JP4281782B2 - 給電制御回路 - Google Patents

Description

本発明は、電源スイッチの投入に基づき負荷への給電を行うとともに、電源スイッチのオフ操作に伴って負荷への給電を所定時間だけ保持する自己保持機能を有し、同電源スイッチのオフ操作時にはこの保持時間の経過後に負荷への給電を停止する給電制御回路に関する。

電気製品においては一般に、電源スイッチのオン／オフ操作に同期してその動作の開始時期／停止時期が決められることが望ましい。しかし、例えば空調装置などに用いられるコンプレッサ等、動力負荷を搭載した電気機器においては、電源スイッチのオフ操作に同期してその運転が停止されると、運転の停止後にも、圧縮気体が配管等に残存してしまうなどの不都合を招くこととなる。そこで、このような不都合を回避すべく、こうした電気機器には通常、電源スイッチがオフ操作された後も所定時間だけ給電を継続した後、電源を遮断するいわゆる自己保持機能を有する給電制御回路が採用されている。

そして従来、このような自己保持機能を有する給電制御回路としては、例えば特許文献１や特許文献２に記載された給電制御回路が知られている。これら文献に記載された給電制御回路はいずれも、基本的には、
（イ）電源スイッチがオン操作されることに基づき、主電源との間で閉ループを形成して、負荷に対する給電状態を維持する。
（ロ）同電源スイッチがオフ操作されたときには、このオフ操作を検知したマイクロコンピュータが専用のプログラムを通じて上記負荷に対する給電状態を所定時間だけ保持した後、上記形成された閉ループを解除して負荷への電源供給を遮断する。
といった態様で、電源スイッチのオン／オフ操作に基づく給電制御を実行する。そして、このような態様で給電制御が行われることにより、上述したコンプレッサ等においても、圧縮気体が配管等に残存することなくその運転を停止することができるようになる。
特許第３２９１８７７号公報 特開２００１−２１７８９３号公報

このように、自己保持機能を有する給電制御回路を採用することで、停止時に残留運転が必要とされるような電気機器についてもその適正な運転の終了を図ることができるようにはなる。ただし、上記文献に記載の給電制御回路はいずれも、電源スイッチのオフ操作に伴う所定時間経過後の給電遮断時期がマイクロコンピュータに依存、正確にはマイクロコンピュータを通じて実行されるプログラムに依存することから、例えばノイズ等の外乱によるプログラムの暴走やフリーズといった動作不良の発生も避けられない実情にある。このため、例えば上記コンプレッサ等、動力負荷を搭載した電気機器においてこのような動作不良が生じるようなことがあると、モータ等の動力負荷が適正に停止できないなど、その信頼性も大きく低下するようになる。そして通常、ノイズ等の外乱によるプログラムの暴走やフリーズといった動作不良の発生については、ＦＭＥＡ（潜在的故障モード影響解析）展開においてもその解決が困難とされている。

本発明は、斯かる実情に鑑みてなされたものであり、その目的は、電源スイッチのオフ操作に伴う保持時間の経過後には、負荷に対する電力供給を確実に遮断することのできる信頼性の高い自己保持機能を有する給電制御回路を提供することにある。

上記課題を解決するために、本発明では、自己保持機能を有する給電制御回路として、電源スイッチの投入に基づき主電源から負荷に対して並列に電力供給を可能とする第１の回路及び第２の回路を備えるとともに、同電源スイッチをこれら第１及び第２の回路を含む複数の回路を同時にオン／オフ可能な多極型スイッチとする。そして、前記第１の回路についてはこれを、前記電源スイッチのオン／オフ操作に応じて前記負荷への給電の有無を直接に制御可能に構成する。また、前記第２の回路についてはこれを、同電源スイッチのオン操作に基づき電荷のチャージが開始されるコンデンサと、このコンデンサの充電電圧が所定電圧以上にあることを条件にオン状態に維持される第１のスイッチング素子と、この第１のスイッチング素子がオン状態に維持される期間だけオン状態に制御される第２のスイッチング素子とを有し、この第２のスイッチング素子がオン状態にある期間、前記負荷への給電を許容するとともに、前記電源スイッチのオフ操作時には、前記コンデンサにチャージされた電荷の前記第１のスイッチング素子を介した放電に伴い同第１のスイッチング素子がオフ状態となるまでの時間を保持時間として、該保持時間の経過に伴い、前記第２のスイッチング素子を介した前記負荷への給電を停止可能に構成する。

給電制御回路としてのこのような構成によれば、多極型スイッチからなる電源スイッチのオン操作時には、まずは上記第１の回路のみを通じて負荷への給電が開始されるものの、その後、第２の回路を構成するコンデンサの充電電圧が所定電圧以上に達して以降は、同第２の回路も併せたこれら第１及び第２の回路による並列給電が負荷に対して行われる。一方、電源スイッチのオフ操作時には、負荷に対する上記第１の回路を通じた給電は直ちに停止されるものの、第２の回路による負荷への給電は、上記コンデンサの放電に伴い、同コンデンサの充電電圧が所定電圧未満となるまで、すなわち第２の回路を構成する上記第１のスイッチング素子がオフ状態となるまで保持される。そして、第１のスイッチング素子がオフ状態となった時点で上記第２のスイッチング素子もオフ状態となることから、同時点をもって、負荷への給電が完全に停止されることとなる。本発明の給電制御回路ではこのように、第１の回路に並列接続された第２の回路を通じて、正確には同第２の回路を構成する上記コンデンサと第１のスイッチング素子との協働によって、電源スイッチのオフ操作後における保持時間の設定、並びに該設定された保持時間の経過後における給電の停止が行われる。このように、コンデンサへの電荷のチャージは多極型スイッチのオフ操作により物理的に遮断され、かつその後の負荷への給電保持及びその解除もプログラム等に依存しない電子部品のみによって行われることから、ノイズ等の外乱による動作不良の発生を招き難い、より信頼性の高い給電制御が実現されるようになる。

一方、本発明では、上記給電制御回路において、前記主電源が商用交流電源からなるとするとき、前記第１の回路には、前記電源スイッチのオン操作に伴ってこの商用交流電源から直流の定電圧を生成する電源回路部を前記負荷と並列に設け、この電源回路部によって生成される直流の定電圧をもとに前記電源スイッチのオン操作に基づく前記第２の回路のコンデンサへの電荷のチャージが行われる構成とした。

このような構成によれば、当該給電制御回路が商用交流電源によって駆動される負荷の給電制御に用いられる場合であれ、上記電源回路部を通じて生成される直流の定電圧に基づく第２の回路でのコンデンサへの電荷チャージが可能となることから、このような商用交流電源についても、電源スイッチのオフ操作に伴う自己保持機能の有効な作動が可能になる。

また一方、本発明では、上記給電制御回路において、前記主電源が直流電源からなるとするとき、前記第２のスイッチング素子に、前記第１のスイッチング素子がオン状態に維持される期間だけ制御電極電位が能動レベルとなって、前記直流電源と前記負荷との間を導通状態とするｐ型のトランジスタを用いることとした。

当該給電制御回路が直流電源によって駆動される負荷の給電制御に用いられる場合には、第２の回路を構成する上記第２のスイッチング素子としてこのようなｐ型のトランジスタを用いることで、信頼性の高い給電制御が容易に実現されるようになる。なおこの場合には、第１の回路を通じて給電が制御される直流電源を、電源スイッチのオン操作に基づき第２の回路のコンデンサに電荷チャージするための電源として流用することもできる。

また、特に主電源が直流電源からなるとするとき、本発明では、前記第１の回路には、前記電源スイッチのオン操作に伴って前記主電源たる直流電源の電圧を降圧して同じく直流の定電圧を生成する電源回路部が前記負荷と並列に設けられてなり、この電源回路部によって生成される直流の定電圧をもとに前記電源スイッチのオン操作に基づく前記第２の回路のコンデンサへの電荷のチャージが行われる構成を採用することとした。

また、本発明では、こうした給電制御回路において、前記第１のスイッチング素子を、前記コンデンサの充電電圧が電流制御用抵抗を介して制御電極に印加されるｎ型のトランジスタとし、前記保持時間が、これらコンデンサの容量及び電流制御用抵抗の抵抗値に応じて定まる時定数によって決定されるようにしている。

このような構成によれば、上記コンデンサの容量及び電流制御用抵抗の抵抗値を通じて上記保持時間を容易に、しかも高い自由度をもって設定することができるようになる。
さらに本発明では、これらの給電制御回路において、前記コンデンサには突入電流抑制用の抵抗及び電流の逆流防止用のダイオードを介して前記電源スイッチのオン操作に基づく電荷のチャージが行われる構成とした。

このように、突入電流抑制用の抵抗及び電流の逆流防止用のダイオードを介してコンデンサに対する電荷のチャージが行われる構成を採用することで、同コンデンサのより安定した充電動作が図られるようになり、ひいては上記設定される保持時間についての信頼性もより高められるようになる。

なおこの場合には、前記第２のスイッチング素子としてもこれを、前記第１のスイッチング素子がオン状態に維持される期間だけ前記生成された直流の定電圧に基づく閉回路を形成して、前記負荷に対する前記商用交流電源の給電路に介在するリレーをオンとするリレー回路とすることが特に有効である。

このような構成によれば、第２の回路そのものを所望の電圧仕様の回路として構成することが可能となる。すなわち、上記コンデンサとして比較的低容量のコンデンサを用いることでも、所望とされる自己保持機能の実現が可能となる。

また、このような本発明の給電制御回路は、電源スイッチのオフ操作に伴う保持時間の経過後には、負荷に対する電力供給を確実に遮断することができることから、給電制御の対象とする負荷としても、前述したコンプレッサの動力負荷であるモータなどに適用して特に有効である。

本発明にかかる給電制御回路によれば、主電源が交流電源であれ、あるいは直流電源であれ、電源スイッチのオフ操作に伴う保持時間の経過後に負荷への電力供給を確実に遮断することのできる信頼性の高い自己保持機能をもって、負荷に対する給電制御を実現することができる。

以下、本発明にかかる給電制御回路の各種実施の形態について添付図面を参照して詳細に説明する。
[ 第１の実施の形態]
図１に、本発明にかかる給電制御回路の第１の実施の形態を示す。

この第１の実施の形態にかかる給電制御回路は、空調装置等に用いられるコンプレッサの動力負荷である交流モータに対し、商用交流電源を主電源として、その給電制御を行う回路として構成されている。

図１に示されるように、この給電制御回路では、商用交流電源の一相分に相当する交流電圧ＶＥＥをコンプレッサ７の駆動に用いられるモータ８に印加するにあたり、それぞれ双極単投型のスイッチからなる電源スイッチＳＷ１を介して並列接続された第１の回路１と第２の回路２とを通じてその給電を制御する。

ここで、上記第１の回路１は、上記電源スイッチＳＷ１のオン／オフ操作に応じ、その接点４を通じてモータ８への給電の有無を直接に制御可能に構成されている。また、この第１の回路１には、同電源スイッチＳＷ１のオン操作に伴って商用交流電源たる上記交流電圧ＶＥＥから直流の定電圧ＶＣＣを生成する電源回路部３が上記モータ８と並列に設けられている。そして、この電源回路部３によって生成される直流の定電圧ＶＣＣが、上記第２の回路２を構成する抵抗Ｒ１及びリレーＲＹ１の駆動端子に並列に印加される構成となっている。

一方、上記第２の回路２は、上記電源スイッチＳＷ１がオン操作されたとき、上記抵抗Ｒ１に印加されている直流の定電圧ＶＣＣに基づき、接点５及びダイオードＤ１を介して電荷がチャージされるコンデンサＣ１を備えている。すなわちこの第２の回路２にあって、上記電源スイッチＳＷ１がオン操作されたときには、上記抵抗Ｒ１と上記ダイオードＤ１のアノード電極に接続されている抵抗Ｒ４とによる分圧回路が形成され、この分圧回路による上記電圧ＶＣＣの分圧電圧に基づいてコンデンサＣ１への電荷のチャージが行われる。このため、同分圧回路にあっては、コンデンサＣ１に対するこうした電荷のチャージが効率よく行われるよう、上記抵抗Ｒ１及びＲ４の各抵抗値が「Ｒ１＜＜Ｒ４」といった関係に設定されている。またこのうち、特に上記抵抗Ｒ１は突入電流抑制用の抵抗として機能するものであり、この抵抗Ｒ１の配設によって、電源スイッチＳＷ１の投入時（オン操作時）におけるコンデンサＣ１への突入電流が抑制されるようになる。また、こうした分圧回路とコンデンサＣ１との間に電流の逆流防止用となる上記ダイオードＤ１を介装したことで、電源スイッチＳＷ１のオフ操作に伴いコンデンサＣ１に対する上記電荷のチャージが停止された後も、このコンデンサＣ１に充電された電荷が抵抗Ｒ４を介して放電されることはなくなる。

また、同第２の回路２において、上記コンデンサＣ１の後段には、第１のスイッチング素子として、電流制御用抵抗Ｒ２を介して同コンデンサＣ１の充電電圧が制御電極であるベース電極に印加されるｎ型のトランジスタ、ちなみにここでの例では、ｎｐｎ型のバイポーラトランジスタＱ１が設けられている。このトランジスタＱ１は、コンデンサＣ１の充電電圧が所定電圧以上にあることを条件にオン状態に維持されるものであり、またこのトランジスタＱ１がオン状態にあることを条件に、同第２の回路２の第２のスイッチング素子として上記電圧ＶＣＣが駆動端子に印加されているリレーＲＹ１の駆動回路部分に閉ループが形成される。すなわち、このリレーＲＹ１が例えば有接点タイプの機械式リレーであった場合、駆動回路部分にこうして閉ループが形成されることにより、同回路部分を構成するコイルに電流が流れ、これに伴って接点６がオン状態となる。そして、こうしてリレーＲＹ１の接点６がオン状態となることで、上記モータ８に対し、この第２の回路２による上記交流電圧ＶＥＥの給電が開始される。なお、上記トランジスタＱ１において、そのベース電極とエミッタ電極との間に設けられた抵抗Ｒ３は、当該トランジスタＱ１のベース電位を安定化するための電位保障抵抗である。また、コンデンサＣ１の充電電圧に関する上記所定電圧、すなわち上記トランジスタＱ１が完全にオン状態となり得るベース−エミッタ間電圧ＶＢＥは通常、「０．５〜１．０Ｖ（ボルト）」程度の電圧である。

このように構成された第２の回路２では、上記電源スイッチＳＷ１がオフ操作されることにより、上記コンデンサＣ１への電荷のチャージが停止され、以降は、このコンデンサＣ１の容量と上記電流制御用抵抗Ｒ２の抵抗値とに応じて定まる時定数にて、コンデンサＣ１に充電されている電荷が上記トランジスタＱ１を介して放電される。なおこのとき、コンデンサＣ１に充電されている電荷の抵抗Ｒ４側への放電が上記ダイオードＤ１の介装によって防止されるようになることは上述の通りである。そして、こうした放電を通じてコンデンサＣ１の充電電圧が上記所定電圧に満たなくなると、同充電電圧が所定電圧未満となった時点で、上記トランジスタＱ１がオフ状態となる。すなわち、このトランジスタＱ１のオフ状態への移行により、上記リレーＲＹ１の駆動回路部分における閉ループ状態が解除され、リレーＲＹ１の接点６がオフとなって、この第２の回路２による上記モータ８への交流電圧ＶＥＥの給電も停止される。第２の回路２ではこのように、電源スイッチＳＷ１がオフ操作されたとしても、コンデンサＣ１の上記時定数に応じた放電によりその充電電圧が所定電圧未満となるまでの時間は自己保持時間としてモータ８への給電状態が保持され、該保持時間の経過後に、同モータ８への給電が完全停止される。

図２及び図３は、同実施の形態にかかる給電制御回路の動作例をタイムチャートとして示したものであり、次に、これら図２及び図３を併せ参照して、この給電制御回路の動作についてさらに詳述する。なおこれらの図において、図２は、電源スイッチＳＷ１がオフ（ＯＦＦ）状態からオン（ＯＮ）操作されたときの同給電制御回路の動作例を示しており、図３は、電源スイッチＳＷ１がオン（ＯＮ）状態からオフ（ＯＦＦ）操作されたときの同給電制御回路の動作例を示している。

すなわちいま、時刻ｔ１１において、図２（ａ）に示す態様で電源スイッチＳＷ１がオン操作されたとすると、この時刻ｔ１１をもって第１の回路１によるモータ８への給電が開始されるとともに（図２（ｅ））、第２の回路２にあっては、図２（ｂ）に示される態様でコンデンサＣ１に対する電荷のチャージが開始される。ここで、こうしたコンデンサＣ１に対する電荷のチャージが上記分圧回路（抵抗Ｒ１及びＲ４）及びダイオードＤ１を介して行われることは上述の通りである。また、図２（ｂ）のａ点電位とは、図１に付記するように、コンデンサＣ１の正極電極の電位であり、同正極電極とダイオードＤ１のカソード電極及び抵抗Ｒ２との共通接続点の電位でもある。

そして、第２の回路２でのこうしたコンデンサＣ１の充電に伴い、その後の時刻ｔ１２において、その充電電圧が図２（ｂ）に示されるように上記所定電圧（電圧ＶＢＥ）に達すると、同時刻ｔ１２をもって、第１のスイッチング素子たるトランジスタＱ１が図２（ｃ）に示される態様でオン状態となる。また、こうしてトランジスタＱ１がオン状態となることにより、第２のスイッチング素子たるリレーＲＹ１も図２（ｄ）に示される態様で同様にオン状態となる。すなわち、この時刻ｔ１２以降は、負荷たるモータ８に対し、第１の回路１及び第２の回路２による並列給電が行われることとなる。

一方、図３（ａ）に示されるように、時刻ｔ１３をもって電源スイッチＳＷ１がオフ操作されたとすると、この時刻ｔ１３をもって第１の回路１によるモータ８への給電は停止される。ただし、第２の回路２においては上述のように、そして図３（ｂ）に示されるように、この時点ではコンデンサＣ１の充電電圧が上記所定電圧（電圧ＶＢＥ）以上に保持されていることから、図３（ｃ）及び（ｄ）に示されるように、上記トランジスタＱ１及びリレーＲＹ１も共にオン状態に保持されている。すなわち図３（ｅ）に示されるように、第１の回路１によるモータ８への給電は停止されても、同モータ８に対する第２の回路２による給電は保持されている。なお、上記時刻ｔ１３をもって上記コンデンサＣ１に対する電荷のチャージ（充電）も停止されることから、以降は、図３（ｂ）に示される態様にて、上記時定数に基づくトランジスタＱ１を介しての放電が開始される。ちなみにこのとき、上記ダイオードＤ１の介装により、抵抗Ｒ４側への放電が防止されることも上述した。

そしてその後、図３（ｂ）に示されるように、時刻ｔ１４に、コンデンサＣ１の充電電圧が上記所定電圧（電圧ＶＢＥ）に満たなくなったとすると、同時刻ｔ１４をもって、トランジスタＱ１がオフ状態となり、これに基づきリレーＲＹ１もオフ状態となる（図３（ｃ）、（ｄ）参照）。すなわち、この時刻ｔ１４をもってモータ８に対する給電は完全停止されることとなるが（図３（ｅ）参照）、同第２の回路２を通じたこうした自己保持機能により、上記電源スイッチＳＷ１がオフ操作されたとしても、そのオフ操作時刻ｔ１３からこの時刻ｔ１４までの時間が電源スイッチオフ操作後の保持時間としてその給電が保持されるようになる。そしてこれにより、上記モータ８がコンプレッサ７において残留運転の必要とされる動力負荷であったとしても、その運転条件は満たされ、停止後に圧縮気体が配管等に残存してしまうなどの不都合も好適に解消されるようになる。なお、こうした回路において、上記保持時間としては、上記時定数の設定にもよるものの、通常は「数秒〜数十秒」程度の時間を確保することが可能である。

以上説明したように、この実施の形態にかかる給電制御回路によれば、以下に列記するような多くの優れた効果が得られるようになる。
（１）双極単投型のスイッチからなる電源スイッチＳＷ１を介して並列接続された第１の回路１と第２の回路２とを通じてモータ８に対し並列給電を行うとともに、特に第２の回路２を構成するコンデンサＣ１とトランジスタＱ１との協働によって電源スイッチＳＷ１のオフ操作後における給電の保持時間が確保される構成とした。コンデンサへの電荷のチャージは電源スイッチＳＷ１のオフ操作により物理的に遮断され、かつその後の負荷への給電保持及びその解除もプログラム等に依存しない電子部品のみによって行われることから、ノイズ等の外乱による動作不良の発生を招き難い、より信頼性の高い給電制御が実現されるようになる。

（２）第２の回路２を構成する第１のスイッチング素子として、コンデンサＣ１の充電電圧が電流制御用抵抗Ｒ２を介して制御電極（ベース電極）に印加されるｎ型のトランジスタを採用するとともに、上記保持時間が、これらコンデンサＣ１の容量及び電流制御用抵抗Ｒ２の抵抗値に応じて定まる時定数によって決定されるようにした。これにより、同保持時間を容易に、しかも高い自由度をもって設定することができるようになる。また、ｎ型トランジスタは低電圧の直流電圧で容易に制御できる小さい安価な部材であるので、これを採用することで回路規模を小さくできるとともにイニシャルコスト及びランニングコストを小さくできる。

（３）同じく第２の回路２において、上記コンデンサＣ１には、突入電流抑制用の抵抗Ｒ１及び逆流防止用のダイオードＤ１を介して、電源スイッチＳＷ１のオン操作に基づく電荷のチャージが行われる構成とした。これにより、コンデンサＣ１のより安定した充電動作が図られるようになるとともに、上記設定される保持時間の信頼性もより高められるようになる。

（４）第２の回路を構成する第２のスイッチング素子として、上記リレーＲＹ１を採用したことで、この実施の形態において主電源とする商用交流電源ラインと直流電圧である回路用電源を電気的に絶縁させることができ、好適な給電制御が図られるようになる。

（５）商用交流電源を主電源とする場合であれ、第１の回路１には、上記電源スイッチ１のオン操作に伴ってこの商用交流電源から直流の定電圧を生成する電源回路部３を上記モータ８と並列に設けることとした。これにより、この電源回路部３を通じて生成される直流の定電圧をもとに、電源スイッチ１のオン操作に基づく上記コンデンサＣ１への電荷チャージが可能となり、第２の回路２による上述した自己保持機能も安定して実現されるようになる。

（６）そして、このような自己保持機能を有する給電制御により、上記モータ８がコンプレッサ７において残留運転の必要とされる動力負荷であったとしても、その運転条件は満たされ、停止後に圧縮気体が配管等に残存してしまうなどの不都合も好適に解消されるようになる。

なお、この第１の実施の形態にかかる給電制御回路は、例えば以下の変形例のごとく、これを適宜変更して実施することもできる。
（変形例）
図４に、同第１の実施の形態にかかる給電制御回路の変形例を示す。

同図４に示されるように、この変形例では、電源スイッチ１として、上記双極単投型のスイッチに代え、双極双投型のスイッチを採用している。これにより、特に上記第２の回路２では、電源スイッチ１のオン操作時、前述した分圧回路を構成する抵抗Ｒ４及びその接地ラインの配設が不要となり（抵抗Ｒ４の抵抗値＝∞）、コンデンサＣ１に対する充電（電荷チャージ）に際しても、基本的には、突入電流抑制用の抵抗Ｒ１のみを通じたより円滑な充電が可能となる。また電源スイッチＳＷ１と他の回路部分をつなぐ配線が１本で済むため、電源スイッチＳＷ１と他の回路部分とを離して設置する場合、実装が容易である。また電源スイッチＳＷ１の接点５へ電流が往復することによるノイズも発生しない。なお、同変形例において、上記第１の回路１並びに第２の回路２に関するその他の構成は第１の実施の形態にかかる給電制御回路と同様であり、それら回路に関するここでの重複する説明は割愛する。

その他、これら第１の実施の形態及びその変形例では便宜上、商用交流電源の一相分に相当する交流電圧ＶＥＥについてのみ図示したが、他方の電圧については、
（ａ）電源回路部３やモータ８に直接印加する構成。あるいは
（ｂ）電源スイッチ１として３極以上の多極型スイッチを用いるとともに、リレーＲＹ１としても２接点連動型のリレーを用い、交流二相分の配線を並行して引き回すことにより、それらスイッチあるいはリレーによっていわゆる「両切り」を行う構成。
等々が採用可能であり、用途や環境等に応じて任意に使い分けることができる。

また、第２の回路２を構成する第１のスイッチング素子、すなわちトランジスタＱ１として、ｎｐｎ型のバイポーラトランジスタを採用する場合について例示したが、これに代えて、ｎ型ＭＯＳＦＥＴ（メタル・オキサイド・セミコンダクタ型電界効果トランジスタ）等のＭＯＳトランジスタも適宜採用することができる。

同じく第２の回路２を構成する第２のスイッチング素子、すなわちリレーＲＹ１としていわゆる機械式のリレーを採用する場合について例示したが、これも半導体素子を含んで構成される無接点リレー等のリレー回路に置換可能である。

また、給電制御の対象となる負荷、すなわちモータ８が直流モータからなる場合には、主電源の電圧ＶＥＥとして直流電圧を採用することも可能であり、同第１の実施の形態、及びその変形例ともに、こうした直流系の給電制御回路として用いることもできる。

[ 第２の実施の形態]
図５に、本発明にかかる給電制御回路の第２の実施の形態を示す。
この第２の実施の形態にかかる給電制御回路は、空調装置等に用いられるコンプレッサの動力負荷である直流モータに対し、直流電源を主電源として、その給電制御を行うに適した回路として構成されている。なお、図５において、先の図１に示した要素と同一もしくは対応する要素にはそれぞれ同一もしくは対応する符号を付して示している。

図５に示されるように、この給電制御回路では、主電源としての直流電源の電圧ＶＥＥをコンプレッサ７の駆動に用いられるモータ８に印加するにあたり、ここでも、それぞれ双極単投型のスイッチからなる電源スイッチＳＷ１を介して並列接続された第１の回路１と第２の回路２とを通じてその給電を制御する。

そしてここでも、上記第１の回路１は、上記電源スイッチＳＷ１のオン／オフ操作に応じ、その接点４を通じてモータ８への給電の有無を直接に制御可能に構成されている。また、この第１の回路１には、同電源スイッチＳＷ１のオン操作に伴って上記電圧ＶＥＥを降圧して同じく直流の定電圧ＶＣＣを生成する電源回路部３が上記モータ８と並列に設けられている。そして、この電源回路部３によって生成される直流の定電圧ＶＣＣが、上記第２の回路２を構成する抵抗Ｒ１に印加される構成となっている。

一方、上記第２の回路２において、上記電源スイッチＳＷ１がオン操作されたとき、上記抵抗Ｒ１に印加されている定電圧ＶＣＣに基づき、接点５を含んで形成される分圧回路及びダイオードＤ１を介して電荷がチャージされるコンデンサＣ１を備えている点は先の実施の形態と同様である。

また、同第２の回路２において、上記コンデンサＣ１の後段には、第１のスイッチング素子として、電流制御用抵抗Ｒ２を介して同コンデンサＣ１の充電電圧が制御電極であるベース電極に印加されるｎ型のトランジスタＱ１が設けられていることも先の実施の形態と同様である。すなわちこのトランジスタＱ１は、コンデンサＣ１の充電電圧が所定電圧（電圧ＶＢＥ）以上にあることを条件にオン状態に維持される。

そして、このトランジスタＱ１がオン状態にあることを条件に第２のスイッチング素子がオン状態となることも、基本的には先の実施の形態と同様であるが、この実施の形態では、同第２のスイッチング素子としてｐ型のトランジスタ（ｐｎｐ型のバイポーラトランジスタ）Ｑ２を用いている。このトランジスタＱ２は、その制御電極であるベース電極が抵抗Ｒ５を介して上記電圧（電源電圧）ＶＥＥが印加されているエミッタ電極に接続されるとともに、抵抗Ｒ６を介して上記トランジスタＱ１のコレクタ電極に接続されている。したがって、その制御電極電位、すなわちベース電極電位にあたるｂ点電位は、上記トランジスタＱ１がオン状態となるまでは直流電源の電圧ＶＥＥに対応した電位に維持されているものの、同トランジスタＱ１がオン状態となることにより能動レベル、すなわち上記抵抗Ｒ６の抵抗値に依存する低電位（負論理における能動状態（アクティブ））となって、トランジスタＱ２がオンとなる。そして、こうしてトランジスタＱ２がオン状態となることで、上記モータ８に対し、この第２の回路２による上記電源電圧ＶＥＥの給電が開始される。

このため、このように構成された第２の回路２でも、結局は、上記電源スイッチＳＷ１がオフ操作されることにより、コンデンサＣ１への電荷のチャージが停止され、以降は、このコンデンサＣ１の容量と上記電流制御用抵抗Ｒ２の抵抗値とに応じて定まる時定数にて、コンデンサＣ１に充電されている電荷が上記トランジスタＱ１を介して放電される。そして、こうした放電を通じてコンデンサＣ１の充電電圧が上記所定電圧に満たなくなると、同充電電圧が所定電圧未満となった時点で、上記トランジスタＱ１がオフ状態となる。すなわち、このトランジスタＱ１のオフ状態への移行により上記トランジスタＱ２もオフとなって、この第２の回路２による上記モータ８への電源電圧ＶＥＥの給電も停止される。この実施の形態の給電制御回路でもこのように、第２の回路２の上記構成を通じて、電源スイッチＳＷ１がオフ操作されたとしてもコンデンサＣ１の上記時定数に応じた放電によりその充電電圧が所定電圧未満となるまでの時間は自己保持時間としてモータ８への給電状態が保持され、該保持時間の経過後に、同モータ８への給電が完全停止される。

図６及び図７は、同実施の形態にかかる給電制御回路の動作例をタイムチャートとして示したものであり、次に、これら図６及び図７を併せ参照して、この給電制御回路の動作についてさらに詳述する。なお、これらの図においても、図６は、電源スイッチＳＷ１がオフ（ＯＦＦ）状態からオン（ＯＮ）操作されたときの同給電制御回路の動作例を示しており、図７は、電源スイッチＳＷ１がオン（ＯＮ）状態からオフ（ＯＦＦ）操作されたときの同給電制御回路の動作例を示している。

すなわちいま、時刻ｔ２１において、図６（ａ）に示す態様で電源スイッチＳＷ１がオン操作されたとすると、この時刻ｔ２１をもって第１の回路１によるモータ８への給電が開始されるとともに（図６（ｆ））、第２の回路２にあっては、図６（ｂ）に示される態様でコンデンサＣ１に対する電荷のチャージが開始される。なお、図６（ｂ）のａ点電位も、図５に付記するように、コンデンサＣ１の正極電極の電位であり、同正極電極とダイオードＤ１のカソード電極及び抵抗Ｒ２との共通接続点の電位でもある。

そして、第２の回路２でのこうしたコンデンサＣ１の充電に伴い、その後の時刻ｔ２２において、その充電電圧が図６（ｂ）に示されるように上記所定電圧（電圧ＶＢＥ）に達すると、同時刻ｔ２２をもって、第１のスイッチング素子たるトランジスタＱ１が図６（ｃ）に示される態様でオン状態となる。また、こうしてトランジスタＱ１がオン状態となることにより、図６（ｄ）に示されるように上記ｂ点電位（トランジスタＱ２のベース電極電位）が能動レベルとなることから、第２のスイッチング素子たるトランジスタＱ２も図２（ｅ）に示される態様で同様にオン状態となる。すなわち、この時刻ｔ２２以降は、負荷たるモータ８に対し、第１の回路１及び第２の回路２による並列給電が行われる。

一方、図７（ａ）に示されるように、時刻ｔ２３をもって電源スイッチＳＷ１がオフ操作されたとすると、この時刻ｔ２３をもって第１の回路１によるモータ８への給電は停止される。ただし、第２の回路２においては上述のように、そして図７（ｂ）に示されるように、この時点ではコンデンサＣ１の充電電圧が上記所定電圧（電圧ＶＢＥ）以上に保持されていることから、図７（ｃ）及び（ｅ）に示されるように、上記トランジスタＱ１及びトランジスタＱ２も共にオン状態に保持されている。すなわち図７（ｆ）に示されるように、第１の回路１によるモータ８への給電は停止されても、同モータ８に対する第２の回路２による給電は保持されている。なお、上記時刻ｔ２３をもって上記コンデンサＣ１に対する電荷のチャージ（充電）も停止されることから、以降は、図７（ｂ）に示される態様にて、上記時定数に基づくトランジスタＱ１を介しての放電が開始される。

そしてその後、図７（ｂ）に示されるように、時刻ｔ２４に、コンデンサＣ１の充電電圧が上記所定電圧（電圧ＶＢＥ）に満たなくなったとすると、同時刻ｔ２４をもって、トランジスタＱ１がオフ状態となり、これに基づきトランジスタＱ２もオフ状態となる（図７（ｃ）、（ｄ）、（ｅ）参照）。すなわち、この時刻ｔ２４をもって、モータ８に対する給電は完全停止されることとなるが（図７（ｆ）参照）、同第２の回路２を通じたこうした自己保持機能により、上記電源スイッチＳＷ１がオフ操作されたとしても、そのオフ操作時刻ｔ２３からこの時刻ｔ２４までの時間が電源スイッチオフ操作後の保持時間としてその給電が保持されるようになる。そしてこの場合も、上記モータ８がコンプレッサ７において残留運転の必要とされる動力負荷であったにせよ、その運転条件は満たされ、停止後に圧縮気体が配管等に残存してしまうなどの不都合は好適に解消されるようになる。なお、こうした回路においても、上記保持時間としては、上記時定数の設定にもよるものの、通常は「数秒〜数十秒」程度の時間を確保することが可能である。

以上説明したように、この実施の形態にかかる給電制御回路によっても、以下に列記するような多くの優れた効果が得られるようになる。
（１）双極単投型のスイッチからなる電源スイッチＳＷ１を介して並列接続された第１の回路１と第２の回路２とを通じてモータ８に対し並列給電を行うとともに、特に第２の回路２を構成するコンデンサＣ１とトランジスタＱ１との協働によって電源スイッチＳＷ１のオフ操作後における給電の保持時間が確保される構成とした。コンデンサへの電荷のチャージは電源スイッチＳＷ１のオフ操作により物理的に遮断され、かつその後の負荷への給電保持及びその解除もプログラム等に依存しない電子部品のみによって行われることから、ノイズ等の外乱による動作不良の発生を招き難い、より信頼性の高い給電制御が実現されるようになる。

（２）第２の回路２を構成する第１のスイッチング素子として、コンデンサＣ１の充電電圧が電流制御用抵抗Ｒ２を介して制御電極（ベース電極）に印加されるｎ型のトランジスタを採用するとともに、上記保持時間が、これらコンデンサＣ１の容量及び電流制御用抵抗Ｒ２の抵抗値に応じて定まる時定数によって決定されるようにした。これにより、同保持時間を容易に、しかも高い自由度をもって設定することができるようになる。

（３）同じく第２の回路２において、上記コンデンサＣ１には、突入電流抑制用の抵抗Ｒ１及び逆流防止用のダイオードＤ１を介して、電源スイッチＳＷ１のオン操作に基づく電荷のチャージが行われる構成とした。これにより、コンデンサＣ１のより安定した充電動作が図られるようになるとともに、上記設定される保持時間の信頼性もより高められるようになる。

（４）第２の回路を構成する第２のスイッチング素子として、安価で小型の部品であるｐ型のトランジスタＱ２を採用したことで、リレーを採用した場合に比べ、この実施の形態において主電源とする直流電源に基づき給電制御を行う回路としてのコスト上昇が抑えられるとともに、回路規模の小型化も併せて図られるようになる。

（５）直流電源を主電源とする場合であれ、第１の回路１には、上記電源スイッチ１のオン操作に伴いこの直流電源を降圧して同じく直流の定電圧を生成する電源回路部３を上記モータ８と並列に設けることとした。これにより、この電源回路部３を通じて生成される直流の定電圧をもとに、電源スイッチ１のオン操作に基づく上記コンデンサＣ１への電荷チャージが可能となる。すなわち、第２の回路２そのものを所望の電圧仕様の回路として構成することが可能となり、例えば上記コンデンサＣ１として比較的低容量のコンデンサを用いることでも所望とされる自己保持機能も安定して実現することが可能となる。なお、このことは、先の第１の実施の形態に関しても基本的に同様である。

（６）そして、このような自己保持機能を有する給電制御により、上記モータ８がコンプレッサ７において残留運転の必要とされる動力負荷であったとしても、その運転条件は満たされ、停止後に圧縮気体が配管等に残存してしまうなどの不都合も好適に解消されるようになる。

なお、この第２の実施の形態にかかる給電制御回路も、例えば以下の変形例のごとく、これを適宜変更して実施することができる。
（第１変形例）
図８に、同第２の実施の形態にかかる給電制御回路の第１変形例を示す。

同図８に示されるように、この第１変形例では、電源スイッチ１として、上記双極単投型のスイッチに代え、双極双投型のスイッチを採用している。これにより、特に上記第２の回路２では、電源スイッチ１のオン操作時、前述した分圧回路を構成する抵抗Ｒ４及びその接地ラインの配設が不要となり（抵抗Ｒ４の抵抗値＝∞）、コンデンサＣ１に対する充電（電荷チャージ）に際しても、基本的には、突入電流抑制用の抵抗Ｒ１のみを通じたより円滑な充電が可能となる。また電源スイッチＳＷ１と他の回路部分をつなぐ配線が１本で済むため、電源スイッチＳＷ１と他の回路部分とを離して設置する場合、実装が容易である。また電源スイッチＳＷ１の接点５へ電流が往復することによるノイズも発生しない。なお、同第１変形例においても、上記第１の回路１並びに第２の回路２に関するその他の構成は第２の実施の形態にかかる給電制御回路と同様であり、それら回路に関するここでの重複する説明は割愛する。

（第２変形例）
図９に、同第２の実施の形態にかかる給電制御回路の第２変形例を示す。
同図９に示されるように、この第２変形例では、上記電源回路部３の配設を割愛して、電源スイッチ１の接点４を介してモータ８に印加される電源電圧ＶＥＥをそのまま第２の回路を構成する抵抗Ｒ１に印加するようにしている。これによっても、第２の回路２では、電源スイッチ１のオン操作に伴うコンデンサＣ１への充電（電荷チャージ）は可能となる。もっともこの場合、第２の回路２としての回路仕様も、上記印加される電源電圧ＶＥＥに依存することとはなるが、モータ８自体がそれほど高い電圧を必要としない場合には、同構成でも十分に実用に供することはできる。なお、同第２変形例においても、上記第１の回路１並びに第２の回路２に関するその他の構成は第２の実施の形態にかかる給電制御回路と同様であり、それら回路に関するここでの重複する説明は割愛する。

その他、これら第１変形例及び第２変形例については、その組合せも可能である。すなわち、第２変形例の電源スイッチＳＷ１として、第１変形例で用いている上記双極双投型のスイッチを採用するようにしてもよい。

また、第２の実施の形態をはじめ、これら第１及び第２変形例でも、上記第２の回路２を構成するトランジスタＱ１としてはｎｐｎ型のバイポーラトランジスタを採用し、トランジスタＱ２としてはｐｎｐ型の同じくバイポーラトランジスタを採用する場合について例示した。これらに代えて、それぞれｎ型ＭＯＳＦＥＴ（メタル・オキサイド・セミコンダクタ型電界効果トランジスタ）やｐ型ＭＯＳＦＥＴ等のＭＯＳトランジスタなども適宜採用可能であることは云うまでもない。

[ 他の実施の形態]
他の実施の形態として、上記第１及び第２の実施の形態、並びにそれらの各変形例に関して共通に変更可能な要素、あるいは適用可能な環境としては次のようなものがある。

・電源スイッチＳＷ１として上記双極単投型のスイッチを採用した実施の形態において、設計変更自由度と多機種流用性を確保するため、ダイオードＤ１のアノード電極を抵抗Ｒ４を介して接地する構成としたが、かかる構成は必須ではない。抵抗Ｒ４および接地ラインを割愛する場合には、コンデンサＣ１に充電された電荷が抵抗Ｒ４を介して放電されることはないので、更にダイオードＤ１をも割愛することができる。

・第２の回路を構成するトランジスタＱ１のベース−エミッタ間に抵抗Ｒ３を設けることによって同トランジスタＱ１のベース電位の安定化を図るようにしたが、第１のスイッチング素子として、コンデンサＣ１の充電電圧に基づく安定したスイッチング動作が満たされる場合には、上記抵抗Ｒ３についてこれを割愛した構成としてもよい。

・電源スイッチＳＷ１としても、上記双極単投型のスイッチや双極双投型のスイッチに限られることなく任意であり、上述した第１の回路１及び第２の回路２を含む複数の回路を同時にオン／オフ可能な多極型スイッチでさえあれば、適宜採用することができる。

・給電制御の対象とする負荷の一例として、コンプレッサ７を駆動するモータ８に言及したが、こうしたコンプレッサには通常、各配管内の圧力調整を行なう複数の電磁弁なども設けられており、これら電磁弁を負荷としてその給電制御を行う回路に本発明にかかる給電制御回路を採用するようにしてもよい。また、上記給電制御回路を通じて、モータ８及びこれら電磁弁への給電を併せて制御するようにしてもよい。なお、上記モータ８には通常、制御回路からの指令に基づき同モータ８を駆動するドライバ回路が設けられているが、上記各実施の形態やその変形例では便宜上、該ドライバ回路についての図示、並びに説明は割愛した。

本発明にかかる給電制御回路の第１の実施の形態について、その負荷との関係を併せて示す回路図。 （ａ）〜（ｅ）は、同実施の形態の給電制御回路の動作例として電源スイッチオン（ＯＮ）時における動作例を示すタイムチャート。 （ａ）〜（ｅ）は、同実施の形態の給電制御回路の動作例として電源スイッチオフ（ＯＦＦ）時における動作例を示すタイムチャート。 同実施の形態の給電制御回路の変形例を示す回路図。 本発明にかかる給電制御回路の第２の実施の形態について、その負荷との関係を併せて示す回路図。 （ａ）〜（ｆ）は、同実施の形態の給電制御回路の動作例として電源スイッチオン（ＯＮ）時における動作例を示すタイムチャート。 （ａ）〜（ｆ）は、同実施の形態の給電制御回路の動作例として電源スイッチオフ（ＯＦＦ）時における動作例を示すタイムチャート。 同実施の形態の給電制御回路の第１変形例を示す回路図。 同実施の形態の給電制御回路の第２変形例を示す回路図。

符号の説明

１…第１の回路、２…第２の回路、３…電源回路部、４，５，６…接点、７…コンプレッサ、８…モータ、Ｃ１…コンデンサ、Ｄ１…ダイオード、Ｑ１…ｎ型のトランジスタ、Ｑ２…ｐ型のトランジスタ、Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３，Ｒ４，Ｒ５，Ｒ６…抵抗、ＲＹ１…リレー（リレー回路）、ＳＷ１…電源スイッチ。

Claims (6)

1. 電源スイッチの投入に基づき主電源から負荷に対して並列に電力供給を可能とする第１の回路及び第２の回路を備えるとともに、同電源スイッチはこれら第１及び第２の回路を含む複数の回路を同時にオン／オフ可能な多極型スイッチからなり、前記第１の回路は、前記電源スイッチのオン／オフ操作に応じて前記負荷への給電の有無を直接に制御可能に構成されてなり、前記第２の回路は、同電源スイッチのオン操作に基づき電荷のチャージが開始されるコンデンサと、このコンデンサの充電電圧が所定電圧以上にあることを条件にオン状態に維持される第１のスイッチング素子と、この第１のスイッチング素子がオン状態に維持される期間だけオン状態に制御される第２のスイッチング素子とを有し、この第２のスイッチング素子がオン状態にある期間、前記負荷への給電を許容するとともに、前記電源スイッチのオフ操作時には、前記コンデンサにチャージされた電荷の前記第１のスイッチング素子を介した放電に伴い同第１のスイッチング素子がオフ状態となるまでの時間を保持時間として、該保持時間の経過に伴い、前記第２のスイッチング素子を介した前記負荷への給電を停止可能に構成されてなる給電制御回路において、
   前記主電源は商用交流電源からなるとともに、前記第１の回路には、前記電源スイッチのオン操作に伴ってこの商用交流電源から直流の定電圧を生成する電源回路部が前記負荷と並列に設けられてなり、この電源回路部によって生成される直流の定電圧をもとに前記電源スイッチのオン操作に基づく前記第２の回路のコンデンサへの電荷のチャージが行われる給電制御回路。
2. 電源スイッチの投入に基づき主電源から負荷に対して並列に電力供給を可能とする第１の回路及び第２の回路を備えるとともに、同電源スイッチはこれら第１及び第２の回路を含む複数の回路を同時にオン／オフ可能な多極型スイッチからなり、前記第１の回路は、前記電源スイッチのオン／オフ操作に応じて前記負荷への給電の有無を直接に制御可能に構成されてなり、前記第２の回路は、同電源スイッチのオン操作に基づき電荷のチャージが開始されるコンデンサと、このコンデンサの充電電圧が所定電圧以上にあることを条件にオン状態に維持される第１のスイッチング素子と、この第１のスイッチング素子がオン状態に維持される期間だけオン状態に制御される第２のスイッチング素子とを有し、この第２のスイッチング素子がオン状態にある期間、前記負荷への給電を許容するとともに、前記電源スイッチのオフ操作時には、前記コンデンサにチャージされた電荷の前記第１のスイッチング素子を介した放電に伴い同第１のスイッチング素子がオフ状態となるまでの時間を保持時間として、該保持時間の経過に伴い、前記第２のスイッチング素子を介した前記負荷への給電を停止可能に構成されてなる給電制御回路において、
   前記主電源は直流電源からなり、前記第２のスイッチング素子は、前記第１のスイッチング素子がオン状態に維持される期間だけ制御電極電位が能動レベルとなって、前記直流電源と前記負荷との間を導通状態とするｐ型のトランジスタからなり、
   前記第１の回路には、前記電源スイッチのオン操作に伴って前記主電源たる直流電源の電圧を降圧して同じく直流の定電圧を生成する電源回路部が前記負荷と並列に設けられてなり、この電源回路部によって生成される直流の定電圧をもとに前記電源スイッチのオン操作に基づく前記第２の回路のコンデンサへの電荷のチャージが行われる給電制御回路。
3. 前記第１のスイッチング素子は、前記コンデンサの充電電圧が電流制御用抵抗を介して制御電極に印加されるｎ型のトランジスタからなり、前記保持時間が、これらコンデンサの容量及び電流制御用抵抗の抵抗値に応じて定まる時定数によって決定される
   請求項１または２に記載の給電制御回路。
4. 前記コンデンサには突入電流抑制用の抵抗及び電流の逆流防止用のダイオードを介して前記電源スイッチのオン操作に基づく電荷のチャージが行われる
   請求項１〜３のいずれか一項に記載の給電制御回路。
5. 前記第２のスイッチング素子は、前記第１のスイッチング素子がオン状態に維持される期間だけ前記生成された直流の定電圧に基づく閉回路を形成して、前記負荷に対する前記商用交流電源の給電路に介在するリレーをオンとするリレー回路からなる
   請求項１，３，４のいずれか一項に記載の給電制御回路。
6. 前記負荷が、コンプレッサを駆動するモータを含む
   請求項１〜５のいずれか一項に記載の給電制御回路。

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