JP4308925B2

JP4308925B2 - 電流モード入力を備えた送信ミキサ

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Publication number: JP4308925B2
Application number: JP28885695A
Authority: JP
Inventors: ヨアネス・マチルダ・ヨセフス・セーフェンハンス; − リュック・ドナ・モーリス・アール・バックジャン; ダミアン・リュック・フランソワ・マック
Original assignee: アルカテル−ルーセント
Priority date: 1994-11-07
Filing date: 1995-11-07
Publication date: 2009-08-05
Anticipated expiration: 2015-11-07
Also published as: DE69426650T2; CA2162225A1; EP0711031A1; FI955321A0; FI955321A; DE69426650D1; JPH08288749A; EP0711031B1; US5642071A; ES2153849T3

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、（クレーム１の前提部分）差動ミキサに関する。
【０００２】
【従来の技術】
このような差動ミキサは、例えば文献（P.R.GrayおよびR.G.Meyer 氏による“Analysis and design of analog integrated circuits ”, J.Wiley & Sons,New York,1977年,pages 563 to 575 ）に記載されているギルバート(Gilbert) セルの形態で既に技術的に知られている。この既知のミキサは、その電圧供給端子の間に３つの回路レベル：
第１の入力電圧が供給される交差結合された差動増幅器の対を含む第１の入力レベルと、
第２の入力電圧が供給され、また差動電流を供給する差動増幅器を含む第２の入力レベルと、
電流源を含むバイアスレベルより構成されている。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】
過去数年にわたって、ギルバートセルは、一般にＧＳＭ（移動通信用のグローバルシステム）または 5ボルトの供給電圧で動作するその他の無線送信機においてミキサまたは乗算器として使用されるのによく適しているバイポーラスイッチングトランジスタによって構成されてきた。しかしながら、今日ではシリコンバイポーラ設計者は次の段階：電池で動作されるワイヤレスホンの 3ボルトの供給電圧を使用するものに進むために努力している。±10％の許容誤差がある 3ボルトの供給電圧は、電池の個数、費用、送受話器の体積および重量の減少を可能にする。
シリコンバイポーラスイッチングトランジスタは、 1ボルト以上のエミッタ・コレクタ電圧降下を有するため、上記のギルバートセルの３つの回路レベル間の全体的な電圧降下は 3ボルト以上である。したがって、既知のギルバートセルは、特に、供給電圧が電池寿命の終端部で2.7 ボルトに降下したとき、これが信号のための余裕を全く残さないため、もはや 3ボルトの供給電圧で使用されることができない。
【０００４】
本発明の目的は、上記の既知のタイプであるが、それより低い例えば 3ボルトの供給電圧で動作するように構成された差動ミキサを提供することである。
【０００５】
【課題を解決するための手段】
この目的は本発明による差動ミキサによって達成される。本発明は、第１の電圧供給端子と第２の電圧供給端子との間に結合され、１対の第１の差動電圧入力端子に供給された第１の差動入力電圧を１対の第２の差動電圧入力端子に供給された第２の差動入力電圧と乗算するように構成されている差動ミキサにおいて、
交差接続された第１の差動増幅器および第２の差動増幅器と、第１の差動増幅器に直列に接続されている第１の電流源および第２の差動増幅器に直列に接続されている第２の電流源と、電圧・電流変換手段とを具備し、
第１の差動増幅器と第１の電流源との直列接続された回路と、前記第２の差動増幅器と第２の電流源との直列接続された回路とは第１の電圧供給端子と第２の電圧供給端子との間に並列に接続され、第１の差動増幅器と第１の電流源との接続部が１対の差動ミキサ入力端子の第１の入力端子を構成し、第２の差動増幅器と第２の電流源との接続部が１対の差動ミキサ入力端子の第２の入力端子を構成し、第１の差動増幅器および第２の差動増幅器は第１の差動電圧入力端子に供給される第１の差動入力電圧に応答して動作し、第１の電流源と第２の電流源とは同一の構造であり、それぞれ第１のトランジスタ（Ｔ1 ）と第１の抵抗との直列接続および第２のトランジスタと第２の抵抗との直列接続により構成され、
第１および第２のトランジスタと第１および第２の抵抗との直列接続を有しており、
電圧・電流変換手段は第２の差動入力電圧を供給される１対の第２の差動電圧入力端子を具備し、この１対の第２の差動電圧入力端子に供給された第２の差動入力電圧を差動電流に変換するように構成され、１対の差動ミキサ入力端子に結合された電流出力端子を具備しており、電圧・電流変換手段はさらに、第１の電圧供給端子と第２の電圧供給端子との間に並列に接続されている第３の定電流源と、第３のトランジスタと、第４の定電流源との第１の直列接続と、第５の定電流源と、第４のトランジスタと、第６の定電流源との第２の直列接続との２つの直列接続を含み、第３のトランジスタと第４のトランジスタの電流路の入力端子には１対の第２の差動電圧入力端子のそれぞれの端子がそれぞれ第３の抵抗と第４の抵抗を介して接続され、それらのトランジスタの電流路の出力端子は差動ミキサ入力端子のそれぞれに接続され、それらのトランジスタの制御端子には一定の基準電圧が供給されるように構成されていることを特徴とする。
【０００６】
電圧・電流変換手段は差動電流を供給するだけなので、この差動電流は差動ミキサ入力の電圧に影響を与えない。したがって、この差動ミキサはその供給端子間に２つの回路レベル：
上述の交差結合された１対の差動増幅器を含み、例えば局部発振器の出力等の第１の入力電圧が供給される第１入力レベルと、
２つの並列分枝を備えた電流源を含むバイアスレベルとの２つの回路レベルだけを有しているものとみなすことができる。
【０００７】
したがって、本発明のミキサに対する電圧供給は、 5ボルトを必要とする上記の既知の３つの回路レベルのギルバートセルに比較し、例えば 3ボルトに減少されることができる。これは、依然として有効な信号のための十分な余裕を残している。
【０００８】
本発明の別の特徴は、電圧・電流変換手段は、第２の差動入力電圧が抵抗を介して接続されている入力端子と、差動電流出力に接続された出力端子と、一定の基準電圧端子に結合された制御端子とを有するトランジスタを含む差動カスコード回路を含み、さらにトランジスタの入力端子に第１の電圧供給端子を結合する第１の対の定電流源と、第２の電圧供給端子にトランジスタの出力端子を結合する第２の対の定電流源とを含んでいることである。
【０００９】
カスコード回路が低い入力インピーダンスおよび高い出力インピーダンスを有することおよびそれによってトランジスタの入力端子の電流は入力電圧に直接的に直線的に比例することは技術的に良く知られており、入力電圧の直線性は明らかに抵抗の直線性と関連している。さらに詳細に説明すると、電流の値はここでは抵抗の値で除算した第２の入力電圧の値に等しい。換言すると、この電流は第２の入力電圧のレプリカである。
【００１０】
さらに、４つの電流源のために、トランジスタの入力および出力端子における電圧は一定状態である。これは、上記のカスコード回路の直線性を改良する。
【００１１】
本発明の差動ミキサの好ましい実施例において、この一定基準電圧端子は、別の入力がこのトランジスタの入力端子に接続された異なる演算増幅器を介して各トランジスタの制御端子に結合される。
【００１２】
それによって、上記のカスコード回路は、入力端子の電圧が基準電圧端子における一定基準電圧に等しい値で演算増幅器により正確に固定される、いわゆる“調整されたカスコード”回路になる。したがってカスコード回路の直線性はさらに改良される。
【００１３】
無線送信機の上記の特定の適用において、本発明の差動ミキサはさらに第１の差動入力電圧が比較的高い周波数を有し、第２の差動入力電圧が比較的低い周波数を有し、差動増幅器の交差接続された対がローパスフィルタを介して差動ミキサ入力に結合されていることを特徴とする。
【００１４】
交差接続された差動増幅器対における信号の高周波数成分は、それによって電圧・電流変換手段の動作に影響を与えることを阻止される。
【００１５】
本発明はさらに電圧・電流変換手段のトランジスタがＭＯＳトランジスタであり、入力、出力および制御端子がそれぞれトランジスタのソース、ドレインおよびゲート電極であり、差動増幅器の交差接続された対がシリコンバイポーラトランジスタを含んでいることを特徴とする。
【００１６】
シリコンバイポーラトランジスタは、例えば無線搬送波周波数のような高い周波数で良好に動作するが、比較的高価であり、一方ＭＯＳトランジスタは安価であるが、このような周波数でまだ正確に動作することができない。これは特に、本発明のようにこれらの素子が電子チップに集積される場合にそうである。しかしながら、本発明の差動ミキサにおいて、電圧・電流変換手段は比較的安価な大きいＭＯＳチップに集積され、一方差動増幅器の交差接続された対は高価であるが小さいバイポーラチップに集積される。
【００１７】
【発明の実施の形態】
以下の実施例の説明および添付図面を参照することによって本発明の上記およびその他の目的および特徴が明らかになり、最もよく理解されるであろう。
図１に示された差動ミキサＤＭは、よく知られているＧＳＭ無線通信システムの送信機において使用される。差動ミキサＤＭの目的は、はるかに低い例えば約 100ｋＨｚの周波数を有するベースバンド信号ＶＩＮと 900ＭＨｚで動作する局部発振器（示されていない）の出力信号を混合または乗算することであり、このベースバンド信号ＶＩＮはＧＳＭ送信機の単側波帯位相変調信号である。局部発振器の出力信号は差動ミキサＤＭの差動電圧入力端子ＬＯに供給され、ベースバンド信号ＶＩＮは同じ符号の付けられた差動電圧入力端子ＶＩＮに供給され、結果的な混合信号が差動ミキサＤＭの差動電圧出力から出力される。
【００１８】
差動ミキサＤＭは、＋ 3ボルトの供給電圧ＶＣＣが供給される同じ符号が付けられた供給端子ＶＣＣと接地ＧＮＤとの間に供給された 3ボルトの供給電圧で動作し、１対の交差接続された差動増幅器ＡおよびＢを含むよく知られた構造を有する。これらの各差動増幅器は、そのベース電極に入力端子ＬＯが接続されている２個のシリコンバイポーラＮＰＮスイッチングトランジスタを含む。各対の第１のスイッチングトランジスタのコレクタ電極は出力ＯＵＴの第１の端子に直接接続され、また第１の負荷抵抗Ｒ1 を介して供給端子ＶＣＣに接続され、一方この対の第２のスイッチングトランジスタのコレクタは出力ＯＵＴの第２の端子に直接接続され、また第２の負荷抵抗Ｒ2 を介して供給端子ＶＣＣに接続されており、この抵抗Ｒ2 は抵抗Ｒ1 と同じである。各対Ａ，Ｂのスイッチングトランジスタのエミッタ電極は、同様に抵抗Ｒ3 ，Ｒ4 を介して異なる電流源Ｉ1 ，Ｉ2 にそれぞれ接続されている。
【００１９】
抵抗Ｒ3 の電流源Ｉ1 との接合点Ｊ1 および抵抗Ｒ4 の電流源Ｉ2 との接合点Ｊ2 は差動ミキサ入力の端子を構成し、差動ミキサＤＭが集積された電子チップの外部に対する各端子ＴＩ1 およびＴＩ2 に結合される。さらに、接合点Ｊ1 およびＪ2 は各キャパシタＣ1 およびＣ2 を介して接地ＧＮＤに結合される。
【００２０】
キャパシタＣ1 およびＣ2 は、以下説明するように電流源Ｉ1 およびＩ2 のトランジスタの寄生コレクタ・バルク間キャパシタによって部分的にまたは全体的に構成され、これらキャパシタの値は局部発振器の周波数の関数で決定されることに留意すべきである。
【００２１】
ベースバンド信号ＶＩＮを浮動平衡差動ベースバンド電流ＩＮＮに変換するように構成された電圧・電流変換器ＶＩＣは端子ＴＩ1 およびＴＩ2 に接続され、以下において図２を参照にしてこれを説明する。
【００２２】
電流源Ｉ1 は接合点Ｊ1 と接地ＧＮＤとの間にＮＰＮトランジスタＴ1 のコレクタ・エミッタ路および抵抗Ｒ5 の直列接続を含み、電流源Ｉ2 は接合点Ｊ2 と接地ＧＮＤとの間にＮＰＮトランジスタＴ2 のコレクタ・エミッタ路および抵抗Ｒ6 の直列接続を含み、トランジスタＴ2 はトランジスタＴ1 と同じであり抵抗Ｒ6 は抵抗Ｒ5 と同じである。“バンドギャップ”基準ＤＣ電圧は、両トランジスタＴ1 およびＴ2 のベース電極に制御端子ＶＢＡを介して同時に供給される。このバンドギャップ電圧は、−25乃至＋75℃の範囲において差動増幅器ＡおよびＢのＮＰＮスイッチングトランジスタのベース・エミッタ電圧の任意の変動を温度の関数で補償する温度制御された電圧である。バンドギャップ電圧は、技術的によく知られているので、ここには示されていない回路によって供給される。結果として、同一の電流源Ｉ1 およびＩ2 を流れる電流は一定であり、共通モード電流はミキサＤＭを流れない。さらに、電流源Ｉ1 およびＩ2 は同じ単一の電流源の２つの並列分枝として考えてもよい。
【００２３】
抵抗Ｒ3 およびキャパシタＣ1 並びに抵抗Ｒ4 およびキャパシタＣ2 は、ミキサＤＭの上方部分で使用される高周波信号（差動増幅器の対ＡおよびＢのスイッチングトランジスタのエミッタ電極で 900ＭＨｚ）がその下方部分、すなわち以下に説明する電圧・電流変換器ＶＩＣに伝送することを妨げる積分装置またはローパスフィルタを構成する。Ｒ3 −Ｃ1 およびＲ4 −Ｃ2 よりなるフィルタは“逆方向漏洩”保護装置としても知られている。
【００２４】
図２に示された電圧・電流変換器ＶＩＣもまた端子ＶＣＣと接地ＧＮＤとの間において供給された 3ボルトの供給電圧で動作し、差動ベースバンド電圧入力端子ＶＩＮおよび差動出力端子ＴＩ1 およびＴＩ2 を有する。端子ＶＣＣと接地ＧＮＤとの間において、変換器ＶＩＣはまたＰＭＯＳトランジスタＰＢ1 ，ＰＢ2 、ＰＭＯＳトランジスタＰ1 ，Ｐ2 およびＮＭＯＳトランジスタＮＢ1 ，ＮＢ2 の主通路の直列接続をそれぞれ含む２つの並列分枝を含む。
【００２５】
第１のバイアス電圧は両トランジスタＰＢ1 およびＰＢ2 のゲート電極に接続された第１のバイアス制御端子ＶＢＰに供給され、一方第２のバイアス電圧は両トランジスタＮＢ1 およびＮＢ2 のゲート電極に接続された第２のバイアス制御端子ＶＢＮに供給される。これらのバイアス電圧は、同じ一定の電流がトランジスタＰＢ1 、ＮＢ1 およびＰＢ2 、ＮＢ2 の主通路を通って流れ、したがって４個のトランジスタ全てが一定のＤＣ電流源として動作するように選択される。
【００２６】
差動入力ＶＩＮの端子は、トランジスタＰＢ1 、ＰＢ2 のドレイン電極とトランジスタＰ1 、Ｐ2 のソース電極との接合点Ｊ3 およびＪ4 に異なる抵抗ＲＩ1 およびＲＩ2 を介してそれぞれ結合され、トランジスタＰ1 、Ｐ2 とトランジスタＮＢ1 、ＮＢ2 との接合点は端子ＴＩ1 ，ＴＩ2 にそれぞれ接続される。抵抗ＲＩ1 およびＲＩ2 は、チップ上のポリシリコン抵抗または外部抵抗でよい。
【００２７】
電圧・電流変換器ＶＩＣは、供給電圧の半分に等しい基準電圧すなわち＋1.5 ボルトが制御端子ＶＣＣ／２を介してその第１の入力に供給される２個の演算増幅器Ｏ1 、Ｏ2 を含む。接合点Ｊ3 およびＪ4 は演算増幅器Ｏ1 、Ｏ2 の第２の入力に接続され、一方増幅器の出力はトランジスタＰ1 、Ｐ2 のゲート電極にそれぞれ接続される。電圧・電流変換器ＶＩＣの別の形態（示されていない）では、この各演算増幅器は単一のトランジスタによって構成される。
【００２８】
接合点Ｊ3 およびＪ4 は定電流源を構成するトランジスタＰＢ1 およびＰＢ2 が接続されており、したがって演算増幅器Ｏ1 およびＯ2 によってそれぞれ固定されたＶＣＣ／２に等しい一定基準電圧にある。その結果、トランジスタＰ1 ，Ｐ2 のソースは実質的に接地され、回路Ｐ1 、Ｏ1 およびＰ2 、Ｏ2 は接合点Ｊ3 、Ｊ4 で低い入力インピーダンス（実質的な接地）を有し、端子ＴＩ1 、ＴＩ2 において高い出力インピーダンスを有するいわゆる“調整されたカスコード”回路として動作する。事実、ＭＯＳトランジスタは本質的にそのドレイン電極で高い出力インピーダンスを有し、そのソース電極で低い入力インピーダンスを有することに加えて、トランジスタＰ1 およびＰ2 の出力インピーダンスはそれが一部分を形成するカスコード構造のために増加した値を有し、一方入力インピーダンスは回路Ｏ1 、Ｏ2 のために減少した値を有する。その理由は、回路Ｏ1 、Ｏ2 が回路Ｐ1 、Ｐ2 のソースすなわち接合点Ｊ1 、Ｊ2 の電圧を制御端子ＶＣＣ／２の基準電圧に固定するフィードバックループを構成しているためである。したがって、この電圧は接合点Ｊ1 、Ｊ2 を流れる電流から独立して一定状態に維持される。さらに詳細に、回路Ｐ1 、Ｐ2 の入力インピーダンスは、このＭＯＳトランジスタのトランスコンダクタンス（ｇ_m）と演算増幅器Ｏ1 およびＯ2 のループ利得との積にそれぞれ反比例し、これらのトランスコンダクタンスおよびループ利得は共に比較的高い。
【００２９】
非常に低い入力インピーダンスのために、抵抗ＲＩ1 およびＲＩ2 を流れる電流は回路Ｐ1 、Ｐ2 に積分されて伝送され、電流源ＰＢ1 、ＰＢ2 によって導出されず、一方トランジスタＰ1 、Ｐ2 によって示された可能性のある非直線性のインピーダンスは抵抗ＲＩ1 およびＲＩ2 によって行われる電圧・電流変換に対して影響を与えない。したがって、差動入力電圧ＶＩＮは抵抗ＲＩ1 およびＲＩ2 によって接合点Ｊ3 およびＪ4 で差動電流に直線的に正確に変換される。さらにトランジスタＰＢ1 、ＮＢ1 およびＰＢ2 、ＮＢ2 を流れ、したがってＰ1 、Ｐ2 を流れるＤＣ電流が同じで一定であるために、抵抗ＲＩ1 、ＲＩ2 を通って流れる電流は、電流端子ＴＩ1 およびＴＩ2 で利用できる浮動平衡差動ベースバンド電流ＩＮＮとみなされることができる。
【００３０】
既に述べたように、本発明の差動ミキサＤＭの目的は、入力ＬＯによって供給された高周波無線信号を差動入力端子ＶＩＮに供給されたベースバンド信号と変調（混合）することであり、以下その動作を説明する。
【００３１】
すなわち、浮動平衡差動ベースバンド電流ＩＮＮは、電圧・電流変換器ＶＩＣによって低周波数入力電圧ＶＩＮから導出され、差動ミキサＤＭの高周波部分、すなわち差動増幅器ＡおよびＢに端子ＴＩ1 およびＴＩ2 を介して導入される。端子ＴＩ1 およびＴＩ2 におけるその高い出力インピーダンスのために、電圧・電流変換器ＶＩＣは電流源として動作する。その結果、端子ＴＩ1 およびＴＩ2 の電圧は変換器ＶＩＣによる影響を受けることはなく、交差接続された差動増幅器の対ＡおよびＢのみによって、特にスイッチングトランジスタのエミッタ電圧によって決定される。したがって、端子ＴＩ1 およびＴＩ2 すなわち接合点Ｊ1 ／Ｊ2 の共通モード電圧は、入力ＬＯの共通モードの入力電圧のみに関係する。端子ＴＩ1 とＴＩ2 との間の差動電圧は、上記の差動増幅器ＡおよびＢのバイポーラトランジスタのエミッタ電極の入力インピーダンスおよび変調電流ＩＮＮによって決定される。その後、低周波数入力電圧ＶＩＮから導入されたこの変調電流ＩＮＮは、高周波入力電圧ＬＯと混合され、結果的な差動出力電圧が出力ＯＵＴで供給される。
【００３２】
シリコンバイポーラトランジスタは既に述べられたように高周波で動作する差動ミキサＤＭの上方部分（図１）において使用され、ＭＯＳトランジスタは差動ミキサＤＭの下方部分（図２）で使用される。これは、ＭＯＳトランジスタはバイポーラトランジスタより比較的安価であるが、現時点では高周波数でまだ正確に動作することができないためにバイポーラトランジスタのほうが好ましい。
【００３３】
端子ＴＩ1 およびＴＩ2 が電子チップの外側にある場合、それらはバイポーラとＭＯＳ技術との間のインターフェイスとして使用され、それによって差動ミキサＤＭの上方および下方部分が２つの異なる電子チップに集積されてもよい。
【００３４】
電流源Ｉ1 およびＩ2 は、ミキサＤＭにおける電流全体を制御し、それによってこのミキサのＣＭＯＳ部分における付加的な電流源の使用をしないですむようにミキサＤＭのバイポーラ部分に組込まれている。
【００３５】
以上、特定の装置と関連させて本発明の原理を説明したが、この説明は単なる例示に過ぎず、添付された特許請求の範囲によってのみ制限される本発明の技術的範囲を限定するものではないことが明らかに理解されるであろう。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明による差動ミキサの概略回路図。
【図２】図１の差動ミキサに含まれている電圧・電流変換器の概略回路図。

Claims

第１の電圧供給端子（ＶＣＣ）と第２の電圧供給端子（ＧＮＤ）との間に結合され、１対の第１の差動電圧入力端子（ＬＯ）に供給された第１の差動入力電圧を１対の第２の差動電圧入力端子（ＶＩＮ）に供給された第２の差動入力電圧と乗算するように構成されている差動ミキサにおいて、
反対極性で第１の差動入力電圧を供給されるように第１の差動電圧入力端子（ＬＯ）の別々の端子にそれそれ接続されている２つの入力端子をそれぞれ有している交差接続された第１の差動増幅器（Ａ）および第２の差動増幅器（Ｂ）と、
前記第１の差動増幅器（Ａ）の主電流路に直列に接続されている第１の電流源（Ｉ1 ）および前記第２の差動増幅器（Ｂ）の主電流路に直列に接続されている第２の電流源（Ｉ2 ）と、
電圧・電流変換手段（ＶＩＣ）とを具備し、
前記第１の差動増幅器（Ａ）の主電流路と第１の電流源（Ｉ1 ）との直列接続された回路と、前記第２の差動増幅器（Ｂ）の主電流路と第２の電流源（Ｉ2 ）との直列接続された回路とは前記第１の電圧供給端子（ＶＣＣ）と前記第２の電圧供給端子（ＧＮＤ）との間に並列に接続され、前記第１、第２の差動増幅器（Ａ）、（Ｂ）の主電流路の一端の第１の端子が前記第１の電圧供給端子（ＶＣＣ）に接続され、前記第１、第２の差動増幅器（Ａ）、（Ｂ）の主電流路の他方の第２の端子がそれぞれ前記第１の電流源（Ｉ1 ）および前記第２の電流源（Ｉ2 ）に接続され、
前記第１の差動増幅器（Ａ）の主電流路の第２の端子と第１の電流源（Ｉ1 ）との接続部が１対の差動ミキサ入力端子の第１の入力端子（Ｊ1 ）を構成し、
前記第２の差動増幅器（Ｂ）の主電流路の第２の端子と第２の電流源（Ｉ2 ）との接続部が前記１対の差動ミキサ入力端子の第２の入力端子（Ｊ2 ）を構成し、
前記第１の差動増幅器（Ａ）および前記第２の差動増幅器（Ｂ）は前記１対の第１の差動電圧入力端子（ＬＯ）に供給される第１の差動入力電圧に応答して動作し、
前記第１の電流源（Ｉ1 ）と前記第２の電流源（Ｉ2 ）とは同一の構造で構成され、それぞれ第１のトランジスタ（Ｔ1 ）の主電流路と第１の抵抗（Ｒ5 ）との直列接続および第２のトランジスタ（Ｔ2 ）の主電流路と第２の抵抗（Ｒ6 ）との直列接続により構成され、
前記電圧・電流変換手段（ＶＩＣ）は、前記第２の差動入力電圧を供給される１対の第２の差動電圧入力端子（ＶＩＮ）を具備し、この１対の第２の差動電圧入力端子（ＶＩＮ）に供給された第２の差動入力電圧を差動電流に変換するように構成され、前記１対の差動ミキサ入力端子にそれぞれ結合されている２個の電流出力端子（ＴＩ1 ；ＴＩ2 ）を具備しており、
前記電圧・電流変換手段（ＶＩＣ）はさらに、前記第１の電圧供給端子（ＶＣＣ）と前記第２の電圧供給端子（ＧＮＤ）との間に並列に接続されている第３の定電流源（ＰＢ1)と、第３のトランジスタ（Ｐ1)の主電流路と、第４の定電流源（ＮＢ1 ）との第１の直列接続と、第５の定電流源（ＰＢ2 ）と、第４のトランジスタ（Ｐ2 ）の主電流路と、第６の定電流源（ＮＢ2 ）との第２の直列接続との２つの直列接続を含み、前記第３のトランジスタ（Ｐ1 ）の主電流路の一方の端子である第１の端子（Ｊ3 ）は前記第３の定電流源（ＰＢ1 ）と接続され、前記第４のトランジスタ（Ｐ2 ）の主電流路の一方の端子である第１の端子（Ｊ4 ）は前記第５の定電流源（ＰＢ2 ）と接続され、それら第３のトランジスタ（Ｐ1 ）と第４のトランジスタ（Ｐ2 ）の主電流路の第１の端子（Ｊ3 ；Ｊ4 ）には前記１対の第２の差動電圧入力端子（ＶＩＮ）のそれぞれの端子がそれぞれ第３の抵抗（ＲＩ1 ）と第４の抵抗（ＲＩ2 ）を介して接続され、それらのトランジスタ（Ｐ1 ，Ｐ2 ）の主電流路の第１の端子とは反対側の第２の端子（ＴＩ1 ；ＴＩ2 ）はそれぞれ前記第４の定電流源（ＮＢ1 ）と第６の定電流源（ＮＢ2 ）と接続されると共に前記差動ミキサ入力端子（Ｊ1 ；Ｊ2 ）のそれぞれに接続され、それらのトランジスタ（Ｐ1 ，Ｐ2 ）の制御端子には一定の基準電圧が供給されるように構成されていることを特徴とする差動ミキサ。
前記電圧・電流変換手段（ＶＩＣ）の前記第３および第４のトランジスタ（Ｐ1 ，Ｐ2 ）の制御端子に供給される前記一定の基準電圧（ＶＣＣ／2 ）はそれぞれ別々の演算増幅器（Ｏ1 ；Ｏ2 ）を介して前記各トランジスタ（Ｐ1 ；Ｐ2 ）の制御端子に結合され、それらの演算増幅器（Ｏ1 ；Ｏ2 ）の別の入力端子はそれぞれ前記各トランジスタ（Ｐ1 ；Ｐ2 ）の前記入力端子（Ｊ3 ；Ｊ4 ）に接続されていることを特徴とする請求項１記載の差動ミキサ。
前記第１の差動入力電圧は前記第２の差動入力電圧よりも高い周波数を有し、前記交差接続された第１および第２の差動増幅器（Ａ；Ｂ）はそれぞれローパスフィルタ（Ｒ3 ，Ｃ1 ；Ｒ4 ，Ｃ2 ）を介して前記差動ミキサ入力端子（Ｊ1 ；Ｊ2 ）に結合されていることを特徴とする請求項１記載の差動ミキサ。
前記電圧・電流変換手段（ＶＩＣ）の前記第３および第４のトランジスタ（Ｐ1 ；Ｐ2 ）は、ＭＯＳトランジスタであり、それらのトランジスタ（Ｐ1 ；Ｐ2 ）の入力端子（Ｊ3 ；Ｊ4 ）、出力端子、および制御端子はそれぞれ前記ＭＯＳトランジスタ（Ｐ1 ；Ｐ2 ）のソース、ドレインおよびゲート電極であることを特徴とする請求項２記載の差動ミキサ。
前記１対の交差接続された差動増幅器（Ａ；Ｂ）は、シリコンバイポーラトランジスタで構成されていることを特徴とする請求項１記載の差動ミキサ。
ローパスフィルタ（Ｒ3 ，Ｃ1 ；Ｒ4 ，Ｃ2 ）が前記交差接続された第１および第２の差動増幅器（Ａ；Ｂ）と前記差動ミキサ入力端子（Ｊ1 ；Ｊ2 ）との間にそれぞれ配置されていることを特徴とする請求項１記載の差動ミキサ。
前記交差接続された第１および第２の差動増幅器（Ａ；Ｂ）と前記電流源（Ｉ1 ；Ｉ2 ）とは第１の電子チップに集積され、前記電圧・電流変換手段（ＶＩＣ）は第２の電子チップに集積され、前記第１と第２の電子チップとは前記１対の差動ミキサ入力端子（Ｊ1 ；Ｊ2 ）を介して相互接続されていることを特徴とする請求項４または５記載の差動ミキサ。