JP4267786B2

JP4267786B2 - 周波数偏移変調信号用の直接変換受信機

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Publication number: JP4267786B2
Application number: JP36691099A
Authority: JP
Inventors: アーノード・カサグランテ
Original assignee: Asulab AG
Current assignee: Asulab AG
Priority date: 1998-12-23
Filing date: 1999-12-24
Publication date: 2009-05-27
Anticipated expiration: 2019-12-24
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Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、電気信号を復調することが可能な受信機の技術分野に関し、特に、周波数偏移（ＦＳＫ）変調信号のための直接変換受信機に関する。
【０００２】
【従来の技術】
本明細書の図１を参照すると、欧州特許第０４０５６７６号は、直列に接続されたアンテナ２、直接変換手段３、２つの制限増幅器２８および３０、復調手段５ならびに双安定メモリ６を含む受信機１を開示する。
【０００３】
アンテナ２は、周波数偏移変調信号Ｓを受信してこの信号を供給する。本明細書では、ＦＳＫ変調は信号の２つの状態の一方を送信するために値ｆｐ＋Δｆ１に等しい周波数で信号を供給し、他方の状態を送信するために別の値ｆｐ−Δｆ１で信号を供給する変調方式であり、ｆｐおよびΔｆ１はそれぞれ公称搬送周波数と周波数偏移を示すことが分かるであろう。５１２ビット／秒に等しいデータ速度の場合、周波数ｆｐおよびΔｆ１はそれぞれの値４００ＭＨｚおよび４．５ｋＨｚを有する。
【０００４】
変換手段３は２つのミクサ１２および１４、局部発振器１６、直角移相装置ならびに低域通過フィルタ２０および２２を含む。発振器１６は理想的には搬送波周波数ｆｐに等しい周波数ｆＬを提供する。ミクサ１２（または１４）は信号Ｓを受信する第１の入力端子、周波数ｆＬを受信する第２の入力端子、ならびにフィルタ２０（２２）に接続された出力端子を有する。さらに、ミクサ１４は移相装置１８を介して発振器１６に接続されている。この構成の結果、信号Ｓの周波数がｆｐ＋Δｆ１に等しい場合、ミクサ１２および１４によって提供される周波数はそれぞれ＋Δｆ１および＋Δｆ１−π／２に等しく、信号Ｓの周波数がｆｐ−Δｆ１に等しい場合、ミクサ１２および１４によって提供される周波数はそれぞれ−Δｆ１および−Δｆ１−π／２に等しい。フィルタ２０（または２２）はミクサ１２（または１４）によって提供される周波数を受信でき、それに応答して信号Ｉ（または信号Ｑ）を提供できる。信号ＩおよびＱは負の周波数（ここでは−Δｆ１）または正の周波数（ここでは＋Δｆ１）を有する複素信号の実数部分と虚数部分を表すことが分かるであろう。本明細書の図２は信号ＩおよびＱをそれぞれ示すタイミング・チャートである。図２が示すように、信号ＩおよびＱはほぼ正弦波形状を有する直角位相のアナログ信号である。タイミング・チャート２６で示されるように、信号Ｑの位相が変化していることを示している。
【０００５】
再度図１を参照すると、制限増幅器２８および３０は信号ＩおよびＱを受信でき、それに応答して、それぞれ信号Ｉ１およびＱ１を提供する。制限増幅器は入力信号を受信し、振幅が実際に入力信号の決まった振幅を超えて増加しない出力信号を提供することが分かるであろう。本明細書の図３Ａはそれぞれ信号Ｉ１およびＱ１を示すタイミング・チャート３２および３４である。図３Ａが示すように、信号Ｉ１およびＱ１は互いにオフセットされ矩形の形状を有するディジタル信号であって、信号Ｉ１およびＱ１の振幅は−１又は＋１に等しい。
【０００６】
図３Ｂは、信号Ｉ１およびＱ１の瞬間ｔの瞬時値Ｉ１（ｔ）およびＱ１（ｔ）の関係を例示する曲線８０を示す。図３Ｂが示すように、曲線８０は頂点が４つのポイントＡ〜Ｄで形成される矩形の形状を有する。これらの信号の時間的な変化がこの曲線に沿った経路で表され、したがって、信号Ｖｏｕｔが０（または１）に等しい時、信号Ｉ１およびＱ１はポイントＡ、Ｂ、Ｃ、Ｄ、Ａ．．．（またはＡ、Ｄ、Ｃ、Ｂ、Ａ．．．）によって連続的に、すなわち、三角法の方向（または三角法の方向と逆の方向）に沿った経路で表されることが分かるであろう。
【０００７】
再度図１を参照すると、復調手段５は直列に接続された微分回路４０（または４２）、乗算器３６（または３８）および減算器３７を含む。
【０００８】
乗算器３６（または３８）は、微分回路４０（または４２）を介して信号Ｑ１（またはＩ１）を受信する第１の端子と、信号Ｉ１（またはＱ１）を受信する第２の端子を含む。乗算器３６（または３８）は信号Ｘ１（またはＹ１）を出力するように構成されている。本明細書の図４はそれぞれ信号Ｘ１とＹ１を例示する２つのタイミング・チャート４４および４６を示す。図４が示すように、信号Ｘ１は第１のパルスを含み、信号Ｙ１は第１のパルスに対してオフセットされた第２のパルスを含む。減算器３９は信号Ｘ１を受信する第１の入力端子と、信号Ｙ１を受信する第２の入力端子を含む。減算器３９は信号Ｘ１とＹ１の差に等しい信号Ｘ１−Ｙ１を出力するように構成されている。本明細書の図５は信号Ｘ１−Ｙ１を例示するタイミング・チャート４８を示す。図５が示すように、信号Ｘ１−Ｙ１は信号Ｘ１およびＹ１の差から生じるパルスを含む。信号Ｑの位相変化の前には、信号Ｘ１−Ｙ１は負のパルスを含み、この位相変化によって正のパルスが出力されることが分かるであろう。
【０００９】
双安定メモリ６は信号Ｘ１−Ｙ１を受信する入力端子と、それに応答して信号Ｖｏｕｔを出力する出力端子を含む。本明細書の図６は信号Ｖｏｕｔを例示するタイミング・チャート５０を示す。図６が示すように、信号Ｖｏｕｔはレベル「０」またはレベル「１」に等しい。信号Ｘ−Ｙ上に正のパルスが出現するとすぐに、信号Ｖｏｕｔはレベル「０」からレベル「１」に切り替わり、その後の信号Ｘ１とＹ１の間の周波数の変化にかかわらずこのレベルに留まる。
【００１０】
受信機１の動作について上で引用した図１ないし６を参照しながら以下に概説する。
【００１１】
瞬間ｔ０１までは、信号Ｉ１およびＱ１は周期Ｔを繰り返し、信号Ｉ１は信号Ｑ１の前にあり、したがって、信号Ｖｏｕｔは０に等しい。信号Ｉ１およびＱ１はポイントＡ、Ｂ、Ｃ、Ｄ、Ａ．．．で連続的に表される。瞬間ｔ０１で信号Ｑ１が１に等しくなる。瞬間ｔ０１の後の、また瞬間ｔ０１＋Ｔ／２の前の瞬間ｔ１では、新しいデータ項目が信号Ｑ１内に存在し、したがって、瞬間ｔ０１＋Ｔ／２の後で信号Ｉ１とＱ１のタイミングは逆転する（すなわち、信号Ｉ１とＱ１はポイントＢ、Ａ、Ｄ、Ｃ、Ｂ．．．で連続的に表される）。その後の信号Ｉ１のレベル「−１」への切り替え中に、すなわち、瞬間ｔ３で信号Ｖｏｕｔの切り替えが起こることが分かるであろう。言い換えれば、データが信号Ｑに含まれた瞬間（すなわち瞬間ｔ１）と、データが信号Ｖｏｕｔに含まれた瞬間（すなわち瞬間ｔ３）との間に時間遅延がある。この時間遅延はＴ／２とＴの間に含まれ、これは高いΔｆ／Ｄ率を必要とし、参照Δｆは周波数偏移（この場合、Ｄｆ１に等しい）を示し、参照Ｄは伝送速度を示すことも分かるであろう。したがって、受信機１の欠点の１つはΔｆ／Ｄ率が高いことである。４周期ごとに通常１ビットが提供される。
【００１２】
この欠点を克服するために、最新技術では変換手段によって与えられるアナログ信号ＩおよびＱから直接復調を実行するＦＳＫ変調信号受信機が存在する。
【００１３】
本明細書の図７を参照すると、米国特許第５６４０４２８号がアンテナ２、変換手段３、復調手段９２、ならびに低域通過フィルタ９４を含む受信機９０を開示する。図１に関して説明した要素と同様の図７の要素は同じ参照によって表されていることが分かるであろう。図７が示すように、復調手段９２は４つのミクサ９６〜９９を含み、２つの保持回路１００および１０１と３つの遅延回路１０２〜１０４を含む。受信機９０はアンテナ２で受信した信号Ｓの復調をこの信号のアナログ処理によって行う。ただし、この処理は、図１の受信機１と同様、ディジタル処理要素（クロック信号、フリップフロップ）によって達成される。
【００１４】
さらに、受信機１および９０の１つの欠点は、復調手段５および９２が、複合構造（特に２つの入力端子）を有する構成要素、すなわち、製造が困難である構成要素である乗算器を含むということである。
【００１５】
【発明が解決しようとする課題】
本発明の一目的は、上記の欠点を克服するＦＳＫ変調受信機、特に、アナログ信号に基づいて瞬時に復調を実行するこの種の受信機を提供することである。
【００１６】
本発明の一目的は、最小のΔｆ／Ｄ比（通常１未満）で受信データの復調を実行するＦＳＫ変調信号受信機を提供することである。
【００１７】
本発明の別の目的は、乗算器を１つも含まない復調手段を有するＦＳＫ変調信号受信機を提供することである。
【００１８】
本発明の別の目的は、合理性、小型であること、ならびにコストの判定基準を満たすＦＳＫ変調信号受信機を提供することである。
【００１９】
【課題を解決するための手段】
上記その他の目的は、請求項１に記載の受信機によって達成される。すなわち本発明は、周波数偏移変調信号用の直接変換受信機であって、周波数偏移変調信号を受信することができるアンテナと、前記変調信号を受信し、それに応答して、少なくとも第１の負の周波数（−Δｆ１）または第２の正の周波数（＋Δｆ１）を有する複素信号の実数部分と虚数部分を表す直角位相の第１および第２のアナログ信号（Ｉ、Ｑ）を提供できる変換手段（３）と、第１および第２の信号を受信し、それに応答して、前記変調信号に含まれるデータを表す第３の信号（Ｘ３²＋Ｙ３²）を提供できる復調手段とを含む。そして、その復調手段は、第１および第２の信号を受信し、それに応答して、第１および第２の信号の周波数が第１の周波数または第２の周波数に等しい時に、伝達関数の利得が第１の利得値または第１の利得値と異なる第２の利得値に等しいように、第４および第５のアナログ信号を出力するように構成された複素フィルタと、第４および第５の信号をそれぞれ受信し、それに応答して、前記第４の信号または第５の信号の標準を表す第６のアナログ信号（Ｘ３²）または第７のアナログ信号（Ｙ３²）を出力するように構成された第１および第２の正規化手段と、第６のアナログ信号および第７のアナログ信号を受信し、それに応答して、第６および第７の信号の総和を表すアナログ信号（Ｘ３²＋Ｙ３²）を提供するように構成された第１の加算器を含むことを特徴とする。
【００２０】
そのような受信機の複素フィルタの１つの利点は、従来の受信機と同様、いくつかの入力を有する乗算器またはミクサを形成することなく容易に製造できる半導体構成要素によって製造できるということである。
【００２１】
そのような受信機のフィルタの別の利点は、そのフィルタが、変調信号から発生する雑音の半分をフィルタリングし、それによって受信機出力信号への雑音の影響が大幅に低減されるということである。
【００２２】
本発明の上記その他の目的、特徴ならびに利点は、添付図面を参照しながら例示的にすぎない本発明の好ましい実施形態についての以下の詳しい説明を読めば、より明らかになろう。
【００２３】
【発明の実施の形態】
図８は、アンテナ２、変換手段３、復調手段１１２ならびに整形手段１１４を含む本発明による受信機１１０を示す。図８が示すように、復調手段１１２は複素フィルタ１１６、２つの正規化手段１１８および１２０ならびに加算器１２２を含む。
【００２４】
図１に関して説明した要素に類似した図８の要素は同じ参照によって表されていることが分かるであろう。ただし、図１に関して説明した変換手段３のフィルタ２０および２３は受信機１１０を形成するのに不要であり、これらのフィルタの機能は複素フィルタ１１６によって保証される。
【００２５】
図１に関して詳述したように、複素フィルタ１１６は変換手段３によって提供されるアナログ信号ＩおよびＱを受信するように構成されている。複素フィルタ１１６はまた、信号Ｉ、Ｑ、Ｘ３、Ｙ３が次の関係で結ばれるように２つのアナログ信号Ｘ３およびＹ３を出力するように構成されている。
Ｘ３＋ｊＹ３＝Ｈ３（ｊｆ）・（Ｉ＋ｊＱ）
上式で参照ｆは周波数を表し、参照Ｈ３（ｊｆ）は複素フィルタ１１６に関連する伝達関数を表す。また、複素フィルタ１１６は、伝達関数Ｈ３（ｊｆ）の利得｜Ｈ３（ｊｆ）｜の値が異なる周波数偏移に対して異なるように構成されている。この例では、これらの周波数偏移は−Δｆ１および＋Δｆ１であるので、｜Ｈ３（−ｊΔｆ１）｜≠｜Ｈ３（＋ｊΔｆ１）｜となる。図９は、２つの加算器１２４および１２６、６つの増幅器１２８、１３０、１３２、１３４、１３６および１３８、ならびに２つの積分器１４０および１４２を含む複素フィルタ１１６の一実施形態を示す。増幅器１２８および１３０の利得がｆｏに等しく、増幅器１３２および１３４の利得が−１に等しく、増幅器１３６および１３８の利得が−ｆｃ／ｆｏに等しいことが分かるであろう。
【００２６】
加算器１２４、積分器１４０ならびに増幅器１２８は、加算器１２４がアナログ信号Ｉを受信し、増幅器１２８が信号Ｘ３を出力するように直列に接続されて構成されている。加算器１２４は、また、増幅器１３２を介して信号Ｘ３を受信する。同様に、加算器１２６、積分器１４２ならびに増幅器１３０は、加算器１２６がアナログ信号Ｑを受信し、増幅器１３０が信号Ｙ３を出力するように直列に接続されて配置されている。加算器１２６は、また、増幅器１３４を介して信号Ｙ３を受信する。さらに、加算器１２４はまた増幅器を介して信号Ｙ３を受信し、加算器１２６はまた増幅器を１３８を介して信号Ｘ３を受信する。
【００２７】
変換手段３および復調手段１１２は好ましくは成形構成要素（ＣＭＯＳタイプの技術で製造できる）で製造され、したがって、信号Ｘ３およびＹ３の振幅は等しい。改良によって、受信機１１０は、変換手段３がこれらの増幅器（または残りの増幅器）の１つを介して信号Ｉ（信号Ｑ）を出力できるように、２つの可変利得増幅器（当業で知られている）を含むことができる。
【００２８】
図１０は図９に示すフィルタ１１６に関係する利得｜Ｈ３（ｊｆ）｜を例示する曲線１４４を示す。図１０では、利得｜Ｈ３（ｊｆ）｜が対数尺度に従って示され、周波数ｆは直線尺度に従って示されていることが分かるであろう。曲線１４４は周波数ｆｃにセンタリングされ、したがって、伝達関数Ｈ３（ｊｆ）は非対称である。フィルタ１１６はカットオフ周波数がｆｃ−ｆｏおよびｆｃ＋ｆｏに等しい低域通過フィルタのようなものと考えられることを当業者は理解するであろう。この伝達関数の非対称性の結果として、周波数ｆが−Δｆ１に等しい時に利得｜Ｈ３（ｊｆ）｜は＋Ｇ１に等しく、周波数ｆが＋Δｆ１に等しい時に利得｜Ｈ３（ｊｆ）｜は＋Ｇ２に等しく、＋Ｇ１≠＋Ｇ２であることが分かるであろう。また、正の周波数に対応する変調信号Ｓの雑音がフィルタリングされ、それによってフィルタ１１３によって提供される信号Ｘ３およびＹ３への雑音の影響が大幅に減少するということが分かるであろう。
【００２９】
図１１は信号Ｘ３およびＹ３の瞬間ｔの瞬時値Ｘ３（ｔ）およびＹ３（ｔ）の関係を例示する。図１１が示すように、時間ｔにわたって、瞬時値Ｘ３（ｔ）およびＹ３（ｔ）は第１の円１４５および第２の円１４６を描く。信号ＩおよびＱの最大振幅（最小振幅）が１（−１）に等しい場合、円１４６の半径は＋Ｇ２に等しく、円１４５の半径は＋Ｇ１に等しいことが分かるであろう。これらの信号の時間的な変化がこれらの円に沿った経路で表され、したがって、信号Ｘ３およびＹ３が三角法の方向に沿った（三角法の方向と逆の方向に沿った）経路で円１４６（円１４５）を描く時には、信号Ｖｏｕｔが０（１）に等しいということが分かるであろう。
【００３０】
図８を再度参照すると、正規化手段１１８は、アナログ信号Ｘ３を受信し、それに応答して、信号Ｘ３の標準を表す信号を出力するように構成されている。好ましくは、変換手段１１８は、この標準が二乗関数に対応するように半導体構成要素（ＣＭＯＳタイプの技術で製造できる）で製造される。したがって、例示的なものでしかない以下の説明では、参照Ｘ３²は信号Ｘ３²のこの標準を表す信号を示す。
【００３１】
同様に、正規化手段１２０は、アナログ信号Ｙ３を受信し、それに応答して、信号Ｙ３の標準を表す信号を出力するように構成されている。好ましくは、変換手段１１８は、この標準が二乗関数に対応するように半導体構成要素で製造される。したがって、例示的なものでしかない以下の説明では、参照１／３²は信号Ｙ３のこの標準を表す信号を示す。
【００３２】
加算器１２２は、信号Ｘ３²およびＹ３²を受信し、それに応答して、信号Ｘ３²およびＹ３²の総和を表す信号Ｘ３²＋Ｙ３²を出力するように構成されている。信号Ｘ３²＋Ｙ３²はアナログ信号であることが分かるであろう。
【００３３】
図８を再度参照すると、整形手段１１４は、アナログ信号Ｘ３²＋Ｙ３²を受信し、それに応答して、信号Ｘ３²＋Ｙ３²が所定のしきい値より小さい（または大きい）時に、レベル「０」（またはレベル「１」）に等しいディジタル信号Ｖｏを出力するように構成されている。整形手段１４４は好ましくはしきい値比較器を形成することで製造され、このしきい値は所定のしきい値に対応し、値＋Ｇ１²とＧ２²の間に含まれるように選択される。
【００３４】
受信機１１０の動作を、６つのタイミング・チャート１５１〜１５６を示す図１２を参照しながら以下に概説する。
【００３５】
最初の瞬間ｔ０にアンテナ２が周波数ｆｐ＋Δｆ１の信号を受信したと仮定する。その結果、変換手段３は、信号ＩおよびＱが周期Ｔ（＋Δｆ１に対応する）の周波数の直角移相の正弦波形を有するように、信号ＩおよびＱを出力し、信号Ｑは信号Ｉに先行する。例えば、信号ＩおよびＱの最大振幅および最小振幅が１に等しいと仮定する。複素フィルタ１１６はこれらの信号ＩおよびＱを受信し、それに応答してＸ３＋ｊＹ３＝Ｈ３（ｊｆ）・（Ｉ＋ｊＱ）になるように信号Ｘ３およびＹ３を出力する。その結果、信号ＩおよびＱの周波数ｆが＋Δｆ１に等しいとすると、図１０に関してすでに述べたように、利得｜Ｈ３（ｊｆ）｜は＋Ｇ２に等しい。その結果、瞬間ｔ０後に、信号Ｘ３およびＹ３の値Ｘ３（ｔ）およびＹ３（ｔ）は円１４６を描く、すなわち、信号Ｘ３およびＹ３は周波数＋Δｆ１の直角移相の正弦波形状を有し、信号Ｙ３は信号Ｘ３に先行する。信号Ｘ３およびＹ３は信号ＩおよびＱとそれぞれ相似形であるが、信号ＩおよびＱに対して周期Ｔ１の時間遅延を有し、信号Ｘ３およびＹ３はそれぞれ＋Ｇ２と−Ｇ２に等しい最小振幅および最大振幅を有することが分かるであろう。したがって、瞬間ｔ０後は、正規化手段１１８および１２０はそれぞれ信号Ｘ３²およびＹ３²を加算器１２２に与え、それに応答して加算器１２２はこの場合は＋Ｇ２²に等しい信号Ｘ３²＋Ｙ３²を出力する。それに応答して、整形手段１１４はレベル「０」に等しい信号Ｖｏを提供する。
【００３６】
瞬間ｔ０の後の瞬間ｔ５で、アンテナ２が周波数ｆｐ−Δｆ１の周波数の信号を受信し、変換手段３によって与えられる信号Ｑの波形形状が変化したと仮定する。それに応答して、複素フィルタ１１６は、信号ＩおよびＱの周波数が−Δｆ１に等しいと仮定して利得｜Ｈ３（ｊｆ）｜が＋Ｇ１に等しくなるように信号Ｘ３およびＹ３を出力する。その結果、瞬間ｔ５後に、信号Ｘ３およびＹ３の値Ｘ３（ｔ）およびＹ３（ｔ）は円１４５を描く、すなわち、信号Ｘ３およびＹ３は周波数−Δｆ１の直角移相の正弦波形を有する。信号Ｘ３およびＹ３はそれぞれ信号ＩおよびＱと相似形であり、それぞれ＋Ｇ１と−Ｇ１に等しい最小振幅および最大振幅を有することが分かるであろう。したがって、瞬間ｔ５後は、正規化手段１１８および１２０はそれぞれ信号Ｘ３²およびＹ３²を加算器１２２に出力し、それに応答して、加算器１２２はこの場合は＋Ｇ１²に等しい信号Ｘ３²＋Ｙ３²を出力する。それに応答して、整形手段１１４はレベル「１」に等しい信号Ｖｏを出力する。レベル「０」とレベル「１」の間の遷移は、図１１に示すように、瞬間ｔ７での信号Ｘ３およびＹ３の連続的な変化を介して発生する。
【００３７】
同様に、瞬間ｔ５の後の瞬間ｔ６で、アンテナ２が周波数ｆｐ＋Δｆ１の周波数の信号を受信したと仮定する。この状況は瞬間ｔ０について述べた状況に類似している。その結果、瞬間ｔ５後に、それに応答して、整形手段１１４はレベル「０」に等しい信号Ｖｏを出力する。
【００３８】
同様に、瞬間ｔ６の後の瞬間ｔ７で、アンテナ２が周波数ｆｐ−Δｆ１の周波数の信号を受信したと仮定する。この状況は瞬間ｔ５について述べた状況に類似している。その結果、瞬間ｔ７後に、それに応答して、整形手段１１４はレベル「１」に等しい信号Ｖｏを出力する。
【００３９】
データ項目が次の半周期の間に変換手段５に与える（Ｔ／２に等しい時間遅延を要する、ただし図１〜６に関して前述したように、参照Ｔは信号Ｉ１およびＱ１の周期を示す）だけの従来の受信機１とは異なり、信号ＩおよびＱがアンテナ２から発生するデータ項目（−Δｆ１または＋Δｆ１）を含む瞬間に、このデータ項目は同じ瞬間に復調手段１１２に出力されることが分かるであろう。
【００４０】
データ項目が変換手段３によって与えられる瞬間とデータ項目が信号Ｖｏに含まれる瞬間との間の時間遅延Ｔ１は、基本的に複素フィルタ１１６の応答時間、すなわち、そのようなフィルタの積算回路１４０および１４２の応答時間のためであることも分かるであろう。これは特に有利である。それは同じ半周期中に（例えば、瞬間ｔ６およびｔ７で）、いくつかのデータ項目をアンテナ２によって受信し、信号Ｖｏの形で提供できるからである。したがって、受信機１１０は低いΔｆ／Ｄ率（この例では１未満）で動作でき、これによって信号Ｖｏの１周期中に少なくとも４ビットを提供できる。伝達関数Ｈ３（ｊｆ）の１つの利点は、｜Ｈ３（−ｊΔｆ１）｜＝＋Ｇ１≠＋Ｇ２＝｜Ｈ３（＋ｊΔｆ１）｜であるために、利得｜Ｈ３（ｊｆ）｜に接続された振幅関係から信号ＩおよびＱの復調が可能であることも分かるであろう。
【００４１】
受信機１１０の別の利点は、受信機１１０が受信機の構造を変えることなくＮ回の周波数偏移Δｆ¹、Δｆ²．．．Δｆ^NでＦＳＫ変調信号の復調が可能だということである（ただし、例外として、この場合、Ｎ−１個のしきい値を有する比較器によって整形手段１１４が構成される）。
【００４２】
Ｎ＝４の場合、特にΔｆ¹＝−Δｆ１、Δｆ²＝＋Δｆ１、Δｆ³＝−Δｆ２、 Δｆ⁴＝＋Δｆ２の場合を考える。利得｜Ｈ３（ｊｆ）｜の曲線（すなわち、図１０の曲線）を示す図１３に関して、利得｜Ｈ３（ｊｆ）｜は周波数ｆが−Δｆ２に等しい時にＧ３に等しく、利得｜Ｈ３（ｊｆ）｜は周波数ｆが＋Δｆ２に等しい時にＧ４に等しいことが分かるであろう。図１４は、図１３とに関して信号Ｘ３およびＹ３の瞬間ｔにおける瞬時値Ｘ３（ｔ）とＹ３（Ｔ）の関係を示す。その結果、図１１に関して説明した円１４５および１４６に加えて、値Ｘ３（ｔ）およびＹ３（ｔ）は第３の円１６９および第４の円１７０を描くことができる。信号１およびＱの最大（または最小）振幅が１（または−１）に等しい場合、円１６９の半径はＧ３に等しく、円１７０の半径はＧ４に等しいということが分かるであろう。これらの信号の時間的な変化がこれらの円に沿った経路で表され、したがって、信号Ｘ３およびＹ３が三角法の方向と逆の方向に円１４５および１６９を描く時には、信号Ｖｏがそれぞれ「０」、「１」に等しく、信号Ｘ３およびＹ３が三角法の方向に円１７０および１４６を描く時には、信号Ｖｏがそれぞれ「３」、「４」に等しいということが分かるであろう。
【００４３】
当業者は本発明の範囲を逸脱することなしに上記の詳しい説明に様々な変更を加えることができることは言うまでもない。例えば、本発明による受信機の正規化手段を、「絶対値」関数または参照ｍが２より大きいかそれに等しい整数である「２ｍ累乗」関数を標準として提供するように構成できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】第１の従来の受信機を示す図である。
【図２】図１の受信機内に存在する電気信号を例示する２つのタイミング・チャートである。
【図３】図１の受信機内に存在する電気信号を例示する２つのタイミング・チャート（Ａ）と図３Ａの２つの電気信号の関係を例示する曲線を示す図（Ｂ）である。
【図４】図１の受信機内に存在する電気信号を例示する２つのタイミング・チャートである。
【図５】図１の受信機内に存在する電気信号を例示するタイミング・チャートである。
【図６】図１の受信機内に存在する電気信号を例示するタイミング・チャートである。
【図７】第２の従来の受信機の図である。
【図８】本発明による受信機の図である。
【図９】図８の受信機のフィルタの一実施形態の図である。
【図１０】２つの周波数偏移を有する変調に関連する、図９のフィルタの利得を例示する曲線の図である。
【図１１】２つの周波数偏移を有する変調に関連する、図９のフィルタによって提供される２つの電気信号の関係を例示する図である。
【図１２】図８の受信機内に存在する電気信号を例示する１０枚のタイミング・チャートである。
【図１３】４つの周波数偏移を有する変調に関連する、図９のフィルタの利得を例示する曲線の図である。
【図１４】４つの周波数偏移を有する変調に関連する、図９のフィルタによって提供される２つの電気信号の関係を例示する図である。
【符号の説明】
２アンテナ
３変換手段
１１２復調手段
１１４整形手段
１１６複素フィルタ
１１８正規化手段
１２０正規化手段
１２２加算器
Ｓ周波数偏移変調信号
Ｘ３信号
Ｉ信号
Ｑ信号
Ｙ３信号
Ｘ３² 信号
Ｙ３² 信号
Ｘ３²＋Ｙ３²信号
Ｖｏディジタル信号

Claims

周波数偏移変調信号用の直接変換受信機（１１０）であって、
周波数偏移変調信号（Ｓ）を受信するアンテナ（２）と、
前記変調信号を受信し、それに応答して、少なくとも第１の負の周波数（−Δｆ１）または第２の正の周波数（＋Δｆ１）を有する複素信号の実数部分と虚数部分を表す直角位相の第１および第２のアナログ信号（Ｉ、Ｑ）を出力する変換手段（３）と、
前記第１および第２の信号を受信し、それに応答して、前記変調信号に含まれるデータを表す第３の信号（Ｘ３²＋Ｙ３²）を出力する復調手段とを含み、
前記復調手段が、
前記第１および第２の信号を受信し、それに応答して、前記第１および第２の信号の周波数が前記第１の周波数または第２の周波数に等しい時に、伝達関数（Ｈ３）の利得が第１の利得値（Ｇ１）または前記第１の利得値と異なる第２の利得値（Ｇ２）に等しいように、第４および第５のアナログ信号（Ｘ３、Ｙ３）を出力するように構成された複素フィルタ（１１６）と、
前記第４および第５の信号をそれぞれ受信し、それに応答して、前記第４の信号または第５の信号の標準を表す第６のアナログ信号（Ｘ３²）または第７のアナログ信号（Ｙ３²）を出力するように構成された第１および第２の正規化手段（１１８、１２０）と、
前記第６のアナログ信号および第７のアナログ信号を受信し、それに応答して、前記第６および第７の信号の総和を表すアナログ信号（Ｘ３²＋Ｙ３²）を出力するように構成された第１の加算器（１２２）を含むことを特徴とする受信機。
前記複素フィルタ（１１６）が、
直列に接続された前記第１の信号（Ｉ）を受信できる第２の加算器（１２４）、第１の積分器（１４０）ならびに前記第４の信号（Ｘ３）を出力する第１の増幅器（１２８）と、
直列に接続された前記第２の信号（Ｑ）を受信する第３の加算器（１２６）、第２の積分器（１４２）ならびに前記第５の信号（Ｙ３）を出力ＳＹる第２の増幅器（１３０）と、
第３、第４、第５、第６の増幅器（１３２、１３６、１３４、１３８）と、前記第３の増幅器（１３２）を介して前記第４の信号（Ｘ３）を受信し、前記第４の増幅器（１３６）を介して前記第５の信号（Ｙ３）を受信する前記第２の加算器と、前記第５の増幅器（１３４）を介して前記第５の信号（Ｙ３）を受信し、前記第６の増幅器（１３８）を介して前記第４の信号（Ｘ３）を受信する前記第３の加算器を含むことを特徴とする請求項１に記載の受信機（１１０）。
接続された第１および第２の可変利得増幅器をさらに含み、前記変換手段（３）が前記第１および第２の可変利得増幅器を介してそれぞれ第１および第２の信号（Ｉ、Ｑ）を前記変調手段（１１２）に与えることを特徴とする請求項２に記載の受信機（１１０）。
前記標準が参照ｍがゼロでない整数を表す「２ｍ累乗」関数に対応するように第１および第２の正規化手段（１１８、１２０）が構成されていることを特徴とする請求項１に記載の受信機（１１０）。
前記標準が「絶対値」関数に対応するように第１および第２の正規化手段（１１８、１２０）が構成されていることを特徴とする請求項１に記載の受信機（１１０）。
前記第７の信号（Ｘ３²＋Ｙ３²）を受信し、それに応答して、第８のディジタル信号（Ｖｏ）を出力し、前記第１および第２の利得値の標準の間に含まれる所定のしきい値よりも第７の信号が小さいか大きい時に、前記第８のディジタル信号（Ｖｏ）が低レベル（「０」）または高レベル（「１」）に等しくなるように構成されていることを特徴とする請求項１に記載の受信機（１１０）。
整形手段（１１４）がＮ−１個のしきい値を有する比較器からなり、参照Ｎが周波数偏移の回数に対応する２より大きいかそれに等しい整数を表すことを特徴とする請求項６に記載の受信機（１１０）。