JP4286223B2 - Ｑａｍ復調器を調節するための補助シンボルを生成する方法および回路 - Google Patents

Description

本発明は直角位相信号対へロックされたデジタル信号が受信されるとき、決定フィードバックループをさらに迅速にロックさせるように動作する補助シンボルを生成する方法および回路に関する。このようなループは、例えばサンプリング瞬間の調節、直角位相信号対の受信中の線形歪を除去する等化装置の調節、または受信された信号をダイナミック範囲へ適合させるための自動利得制御回路で使用される。本発明は特に搬送波および局部発振器の位相ロックループがまだロックされていない受信機の動作状態に関する。

符号化された形態では、“シンボル”とも呼ばれるこれらのデジタル信号は１または多デジットの２進値を表している。送信の符号化は直角位相信号対により達成され、これは所定の瞬間において、直角位相信号対の振幅および位相スペースのディスクリートな位置を取るベクトルに対応している。これらの瞬間は等しい間隔で相互に続き、可能な限り正確にサンプリングクロックパルスによりヒットされなければならない。これらの送信方法は“直角位相振幅変調”（ＱＡＭ）および“位相シフトキーイング”（ＰＳＫ）として知られている。

デジタル信号を受信する通常の受信機では、局部発信器により制御される複素数乗算器またはミキサは受信されたＱＡＭ信号を下方変換し、これは搬送波をベースバンドへ変調する。デジタル信号処理が使用されるならば、この下方変換はＡ／Ｄ変換（Ａ／Ｄ＝アナログデジタル）前または後に行われ、信号は有効にサンプルされ、シンボルレートまたはその多数倍でデジタル化される。デジタル化レートが偶数番号の多数倍のシンボルレートであるならば、各シンボルクロックパルスは実数のサンプル値に正確に対応する。デジタル化レートは有効に位相ロックループ（＝ＰＬＬ）を介して再生されたシンボルレートへロックされる。デジタル化レートが必要なシンボルレートに関して自由走行しているならば、シンボルは最終的に全デジタルのサンプルレート変換により時間情報として形成される。この方法で、デジタル信号のデジタル化されたサンプル値間の時間補間が制御される。自動利得制御回路はそれぞれのダイナミック範囲が十分に利用され、受信されたシンボルがシンボル決定段へ正確にマップされることを確実にする。適応等化装置は送信機、送信路、または受信機により生じる線形歪を生じるシンボル間干渉を減少させる。

従来技術に基づくＱＡＭまたはＰＳＫ信号の高品質復調器では、局部発振器の周波数および位相の制御、自動利得制御、シンボルクロック再生のための回路、および適応等化装置は受信されシンボルと、決定段によって最も確率が高いとみなされている予め定められたシンボルアルファベットのエレメントとの間の差を検査する。決定シンボルにおけるこのタイプの制御は決定フィードバック制御と呼ばれる。従来技術のデジタル復調器では、決定フィードバックループが共に結合されているので、受信された信号をベースバンドに下方変換する局部発振器の搬送波の制御が周波数および位相について安定しない限り、ロックの実現は困難である。しばしば、ロック状態はそれぞれの周波数および位相が比較的それらの所望の値に近い場合だけは実現されることができる。決定フィードバックループの例は文献（K. D. Kammeyer、“Nachrichtenubertragung”、B. G. Teubnerによる出版、Stuttgart、第２版、1996年、429〜433頁、第5.7.3章）と、（“Adaptiver Entzerrer mit quantisierter Ruckfuhrung”、200〜202頁、第5.8.3章）と、（“Entscheidungsruckgekoppelte Taktregelung”、213〜215頁、第12.2.2章）と、（“Entscheidungsruckgekoppelte Tragerphasenregelung im Basisband”、429〜431頁）で見られる。

本発明の目的は、デジタル信号受信機の決定フィードバックループを相互から減結合する改良された方法および回路を提供し、それによって局部発振器の周波数および位相にかかわらず、サンプルクロック、等化装置、または増幅に対して迅速に捕捉することが可能にされる。

この目的は、独立請求項１および１１の特徴にしたがって、決定フィードバックループの調節位相中に、決定シンボルを置換する補助シンボルを利用可能にすることによって本質的に実現される。補助シンボルの形成と定義に対しては、受信された信号または予備シンボルの半径および角度情報が使用される。局部発振器の未知の周波数および位相偏差による角度情報のエラーは故意に無視される。これは予め定められたシンボルアルファベットからのエレメントを受信された信号へ割当てる代わりに、可能な公称半径のうちの１つに位置する補助シンボルを生成する補助シンボル決定設備を設けることにより行われる。ここで使用される“公称半径”はＱＡＭにおいてアルファベットのシンボルが直角位相信号対により決定される平面に位置する半径を意味している。補助シンボルの角度成分として、サンプルされたデジタル信号の角度情報が使用される。したがって極座標では、補助シンボルはサンプルされたデジタル信号と最も確率の高い公称半径とのベクトル交差点に対応している。最も確率が高い公称半径についての決定は、最も簡単なケースではそれぞれのＱＡＭ標準の可能な半径、即ち規定された限界半径により決定される範囲限度により行われる。これらの限界半径は１つの公称半径をそれぞれ含んでいる直角位相信号平面における異なる幅の環を形成する。範囲の限界が公称半径だけでなく考慮されるべき直角位相信号平面のこれらのエレメントの位置によっても決定されることも可能である。その場合には、範囲限界はもはや理想的な環を規定しないが、多かれ少なかれ後者を歪ませる。しかしながら、これはそれぞれの角度情報が補助的な決定に影響することを意味するが僅かの加重のみである。さらに、直角位相信号平面の領域全体はこれらの評価が非常に不確定的であるので補助的な決定から除外（“マスクアウト”）されることができる。

上述のステップで、個々の公称半径および範囲の限度が位置する場所が決定され、それによって最も確率の高い公称半径が選択されることができる。決定が純粋な環を通る最も確率の高い公称半径により行われるケースでは、半径の限度が決定され、それは２つの隣接する公称半径の間の中間に位置することが有効である。それぞれの半径または範囲限度がテーブルから検索されるか、またはこれらが送信標準にしたがって連続的に再計算されるかは二次的な重要度である。

高次のＱＡＭでは、これらの幾つかの環は非常に狭いので、通常の干渉が存在する評価は不確定である。他方で、制御プロセスへのそれらの影響が小さいので、この不確定はほとんど妨害にはならない。このような不確定の環の影響は制御情報の適切な加重によりさらに減少されることができ、あるいはこれらは完全にマスクアウトされることができる。さらに、それぞれの公称半径をさらに狭く囲む環は許容されることができ、したがってそれをさらに大きい確実性でカバーする。測定された半径がこれらの狭い半径限度外に位置するならば、これは非常に不確定であるので、補助シンボルは形成されない。

公称半径の環Ｒｓｉに入る直角位相成分Ｉ＝ＲｃｏｓαとＱ＝Ｒｓｉｎαを有する受信されたデジタル信号に対しては、補助シンボル決定設備は公称半径Ｒｓｉと角度αを有する位置において、極座標Ｒｓｉ，αを有する補助シンボルを形成する。この補助シンボルがクロック再生、利得制御または等化装置の決定フィードバックループにより“決定シンボル”として使用されることができるように、その直角位相成分Ｉ_ｈ＝Ｒ_ｓｉｃｏｓαとＱ_ｈ＝Ｒ_ｓｉｓｉｎαが形成される。

半径Ｒと角度αは直角位相成分ＩとＱから数学的に決定される。

別の方法として、デカルト座標から極座標へ変換するレゾルバも存在する。このようなレゾルバのデジタル信号処理部分では、“コーディック”技術が通常使用され、それはこれが２進加算および乗算だけを使用するためであり、これは簡単な数学的シフトにより実行されることができる。さらに、他の近似方法またはテーブルが可能である。逆変換、即ち極座標信号成分Ｒとαからそれらの直角位相成分Ｉ＝ＲｃｏｓαとＱ＝Ｒｓｉｎαへの変換に対しても、コーディック変換器、テーブルまたは近似方法が使用されることができる。

本発明を添付図面を参照して、さらに詳細に説明する。
図１では、１６−ＱＡＭ信号の１６のシンボルＳ_ｓ，ｍの位置がマークされている平面は直角位相信号対Ｉ、Ｑにより決定される。個々のシンボルＳ_ｓ，ｍの指示はそれぞれのデカルト座標の仕様により異なっている。例えばシンボルＳ_−３，１はＩ座標としての値―３とＱ座標としての値１を有している。図面はシンボルＳ_ｍ，ｎが位置されている円Ｋ_１、Ｋ_２、Ｋ_３も含んでいる。円に関連するのは半径値Ｒ_１＝１．４１、Ｒ_２＝３．１６、Ｒ_３＝４．２４であり、それらは原点からの距離として計算される。シンボルＳ_ｍ，ｎをそれらの極座標Ｒ，αにより規定するためには、それぞれの角度成分αが必要であり、シンボルＳ_３，１、Ｓ_３，３／Ｓ_１，１、Ｓ_１，３に対しては例えば、角度はそれぞれα＝１８．３゜、α＝４５゜、α＝７１．７゜である。それぞれの送信標準にしたがってシンボルＳ_ｍ，ｎが位置される円および関連する半径は以後、公称の円および公称半径Ｒｓとそれぞれ呼ぶ。表記を簡単にするために、指示および参照符号のインデックス表示は放棄される。

図２および３はそれぞれ単一のナイキストパルスｓｎの信号ｓを示している。連続した線はデジタル信号のアナログ波形を表し、これは連続的な信号として送信される。ナイキストパルスｓｎの典型的な特性は信号が全てのシンボルサンプリングの瞬間ｔ／Ｔ＝±ｎ（ｎ＝１，２，３．．．）でゼロを通過し、シンボルサンプリングの瞬間ｔ／Ｔ＝０においてのみゼロでない値、即ち実際のシンボル値５を有することである。アナログ信号Ｓまたはナイキストパルスｓｎが図２に示されているように、シンボルサンプリングレートｔｓの整数倍でサンプルされ、デジタル化され、それと同期されるならば、正確に、瞬間ｔ／Ｔ＝０のサンプル値はデジタルシンボル状態を提供する。シンボルサンプリングの瞬間ｔ／Ｔ＝±ｎの間、例えばｔ／Ｔ＝−０．５またはｔ／Ｔ＝１．５のサンプル値はシンボルの認識では重要ではなく、無視されることができる。

ナイキストパルスｓｎが図３で示されているようにサンプルされデジタル化されるならば、事情は異なる。ここでサンプリングとデジタル化クロックｔｄは周波数でも位相においてでもなくシンボルサンプリングクロックｔｓと同期されない。デジタル化のためのサンプリングの瞬間ｔｄは偶然にしか、正規のシンボルサンプリング瞬間ｔ／Ｔの１つと一致しない。したがって、既存のサンプル値による瞬間ｔ／Ｔ＝０におけるデジタルシンボル状態の確実な感知は容易に可能ではない。瞬間ｔ／Ｔ＝０のサンプル値を可能な限り正確に決定するために実数のサンプル値の時間的補間を行うシンボルサンプリング装置が必要である。ｔ／Ｔ＝−１とｔ／Ｔ＝＋１の第１のゼロ交差を有する比較的狭いナイキストパルスのために、さらに高次の補間方法を使用することが賢明であり、それによってｔ／Ｔ＝０におけるパルスピークＳは確実に検出される。図２および３の小さい丸い円は実数のサンプル値に対応する。図３の小さい正方形は補間されたサンプル値に対応し、これはさらに処理するためのデータとして利用可能である。デジタルデータ流の送信中、個々のナイキストパルスｓｎは結合され、ＩおよびＱ成分として送信される。

図４は第１象限の６４−ＱＡＭ信号のシンボルＳｍ，ｎの１６の位置をＩ／Ｑ平面で示している。本発明にしたがった捕捉プロセスでは、どの象限にシンボルアルファベットのエレメントＳｍ，ｎが位置されているかは無関係である。シンボルＳ７、７の場合、３つの他の象限のシンボルＳ−７，７、Ｓ７，−７、Ｓ７，−７が図では括弧を付けて付加されている。図４は個々のシンボルＳｍ，ｎに対して、２つの直角位相信号成分Ｉ、Ｑにより決定されるデカルト座標のグリッドを示している。グリッド線は各２つの座標軸Ｉ、Ｑで０から８までのスケールにより規定される。

図４は第１象限に属しており正確にシンボルＳｍを通過する公称の円弧Ｒｓも含んでいる。第１象限の１６シンボルと、ＱＡＭ信号の全ての６４のシンボルに対しては、９つの公称の弧Ｒｓ１乃至Ｒｓ９が存在し、それらは連続線で描かれている。各公称の弧には公称半径Ｒｓｉが関連しており、そのために図４で公称半径Ｒｓ１乃至Ｒｓ９の参照符号が公称の弧の参照符号として使用されている。３つの弧が第１象限の唯一のエレメントＳｍ，ｎで交差する。弧Ｒｓ１はシンボルＳ１，１と交差し、弧Ｒｓ３はシンボルＳ２，２と交差し、最も外部の弧Ｒｓ９はエレメントＳ７，７と交差する。全ての他の弧は３つのシンボルと交差する弧Ｒｓ６を除いて２つのシンボルと交差する。

２つの公称の弧Ｒｓの間の正確に中間に位置するこれらの弧は破線により表されている。これらの弧の参照符号はＲｇ１からＲｇ８までである。干渉のため或いは制御ループがロックされていないために予め定められたシンボルアルファベットＳｍ，ｎから異なる受信されたシンボルＳに対して、異なる半径Ｒが測定されるならば、破線により表される円弧は最も確率の高い公称半径Ｒｓを含んでいる限定線に対応する。それ故、これらの範囲限度の半径をここでは限定半径Ｒｇと呼ぶ。限定半径として２つの公称の弧の間の中間の定義は簡単であるが強制的ではない。例えば、それぞれの限定半径は図４の破線の弧により示されているようにいずれかの方向において中間からシフトされている。限定半径Ｒｇ１’は例えば公称半径Ｒｓ１の周辺の検出範囲を増加する。限定半径Ｒｇ２が２つの限定半径Ｒｓ２＋とＲｓ３−により置換されるならば、（斜線で示されている）環は最も確率の高い公称半径の決定が抑制されるこれらの半径間で得られる。限定半径Ｒｓ３−とＲｓ３＋が公称半径Ｒｓ３の評価範囲を狭め、それによって誤った決定の数は減少される。第３および第４の公称半径Ｒｓ３とＲｓ４との間には、限定半径Ｒｓ３＋と中間の限定半径Ｒｇ３間に位置する別の狭いマスクアウト領域が例示により斜線を付されて示されている。

公称半径Ｒｓ６とＲｓ７はほんの僅か異なっている。最も確率の高い公称半径がどれであるかについての決定からこれらの不確定の領域を除外することが適切である。この領域は例えば限定半径Ｒｇ５とＲｇ７により規定されることができる。

最も確率の高い公称半径Ｒｓｉの選択が半径Ｒだけでなく角度αによって行われるならば、範囲限定はもはや純粋に円形の弧ではないが、多かれ少なかれ変形する。予測されるシンボルＳｍ，ｎの近辺では、領域は大きさにおいて増加し、可能なシンボルＳｍ，ｎが角度距離に関して比較的離れているならば、領域はそれに対応して減少する。

１例として、図４は受信された信号ｓまたは予備シンボルＳからの補助シンボルＳｈの形成を示している。このシンボルＳは半径成分Ｒと角度成分αを有する。予備シンボルＳは範囲限度Ｒｇ５とＲｇ６内に位置する。それ故、シンボルＳの最も確率の高い公称半径Ｒｓｉは公称半径Ｒｓ６である。補助シンボルＳｈの位置は最も確率の高い公称半径Ｒｓ６と既存の角度成分αにより規定される。補助シンボルＳｈの極座標Ｒｓ６とαはデカルトグリッドの補助または適切な変換により直角位相信号対Ｉ、Ｑの成分に変換されることができる。補助シンボルＳｈは角度成分αを除いて、したがってシンボルＳ１、７、Ｓ５，５、またはＳ７，１に対応し、これらは全て同一の公称半径Ｒｓ６に位置する。これは通常のシンボル決定装置からの根本的な違いであり、根本的に距離の決定を行う。このような距離決定装置では、予備シンボルＳはシンボルＳ７，３または恐らくシンボルＳ５，３に割当てられ、それらは両者とも公称の弧Ｒｓ６のシンボルよりも近い。

図５は、補助シンボル発生器を含んでいるデジタル信号を受信するための本発明にしたがった復調器１の１実施形態をブロック図の形態で概略的に示している。信号ソース２、例えばチューナは帯域が制限された中間周波数位置でデジタル信号を提供する。それはそこでＡ／Ｄ変換器３によりサンプルされデジタル化される。固定されたデジタル化クロックｔｄはクロック発生器４により与えられる。通常、デジタル化クロックｔｄは復調器１全体に対するシステムクロックと同一である。Ａ／Ｄ変換器３の出力はデジタル化された信号ｓｄであり、これは帯域通過フィルタ５に与えられ、ＤＣ成分と不所望な高調波が除去される。帯域通過フィルタ５には直角位相ミキサ６が接続され、これはデジタル信号ｓまたはデジタル化された信号ｓｄをベースバンドに下方変換し、それを２つの直角位相信号成分Ｉ、Ｑに分割する。周波数変換では、直角位相ミキサ６には局部発振器７から位相において９０度離れている２つの搬送波が与えられ、その周波数および位相は搬送波制御装置８により制御される。直角位相信号対Ｉ、Ｑがさらに処理される前に、不所望な高調波はローパスフィルタ９により除去される。濾波された直角位相信号対Ｉ、Ｑはシンボルサンプリング装置10に与えられ、これはサンプリング制御装置11により制御され、シンボルサンプリング瞬間ｔｓを規定する。通常の動作状態では、シンボルサンプリングの瞬間ｔｓはシンボルレート１／Ｔと受信されたデジタル信号ｓの正確な位相位置により決定される。デジタル化レートｔｄはシンボルレート１／Ｔと同期されないので、サンプリング装置10では、実数のサンプル値間の時間補間はシンボルレートまたはその整数倍で行われる（図３参照）。

サンプリング装置10の出力はローパスフィルタ35によりナイキスト特性で濾波され、その後、フィードバックにより利得制御された増幅器12へ与えられる。増幅器12は利得制御装置13により制御される。利得制御はシンボル決定段15のダイナミック範囲が適切に利用されることを確実にするために必要とされる。等化装置14後、直角位相信号対Ｉ、Ｑの２つの成分は歪がなく、予備シンボルＳとして利用可能である。予備シンボルＳから、シンボル決定段15は決定シンボルＳｅを形成し、これは直接またはマルチプレクサ18を通って、さらに復調器１のデジタル信号処理装置16と、決定フィードバック制御装置８、11、13、14へ与えられる。角度成分αは搬送波制御装置８で行われる制御プロセスを免除されることができないので、制御装置８は他の制御装置11、13、14とは異なって、マルチプレクサ18に接続されていない。

補助シンボルＳｈの発生は補助シンボル決定装置17で行われる。補助シンボル決定装置17の入力段はレゾルバ20であり、これはサンプルされた直角位相信号対Ｉ、Ｑまたは予備シンボルＳを極座標Ｒ，αへ変換する。半径決定段21はその後、極座標Ｒ，αから、特に半径成分Ｒから最も確率の高い公称半径Ｒｓｉを決定する。限界半径Ｒｇおよび関連する公称半径Ｒｓは有効にテーブル22から検索される。半径決定の結果は最も確率の高い半径Ｒｓｉであり、これは角度成分αと共に逆レゾルバ23へ供給され、逆レゾルバ23は極座標Ｒｓｉ，αから直角位相成分Ｉｈ、Ｑｈを形成する。直角位相成分はマルチプレクサ18の１つの入力に与えられ、その他方の入力には決定シンボルＳｅの直角位相成分が与えられる、したがって、調節相では、制御装置11、13と等化装置14には不確定な決定シンボルＳｅの代わりに比較的信頼性のある補助シンボルが与えられることができる。

図６のブロック図は図５のように、補助シンボル発生装置17を含み、デジタル信号ｓを受信するための本発明にしたがった復調器の別の実施形態１’を示している。図５にしたがった固定したデジタル化クロックｔｄによるサンプリングおよびデジタル化に対する１つの代案として、復調器１’には制御された発振器４’から周波数および位相制御されたサンプリングおよびデジタル化クロックｔｄ’が与えられる。制御装置40はデジタル化レートｔｄ’をシンボルサンプリングの瞬間ｔ／Ｔまたはその倍数と同期する（図２参照）。図５のサンプリング装置10のその次の補間はしたがって、免除されることができる。さらにサンプリング装置10自体でさえもその機能は自動的に等化装置14により引き継がれるので、別の機能ユニットとして省略されることができ、それはシンボルレート１／Ｔで動作する。直角位相ミキサ６の後のローパスフィルタ９ももはや必要ではない。その制限動作はナイキスト特性によりローパスフィルタ35により行われる。

制御装置40を制御するために、その制御入力には予備シンボルＳが与えられ、スタートアップ時に、補助シンボルＳｈが与えられる。結果的なデジタル化レートｔｄ’がシンボルレート１／Ｔと十分に正確に同期するとき、補助シンボルＳｈから決定シンボルＳｅへのスイッチオーバーは制御装置13と14の場合のように、マルチプレクサ18により行われる。

前述した違いを除いて、図６の実施形態は図５の実施形態と同一である。それ故、対応する機能ユニットは両者のブロック図で同一の参照符合により示され、それ故、これらを再度説明する必要はない。

例えば信号ソース２の後の中間周波数が非常に高いならば、図５および６のデジタル化のためのインターフェース３も直角位相ミキサ６であってもよい。補助シンボルＳｈの機能および発生はしたがって直接影響されない。しかしながら、部分的にアナログ信号パスであるため、エラーおよび非対称性が特に直角位相成分Ｉ、Ｑへ入り込み、これは等化装置14によりほとんど除去されることがなく、したがってシンボル認識の不確定さを増加する。

１６−ＱＡＭ信号のＩ／Ｑ直角位相平面における１６シンボルの位置を示す説明図。 同期されたサンプリングを有するナイキストパルスの説明図。 同期されていないサンプリングを有するナイキストパルスの説明図。 第１の象限における６４−ＱＡＭ信号の１６シンボルの位置を示す図。 本発明にしたがった補助シンボル発生器を有する復調器の第１の実施形態のブロック図。 本発明にしたがった補助シンボル発生器を有する復調器の第２の実施形態のブロック図。

Claims (16)

1. 直角位相信号対（Ｉ、Ｑ）にロックされているデジタル信号（ｓ）が受信されるとき、補助シンボル（Ｓｈ）を発生する方法において、
   ａ）直角位相信号対（Ｉ、Ｑ）により決定される平面におけるデジタル信号（ｓ）の予め定められた位置（Ｓｍ，ｎ）にしたがって、公称半径（Ｒｓ）と範囲限界、特に半径限界（Ｒｇ）を決定し、
   ｂ）サンプリングクロック（ｔｓ）により制御されるサンプリング装置（10）によりデジタル信号（ｓ）から予備シンボル（Ｓ）を決定し、
   ｃ）予備シンボル（Ｓ）の極座標（Ｒ，α）を決定し、
   ｄ）範囲限界にしたがって、極座標（Ｒ，α）、特に半径成分（Ｒ）から、公称半径（Ｒｓｉ）を決定し、
   ｅ）公称半径（Ｒｓｉ）と角度成分（α）は直角位相信号対（Ｉ、Ｑ）の平面における補助シンボル（Ｓｈ）の極座標を規定するステップを含んでいる方法。
2. 補助シンボル（Ｓｈ）の極座標（Ｒｓｉ，α）は直角位相信号対（Ｉ、Ｑ）により決定されるデカルト座標系へ変換されることを特徴とする請求項１記載の方法。
3. デジタル信号（ｓ）はデジタル化クロック（ｔｄ）にロックされているサンプリングおよびデジタル化装置（３）によりデジタル化されるデジタル化された信号（ｓｄ）であり、予備シンボル（Ｓ）の形成に対しては、デジタル化された信号（ｓｄ）の時間補間は、デジタルクロック（ｔｄ）とシンボルサンプリングクロック（ｔｓ）がそれぞれ周波数および／または位相において独立しているとき、シンボルサンプリングクロック（ｔｓ）のそれぞれの瞬間の関数としてサンプリング装置（10）で行われることを特徴とする請求項１または２記載の方法。
4. デジタル信号（ｓ）はデジタル化クロック（ｔｄ’）にロックされているサンプリングおよびデジタル化装置（３）によるデジタル化された信号（ｓｄ）であり、予備シンボル（Ｓ）の形成に対しては、デジタル化されたクロック（ｔｄ）およびシンボルサンプリングクロック（ｔｓ）が相互に周波数および／または位相に依存しているとき、シンボルサンプリングクロック（ｔｓ）のそれぞれの瞬間に対応するデータ値をデジタル化信号（ｓｄ）から採取することを特徴とする請求項１または２記載の方法。
5. 公称半径（Ｒｓ）の選択だけが補助シンボル（Ｓｈ）の発生で利用可能であることを特徴とする請求項１記載の方法。
6. 加重係数は公称半径（Ｒｓ）と結合されることを特徴とする請求項５記載の方法。
7. 少なくとも１つの範囲限界が半径限界（Ｒｇｉ；Ｒｇｉ’；Ｒｓｉ＋；Ｒｓｉ−）により規定されることを特徴とする請求項１記載の方法。
8. 少なくとも１つの半径限界（Ｒｇｉ’；Ｒｓｉ＋；Ｒｓｉ−）が隣接する公称半径（Ｒｓ）の間の中間に位置しないことを特徴とする請求項７記載の方法。
9. ２つの隣接する公称半径（Ｒｓ）の間の半径限界は規定されているので、２つの隣接する公称半径（Ｒｓ）の間の範囲の一部は補助シンボル（Ｓｈ）の発生のためにマスクアウトされることを特徴とする請求項１、７または８記載の方法。
10. デジタル信号（ｓ）の受信中に決定フィードバック制御装置（11、13、14；40、13、14）の捕捉プロセスで、決定シンボル（Ｓｅ）は補助シンボル（Ｓｈ）により置換されることを特徴とする請求項１乃至９のいずれか１項記載の方法。
11. 直角位相信号対（Ｉ、Ｑ）にロックされているデジタル信号（ｓ）を受信するために装置（１；１’）の予備シンボル（Ｓ）から補助シンボル（Ｓｈ）を発生する回路装置において、
    −予備シンボル（Ｓ）のデカルトの直角位相信号成分（Ｉ、Ｑ）から極座標（Ｒ，α）へ変換するレゾルバ（20）と、
    −予備シンボル（Ｓ）の角度成分（α）と共に補助シンボル（Ｓｈ）の極座標（Ｒｓｉ，α）を規定する最も確率の高い公称半径（Ｒｓｉ）を予備シンボル（Ｓ）の極座標（Ｒ，α）から決定する半径決定段（21）とを具備している回路装置。
12. さらに、レゾルバ（23）は補助シンボル（Ｓｈ）の極座標（Ｒｓｉ，α）を直角位相信号対（Ｉ、Ｑ）により決定される平面におけるデカルト座標（Ｉｈ，Ｑｈ）へ変換することを特徴とする請求項１１記載の回路装置。
13. 補助シンボル（Ｓｈ）は装置（１；１’）の少なくとも１つの決定フィードバック制御装置（11、13、14；40、13、14）を制御するために決定シンボル（Ｓｅ）として使用されることを特徴とする請求項１２記載の回路装置。
14. 調節プロセス中、補助シンボル（Ｓｈ）は制御装置（19）により制御されるマルチプレクサ（18）を介して少なくとも１つの決定フィードバック制御装置（11、13、14；40、13、14）に与えられることを特徴とする請求項１３記載の回路装置。
15. マルチプレクサ（19）は決定シンボル（Ｓｅ）に対するシンボル決定段（15）へ接続されるその他の信号入力を有し、決定シンボル（Ｓｅ）がそれぞれの決定フィードバック制御装置（11、13、14；40、13、14）の捕捉範囲内に明確に位置するとき、マルチプレクサは制御装置（19）の制御下で補助シンボル（Ｓｈ）から決定シンボル（Ｓｅ）へ切換えられることを特徴とする請求項１４記載の回路装置。
16. 装置（１；１’）はデジタル信号（ｓ）を与えられ、データ流として決定シンボル（Ｓｅ）を転送する復調器であることを特徴とする請求項１１乃至１５のいずれか１項記載の回路装置。

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