JPH08288749A - 電流モード入力を備えた送信ミキサ - Google Patents
電流モード入力を備えた送信ミキサInfo
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- JPH08288749A JPH08288749A JP7288856A JP28885695A JPH08288749A JP H08288749 A JPH08288749 A JP H08288749A JP 7288856 A JP7288856 A JP 7288856A JP 28885695 A JP28885695 A JP 28885695A JP H08288749 A JPH08288749 A JP H08288749A
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- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 claims abstract description 10
- XUIMIQQOPSSXEZ-UHFFFAOYSA-N Silicon Chemical compound [Si] XUIMIQQOPSSXEZ-UHFFFAOYSA-N 0.000 claims description 7
- 229910052710 silicon Inorganic materials 0.000 claims description 7
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- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 2
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D7/00—Transference of modulation from one carrier to another, e.g. frequency-changing
- H03D7/14—Balanced arrangements
- H03D7/1425—Balanced arrangements with transistors
- H03D7/145—Balanced arrangements with transistors using a combination of bipolar transistors and field-effect transistors
-
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-
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 本発明は、低い電源電圧で動作する第１の入
力LOに供給された第１の差動入力電圧を第２の入力VIN
に供給された第２の差動入力電圧と乗算する差動ミキサ
を提供することを目的とする。 【解決手段】 第１の入力LOが結合され、交差接続され
て差動ミキサ入力J1, J2に結合された１対の差動増幅器
Ａ，Ｂを含み、差動ミキサ入力J1, J2に電圧・電流変換
手段VIC および電流源I1, I2が結合され、電圧・電流変
換手段VIC に第２の入力VIN が結合されて第２の差動入
力電圧を差動ミキサ入力J1, J2に供給される差動電流に
変換し、電流源I1, I2は、差動ミキサ入力J1, J2の異な
る端子を介して差動増幅器Ａ，Ｂの異なるものに接続さ
れた２つの同一の並列電流分枝を含んでおり、電圧・電
流変換手段VIC は、差動電流が供給され、差動ミキサ入
力に接続されている差動電流出力TI1, TI2を有している
ことを特徴とする。
力LOに供給された第１の差動入力電圧を第２の入力VIN
に供給された第２の差動入力電圧と乗算する差動ミキサ
を提供することを目的とする。 【解決手段】 第１の入力LOが結合され、交差接続され
て差動ミキサ入力J1, J2に結合された１対の差動増幅器
Ａ，Ｂを含み、差動ミキサ入力J1, J2に電圧・電流変換
手段VIC および電流源I1, I2が結合され、電圧・電流変
換手段VIC に第２の入力VIN が結合されて第２の差動入
力電圧を差動ミキサ入力J1, J2に供給される差動電流に
変換し、電流源I1, I2は、差動ミキサ入力J1, J2の異な
る端子を介して差動増幅器Ａ，Ｂの異なるものに接続さ
れた２つの同一の並列電流分枝を含んでおり、電圧・電
流変換手段VIC は、差動電流が供給され、差動ミキサ入
力に接続されている差動電流出力TI1, TI2を有している
ことを特徴とする。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、（クレーム１の前
提部分）差動ミキサに関する。
提部分）差動ミキサに関する。
【０００２】
【従来の技術】このような差動ミキサは、例えば文献
（P.R.GrayおよびR.G.Meyer 氏による“Analysis and d
esign of analog integrated circuits ”, J.Wiley &
Sons,New York,1977年,pages 563 to 575 ）に記載され
ているギルバート(Gilbert) セルの形態で既に技術的に
知られている。この既知のミキサは、その電圧供給端子
の間に３つの回路レベル：第１の入力電圧が供給される
交差結合された差動増幅器の対を含む第１の入力レベル
と、第２の入力電圧が供給され、また差動電流を供給す
る差動増幅器を含む第２の入力レベルと、電流源を含む
バイアスレベルより構成されている。
（P.R.GrayおよびR.G.Meyer 氏による“Analysis and d
esign of analog integrated circuits ”, J.Wiley &
Sons,New York,1977年,pages 563 to 575 ）に記載され
ているギルバート(Gilbert) セルの形態で既に技術的に
知られている。この既知のミキサは、その電圧供給端子
の間に３つの回路レベル：第１の入力電圧が供給される
交差結合された差動増幅器の対を含む第１の入力レベル
と、第２の入力電圧が供給され、また差動電流を供給す
る差動増幅器を含む第２の入力レベルと、電流源を含む
バイアスレベルより構成されている。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】過去数年にわたって、
ギルバートセルは、一般にＧＳＭ（移動通信用のグロー
バルシステム）または 5ボルトの供給電圧で動作するそ
の他の無線送信機においてミキサまたは乗算器として使
用されるのによく適しているバイポーラスイッチングト
ランジスタによって構成されてきた。しかしながら、今
日ではシリコンバイポーラ設計者は次の段階：電池で動
作されるワイヤレスホンの 3ボルトの供給電圧を使用す
るものに進むために努力している。±10％の許容誤差が
ある 3ボルトの供給電圧は、電池の個数、費用、送受話
器の体積および重量の減少を可能にする。シリコンバイ
ポーラスイッチングトランジスタは、 1ボルト以上のエ
ミッタ・コレクタ電圧降下を有するため、上記のギルバ
ートセルの３つの回路レベル間の全体的な電圧降下は 3
ボルト以上である。したがって、既知のギルバートセル
は、特に、供給電圧が電池寿命の終端部で2.7 ボルトに
降下したとき、これが信号のための余裕を全く残さない
ため、もはや 3ボルトの供給電圧で使用されることがで
きない。
ギルバートセルは、一般にＧＳＭ（移動通信用のグロー
バルシステム）または 5ボルトの供給電圧で動作するそ
の他の無線送信機においてミキサまたは乗算器として使
用されるのによく適しているバイポーラスイッチングト
ランジスタによって構成されてきた。しかしながら、今
日ではシリコンバイポーラ設計者は次の段階：電池で動
作されるワイヤレスホンの 3ボルトの供給電圧を使用す
るものに進むために努力している。±10％の許容誤差が
ある 3ボルトの供給電圧は、電池の個数、費用、送受話
器の体積および重量の減少を可能にする。シリコンバイ
ポーラスイッチングトランジスタは、 1ボルト以上のエ
ミッタ・コレクタ電圧降下を有するため、上記のギルバ
ートセルの３つの回路レベル間の全体的な電圧降下は 3
ボルト以上である。したがって、既知のギルバートセル
は、特に、供給電圧が電池寿命の終端部で2.7 ボルトに
降下したとき、これが信号のための余裕を全く残さない
ため、もはや 3ボルトの供給電圧で使用されることがで
きない。
【０００４】本発明の目的は、上記の既知のタイプであ
るが、それより低い例えば 3ボルトの供給電圧で動作す
るように構成された差動ミキサを提供することである。
るが、それより低い例えば 3ボルトの供給電圧で動作す
るように構成された差動ミキサを提供することである。
【０００５】
【課題を解決するための手段】この目的は本発明による
差動ミキサによって達成される。本発明は、第１の電圧
入力に供給された第１の差動入力電圧を第２の電圧入力
に供給された第２の差動入力電圧と乗算するように構成
され、第１の電圧入力を有し、交差接続されて差動ミキ
サ入力に結合された１対の差動増幅器を含み、差動ミキ
サ入力に電圧・電流変換手段および電流源が結合され、
電圧・電流変換手段が第２の電圧入力を有し、第２の入
力電圧を差動ミキサ入力に供給される差動電流に変換す
るように構成されている差動ミキサにおいて、電流源
は、差動ミキサ入力の異なる端子を介して差動増幅器の
異なるものに接続された２つの同一の並列電流分枝を含
んでおり、電圧・電流変換手段は、差動電流が供給さ
れ、差動ミキサ入力に接続されている差動電流出力を有
していることを特徴とする。
差動ミキサによって達成される。本発明は、第１の電圧
入力に供給された第１の差動入力電圧を第２の電圧入力
に供給された第２の差動入力電圧と乗算するように構成
され、第１の電圧入力を有し、交差接続されて差動ミキ
サ入力に結合された１対の差動増幅器を含み、差動ミキ
サ入力に電圧・電流変換手段および電流源が結合され、
電圧・電流変換手段が第２の電圧入力を有し、第２の入
力電圧を差動ミキサ入力に供給される差動電流に変換す
るように構成されている差動ミキサにおいて、電流源
は、差動ミキサ入力の異なる端子を介して差動増幅器の
異なるものに接続された２つの同一の並列電流分枝を含
んでおり、電圧・電流変換手段は、差動電流が供給さ
れ、差動ミキサ入力に接続されている差動電流出力を有
していることを特徴とする。
【０００６】電圧・電流変換手段は差動電流を供給する
だけなので、この差動電流は差動ミキサ入力の電圧に影
響を与えない。したがって、この差動ミキサはその供給
端子間に２つの回路レベル：上述の交差結合された１対
の差動増幅器を含み、例えば局部発振器の出力等の第１
の入力電圧が供給される第１入力レベルと、２つの並列
分枝を備えた電流源を含むバイアスレベルとの２つの回
路レベルだけを有しているものとみなすことができる。
だけなので、この差動電流は差動ミキサ入力の電圧に影
響を与えない。したがって、この差動ミキサはその供給
端子間に２つの回路レベル：上述の交差結合された１対
の差動増幅器を含み、例えば局部発振器の出力等の第１
の入力電圧が供給される第１入力レベルと、２つの並列
分枝を備えた電流源を含むバイアスレベルとの２つの回
路レベルだけを有しているものとみなすことができる。
【０００７】したがって、本発明のミキサに対する電圧
供給は、 5ボルトを必要とする上記の既知の３つの回路
レベルのギルバートセルに比較し、例えば 3ボルトに減
少されることができる。これは、依然として有効な信号
のための十分な余裕を残している。
供給は、 5ボルトを必要とする上記の既知の３つの回路
レベルのギルバートセルに比較し、例えば 3ボルトに減
少されることができる。これは、依然として有効な信号
のための十分な余裕を残している。
【０００８】本発明の別の特徴は、電圧・電流変換手段
は、第２の差動入力電圧が抵抗を介して接続されている
入力端子と、差動電流出力に接続された出力端子と、一
定の基準電圧端子に結合された制御端子とを有するトラ
ンジスタを含む差動カスコード回路を含み、さらにトラ
ンジスタの入力端子に第１の電圧供給端子を結合する第
１の対の定電流源と、第２の電圧供給端子にトランジス
タの出力端子を結合する第２の対の定電流源とを含んで
いることである。
は、第２の差動入力電圧が抵抗を介して接続されている
入力端子と、差動電流出力に接続された出力端子と、一
定の基準電圧端子に結合された制御端子とを有するトラ
ンジスタを含む差動カスコード回路を含み、さらにトラ
ンジスタの入力端子に第１の電圧供給端子を結合する第
１の対の定電流源と、第２の電圧供給端子にトランジス
タの出力端子を結合する第２の対の定電流源とを含んで
いることである。
【０００９】カスコード回路が低い入力インピーダンス
および高い出力インピーダンスを有することおよびそれ
によってトランジスタの入力端子の電流は入力電圧に直
接的に直線的に比例することは技術的に良く知られてお
り、入力電圧の直線性は明らかに抵抗の直線性と関連し
ている。さらに詳細に説明すると、電流の値はここでは
抵抗の値で除算した第２の入力電圧の値に等しい。換言
すると、この電流は第２の入力電圧のレプリカである。
および高い出力インピーダンスを有することおよびそれ
によってトランジスタの入力端子の電流は入力電圧に直
接的に直線的に比例することは技術的に良く知られてお
り、入力電圧の直線性は明らかに抵抗の直線性と関連し
ている。さらに詳細に説明すると、電流の値はここでは
抵抗の値で除算した第２の入力電圧の値に等しい。換言
すると、この電流は第２の入力電圧のレプリカである。
【００１０】さらに、４つの電流源のために、トランジ
スタの入力および出力端子における電圧は一定状態であ
る。これは、上記のカスコード回路の直線性を改良す
る。
スタの入力および出力端子における電圧は一定状態であ
る。これは、上記のカスコード回路の直線性を改良す
る。
【００１１】本発明の差動ミキサの好ましい実施例にお
いて、この一定基準電圧端子は、別の入力がこのトラン
ジスタの入力端子に接続された異なる演算増幅器を介し
て各トランジスタの制御端子に結合される。
いて、この一定基準電圧端子は、別の入力がこのトラン
ジスタの入力端子に接続された異なる演算増幅器を介し
て各トランジスタの制御端子に結合される。
【００１２】それによって、上記のカスコード回路は、
入力端子の電圧が基準電圧端子における一定基準電圧に
等しい値で演算増幅器により正確に固定される、いわゆ
る“調整されたカスコード”回路になる。したがってカ
スコード回路の直線性はさらに改良される。
入力端子の電圧が基準電圧端子における一定基準電圧に
等しい値で演算増幅器により正確に固定される、いわゆ
る“調整されたカスコード”回路になる。したがってカ
スコード回路の直線性はさらに改良される。
【００１３】無線送信機の上記の特定の適用において、
本発明の差動ミキサはさらに第１の差動入力電圧が比較
的高い周波数を有し、第２の差動入力電圧が比較的低い
周波数を有し、差動増幅器の交差接続された対がローパ
スフィルタを介して差動ミキサ入力に結合されているこ
とを特徴とする。
本発明の差動ミキサはさらに第１の差動入力電圧が比較
的高い周波数を有し、第２の差動入力電圧が比較的低い
周波数を有し、差動増幅器の交差接続された対がローパ
スフィルタを介して差動ミキサ入力に結合されているこ
とを特徴とする。
【００１４】交差接続された差動増幅器対における信号
の高周波数成分は、それによって電圧・電流変換手段の
動作に影響を与えることを阻止される。
の高周波数成分は、それによって電圧・電流変換手段の
動作に影響を与えることを阻止される。
【００１５】本発明はさらに電圧・電流変換手段のトラ
ンジスタがＭＯＳトランジスタであり、入力、出力およ
び制御端子がそれぞれトランジスタのソース、ドレイン
およびゲート電極であり、差動増幅器の交差接続された
対がシリコンバイポーラトランジスタを含んでいること
を特徴とする。
ンジスタがＭＯＳトランジスタであり、入力、出力およ
び制御端子がそれぞれトランジスタのソース、ドレイン
およびゲート電極であり、差動増幅器の交差接続された
対がシリコンバイポーラトランジスタを含んでいること
を特徴とする。
【００１６】シリコンバイポーラトランジスタは、例え
ば無線搬送波周波数のような高い周波数で良好に動作す
るが、比較的高価であり、一方ＭＯＳトランジスタは安
価であるが、このような周波数でまだ正確に動作するこ
とができない。これは特に、本発明のようにこれらの素
子が電子チップに集積される場合にそうである。しかし
ながら、本発明の差動ミキサにおいて、電圧・電流変換
手段は比較的安価な大きいＭＯＳチップに集積され、一
方差動増幅器の交差接続された対は高価であるが小さい
バイポーラチップに集積される。
ば無線搬送波周波数のような高い周波数で良好に動作す
るが、比較的高価であり、一方ＭＯＳトランジスタは安
価であるが、このような周波数でまだ正確に動作するこ
とができない。これは特に、本発明のようにこれらの素
子が電子チップに集積される場合にそうである。しかし
ながら、本発明の差動ミキサにおいて、電圧・電流変換
手段は比較的安価な大きいＭＯＳチップに集積され、一
方差動増幅器の交差接続された対は高価であるが小さい
バイポーラチップに集積される。
【００１７】
【発明の実施の形態】以下の実施例の説明および添付図
面を参照することによって本発明の上記およびその他の
目的および特徴が明らかになり、最もよく理解されるで
あろう。図１に示された差動ミキサＤＭは、よく知られ
ているＧＳＭ無線通信システムの送信機において使用さ
れる。差動ミキサＤＭの目的は、はるかに低い例えば約
100ｋＨｚの周波数を有するベースバンド信号ＶＩＮと
900ＭＨｚで動作する局部発振器（示されていない）の
出力信号を混合または乗算することであり、このベース
バンド信号ＶＩＮはＧＳＭ送信機の単側波帯位相変調信
号である。局部発振器の出力信号は差動ミキサＤＭの差
動電圧入力端子ＬＯに供給され、ベースバンド信号ＶＩ
Ｎは同じ符号の付けられた差動電圧入力端子ＶＩＮに供
給され、結果的な混合信号が差動ミキサＤＭの差動電圧
出力から出力される。
面を参照することによって本発明の上記およびその他の
目的および特徴が明らかになり、最もよく理解されるで
あろう。図１に示された差動ミキサＤＭは、よく知られ
ているＧＳＭ無線通信システムの送信機において使用さ
れる。差動ミキサＤＭの目的は、はるかに低い例えば約
100ｋＨｚの周波数を有するベースバンド信号ＶＩＮと
900ＭＨｚで動作する局部発振器（示されていない）の
出力信号を混合または乗算することであり、このベース
バンド信号ＶＩＮはＧＳＭ送信機の単側波帯位相変調信
号である。局部発振器の出力信号は差動ミキサＤＭの差
動電圧入力端子ＬＯに供給され、ベースバンド信号ＶＩ
Ｎは同じ符号の付けられた差動電圧入力端子ＶＩＮに供
給され、結果的な混合信号が差動ミキサＤＭの差動電圧
出力から出力される。
【００１８】差動ミキサＤＭは、＋ 3ボルトの供給電圧
ＶＣＣが供給される同じ符号が付けられた供給端子ＶＣ
Ｃと接地ＧＮＤとの間に供給された 3ボルトの供給電圧
で動作し、１対の交差接続された差動増幅器ＡおよびＢ
を含むよく知られた構造を有する。これらの各差動増幅
器は、そのベース電極に入力端子ＬＯが接続されている
２個のシリコンバイポーラＮＰＮスイッチングトランジ
スタを含む。各対の第１のスイッチングトランジスタの
コレクタ電極は出力ＯＵＴの第１の端子に直接接続さ
れ、また第１の負荷抵抗Ｒ1 を介して供給端子ＶＣＣに
接続され、一方この対の第２のスイッチングトランジス
タのコレクタは出力ＯＵＴの第２の端子に直接接続さ
れ、また第２の負荷抵抗Ｒ2 を介して供給端子ＶＣＣに
接続されており、この抵抗Ｒ2 は抵抗Ｒ1 と同じであ
る。各対Ａ，Ｂのスイッチングトランジスタのエミッタ
電極は、同様に抵抗Ｒ3 ，Ｒ4 を介して異なる電流源Ｉ
1 ，Ｉ2にそれぞれ接続されている。
ＶＣＣが供給される同じ符号が付けられた供給端子ＶＣ
Ｃと接地ＧＮＤとの間に供給された 3ボルトの供給電圧
で動作し、１対の交差接続された差動増幅器ＡおよびＢ
を含むよく知られた構造を有する。これらの各差動増幅
器は、そのベース電極に入力端子ＬＯが接続されている
２個のシリコンバイポーラＮＰＮスイッチングトランジ
スタを含む。各対の第１のスイッチングトランジスタの
コレクタ電極は出力ＯＵＴの第１の端子に直接接続さ
れ、また第１の負荷抵抗Ｒ1 を介して供給端子ＶＣＣに
接続され、一方この対の第２のスイッチングトランジス
タのコレクタは出力ＯＵＴの第２の端子に直接接続さ
れ、また第２の負荷抵抗Ｒ2 を介して供給端子ＶＣＣに
接続されており、この抵抗Ｒ2 は抵抗Ｒ1 と同じであ
る。各対Ａ，Ｂのスイッチングトランジスタのエミッタ
電極は、同様に抵抗Ｒ3 ，Ｒ4 を介して異なる電流源Ｉ
1 ，Ｉ2にそれぞれ接続されている。
【００１９】抵抗Ｒ3 の電流源Ｉ1 との接合点Ｊ1 およ
び抵抗Ｒ4 の電流源Ｉ2 との接合点Ｊ2 は差動ミキサ入
力の端子を構成し、差動ミキサＤＭが集積された電子チ
ップの外部に対する各端子ＴＩ1 およびＴＩ2 に結合さ
れる。さらに、接合点Ｊ1 およびＪ2 は各キャパシタＣ
1 およびＣ2 を介して接地ＧＮＤに結合される。
び抵抗Ｒ4 の電流源Ｉ2 との接合点Ｊ2 は差動ミキサ入
力の端子を構成し、差動ミキサＤＭが集積された電子チ
ップの外部に対する各端子ＴＩ1 およびＴＩ2 に結合さ
れる。さらに、接合点Ｊ1 およびＪ2 は各キャパシタＣ
1 およびＣ2 を介して接地ＧＮＤに結合される。
【００２０】キャパシタＣ1 およびＣ2 は、以下説明す
るように電流源Ｉ1 およびＩ2 のトランジスタの寄生コ
レクタ・バルク間キャパシタによって部分的にまたは全
体的に構成され、これらキャパシタの値は局部発振器の
周波数の関数で決定されることに留意すべきである。
るように電流源Ｉ1 およびＩ2 のトランジスタの寄生コ
レクタ・バルク間キャパシタによって部分的にまたは全
体的に構成され、これらキャパシタの値は局部発振器の
周波数の関数で決定されることに留意すべきである。
【００２１】ベースバンド信号ＶＩＮを浮動平衡差動ベ
ースバンド電流ＩＮＮに変換するように構成された電圧
・電流変換器ＶＩＣは端子ＴＩ1 およびＴＩ2 に接続さ
れ、以下において図２を参照にしてこれを説明する。
ースバンド電流ＩＮＮに変換するように構成された電圧
・電流変換器ＶＩＣは端子ＴＩ1 およびＴＩ2 に接続さ
れ、以下において図２を参照にしてこれを説明する。
【００２２】電流源Ｉ1 は接合点Ｊ1 と接地ＧＮＤとの
間にＮＰＮトランジスタＴ1 のコレクタ・エミッタ路お
よび抵抗Ｒ5 の直列接続を含み、電流源Ｉ2 は接合点Ｊ
2 と接地ＧＮＤとの間にＮＰＮトランジスタＴ2 のコレ
クタ・エミッタ路および抵抗Ｒ6 の直列接続を含み、ト
ランジスタＴ2 はトランジスタＴ1 と同じであり抵抗Ｒ
6 は抵抗Ｒ5 と同じである。“バンドギャップ”基準Ｄ
Ｃ電圧は、両トランジスタＴ1 およびＴ2 のベース電極
に制御端子ＶＢＡを介して同時に供給される。このバン
ドギャップ電圧は、−25乃至＋75℃の範囲において差動
増幅器ＡおよびＢのＮＰＮスイッチングトランジスタの
ベース・エミッタ電圧の任意の変動を温度の関数で補償
する温度制御された電圧である。バンドギャップ電圧
は、技術的によく知られているので、ここには示されて
いない回路によって供給される。結果として、同一の電
流源Ｉ1 およびＩ2 を流れる電流は一定であり、共通モ
ード電流はミキサＤＭを流れない。さらに、電流源Ｉ1
およびＩ2 は同じ単一の電流源の２つの並列分枝として
考えてもよい。
間にＮＰＮトランジスタＴ1 のコレクタ・エミッタ路お
よび抵抗Ｒ5 の直列接続を含み、電流源Ｉ2 は接合点Ｊ
2 と接地ＧＮＤとの間にＮＰＮトランジスタＴ2 のコレ
クタ・エミッタ路および抵抗Ｒ6 の直列接続を含み、ト
ランジスタＴ2 はトランジスタＴ1 と同じであり抵抗Ｒ
6 は抵抗Ｒ5 と同じである。“バンドギャップ”基準Ｄ
Ｃ電圧は、両トランジスタＴ1 およびＴ2 のベース電極
に制御端子ＶＢＡを介して同時に供給される。このバン
ドギャップ電圧は、−25乃至＋75℃の範囲において差動
増幅器ＡおよびＢのＮＰＮスイッチングトランジスタの
ベース・エミッタ電圧の任意の変動を温度の関数で補償
する温度制御された電圧である。バンドギャップ電圧
は、技術的によく知られているので、ここには示されて
いない回路によって供給される。結果として、同一の電
流源Ｉ1 およびＩ2 を流れる電流は一定であり、共通モ
ード電流はミキサＤＭを流れない。さらに、電流源Ｉ1
およびＩ2 は同じ単一の電流源の２つの並列分枝として
考えてもよい。
【００２３】抵抗Ｒ3 およびキャパシタＣ1 並びに抵抗
Ｒ4 およびキャパシタＣ2 は、ミキサＤＭの上方部分で
使用される高周波信号（差動増幅器の対ＡおよびＢのス
イッチングトランジスタのエミッタ電極で 900ＭＨｚ）
がその下方部分、すなわち以下に説明する電圧・電流変
換器ＶＩＣに伝送することを妨げる積分装置またはロー
パスフィルタを構成する。Ｒ3 −Ｃ1 およびＲ4 −Ｃ2
よりなるフィルタは“逆方向漏洩”保護装置としても知
られている。
Ｒ4 およびキャパシタＣ2 は、ミキサＤＭの上方部分で
使用される高周波信号（差動増幅器の対ＡおよびＢのス
イッチングトランジスタのエミッタ電極で 900ＭＨｚ）
がその下方部分、すなわち以下に説明する電圧・電流変
換器ＶＩＣに伝送することを妨げる積分装置またはロー
パスフィルタを構成する。Ｒ3 −Ｃ1 およびＲ4 −Ｃ2
よりなるフィルタは“逆方向漏洩”保護装置としても知
られている。
【００２４】図２に示された電圧・電流変換器ＶＩＣも
また端子ＶＣＣと接地ＧＮＤとの間において供給された
3ボルトの供給電圧で動作し、差動ベースバンド電圧入
力端子ＶＩＮおよび差動出力端子ＴＩ1 およびＴＩ2 を
有する。端子ＶＣＣと接地ＧＮＤとの間において、変換
器ＶＩＣはまたＰＭＯＳトランジスタＰＢ1 ，ＰＢ2、
ＰＭＯＳトランジスタＰ1 ，Ｐ2 およびＮＭＯＳトラン
ジスタＮＢ1 ，ＮＢ2の主通路の直列接続をそれぞれ含
む２つの並列分枝を含む。
また端子ＶＣＣと接地ＧＮＤとの間において供給された
3ボルトの供給電圧で動作し、差動ベースバンド電圧入
力端子ＶＩＮおよび差動出力端子ＴＩ1 およびＴＩ2 を
有する。端子ＶＣＣと接地ＧＮＤとの間において、変換
器ＶＩＣはまたＰＭＯＳトランジスタＰＢ1 ，ＰＢ2、
ＰＭＯＳトランジスタＰ1 ，Ｐ2 およびＮＭＯＳトラン
ジスタＮＢ1 ，ＮＢ2の主通路の直列接続をそれぞれ含
む２つの並列分枝を含む。
【００２５】第１のバイアス電圧は両トランジスタＰＢ
1 およびＰＢ2 のゲート電極に接続された第１のバイア
ス制御端子ＶＢＰに供給され、一方第２のバイアス電圧
は両トランジスタＮＢ1 およびＮＢ2 のゲート電極に接
続された第２のバイアス制御端子ＶＢＮに供給される。
これらのバイアス電圧は、同じ一定の電流がトランジス
タＰＢ1 、ＮＢ1 およびＰＢ2 、ＮＢ2 の主通路を通っ
て流れ、したがって４個のトランジスタ全てが一定のＤ
Ｃ電流源として動作するように選択される。
1 およびＰＢ2 のゲート電極に接続された第１のバイア
ス制御端子ＶＢＰに供給され、一方第２のバイアス電圧
は両トランジスタＮＢ1 およびＮＢ2 のゲート電極に接
続された第２のバイアス制御端子ＶＢＮに供給される。
これらのバイアス電圧は、同じ一定の電流がトランジス
タＰＢ1 、ＮＢ1 およびＰＢ2 、ＮＢ2 の主通路を通っ
て流れ、したがって４個のトランジスタ全てが一定のＤ
Ｃ電流源として動作するように選択される。
【００２６】差動入力ＶＩＮの端子は、トランジスタＰ
Ｂ1 、ＰＢ2 のドレイン電極とトランジスタＰ1 、Ｐ2
のソース電極との接合点Ｊ3 およびＪ4 に異なる抵抗Ｒ
Ｉ1およびＲＩ2 を介してそれぞれ結合され、トランジ
スタＰ1 、Ｐ2 とトランジスタＮＢ1 、ＮＢ2 との接合
点は端子ＴＩ1 ，ＴＩ2 にそれぞれ接続される。抵抗Ｒ
Ｉ1 およびＲＩ2 は、チップ上のポリシリコン抵抗また
は外部抵抗でよい。
Ｂ1 、ＰＢ2 のドレイン電極とトランジスタＰ1 、Ｐ2
のソース電極との接合点Ｊ3 およびＪ4 に異なる抵抗Ｒ
Ｉ1およびＲＩ2 を介してそれぞれ結合され、トランジ
スタＰ1 、Ｐ2 とトランジスタＮＢ1 、ＮＢ2 との接合
点は端子ＴＩ1 ，ＴＩ2 にそれぞれ接続される。抵抗Ｒ
Ｉ1 およびＲＩ2 は、チップ上のポリシリコン抵抗また
は外部抵抗でよい。
【００２７】電圧・電流変換器ＶＩＣは、供給電圧の半
分に等しい基準電圧すなわち＋1.5ボルトが制御端子Ｖ
ＣＣ／２を介してその第１の入力に供給される２個の演
算増幅器Ｏ1 、Ｏ2 を含む。接合点Ｊ3 およびＪ4 は演
算増幅器Ｏ1 、Ｏ2 の第２の入力に接続され、一方増幅
器の出力はトランジスタＰ1 、Ｐ2 のゲート電極にそれ
ぞれ接続される。電圧・電流変換器ＶＩＣの別の形態
（示されていない）では、この各演算増幅器は単一のト
ランジスタによって構成される。
分に等しい基準電圧すなわち＋1.5ボルトが制御端子Ｖ
ＣＣ／２を介してその第１の入力に供給される２個の演
算増幅器Ｏ1 、Ｏ2 を含む。接合点Ｊ3 およびＪ4 は演
算増幅器Ｏ1 、Ｏ2 の第２の入力に接続され、一方増幅
器の出力はトランジスタＰ1 、Ｐ2 のゲート電極にそれ
ぞれ接続される。電圧・電流変換器ＶＩＣの別の形態
（示されていない）では、この各演算増幅器は単一のト
ランジスタによって構成される。
【００２８】接合点Ｊ3 およびＪ4 は定電流源を構成す
るトランジスタＰＢ1 およびＰＢ2が接続されており、
したがって演算増幅器Ｏ1 およびＯ2 によってそれぞれ
固定されたＶＣＣ／２に等しい一定基準電圧にある。そ
の結果、トランジスタＰ1 ，Ｐ2 のソースは実質的に接
地され、回路Ｐ1 、Ｏ1 およびＰ2 、Ｏ2 は接合点Ｊ3
、Ｊ4 で低い入力インピーダンス（実質的な接地）を
有し、端子ＴＩ1 、ＴＩ2 において高い出力インピーダ
ンスを有するいわゆる“調整されたカスコード”回路と
して動作する。事実、ＭＯＳトランジスタは本質的にそ
のドレイン電極で高い出力インピーダンスを有し、その
ソース電極で低い入力インピーダンスを有することに加
えて、トランジスタＰ1 およびＰ2 の出力インピーダン
スはそれが一部分を形成するカスコード構造のために増
加した値を有し、一方入力インピーダンスは回路Ｏ1 、
Ｏ2 のために減少した値を有する。その理由は、回路Ｏ
1 、Ｏ2 が回路Ｐ1 、Ｐ2 のソースすなわち接合点Ｊ1
、Ｊ2 の電圧を制御端子ＶＣＣ／２の基準電圧に固定
するフィードバックループを構成しているためである。
したがって、この電圧は接合点Ｊ1 、Ｊ2 を流れる電流
から独立して一定状態に維持される。さらに詳細に、回
路Ｐ1 、Ｐ2 の入力インピーダンスは、このＭＯＳトラ
ンジスタのトランスコンダクタンス（ｇm ）と演算増幅
器Ｏ1 およびＯ2のループ利得との積にそれぞれ反比例
し、これらのトランスコンダクタンスおよびループ利得
は共に比較的高い。
るトランジスタＰＢ1 およびＰＢ2が接続されており、
したがって演算増幅器Ｏ1 およびＯ2 によってそれぞれ
固定されたＶＣＣ／２に等しい一定基準電圧にある。そ
の結果、トランジスタＰ1 ，Ｐ2 のソースは実質的に接
地され、回路Ｐ1 、Ｏ1 およびＰ2 、Ｏ2 は接合点Ｊ3
、Ｊ4 で低い入力インピーダンス（実質的な接地）を
有し、端子ＴＩ1 、ＴＩ2 において高い出力インピーダ
ンスを有するいわゆる“調整されたカスコード”回路と
して動作する。事実、ＭＯＳトランジスタは本質的にそ
のドレイン電極で高い出力インピーダンスを有し、その
ソース電極で低い入力インピーダンスを有することに加
えて、トランジスタＰ1 およびＰ2 の出力インピーダン
スはそれが一部分を形成するカスコード構造のために増
加した値を有し、一方入力インピーダンスは回路Ｏ1 、
Ｏ2 のために減少した値を有する。その理由は、回路Ｏ
1 、Ｏ2 が回路Ｐ1 、Ｐ2 のソースすなわち接合点Ｊ1
、Ｊ2 の電圧を制御端子ＶＣＣ／２の基準電圧に固定
するフィードバックループを構成しているためである。
したがって、この電圧は接合点Ｊ1 、Ｊ2 を流れる電流
から独立して一定状態に維持される。さらに詳細に、回
路Ｐ1 、Ｐ2 の入力インピーダンスは、このＭＯＳトラ
ンジスタのトランスコンダクタンス（ｇm ）と演算増幅
器Ｏ1 およびＯ2のループ利得との積にそれぞれ反比例
し、これらのトランスコンダクタンスおよびループ利得
は共に比較的高い。
【００２９】非常に低い入力インピーダンスのために、
抵抗ＲＩ1 およびＲＩ2 を流れる電流は回路Ｐ1 、Ｐ2
に積分されて伝送され、電流源ＰＢ1 、ＰＢ2 によって
導出されず、一方トランジスタＰ1 、Ｐ2 によって示さ
れた可能性のある非直線性のインピーダンスは抵抗ＲＩ
1 およびＲＩ2 によって行われる電圧・電流変換に対し
て影響を与えない。したがって、差動入力電圧ＶＩＮは
抵抗ＲＩ1 およびＲＩ2 によって接合点Ｊ3 およびＪ4
で差動電流に直線的に正確に変換される。さらにトラン
ジスタＰＢ1 、ＮＢ1 およびＰＢ2 、ＮＢ2 を流れ、し
たがってＰ1 、Ｐ2 を流れるＤＣ電流が同じで一定であ
るために、抵抗ＲＩ1 、ＲＩ2 を通って流れる電流は、
電流端子ＴＩ1 およびＴＩ2 で利用できる浮動平衡差動
ベースバンド電流ＩＮＮとみなされることができる。
抵抗ＲＩ1 およびＲＩ2 を流れる電流は回路Ｐ1 、Ｐ2
に積分されて伝送され、電流源ＰＢ1 、ＰＢ2 によって
導出されず、一方トランジスタＰ1 、Ｐ2 によって示さ
れた可能性のある非直線性のインピーダンスは抵抗ＲＩ
1 およびＲＩ2 によって行われる電圧・電流変換に対し
て影響を与えない。したがって、差動入力電圧ＶＩＮは
抵抗ＲＩ1 およびＲＩ2 によって接合点Ｊ3 およびＪ4
で差動電流に直線的に正確に変換される。さらにトラン
ジスタＰＢ1 、ＮＢ1 およびＰＢ2 、ＮＢ2 を流れ、し
たがってＰ1 、Ｐ2 を流れるＤＣ電流が同じで一定であ
るために、抵抗ＲＩ1 、ＲＩ2 を通って流れる電流は、
電流端子ＴＩ1 およびＴＩ2 で利用できる浮動平衡差動
ベースバンド電流ＩＮＮとみなされることができる。
【００３０】既に述べたように、本発明の差動ミキサＤ
Ｍの目的は、入力ＬＯによって供給された高周波無線信
号を差動入力端子ＶＩＮに供給されたベースバンド信号
と変調（混合）することであり、以下その動作を説明す
る。
Ｍの目的は、入力ＬＯによって供給された高周波無線信
号を差動入力端子ＶＩＮに供給されたベースバンド信号
と変調（混合）することであり、以下その動作を説明す
る。
【００３１】すなわち、浮動平衡差動ベースバンド電流
ＩＮＮは、電圧・電流変換器ＶＩＣによって低周波数入
力電圧ＶＩＮから導出され、差動ミキサＤＭの高周波部
分、すなわち差動増幅器ＡおよびＢに端子ＴＩ1 および
ＴＩ2 を介して導入される。端子ＴＩ1 およびＴＩ2 に
おけるその高い出力インピーダンスのために、電圧・電
流変換器ＶＩＣは電流源として動作する。その結果、端
子ＴＩ1 およびＴＩ2の電圧は変換器ＶＩＣによる影響
を受けることはなく、交差接続された差動増幅器の対Ａ
およびＢのみによって、特にスイッチングトランジスタ
のエミッタ電圧によって決定される。したがって、端子
ＴＩ1 およびＴＩ2 すなわち接合点Ｊ1／Ｊ2 の共通モ
ード電圧は、入力ＬＯの共通モードの入力電圧のみに関
係する。端子ＴＩ1 とＴＩ2 との間の差動電圧は、上記
の差動増幅器ＡおよびＢのバイポーラトランジスタのエ
ミッタ電極の入力インピーダンスおよび変調電流ＩＮＮ
によって決定される。その後、低周波数入力電圧ＶＩＮ
から導入されたこの変調電流ＩＮＮは、高周波入力電圧
ＬＯと混合され、結果的な差動出力電圧が出力ＯＵＴで
供給される。
ＩＮＮは、電圧・電流変換器ＶＩＣによって低周波数入
力電圧ＶＩＮから導出され、差動ミキサＤＭの高周波部
分、すなわち差動増幅器ＡおよびＢに端子ＴＩ1 および
ＴＩ2 を介して導入される。端子ＴＩ1 およびＴＩ2 に
おけるその高い出力インピーダンスのために、電圧・電
流変換器ＶＩＣは電流源として動作する。その結果、端
子ＴＩ1 およびＴＩ2の電圧は変換器ＶＩＣによる影響
を受けることはなく、交差接続された差動増幅器の対Ａ
およびＢのみによって、特にスイッチングトランジスタ
のエミッタ電圧によって決定される。したがって、端子
ＴＩ1 およびＴＩ2 すなわち接合点Ｊ1／Ｊ2 の共通モ
ード電圧は、入力ＬＯの共通モードの入力電圧のみに関
係する。端子ＴＩ1 とＴＩ2 との間の差動電圧は、上記
の差動増幅器ＡおよびＢのバイポーラトランジスタのエ
ミッタ電極の入力インピーダンスおよび変調電流ＩＮＮ
によって決定される。その後、低周波数入力電圧ＶＩＮ
から導入されたこの変調電流ＩＮＮは、高周波入力電圧
ＬＯと混合され、結果的な差動出力電圧が出力ＯＵＴで
供給される。
【００３２】シリコンバイポーラトランジスタは既に述
べられたように高周波で動作する差動ミキサＤＭの上方
部分（図１）において使用され、ＭＯＳトランジスタは
差動ミキサＤＭの下方部分（図２）で使用される。これ
は、ＭＯＳトランジスタはバイポーラトランジスタより
比較的安価であるが、現時点では高周波数でまだ正確に
動作することができないためにバイポーラトランジスタ
のほうが好ましい。
べられたように高周波で動作する差動ミキサＤＭの上方
部分（図１）において使用され、ＭＯＳトランジスタは
差動ミキサＤＭの下方部分（図２）で使用される。これ
は、ＭＯＳトランジスタはバイポーラトランジスタより
比較的安価であるが、現時点では高周波数でまだ正確に
動作することができないためにバイポーラトランジスタ
のほうが好ましい。
【００３３】端子ＴＩ1 およびＴＩ2 が電子チップの外
側にある場合、それらはバイポーラとＭＯＳ技術との間
のインターフェイスとして使用され、それによって差動
ミキサＤＭの上方および下方部分が２つの異なる電子チ
ップに集積されてもよい。
側にある場合、それらはバイポーラとＭＯＳ技術との間
のインターフェイスとして使用され、それによって差動
ミキサＤＭの上方および下方部分が２つの異なる電子チ
ップに集積されてもよい。
【００３４】電流源Ｉ1 およびＩ2 は、ミキサＤＭにお
ける電流全体を制御し、それによってこのミキサのＣＭ
ＯＳ部分における付加的な電流源の使用をしないですむ
ようにミキサＤＭのバイポーラ部分に組込まれている。
ける電流全体を制御し、それによってこのミキサのＣＭ
ＯＳ部分における付加的な電流源の使用をしないですむ
ようにミキサＤＭのバイポーラ部分に組込まれている。
【００３５】以上、特定の装置と関連させて本発明の原
理を説明したが、この説明は単なる例示に過ぎず、添付
された特許請求の範囲によってのみ制限される本発明の
技術的範囲を限定するものではないことが明らかに理解
されるであろう。
理を説明したが、この説明は単なる例示に過ぎず、添付
された特許請求の範囲によってのみ制限される本発明の
技術的範囲を限定するものではないことが明らかに理解
されるであろう。
【図１】本発明による差動ミキサの概略回路図。
【図２】図１の差動ミキサに含まれている電圧・電流変
換器の概略回路図。
換器の概略回路図。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 ジャン − リュック・ドナ・モーリス・ アール・バック ベルギー国、ベー − 1800 フィルフォ ールデ、ヘームベークストラート ９ (72)発明者 ダミアン・リュック・フランソワ・マック ベルギー国、ベー − 1340 オッティニ ー − ルーバン − ラ − ヌーブ、 リュ・ド・ラ・バラック 11
Claims (8)
- 【請求項１】 第１の電圧入力に供給された第１の差動
入力電圧を第２の電圧入力に供給された第２の差動入力
電圧と乗算するように構成され、前記第１の電圧入力を
有し、交差接続されて差動ミキサ入力に結合された１対
の差動増幅器を含み、差動ミキサ入力に電圧・電流変換
手段および電流源が結合され、前記電圧・電流変換手段
が前記第２の電圧入力を有し、前記第２の入力電圧を前
記差動ミキサ入力に供給される差動電流に変換するよう
に構成されている差動ミキサにおいて、 前記電流源は、前記差動ミキサ入力の異なる端子を介し
て前記差動増幅器の異なるものに接続された２つの同一
の並列電流分枝を含んでおり、前記電圧・電流変換手段
は、前記差動電流が供給され、前記差動ミキサ入力に接
続されている差動電流出力を有していることを特徴とす
る差動ミキサ。 - 【請求項２】 前記電圧・電流変換手段は、前記第２の
差動入力電圧が抵抗を介して接続されている入力端子
と、前記差動電流出力に接続された出力端子と、一定の
基準電圧端子に結合された制御端子とを有するトランジ
スタを含む差動カスコード回路を含み、さらに前記トラ
ンジスタの入力端子に第１の電圧供給端子を結合する第
１の対の定電流源と、第２の電圧供給端子に前記トラン
ジスタの出力端子を結合する第２の対の定電流源とを含
んでいることを特徴とする請求項１記載の差動ミキサ。 - 【請求項３】 前記一定の基準電圧端子はそれぞれ別々
の演算増幅器を介して前記各トランジスタの制御端子に
結合され、演算増幅器の他方の入力は前記トランジスタ
の入力端子に接続されていることを特徴とする請求項２
記載の差動ミキサ。 - 【請求項４】 前記第１の差動入力電圧は比較的高い周
波数を有し、前記第２の差動入力電圧は比較的低い周波
数を有し、前記１対の交差接続された差動増幅器はロー
パスフィルタを介して前記差動ミキサ入力に結合されて
いることを特徴とする請求項１記載の差動ミキサ。 - 【請求項５】 前記電圧・電流変換手段の前記トランジ
スタは、ＭＯＳトランジスタであり、前記入力、出力お
よび制御端子は、それぞれ前記トランジスタのソース、
ドレインおよびゲート電極であることを特徴とする請求
項２記載の差動ミキサ。 - 【請求項６】 前記１対の交差接続された差動増幅器
は、シリコンバイポーラトランジスタを含んでいること
を特徴とする請求項１記載の差動ミキサ。 - 【請求項７】 前記差動ミキサは、第１および第２の電
圧供給端子間に結合され、負荷抵抗と、前記１対の交差
接続された差動増幅器と、前記差動ミキサ入力と、およ
びトランジスタと抵抗の直列接続よりそれぞれ構成され
ている並列分枝の電流源との直列接続を含んでいること
を特徴とする請求項１記載の差動ミキサ。 - 【請求項８】 前記ローパスフィルタは、前記１対の交
差接続された差動増幅器と前記差動ミキサ入力との間に
配置されていることを特徴とする請求項４および７記載
の差動ミキサ。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| BE94203236.8 | 1994-11-07 | ||
| EP94203236A EP0711031B1 (en) | 1994-11-07 | 1994-11-07 | Transmit mixer with current mode input |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH08288749A true JPH08288749A (ja) | 1996-11-01 |
| JP4308925B2 JP4308925B2 (ja) | 2009-08-05 |
Family
ID=8217354
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP28885695A Expired - Lifetime JP4308925B2 (ja) | 1994-11-07 | 1995-11-07 | 電流モード入力を備えた送信ミキサ |
Country Status (7)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5642071A (ja) |
| EP (1) | EP0711031B1 (ja) |
| JP (1) | JP4308925B2 (ja) |
| CA (1) | CA2162225A1 (ja) |
| DE (1) | DE69426650T2 (ja) |
| ES (1) | ES2153849T3 (ja) |
| FI (1) | FI955321A (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2006174458A (ja) * | 2004-12-16 | 2006-06-29 | Samsung Electronics Co Ltd | 擬似差動電流モード受信機 |
| JP2006295374A (ja) * | 2005-04-07 | 2006-10-26 | Sony Corp | 増幅回路、電圧電流変換回路および送信装置 |
| US7725088B2 (en) | 2005-11-10 | 2010-05-25 | Samsung Electronics Co., Ltd. | Fast mode switching frequency synthesizing apparatus and method for operating in low power consumption |
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| US6061551A (en) | 1998-10-21 | 2000-05-09 | Parkervision, Inc. | Method and system for down-converting electromagnetic signals |
| US6094571A (en) * | 1998-10-02 | 2000-07-25 | Nokia Mobile Phones Ltd. | Differential class AB mixer circuit |
| US6370371B1 (en) | 1998-10-21 | 2002-04-09 | Parkervision, Inc. | Applications of universal frequency translation |
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| FI107656B (fi) * | 1998-10-30 | 2001-09-14 | Nokia Mobile Phones Ltd | Alipäästösuodin lähettimessä ja matkaviestin |
| US6853690B1 (en) | 1999-04-16 | 2005-02-08 | Parkervision, Inc. | Method, system and apparatus for balanced frequency up-conversion of a baseband signal and 4-phase receiver and transceiver embodiments |
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