、Ｂブランチにおいて位相モニタ信号が「正」であるときに対応するヒータの温度を下げる構成を示したが、本発明はこれに限定されるものではない。即ち、本発明は、図８に示すように、Ａブランチにおいて位相モニタ信号が「正」であるときに対応するヒータの温度を下げると共に、Ｂブランチにおいて位相モニタ信号が「正」であるときに対応するヒータの温度を上げる構成も含む。

図９は、遅延干渉計の位相が目標値に収束する動作のシミュレーション結果を示す図である。ここでは、位相制御開始時の遅延干渉計１１ａ、１１ｂの位相がそれぞれ「１３２度」「１２０度」であったものとする。また、制御ステップは、遅延干渉計１１ａ、１１ｂの位相に換算して「２度」である。なお、制御ステップとは、図７または図８に示すフローチャートの処理を１回実行する際に得られる位相変化量を意味する。

実施形態の位相制御装置は、ＡアームおよびＢアームの位相モニタ信号の双方がゼロに収束するように、図７または図８に示すフローチャートの処理を繰り返し実行する。この結果、遅延干渉計１１ａ、１１ｂの位相は、それぞれ、目標値である「４５度」「１３５度」に近づいていく。

次に、位相モニタ方法の具体的な実施例について説明する。なお、本発明の位相モニタ方法では、遅延干渉計１１ａ、１１ｂの移相要素の移相量の目標値からの誤差が検出される。

図１０は、位相誤差をモニタする際に解決すべき課題を説明する図である。図１０に示すサンプルアンドホールド回路３１は、Ａ／Ｄ変換器２２（２２ａ、２２ｂ）において変換されるアナログデータを一時的に保持する回路であり、図５においては省略されている。

位相誤差を表す位相モニタ信号を生成するためには、上述したように、ミキサ１５（１５ａ、１５ｂ）を用いてローパスフィルタ１４（１４ａ、１４ｂ）の出力信号ｘとローパスフィルタ２０（２０ａ、２０ｂ）の出力信号ｙとが掛合わされる。そして、ミキサ１５の出力信号は、理想的には、「ｘｙ（＝（A1−A2）×（B1−B2））」である。ところが、信号ｘおよび信号ｙは、それぞれＤＣ成分（DC_A、DC_B）を含んでいる。また、ミキサ１５の内部でもＤＣ成分が発生するので、実際のミキサ１５に出力信号ｗは、「ｘｙ＋DC_OUT」となる。

ところで、遅延干渉計１１ａ、１１ｂの移相要素の移相量は、良好な光受信特性を得るためには、目標値（たとえば、π／４、−π／４）に対して±１度の範囲内に調整されていることが望ましい。他方、ミキサ１５の出力信号をローパスフィルタ２１（２１ａ、２１ｂ）でフィルタリングすることにより得られる位相モニタ信号は、ミキサ１５の入力レベルを適切に調整した場合であっても、かなり小さくなってしまう。例えば、ミキサ１５としてAnalog DeviceのＡＤ８３５を使用した場合、位相誤差に対する位相モニタ信号の電圧レベル変化は、１ｍＶ／度程度である。すなわち、良好な光受信特性を得るためには、位相モニタ信号の電圧レベルを１ｍＶ以下の精度で正確にモニタする必要がある。

ところが、ミキサ１５において発生するＤＣオフセット「DC_OUT」は、素子ごとに異なっており、また、温度にも依存する。そして、例えば、上述のＡＤ８３５のＤＣオフセットは、±７５ｍＶ程度である。したがって、位相モニタ信号を正確に検出することは容易ではない。すなわち、位相モニタ信号を正確に検出するためには、ミキサ１５において発生するＤＣオフセットの影響を取り除く必要がある。

図１１は、実施形態の位相モニタ装置の構成を示す図である。なお、位相モニタ装置の構成および動作は、基本的に、ＡブランチおよびＢブランチにおいて互いに同じである。
実施形態の位相モニタ装置は、ローパスフィルタ１４、２０とミキサ１５との間にスイッチ回路３２を備える。スイッチ回路３２は、後で詳しく説明するが、マイクロコントローラ２３からの指示に従ってローパスフィルタ１４、２０の出力信号の極性を制御する。なお、サンプルアンドホールド回路３１は、マイクロコントローラ２３により生成されるトリガ信号のタイミングで、入力信号を保持する。ここで、トリガ信号は、スイッチ回路３２に与えられる指示に同期している。マイクロコントローラ２３は、Ａ／Ｄ変換器２２の出力信号に対して所定の演算を実行することにより位相モニタ信号を生成する。

マイクロコントローラ２３は、スイッチ回路３２が下記の状態１〜状態４をサイクリックに繰り返すように指示信号を生成する。
状態１：ローパフィルタ１４の出力信号がそのままミキサ１５に与えられ、ローパフィルタ２０の出力信号もそのままミキサ１５に与えられる
状態２：ローパフィルタ１４の出力信号が極性反転してミキサ１５に与えられ、ローパフィルタ２０の出力信号がそのままミキサ１５に与えられる
状態３：ローパフィルタ１４の出力信号が極性反転してミキサ１５に与えられ、ローパフィルタ２０の出力信号も反転極性してミキサ１５に与えられる
状態４：ローパフィルタ１４の出力信号がそのままミキサ１５に与えられ、ローパフィルタ２０の出力信号が極性反転してミキサ１５に与えられる
状態１〜状態４のときのミキサ１５の出力信号Ｗ１〜Ｗ４は、それぞれ以下の通りである。
Ｗ１＝DC_OUT ＋（A1−A2＋DC_A）×（B1−B2＋DC_B）
Ｗ２＝DC_OUT ＋（A2−A1＋DC_A）×（B1−B2＋DC_B）
Ｗ３＝DC_OUT ＋（A2−A1＋DC_A）×（B2−B1＋DC_B）
Ｗ４＝DC_OUT ＋（A1−A2＋DC_A）×（B2−B1＋DC_B）
そして、マイクロコントローラ２３は、このようにして得られる出力信号Ｗ１〜Ｗ４を利用して下記の演算を実行することにより、位相モニタ信号を生成する。
位相モニタ信号＝Ｗ１−Ｗ２＋Ｗ３−Ｗ４＝４（A1−A2）（A3−A4）
上記演算において、「A1−A2」はローパスフィルタ１４の出力信号の電圧であり、「B1−B2」はローパスフィルタ２０の出力信号の電圧である。したがって、上記演算により、ＤＣ成分（DC_A、DC_B、DC_OUT）が除去された位相モニタ信号が得られる。

図１２（ａ）は、スイッチ回路３２の一実施例を示す図である。スイッチ回路３２は、この実施例では、ローパスフィルタ１４とミキサ１５との間に設けられる４個のスイッチＳＷ_A1〜ＳＷ_A4、およびローパスフィルタ２０とミキサ１５との間に設けられる４個のスイッチＳＷ_B1〜ＳＷ_B4を含んで構成される。ここで、スイッチＳＷ_A1〜ＳＷ_A4、ＳＷ_B1〜ＳＷ_B4は、特に限定されるものではないが、例えば、トランジスタにより構成されるアナログスイッチである。

スイッチＳＷ_A1、ＳＷ_A2は、Ａスイッチ信号により制御され、スイッチＳＷ_A3、ＳＷ_A4は、Ａスイッチ信号の論理を反転することにより得られる反転Ａスイッチ信号により制御される。同様に、スイッチＳＷ_B1、ＳＷ_B2は、Ｂスイッチ信号により制御され、スイッチＳＷ_B3、ＳＷ_B4は、Ｂスイッチ信号の論理を反転することにより得られる反転Ｂスイッチ信号により制御される。ここで、Ａスイッチ信号、反転Ａスイッチ信号、Ｂスイッチ信号、反転Ｂスイッチ信号は、マイクロコントローラ２３により生成される。

上記構成のスイッチ回路３２において、Ａスイッチ信号が「ＯＮ」であれば、スイッチＳＷ_A1、ＳＷ_A2がオン状態に制御されると共に、スイッチＳＷ_A3、ＳＷ_A4はオフ状態に制御される。この場合、「Ｘ１＝Ａ１」且つ「Ｘ２＝Ａ２」であり、ローパスフィルタ１４の出力信号がそのままミキサ１５に与えられる。Ａスイッチ信号が「ＯＦＦ」であれば、スイッチＳＷ_A1、ＳＷ_A2がオフ状態に制御されると共に、スイッチＳＷ_A3、ＳＷ_A4はオン状態に制御される。この場合、「Ｘ１＝Ａ２」且つ「Ｘ２＝Ａ１」であり、ローパスフィルタ１４の出力信号は、その極性が反転した状態でミキサ１５に与えられる。同様に、Ｂスイッチ信号が「ＯＮ」であれば、スイッチＳＷ_B1、ＳＷ_B2がオン状態に制御されると共に、スイッチＳＷ_B3、ＳＷ_B4はオフ状態に制御される。この場合、「Ｙ１＝Ｂ１」且つ「Ｙ２＝Ｂ２」であり、ローパスフィルタ２０の出力信号がそのままミキサ１５に与えられる。Ｂスイッチ信号が「ＯＦＦ」であれば、スイッチＳＷ_B1、ＳＷ_B2がオフ状態に制御されると共に、スイッチＳＷ_B3、ＳＷ_B4はオン状態に制御される。この場合、「Ｙ１＝Ｂ２」且つ「Ｙ２＝Ｂ１」であり、ローパスフィルタ２０の出力信号は、その極性が反転した状態でミキサ１５に与えられる。

図１２（ｂ）は、位相モニタ装置の動作を説明する図である。マイクロコントローラ２３は、Ａスイッチ信号およびＢスイッチ信号を利用して４つの状態（状態１〜状態４）をサイクリックに生成しながら位相モニタ信号を生成する。

状態１：Ａスイッチ信号およびＢスイッチ信号を「ＯＮ」に設定する。この場合、ローパスフィルタ１４、２０の出力信号は、それぞれ、そのままミキサ１５に与えられる。よって、ミキサ１５の出力Ｗ１は、下記の通りである。
Ｗ１＝DC_OUT ＋（A1−A2＋DC_A）×（B1−B2＋DC_B）
状態２：Ａスイッチ信号を「ＯＦＦ」に設定し、Ｂスイッチ信号を「ＯＮ」に設定する。この場合、ローパスフィルタ１４の出力信号はその極性が反転した状態でミキサ１５に与えられ、ローパスフィルタ２０の出力信号はそのままミキサ１５に与えられる。よって、ミキサ１５の出力Ｗ２は、下記の通りである。
Ｗ２＝DC_OUT ＋（A2−A1＋DC_A）×（B1−B2＋DC_B）
状態３：Ａスイッチ信号およびＢスイッチ信号を「ＯＦＦ」に設定する。この場合、ローパスフィルタ１４、２０の出力信号は、それぞれ、その極性が反転した状態でミキサ１５に与えられる。よって、ミキサ１５の出力Ｗ３は、下記の通りである。
Ｗ３＝DC_OUT ＋（A2−A1＋DC_A）×（B2−B1＋DC_B）
状態４：Ａスイッチ信号を「ＯＮ」に設定し、Ｂスイッチ信号を「ＯＦＦ」に設定する。この場合、ローパスフィルタ１４の出力信号はそのままミキサ１５に与えられ、ローパスフィルタ２０の出力信号は極性が反転した状態でミキサ１５に与えられる。よって、ミキサ１５の出力Ｗ４は、下記の通りである。
Ｗ４＝DC_OUT ＋（A1−A2＋DC_A）×（B2−B1＋DC_B）
マイクロコントローラ２３は、上述の状態１〜状態４それぞれに対してトリガ信号を生成する。また、サンプルアンドホールド回路３１は、トリガ信号が与えられる毎に、ミキサ１５の出力信号を保持する。これにより、マイクロコントローラ２３は、信号Ｗ１〜Ｗ４を受け取る。そして、マイクロコントローラ２３は、上述した演算により、信号Ｗ１〜Ｗ４から位相モニタ信号を生成する。

このように、実施形態の位相モニタ装置によれば、ＤＣ成分を含まない位相モニタ信号を生成することができる。したがって、この位相モニタ信号を利用してヒータ２５ａ、２５ｂを制御すれば、遅延干渉計１１ａ、１１ｂの移相要素の移相量を精度よく目標値に保持することができる。この結果、光ＤＱＰＳＫ受信機の受信特性が向上する。なお、図１１〜図１２を参照しながら説明した位相モニタ装置は、上述した第１〜第３の実施形態のいずれにも適用可能である。

本発明は、上述した第１〜第３の実施形態および具体的な実施例に加えて、下記の位相モニタ装置、位相制御装置、光ＤＱＰＳＫ受信機、位相モニタ方法、および位相制御方法を含む。

（付記１）
それぞれ干渉計、バランスド光検出器、データ再生回路を備えた第１のブランチおよび第２のブランチを有する光ＤＱＰＳＫ受信機において、一方のブランチの位相誤差をモニタする位相モニタ装置であって、
当該ブランチのデータ再生回路の前段から得られる信号と他方のブランチのデータ再生回路の後段から得られる信号とを掛合わせるミキサと、
前記ミキサの後段に設けられ、そのミキサからの出力信号を平均化する平均化回路、
を有することを特徴とする光ＤＱＰＳＫ受信機のための位相モニタ装置。

（付記２）
前記平均化回路は、ローパスフィルタまたは平均化処理を実行するプロセッサである、
ことを特徴とする付記１に記載の光ＤＱＰＳＫ受信機のための位相モニタ装置。

（付記３）
前記ミキサは、アナログミキサ、または、Ａ／Ｄ変換器とそのＡ／Ｄ変換器の後段に設けられるプロセッサとの組合せである、
ことを特徴とする付記１に記載の光ＤＱＰＳＫ受信機のための位相モニタ装置。

（付記４）
前記ミキサと前記平均化回路との間に増幅器が設けられる、
ことを特徴とする付記１〜３のいずれか１つの付記に記載の光ＤＱＰＳＫ受信機のための位相モニタ装置。

（付記５）
前記当該ブランチのデータ再生回路の前段から前記ミキサへの信号をフィルタリングする第１のローパスフィルタ、
前記他方のブランチのデータ再生回路の後段から前記ミキサへの信号をフィルタリングする第２のローパスフィルタ、
をさらに有することを特徴とする付記１〜３のいずれか１つの付記に記載の光ＤＱＰＳＫ受信機のための位相モニタ装置。

（付記６）
それぞれ干渉計、バランスド光検出器、データ再生回路を備えた第１のブランチおよび第２のブランチを有する光ＤＱＰＳＫ受信機において使用される位相制御装置であって、
前記第１のブランチのために設けられる第１の位相制御部と、
前記第２のブランチのために設けられる第２の位相制御部、を有し、
前記第１の位相制御部は、第１の位相モニタ部およびその第１の位相モニタ部の後段に設けられる第１の位相調整部を備え、
前記第２の位相制御部は、第２の位相モニタ部、その第２の位相モニタ部の後段に設けられる反転部、およびその反転部の後段に設けられる第２の位相調整部を備え、
前記第１の位相モニタ部は、前記第１のブランチのデータ再生回路の前段から得られる信号および前記第２のブランチのデータ再生回路の後段から得られる信号に基づいて、符号を持った第１の位相誤差信号を生成し、
前記第２の位相モニタ部は、前記第２のブランチのデータ再生回路の前段から得られる信号および前記第１のブランチのデータ再生回路の後段から得られる信号に基づいて、符号を持った第２の位相誤差信号を生成し、
前記反転部は、前記第２の位相誤差信号に基づいて位相調整信号を生成し、
前記第１および第２の位相調整部は、それぞれ、前記第１の位相誤差信号および前記位相調整信号に基づいて前記第１および第２のブランチの干渉計の位相を調整する、
ことを特徴とする光ＤＱＰＳＫ受信機のための位相制御装置。

（付記７）
前記第１および第２の位相モニタ部は、それぞれ、ミキサおよびその後段に設けられる平均化回路を含む、
ことを特徴とする付記６に記載の光ＤＱＰＳＫ受信機のための位相制御装置。

（付記８）
前記平均化回路は、ローパスフィルタまたは平均化処理を実行するプロセッサである、
ことを特徴とする付記７に記載の光ＤＱＰＳＫ受信機のための位相制御装置。

（付記９）
前記ミキサは、アナログミキサ、または、Ａ／Ｄ変換器とそのＡ／Ｄ変換器の後段に設けられるプロセッサとの組合せである、
ことを特徴とする付記７に記載の光ＤＱＰＳＫ受信機のための位相制御装置。

（付記１０）
前記第１および第２の位相モニタ部は、それぞれ、
対応するブランチのデータ再生回路の前段から当該位相モニタ部内のミキサへの信号をフィルタリングする第１のローパスフィルタ、
他方のブランチのデータ再生回路の後段から当該位相モニタ部内のミキサへの信号をフィルタリングする第２のローパスフィルタ、を有する、
ことを特徴とする付記７〜９のいずれか１つの付記に記載の光ＤＱＰＳＫ受信機のための位相制御装置。

（付記１１）
前記第１のブランチおよび第２のブランチはそれぞれ光ＤＱＰＳＫ受信機のＩブランチおよびＱブランチであり、
前記反転部はインバータ回路であり、
前記第１および第２の位相調整部は、入力信号の符号が正であれば対応するブランチの干渉計の位相差を増加させ、入力信号の符号が負であれば対応するブランチの干渉計の位相差を減少させる、
ことを特徴とする付記６〜９のいずれか１つの付記に記載の光ＤＱＰＳＫ受信機のための位相制御装置。

（付記１２）
前記第１の位相制御部において、前記第１の位相モニタ部と前記第１の位相調整部との間、または、前記第１の位相モニタ部内のミキサと平均化回路との間、の少なくとも一方に増幅器が設けられ、
前記第２の位相制御部において、前記第２の位相モニタ部と前記第２の位相調整部との間、または、前記第２の位相モニタ部内のミキサと平均化回路との間、の少なくとも一方に増幅器が設けられる、
ことを特徴とする付記１１に記載の光ＤＱＰＳＫ受信機のための位相制御装置。

（付記１３）
前記第１のブランチおよび第２のブランチはそれぞれ光ＤＱＰＳＫ受信機のＱブランチおよびＩブランチであり、
前記反転部はインバータ回路であり、
前記第１および第２の位相調整部は、入力信号の符号が負であれば対応するブランチの干渉計の位相差を増加させ、入力信号の符号が正であれば対応するブランチの干渉計の位相差を減少させる、
ことを特徴とする付記６〜９のいずれか１つの付記に記載の光ＤＱＰＳＫ受信機のための位相制御装置。

（付記１４）
前記第１の位相制御部において、前記第１の位相モニタ部と前記第１の位相調整部との間、または、前記第１の位相モニタ部内のミキサと平均化回路との間、の少なくとも一方に増幅器が設けられ、
前記第２の位相制御部において、前記第２の位相モニタ部と前記第２の位相調整部との間、または、前記第２の位相モニタ部内のミキサと平均化回路との間、の少なくとも一方に増幅器が設けられる、
ことを特徴とする付記１３に記載の光ＤＱＰＳＫ受信機のための位相制御装置。

（付記１５）
それぞれ干渉計、バランスド光検出器、データ再生回路を備えた第１のブランチおよび第２のブランチを有する光ＤＱＰＳＫ受信機において使用される位相制御装置であって、
前記第１のブランチのために設けられる第１の位相制御部と、
前記第２のブランチのために設けられる第２の位相制御部、を有し、
前記第１の位相制御部は、第１の位相モニタ部およびその第１の位相モニタ部の後段に設けられる第１の位相調整部を備え、
前記第２の位相制御部は、第２の位相モニタ部およびその第２の位相モニタ部の後段に設けられる第２の位相調整部を備え、
前記第１の位相モニタ部は、前記第１のブランチのデータ再生回路の前段から得られる信号および前記第２のブランチのデータ再生回路の後段から得られる信号に基づいて、符号を持った第１の位相誤差信号を生成し、
前記第２の位相モニタ部は、前記第２のブランチのデータ再生回路の前段から得られる信号および前記第１のブランチのデータ再生回路の後段から得られる信号に基づいて、符号を持った第２の位相誤差信号を生成し、
前記第１の位相調整部は、入力信号の符号が正であれば対応する第１のブランチの干渉計の位相差を増加させ、入力信号の符号が負であれば第１のブランチの干渉計の位相差を減少させ、
前記第２の位相調整部は、入力信号の符号が正であれば対応する第２のブランチの干渉計の位相差を減少させ、入力信号の符号が負であれば第２のブランチの干渉計の位相差を増加させる、
ことを特徴とする光ＤＱＰＳＫ受信機のための位相制御装置。

（付記１６）
前記第１および第２の位相モニタ部は、それぞれ、ミキサおよびその後段に設けられる平均化回路を含む、
ことを特徴とする付記１５に記載の光ＤＱＰＳＫ受信機のための位相制御装置。

（付記１７）
前記第１および第２の位相モニタ部は、それぞれ、
対応するブランチのデータ再生回路の前段から当該位相モニタ部内のミキサへの信号をフィルタリングする第１のローパスフィルタ、
他方のブランチのデータ再生回路の後段から当該位相モニタ部内のミキサへの信号をフィルタリングする第２のローパスフィルタ、を有する
ことを特徴とする付記１６に記載の光ＤＱＰＳＫ受信機のための位相制御装置。

（付記１８）
前記第１の位相制御部において、前記第１の位相モニタ部と前記第１の位相調整部との間、または、前記第１の位相モニタ部内のミキサと平均化回路との間、の少なくとも一方に増幅器が設けられ、
前記第２の位相制御部において、前記第２の位相モニタ部と前記第２の位相調整部との間、または、前記第２の位相モニタ部内のミキサと平均化回路との間、の少なくとも一方に増幅器が設けられる、
ことを特徴とする付記１６または１７に記載の光ＤＱＰＳＫ受信機のための位相制御装置。

（付記１９）
第１の干渉計、第１のバランスド光検出器、第１のデータ再生回路、第１の位相制御装置を備えた第１のブランチ、および第２の干渉計、第２のバランスド光検出器、第２のデータ再生回路、第２の位相制御装置を備えた第２のブランチを含む光ＤＱＰＳＫ受信機であって、
前記第１の位相制御装置は、第１の位相モニタ部およびその第１の位相モニタ部の後段に設けられる第１の位相調整部を備え、
前記第２の位相制御装置は、第２の位相モニタ部、その第２の位相モニタ部の後段に設けられる反転部、およびその反転部の後段に設けられる第２の位相調整部を備え、
前記第１の位相モニタ部は、前記第１のブランチのデータ再生回路の前段から得られる信号および前記第２のブランチのデータ再生回路の後段から得られる信号に基づいて、符号を持った第１の位相誤差信号を生成し、
前記第２の位相モニタ部は、前記第２のブランチのデータ再生回路の前段から得られる信号および前記第１のブランチのデータ再生回路の後段から得られる信号に基づいて、符号を持った第２の位相誤差信号を生成し、
前記反転部は、前記第２の位相誤差信号に基づいて位相調整信号を生成し、
前記第１および第２の位相調整部は、それぞれ、前記第１の位相誤差信号および前記位相調整信号に基づいて前記第１および第２のブランチの干渉計の位相差を調整する、
ことを特徴とする光ＤＱＰＳＫ受信機。

（付記２０）
前記第１および第２の位相モニタ部は、それぞれ、ミキサおよびその後段に設けられる平均化回路を含む、
ことを特徴とする付記１９に記載の光ＤＱＰＳＫ受信機。

（付記２１）
前記平均化回路は、ローパスフィルタまたは平均化処理を実行するプロセッサである、
ことを特徴とする付記２０に記載の光ＤＱＰＳＫ受信機。

（付記２２）
前記ミキサは、アナログミキサ、または、Ａ／Ｄ変換器とそのＡ／Ｄ変換器の後段に設けられるプロセッサとの組合せである、
ことを特徴とする付記２０に記載の光ＤＱＰＳＫ受信機。

（付記２３）
前記第１および第２の位相モニタ部は、それぞれ、
対応するブランチのデータ再生回路の前段から当該位相モニタ部内のミキサへの信号をフィルタリングするする第１のローパスフィルタ、
他方のブランチのデータ再生回路の後段から当該位相モニタ部内のミキサへの信号をフィルタリングする第２のローパスフィルタ、を有する、
ことを特徴とする付記２０に記載の光ＤＱＰＳＫ受信機。

（付記２４）
前記第１のブランチおよび第２のブランチはそれぞれ光ＤＱＰＳＫ受信機のＩブランチおよびＱブランチであり、
前記反転部はインバータ回路であり、
前記第１および第２の位相調整部は、入力信号の符号が正であれば対応するブランチの干渉計の位相差を増加させ、入力信号の符号が負であれば対応するブランチの干渉計の位相差を減少させる、
ことを特徴とする付記１９〜２３のいずれか１つの付記に記載の光ＤＱＰＳＫ受信機。

（付記２５）
前記第１のブランチおよび第２のブランチはそれぞれ光ＤＱＰＳＫ受信機のＱブランチおよびＩブランチであり、
前記反転部はインバータ回路であり、
前記第１および第２の位相調整部は、入力信号の符号が負であれば対応するブランチの干渉計の位相差を増加させ、入力信号の符号が正であれば対応するブランチの干渉計の位相差を減少させる、
ことを特徴とする付記１９〜２３のいずれか１つの付記に記載の光ＤＱＰＳＫ受信機。

（付記２６）
第１の干渉計、第１のバランスド光検出器、第１のデータ再生回路、第１の位相制御装置を備えた第１のブランチ、および第２の干渉計、第２のバランスド光検出器、第２のデータ再生回路、第２の位相制御装置を備えた第２のブランチを含む光ＤＱＰＳＫ受信機であって、
前記第１の位相制御装置は、第１の位相モニタ部およびその第１の位相モニタ部の後段に設けられる第１の位相調整部を備え、
前記第２の位相制御装置は、第２の位相モニタ部およびその第２の位相モニタ部の後段に設けられる第２の位相調整部を備え、
前記第１の位相モニタ部は、前記第１のブランチのデータ再生回路の前段から得られる信号および前記第２のブランチのデータ再生回路の後段から得られる信号に基づいて、符号を持った第１の位相誤差信号を生成し、
前記第２の位相モニタ部は、前記第２のブランチのデータ再生回路の前段から得られる信号および前記第１のブランチのデータ再生回路の後段から得られる信号に基づいて、符号を持った第２の位相誤差信号を生成し、
前記第１の位相調整部は、入力信号の符号が正であれば対応する第１のブランチの干渉計の位相差を増加させ、入力信号の符号が負であれば第１のブランチの干渉計の位相差を減少させ、
前記第２の位相調整部は、入力信号の符号が正であれば対応する第２のブランチの干渉計の位相差を減少させ、入力信号の符号が負であれば第２のブランチの干渉計の位相差を増加させる、
ことを特徴とする光ＤＱＰＳＫ受信機。

（付記２７）
前記第１および第２の位相モニタ部は、それぞれ、ミキサおよびその後段に設けられる平均化回路を含む、
ことを特徴とする付記２６に記載の光ＤＱＰＳＫ受信機。

（付記２８）
前記平均化回路は、ローパスフィルタまたは平均化処理を実行するプロセッサである、
ことを特徴とする付記２７に記載の光ＤＱＰＳＫ受信機。

（付記２９）
前記ミキサは、アナログミキサ、または、Ａ／Ｄ変換器とそのＡ／Ｄ変換器の後段に設けられるプロセッサとの組合せである、
ことを特徴とする付記２７に記載の光ＤＱＰＳＫ受信機。

（付記３０）
前記第１および第２の位相モニタ部は、それぞれ、
対応するブランチのデータ再生回路の前段から当該位相モニタ部内のミキサへの信号をフィルタリングする第１のローパスフィルタ、
他方のブランチのデータ再生回路の後段から当該位相モニタ部内のミキサへの信号をフィルタリングする第２のローパスフィルタ、を有する
ことを特徴とする付記２７〜２９のいずれか１つの付記に記載の光ＤＱＰＳＫ受信機。

（付記３１）
それぞれ干渉計、バランスド光検出器、データ再生回路を備えた第１のブランチおよび第２のブランチを有する光ＤＱＰＳＫ受信機において、一方のブランチの位相誤差をモニタする位相モニタ方法であって、
当該ブランチのデータ再生回路の前段から得られる信号と他方のブランチのデータ再生回路の後段から得られる信号とを掛合わせ、
上記掛合せにより得られる信号を平均化する、
ことを特徴とする光ＤＱＰＳＫ受信機のための位相モニタ方法。

（付記３２）
前記掛合せの前に、前記当該ブランチのデータ再生回路の前段から得られる信号および前記他方のブランチのデータ再生回路の後段から得られる信号の高周波成分を除去する、
ことを特徴とする付記３１に記載の光ＤＱＰＳＫ受信機のための位相モニタ方法。

（付記３３）
それぞれ干渉計、バランスド光検出器、データ再生回路を備えた第１のブランチおよび第２のブランチを有する光ＤＱＰＳＫ受信機において使用される位相制御方法であって、
前記第１のブランチのデータ再生回路の前段から得られる信号および前記第２のブランチのデータ再生回路の後段から得られる信号に基づいて、符号を持った第１の位相誤差信号を生成し、
前記第１の位相誤差信号に基づいて前記第１のブランチの干渉計の位相差を調整し、
前記第２のブランチのデータ再生回路の前段から得られる信号および前記第１のブランチのデータ再生回路の後段から得られる信号に基づいて、符号を持った第２の位相誤差信号を生成し、
前記第２の位相誤差信号に基づいて前記第２のブランチの干渉計の位相差を調整する、
ことを特徴とする光ＤＱＰＳＫ受信機のための位相制御方法。

（付記３４）
前記第１の位相誤差信号は、前記第１のブランチのデータ再生回路の前段から得られる信号と前記第２のブランチのデータ再生回路の後段から得られる信号を掛合わせ、その掛合せにより得られる信号を平均化することで生成される、
ことを特徴とする付記３３に記載の光ＤＱＰＳＫ受信機のための位相制御方法。

（付記３５）
前記第１のブランチおよび第２のブランチはそれぞれ光ＤＱＰＳＫ受信機のＩブランチおよびＱブランチであり、
前記第１のブランチにおいて、前記第１の位相誤差信号の符号が正であれば第１のブランチの干渉計の位相差を増加させ、前記第１の位相誤差信号の符号が負であれば第１のブランチの干渉計の位相差を減少させる調整を行い、
前記第２のブランチにおいて、前記第２の位相誤差信号の符号が正であれば対応する第２のブランチの干渉計の位相差を減少させ、前記第２の位相誤差信号の符号が負であれば第２のブランチの干渉計の位相差を増加させる調整を行う、
ことを特徴とする付記３３または３４に記載の光ＤＱＰＳＫ受信機のための位相制御方法。

（付記３６）
移相要素を備える遅延干渉計、その遅延干渉計の出力光を検出する光検出器、その光検出器の出力信号からデータを再生するデータ再生回路をそれぞれ備えた第１のブランチおよび第２のブランチを有する光ＤＱＰＳＫ受信機において、前記第１のブランチに設けられている遅延干渉計の移相要素の位相誤差をモニタする位相モニタ装置であって、
前記第１のブランチのデータ再生回路の前段から得られる第１の信号の極性を制御する第１の極性制御手段と、
前記第２のブランチのデータ再生回路の後段から得られる第２の信号の極性を制御する第２の極性制御手段と、
前記第１の極性制御手段により極性が制御された第１の信号と前記第２の極性制御手段により極性が制御された第２の信号とを掛合わせるミキサと、
前記ミキサの出力信号を平均化する平均化回路と、
前記第１および第２の信号の極性の組合せに応じて前記平均化回路から得られる複数の値に基づいて前記位相誤差を算出する演算手段、
を有することを特徴とする光ＤＱＰＳＫ受信機のための位相モニタ装置。

（付記３７）
前記演算手段は、前記第１の信号が第１の極性に制御され且つ前記第２の信号が第１の極性に制御されたときに前記平均化回路から得られる第１の値、前記第１の信号が第２の極性に制御され且つ前記第２の信号が第１の極性に制御されたときに前記平均化回路から得られる第２の値、前記第１の信号が第２の極性に制御され且つ前記第２の信号が第２の極性に制御されたときに前記平均化回路から得られる第３の値、前記第１の信号が第１の極性に制御され且つ前記第２の信号が第２の極性に制御されたときに前記平均化回路から得られる第４の値に基づいて前記位相誤差を算出する
ことを特徴とする付記３６に記載の光ＤＱＰＳＫ受信機のための位相モニタ装置。

（付記３８）
前記演算手段は、前記第１の値と前記第３の値との和から前記第２の値および前記第４の値を差し引いた結果を前記位相誤差として出力する
ことを特徴とする付記３７に記載の光ＤＱＰＳＫ受信機のための位相モニタ装置。

（付記３９）
移相要素を備える遅延干渉計、その遅延干渉計の出力光を検出する光検出器、その光検出器の出力信号からデータを再生するデータ再生回路をそれぞれ備えた第１のブランチおよび第２のブランチを有する光ＤＱＰＳＫ受信機において、前記第１のブランチに設けられている遅延干渉計の移相要素の位相誤差をモニタする位相モニタ方法であって、
前記第１のブランチのデータ再生回路の前段から得られる第１の信号および前記第２のブランチのデータ再生回路の後段から得られる第２の信号の極性を制御し、
前記極性が制御された第１の信号と前記極性が制御された第２の信号とを掛合わせ、
掛合せにより得られる信号を平均化し、
前記第１および第２の信号の極性の組合せに応じて得られる複数の平均化された値に基づいて前記位相誤差を算出する、
ことを特徴とする光ＤＱＰＳＫ受信機のための位相モニタ方法。

本発明の第１の実施形態の位相制御装置を備えた光ＤＱＰＳＫ受信機の構成を示す図である。 本発明の第２の実施形態の位相制御装置を備えた光ＤＱＰＳＫ受信機の構成を示す図である。 本発明の第３の実施形態の位相制御装置を備えた光ＤＱＰＳＫ受信機の構成を示す図である。 第１の実施形態の変形例を示す図である。 本発明の光ＤＱＰＳＫ受信機の具体的な実施例の構成を示す図である。 位相モニタ信号についてのシミュレーション結果を示す図である。 位相制御処理を示すフローチャート（その１）である。 位相制御処理を示すフローチャート（その２）である。 遅延干渉計の位相が目標値に収束する動作のシミュレーション結果を示す図である。 位相誤差をモニタする際に解決すべき課題を説明する図である。 位相モニタ装置の具体的な構成を示す図である。 （ａ）は、スイッチ回路の一実施例を示す図であり、（ｂ）は、位相モニタ装置の動作を説明する図である。

符号の説明

１１ａ、１１ｂ 遅延干渉計
１２ａ、１２ｂ 受光回路（Twin−PD）
１５ａ、１５ｂ ミキサ
１７ａ、１７ｂ 識別回路
２１ａ、２１ｂ ローパスフィルタ
２３ａ、２３ｂ マイクロコントローラ
２５ａ、２５ｂ ヒータ
１０２ Ｉブランチ
１０３ Ｑブランチ
１０４、１０７ 干渉計
１０５、１０８ 光遅延要素
１０６ 移相要素（π／４）
１０９ 移相要素（−π／４）
１１０、１１３ バランスド光検出器
１１１、１１４ データ再生回路
１１２、１１５ 位相制御装置
１１６、１２０ ミキサ
１１７、１２１ 平均化部
１１８ 非反転増幅器
１１９、１２３、１１９’、１２３’ 位相調整部
１２２、１２２’ 反転回路（反転増幅器）

Claims (10)

1. それぞれ干渉計、バランスド光検出器、データ再生回路を備えた第１のブランチおよび第２のブランチを有する光ＤＱＰＳＫ受信機において、一方のブランチの位相誤差をモニタする位相モニタ装置であって、
   当該ブランチのデータ再生回路の前段から得られる信号と他方のブランチのデータ再生回路の後段から得られる信号とを掛合わせるミキサと、
   前記ミキサの後段に設けられ、そのミキサからの出力信号を平均化する平均化回路、
   を有することを特徴とする光ＤＱＰＳＫ受信機のための位相モニタ装置。
2. それぞれ干渉計、バランスド光検出器、データ再生回路を備えた第１のブランチおよび第２のブランチを有する光ＤＱＰＳＫ受信機において使用される位相制御装置であって、
   前記第１のブランチのために設けられる第１の位相制御部と、
   前記第２のブランチのために設けられる第２の位相制御部、を有し、
   前記第１の位相制御部は、第１の位相モニタ部およびその第１の位相モニタ部の後段に設けられる第１の位相調整部を備え、
   前記第２の位相制御部は、第２の位相モニタ部、その第２の位相モニタ部の後段に設けられる反転部、およびその反転部の後段に設けられる第２の位相調整部を備え、
   前記第１の位相モニタ部は、前記第１のブランチのデータ再生回路の前段から得られる信号および前記第２のブランチのデータ再生回路の後段から得られる信号に基づいて、符号を持った第１の位相誤差信号を生成し、
   前記第２の位相モニタ部は、前記第２のブランチのデータ再生回路の前段から得られる信号および前記第１のブランチのデータ再生回路の後段から得られる信号に基づいて、符号を持った第２の位相誤差信号を生成し、
   前記反転部は、前記第２の位相誤差信号に基づいて位相調整信号を生成し、
   前記第１および第２の位相調整部は、それぞれ、前記第１の位相誤差信号および前記位相調整信号に基づいて前記第１および第２のブランチの干渉計の位相差を調整する、
   ことを特徴とする光ＤＱＰＳＫ受信機のための位相制御装置。
3. それぞれ干渉計、バランスド光検出器、データ再生回路を備えた第１のブランチおよび第２のブランチを有する光ＤＱＰＳＫ受信機において使用される位相制御装置であって、
   前記第１のブランチのために設けられる第１の位相制御部と、
   前記第２のブランチのために設けられる第２の位相制御部、を有し、
   前記第１の位相制御部は、第１の位相モニタ部およびその第１の位相モニタ部の後段に設けられる第１の位相調整部を備え、
   前記第２の位相制御部は、第２の位相モニタ部およびその第２の位相モニタ部の後段に設けられる第２の位相調整部を備え、
   前記第１の位相モニタ部は、前記第１のブランチのデータ再生回路の前段から得られる信号および前記第２のブランチのデータ再生回路の後段から得られる信号に基づいて、符号を持った第１の位相誤差信号を生成し、
   前記第２の位相モニタ部は、前記第２のブランチのデータ再生回路の前段から得られる信号および前記第１のブランチのデータ再生回路の後段から得られる信号に基づいて、符号を持った第２の位相誤差信号を生成し、
   前記第１の位相調整部は、入力信号の符号が正であれば対応する第１のブランチの干渉計の位相差を増加させ、入力信号の符号が負であれば第１のブランチの干渉計の位相差を減少させ、
   前記第２の位相調整部は、入力信号の符号が正であれば対応する第２のブランチの干渉計の位相差を減少させ、入力信号の符号が負であれば第２のブランチの干渉計の位相差を増加させる、
   ことを特徴とする光ＤＱＰＳＫ受信機のための位相制御装置。
4. 第１の干渉計、第１のバランスド光検出器、第１のデータ再生回路、第１の位相制御装置を備えた第１のブランチ、および第２の干渉計、第２のバランスド光検出器、第２のデータ再生回路、第２の位相制御装置を備えた第２のブランチを含む光ＤＱＰＳＫ受信機であって、
   前記第１の位相制御装置は、第１の位相モニタ部およびその第１の位相モニタ部の後段に設けられる第１の位相調整部を備え、
   前記第２の位相制御装置は、第２の位相モニタ部、その第２の位相モニタ部の後段に設けられる反転部、およびその反転部の後段に設けられる第２の位相調整部を備え、
   前記第１の位相モニタ部は、前記第１のブランチのデータ再生回路の前段から得られる信号および前記第２のブランチのデータ再生回路の後段から得られる信号に基づいて、符号を持った第１の位相誤差信号を生成し、
   前記第２の位相モニタ部は、前記第２のブランチのデータ再生回路の前段から得られる信号および前記第１のブランチのデータ再生回路の後段から得られる信号に基づいて、符号を持った第２の位相誤差信号を生成し、
   前記反転部は、前記第２の位相誤差信号に基づいて位相調整信号を生成し、
   前記第１および第２の位相調整部は、それぞれ、前記第１の位相誤差信号および前記位相調整信号に基づいて前記第１および第２のブランチの干渉計の位相差を調整する、
   ことを特徴とする光ＤＱＰＳＫ受信機。
5. 第１の干渉計、第１のバランスド光検出器、第１のデータ再生回路、第１の位相制御装置を備えた第１のブランチ、および第２の干渉計、第２のバランスド光検出器、第２のデータ再生回路、第２の位相制御装置を備えた第２のブランチを含む光ＤＱＰＳＫ受信機であって、
   前記第１の位相制御装置は、第１の位相モニタ部およびその第１の位相モニタ部の後段に設けられる第１の位相調整部を備え、
   前記第２の位相制御装置は、第２の位相モニタ部およびその第２の位相モニタ部の後段に設けられる第２の位相調整部を備え、
   前記第１の位相モニタ部は、前記第１のブランチのデータ再生回路の前段から得られる信号および前記第２のブランチのデータ再生回路の後段から得られる信号に基づいて、符号を持った第１の位相誤差信号を生成し、
   前記第２の位相モニタ部は、前記第２のブランチのデータ再生回路の前段から得られる信号および前記第１のブランチのデータ再生回路の後段から得られる信号に基づいて、符号を持った第２の位相誤差信号を生成し、
   前記第１の位相調整部は、入力信号の符号が正であれば対応する第１のブランチの干渉計の位相差を増加させ、入力信号の符号が負であれば第１のブランチの干渉計の位相差を減少させ、
   前記第２の位相調整部は、入力信号の符号が正であれば対応する第２のブランチの干渉計の位相差を減少させ、入力信号の符号が負であれば第２のブランチの干渉計の位相差を増加させる、
   ことを特徴とする光ＤＱＰＳＫ受信機。
6. それぞれ干渉計、バランスド光検出器、データ再生回路を備えた第１のブランチおよび第２のブランチを有する光ＤＱＰＳＫ受信機において、一方のブランチの位相誤差をモニタする位相モニタ方法であって、
   当該ブランチのデータ再生回路の前段から得られる信号と他方のブランチのデータ再生回路の後段から得られる信号とを掛合わせ、
   上記掛合せにより得られる信号を平均化する、
   ことを特徴とする光ＤＱＰＳＫ受信機のための位相モニタ方法。
7. それぞれ干渉計、バランスド光検出器、データ再生回路を備えた第１のブランチおよび第２のブランチを有する光ＤＱＰＳＫ受信機において使用される位相制御方法であって、
   前記第１のブランチのデータ再生回路の前段から得られる信号および前記第２のブランチのデータ再生回路の後段から得られる信号に基づいて、符号を持った第１の位相誤差信号を生成し、
   前記第１の位相誤差信号に基づいて前記第１のブランチの干渉計の位相差を調整し、
   前記第２のブランチのデータ再生回路の前段から得られる信号および前記第１のブランチのデータ再生回路の後段から得られる信号に基づいて、符号を持った第２の位相誤差信号を生成し、
   前記第２の位相誤差信号に基づいて前記第２のブランチの干渉計の位相差を調整する、
   ことを特徴とする光ＤＱＰＳＫ受信機のための位相制御方法。
8. 移相要素を備える遅延干渉計、その遅延干渉計の出力光を検出する光検出器、その光検出器の出力信号からデータを再生するデータ再生回路をそれぞれ備えた第１のブランチおよび第２のブランチを有する光ＤＱＰＳＫ受信機において、前記第１のブランチに設けられている遅延干渉計の移相要素の位相誤差をモニタする位相モニタ装置であって、
   前記第１のブランチのデータ再生回路の前段から得られる第１の信号の極性を制御する第１の極性制御手段と、
   前記第２のブランチのデータ再生回路の後段から得られる第２の信号の極性を制御する第２の極性制御手段と、
   前記第１の極性制御手段により極性が制御された第１の信号と前記第２の極性制御手段により極性が制御された第２の信号とを掛合わせるミキサと、
   前記ミキサの出力信号を平均化する平均化回路と、
   前記第１および第２の信号の極性の組合せに応じて前記平均化回路から得られる複数の値に基づいて前記位相誤差を算出する演算手段、
   を有することを特徴とする光ＤＱＰＳＫ受信機のための位相モニタ装置。
9. 前記演算手段は、前記第１の信号が第１の極性に制御され且つ前記第２の信号が第１の極性に制御されたときに前記平均化回路から得られる第１の値、前記第１の信号が第２の極性に制御され且つ前記第２の信号が第１の極性に制御されたときに前記平均化回路から得られる第２の値、前記第１の信号が第２の極性に制御され且つ前記第２の信号が第２の極性に制御されたときに前記平均化回路から得られる第３の値、前記第１の信号が第１の極性に制御され且つ前記第２の信号が第２の極性に制御されたときに前記平均化回路から得られる第４の値に基づいて前記位相誤差を算出する
   ことを特徴とする付記３６に記載の光ＤＱＰＳＫ受信機のための位相モニタ装置。
10. 移相要素を備える遅延干渉計、その遅延干渉計の出力光を検出する光検出器、その光検出器の出力信号からデータを再生するデータ再生回路をそれぞれ備えた第１のブランチおよび第２のブランチを有する光ＤＱＰＳＫ受信機において、前記第１のブランチに設けられている遅延干渉計の移相要素の位相誤差をモニタする位相モニタ方法であって、
    前記第１のブランチのデータ再生回路の前段から得られる第１の信号および前記第２のブランチのデータ再生回路の後段から得られる第２の信号の極性を制御し、
    前記極性が制御された第１の信号と前記極性が制御された第２の信号とを掛合わせ、
    掛合せにより得られる信号を平均化し、
    前記第１および第２の信号の極性の組合せに応じて得られる複数の平均化された値に基づいて前記位相誤差を算出する、
    ことを特徴とする光ＤＱＰＳＫ受信機のための位相モニタ方法。

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