JP4251137B2 - 信号処理装置及び方法、並びにデジタルデータ再生装置 - Google Patents

Description

本発明は、信号処理装置及び方法、並びにデジタルデータ再生装置に関し、例えば、デジタルデータの記録再生における波形等化に用いられる信号処理装置及び方法、並びにデジタルデータ再生装置に関するものである。

本出願は、日本国において２００２年５月２８日に出願された日本特許出願番号２００２−１５４４６８を基礎として優先権を主張するものであり、この出願は参照することにより、本出願に援用される。

デジタルデータ記録再生装置においては、符号間干渉を抑制する為に、記録符号にパーシャルレスポンス（Ｐａｒｔｉａｌ Ｒｅｓｐｏｎｓｅ、以下ＰＲという。）を利用している。このＰＲとは、符号間干渉を波形に積極的に与えることで、効率的な伝送を行う等化方式のことであるが、近年において、予め相関させたデータ系列を最尤（Ｍａｘｉｍｕｍ Ｌｉｋｅｌｉｈｏｏｄ）系列を選んで再生するビタビ復号化方式と組合せた、いわゆるＰＲＭＬ（Ｐａｒｔｉａｌ Ｒｅｓｐｏｎｓｅ Ｍａｘｉｍｕｍ Ｌｉｋｅｌｉｈｏｏｄ）信号処理方式に用いられることが多くなっている。上記ＰＲには複数の種類があり、使う伝送路や記録再生系の特性に見合ったものが選ばれる。

これらのＰＲの内、ＰＲ１（＝ＰＲ（１，１））、ＰＲ２（＝ＰＲ（１，２，１））の応答特性は、（１＋Ｄ）、（１＋２・Ｄ＋Ｄ・Ｄ） （Ｄは単位遅延あるいは１サンプル遅延）と表され、これらのＰＲ１、ＰＲ２では、ナイキストの基準を満たすように等化しようとすると、低域強調型の特性となる。例として、図１に示したＰＲ１の周波数特性によれば、再生信号は直流成分から必要となっている。

しかしながら、記録再生装置として、例えば磁気記録では、直流成分が伝達されないことや、記録媒体により低域に損失がある。これを補う為に積分等化器が必要となる。これは、特に、上記ＭＬ方式の復号と組み合わせるＰＲＭＬ信号処理方式に適用する場合に、波形の再現性を高めることの重要性からも、上記積分等化により低域の損失を補うことが重要とされる。

従来、アナログ回路で実現されている積分等化器を含む信号処理回路として、図２に示す構成が知られている。この図２において、入力端子１０１から入力された再生信号は、ＬＰＦ（ローパスフィルタ）で構成された積分器１０２で低域の積分等化を行い、積分された再生信号の振幅の大きさを増幅器１０３で調整している。この積分側の構成のみでは高域の位相が歪むので、入力端子１０１から入力された再生信号を、ＨＰＦ（ハイパスフィルタ）で構成された微分器１０４に送って高域の位相を補償し、この微分された再生信号の振幅の大きさを増幅器１０５で調整する。増幅器１０５からの出力信号は、加算器１０６に送られ、積分器１０２から増幅器１０３を介した再生信号から減算される。ここで増幅器１０３、１０５は、積分側、微分側のそれぞれの周波数毎に等化基準に見合うよう利得の調整を行う。この構成の積分等化器を微積分等化器と呼ぶ。加算器１０６からの出力は、アンチエイリアス用のＬＰＦ（ローパスフィルタ）１０７を介し、Ａ／Ｄコンバータ（Ａｎａｌｏｇ ｔｏ Ｄｉｇｉｔａｌ Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ）１０８に送られて量子化され、適応等化フィルタ１０９によりＰＲ等化されて、出力端子１１０より取り出される。この図２の回路において、破線で囲った部分（積分器１０２、微分器１０４、増幅器１０３，１０５、加算器１０６、ＬＰＦ１０７）がアナログ回路で構成されている。

次に動作を説明する。図３で示されたＮＲＺ（Ｎｏｎ−Ｒｅｔｕｒｎ−ｔｏ−Ｚｅｒｏ）の信号パターンが、例えば記録再生装置により記録媒体に記録されたとする。このときの記録再生装置からの再生信号は、図４のようになり、図２の入力端子１０１に入力される。この再生信号は、図２の積分器１０２によって低域成分が抽出され、図５に示すような積分出力が得られる。積分器１０２を通過後、増幅器１０３により、この周波数における等化基準に見合うように増幅される。また、図２の入力端子１０１に入力された再生信号は、微分器１０４によって高域成分が抽出され、図６に示すような微分出力が得られる。微分器１０４を通過後、増幅器１０５により、この周波数における等化基準に見合うように増幅される。それぞれ周波数毎に等化された再生信号は、位相を考慮し、図２の加算器１０６によって、積分器１０３、増幅器１０４を介した再生信号から、微分器１０４、増幅器１０５を介した再生信号が差し引かれる。このときの再生信号を図７に示す。微積分等化器による粗い等化が行われた後、図２のＡ／Ｄコンバータ１０８で量子化され、適応等化フィルタ１０９によって精度の良い等化が行われる。

ところで、上記ＰＲ１の場合を例にとると、その周波数特性は図１に示すものとなる。磁気記録再生系のような低域遮断特性を有する系の場合、この等化基準に等化しようとすると直流成分は再生されないので、十分なＳ／Ｎを確保しようとすると、図２の積分器１０２の出力側の増幅器１０３における利得はかなり大きなものとなる。このようなアナログ回路をＬＳＩ化しようとしたときには、大きな動作範囲を確保しなければならず、それだけ回路の駆動電流も大きくなり、低電圧化や低消費電力化が難しい。

本発明は、上述のような実情に鑑みて提案されたものであって、従来アナログ回路により構成されていた微積分等化器をデジタル回路で構成し、フィルタの次数を高くすることなく簡単な構成で実現し得るような信号処理装置及び方法、並びにデジタルデータ再生装置を提供することを目的とする。

本発明に係る信号処理装置及び方法は、記録媒体を再生して得られた信号をデジタル信号に変換し、Ａ／Ｄ変換されたデジタル信号に対して１次のＩＩＲ（無限インパルス応答）フィルタ構成を有する積分器により低域成分の積分等化を行い、Ａ／Ｄ変換されたデジタル信号に対して１次のＦＩＲ（有限インパルス応答）フィルタ構成を少なくとも有する微分器により高域成分の微分等化を行い、積分等化された信号から微分等化された信号を減算し、得られた出力信号を適応等化フィルタに供給して適応等化する。

また、本発明に係るデジタルデータ再生装置は、記録媒体に記録されたデジタル信号を信号を再生する再生手段と、再生手段からの信号を増幅する増幅手段と、増幅手段からの信号をデジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換手段と、Ａ／Ｄ変換手段からの出力信号の低域成分の等化を行う１次のＩＩＲフィルタ構成を有する積分器と、Ａ／Ｄ変換手段からの出力信号の高域成分の等化を行う１次のＦＩＲフィルタ構成を少なくとも有する微分器と、積分器の出力信号から微分器の出力信号を減算する加算器と、この加算器からの出力信号が入力される適応等化フィルタと、適応等化フィルタからの出力信号に対して最尤復号を行う最尤復号手段とを有する。

ここで、上記積分器のＩＩＲフィルタは、伝達関数Ｈ_０（ｚ）が、
Ｈ_０（ｚ）＝１／（α・（１＋β・ｚ^−１））
ただし、
α＝１／（ω_０・Ｔ_ｓ）
β＝−ｅｘｐ（−ω_０・Ｔ_ｓ）
ω_０はカットオフ周波数、Ｔ_ｓはサンプリング周波数
であり、上記微分器は、伝達関数Ｈ_１（ｚ）が、
Ｈ_１（ｚ）＝γ・（１−ｚ^−１）／（１＋ε・ｚ^−１）
ただし、
γ＝（２／Ｔ_ｓ）／（ω_１＋２／Ｔ_ｓ）
ε＝（ω_１−２／Ｔ_ｓ）／（ω_１＋２／Ｔ_ｓ）
ω_１：カットオフ周波数
であることが挙げられる。

本発明によれば、記録媒体を再生して得られた信号をデジタル信号に変換し、Ａ／Ｄ変換されたデジタル信号に対して１次のＩＩＲフィルタ構成を有する積分器により低域成分の積分等化を行い、Ａ／Ｄ変換されたデジタル信号に対して１次のＦＩＲフィルタ構成を少なくとも有する微分器により高域成分の微分等化を行い、積分等化された信号から微分等化された信号を減算し、得られた出力信号を適応等化フィルタに供給して適応等化することにより、簡単な構成で、従来のアナログ回路の微積分等化器と同程度の特性をデジタル回路により実現することができる。また、アナログ回路における信号の動作範囲は電圧であるのに対し、デジタル化することで、ビット幅により動作範囲を与えることができ、容易に低電圧化が行え、低消費電力化が図れる。また、パーシャルレスポンスを利用することで、サンプリング周波数を記録符号のデータレート程度まで下げても等化が可能であり、そのときの微分器はＦＩＲフィルタのみで構成でき、高域の位相が線形に変化し、従来に比較して位相歪みが小さい。

以下、本発明に係る信号処理装置及び方法、並びにデジタルデータ再生装置の実施の形態について、図面を参照しながら説明する。

先ず、本発明に係る信号処理装置及び方法が用いられるデジタルデータ記録再生装置について考察すると、デジタル信号を記録した記録媒体を再生して得られた信号に対して、元の２値のデジタルデータに戻すときに、識別を行う前に等化基準を満たすように等化が行われる。磁気記録再生において、ＰＲ１のような積分検出が必要な記録符号の場合、微積分等化器が必要となる。

そこで、本発明の実施の形態においては、この微積分等化をデジタル回路で実現するために、記録媒体からのアナログ再生信号を量子化（Ａ／Ｄ変換）した後の再生信号を用いて、１次のＩＩＲ（無限インパルス応答）フィルタで構成した積分器を通過させ利得を調整した再生信号から、１次のＦＩＲ（有限インパルス応答）フィルタと１次のＩＩＲ（無限インパルス応答）フィルタとの組み合わせで構成した微分器を通過させ利得を調整した再生信号を減算する構成を用いている。この場合、ＩＩＲ（無限インパルス応答）フィルタの構成では、１時刻前の出力信号に係数を掛けたものと入力信号の加算が行われる。また、フィルタ回路内の係数乗算における出力信号と係数の乗算は、係数に２の倍数を利用することで、乗算はビットシフトすればよく、演算数が多くなる乗算器は必要なくなる。１段の加算器で構成した。

図８は、本発明に係る信号処理装置及び方法の実施の形態として、デジタルデータ記録再生装置の等化器として用いられる信号処理装置の構成例を示すブロック図である。この図８に示す信号処理装置は、入力端子１からの入力信号のアンチエイリアス用のＬＰＦ（ローパスフィルタ）７と、ＬＰＦ７からの出力信号の量子化を行うＡ／Ｄコンバータ（Ａｎａｌｏｇ ｔｏ Ｄｉｇｉｔａｌ Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ）８と、量子化された再生信号の低域成分の等化を行う積分器（ＩＩＲフィルタ）２０と、積分された再生信号の振幅の大きさを調整する増幅器２１と、量子化された再生信号の高域成分の等化を行う微分器（ＦＩＲフィルタ２２、ＩＩＲフィルタ２３）と、微分された振幅の大きさを調整する増幅器２４と、積分された再生信号と微分された再生信号の減算を行う加算器２５と、ＰＲ（Ｐａｒｔｉａｌ Ｒｅｓｐｏｎｓｅ）等化を行う適応等化フィルタ９とにより構成される。

この図８において、入力端子１より再生信号が入力され、量子化したときの折り返し歪み（エイリアシングノイズ）を防ぐために、アンチエイリアス用ＬＰＦ７を通過させ、Ａ／Ｄコンバータ（Ａｎａｌｏｇ ｔｏ Ｄｉｇｉｔａｌ Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ）８により、再生信号が量子化される。量子化された再生信号は、低域、高域のそれぞれの周波数毎に、等化基準に見合うように等化が行われる。低域の等化は、量子化した再生信号を、ＩＩＲフィルタで構成された積分器２０に入力して低域成分だけを抜き出し、増幅器２１によって等化基準に見合うよう増幅する。また、高域の等化は、量子化された再生信号を、ＦＩＲフィルタ２２及びＩＩＲフィルタ２３で構成された微分器に入力して高域成分だけを抜き出し、等化基準に見合うように増幅器２４により増幅する。そして、図２で示した従来技術と同様に、２つの信号の位相を考慮し、加算器２５において、積分器側の低域の等化を行った再生信号から、微分器側の高域の等化を行った再生信号が差し引かれる。演算後の再生信号は、適応等化フィルタ９に入力し、最終的にＰＲ等化される。このＰＲ等化された再生信号が出力端子１０より出力される。出力端子１０からの出力信号は、さらにＰＬＬ（位相ロックループ）回路１１に送られてクロック抽出が行われ、ビタビ復号回路１２に送られてビタビ復号される。

次に、積分器（ＩＩＲフィルタ）２０、微分器（ＦＩＲフィルタ２２、ＩＩＲフィルタ２３）について説明を行う。

従来の図２に示した積分器１０２は、１次のローパスフィルタで構成されており、伝達関数Ｈ_０（ｓ）は、
Ｈ_０（ｓ）＝ω_０／（ｓ＋ω_０） …（１）
のように表される。

ここで、カットオフ周波数ω_０は、サンプリング周波数に対し十分に小さい値（１／１００以下）となり帯域制限されていることから、インパルス不変法を利用してｓ平面上から離散系のｚ平面へ変換すると、図８の積分器（ＩＩＲフィルタ）２０は、
Ｈ_０（ｚ）＝１／（α・（１＋β・ｚ^−１）） …（２）
と表せる。上記α、βは、
α＝１／（ω_０・Ｔ_ｓ） …（３）
β＝−ｅｘｐ（−ω_０・Ｔ_ｓ） …（４）
である。ここで、Ｔ_ｓはサンプリング周波数である。なお、図８では、積分器２０の伝達関数を、遅延演算子Ｄ（単位遅延）を用いて、（１／α）／（１＋β・Ｄ）で表している。また、増幅器２１の利得（乗算係数）をＫ２として表している。

次に、図２の微分器１０４はＨＰＦ（ハイパスフィルタ）で構成されている。この微分器１０４の伝達関数Ｈ_１（ｓ）は、
Ｈ_１（ｓ）＝ｓ／（ｓ＋ω_１） …（５）
のようになる。

この場合、帯域制限されていないので、ｓ平面上から離散系のｚ平面への変換に積分器と同様にインパルス不変法を利用すると誤差が大きくなってしまう。そこで、双一次変換法を利用する。すなわち、
ｓ＝（２／Ｔ_ｓ）・（１−ｚ^−１）／（１＋ｚ^−１） …（６）
を、上記式（５）に代入すると、図８のＦＩＲフィルタ２２及びＩＩＲフィルタ２３の伝達関数Ｈ_１（ｚ）は、
Ｈ_１（ｚ）＝γ・（１−ｚ^−１）／（１＋ε・ｚ^−１） …（７）
と表せる。ここで、γ、εは、
γ＝（２／Ｔ_ｓ）／（ω_１＋２／Ｔ_ｓ） …（８）
ε＝（ω_１−２／Ｔ_ｓ）／（ω_１＋２／Ｔ_ｓ） …（９）
である。

図８の例では、微分器を構成するＦＩＲフィルタ２２及びＩＩＲフィルタ２３の各伝達特性を、単位遅延（１サンプル遅延）Ｄを用いて、γ・（１−Ｄ）及び１／（１＋ε・Ｄ）でそれぞれ表している。また、乗算器２４の利得（乗算係数）をＫ３として表している。ここで、サンプリング周波数が低い場合（例えば記録データのデータレートと同程度の場合）には、後述するように、γ・（１−Ｄ）の特性のＦＩＲフィルタ２２のみで充分であり、簡単な構成で済む。ただし、サンプリング周波数がデータレートの２倍以上となる場合には、より良い近似を得る為に、１／（１＋ε・Ｄ）の特性のＩＩＲフィルタ２３も必要となる。

微分器となるハイパスフィルタのカットオフ周波数ω_１は、記録符号のデータレート近傍にとられる。ここで、アナログの再生信号を量子化する際のサンプリング周波数が、記録符号のデータレートに対して２倍以上とらないときは、上記の双一次変換法を用いなくても、ＰＲ（パーシャルレスポンス）であれば、（データレート）／２の周波数まで動作すればよいので、このときの伝達関数Ｈ_１（ｚ）は、
Ｈ_１（ｚ）＝１−ｚ^−１ …（１０）
で十分である。

図８に示す本発明の実施の形態の構成例に用いられるＦＩＲ（有限インパルス応答）フィルタ２２の構成を図９に示す。また、ＩＩＲ（無限インパルス応答）フィルタ（２０や２３）の場合は、１時刻前の出力信号に係数（式（２）のβや式（７）のε）を掛けたものと入力信号の加算が１時刻以内に行われなければならない。それを実現するための本発明の実施の形態で用いるＩＩＲフィルタの構成の具体例を図１０に示す。

図９において、入力端子４０からの信号は係数乗算器４１に送られて係数γが乗算され、加算器４３及び遅延器４２に送られる。遅延器４２からの出力信号は加算器４３に送られ、この加算器４３にて係数乗算器４１の出力から減算され、出力端子４４を介して取り出される。このような構成によって、γ・（１−Ｄ）の伝達特性が得られる。

次に図１０において、入力端子３０からの信号は、加算器３１に送られ、この加算器３１からの出力信号が、遅延器３４及び出力端子３２に送られる。遅延器３４からの出力信号は、係数乗算器３５により係数（上記βやε）が乗算されて入力側の加算器３１に帰還されるわけであるが、本実施の形態の例では、係数乗算器３５としては、係数を２の倍数の組み合わせから選ぶことにより、演算数が多くなる通常の乗算器を用いず、ビットシフタ及び加算器を用いて構成の簡略化を図っている。具体的に、図１０の例では、遅延器３４からの出力信号を係数乗算器３５内の２つのシフト回路３６、３７に送り、これらのシフト回路３６、３７からの出力信号を加算器で加算する構成を用いている。ここで、シフト回路３６、３７は、入力データをそれぞれｎビット、ｍビット右シフト（２^−ｎ、２^−ｍ）するものであり、このようなシフト演算はゲート回路を必要としないので、実質的に演算は加算器一つとなり、演算数を減らすことができる。係数はそれぞれのレジスタのシフト量ｎ、ｍ（ｎ、ｍ＝０，１，２，・・・）の組み合わせによって決める。

図１１、図１２は、このような積分等化器の周波数特性の具体例を示し、図１１は振幅特性を、図１２は位相特性をそれぞれ示している。これらの図１１、図１２において、特性曲線Ａは、従来の図２に示すようなアナログ回路の特性を示し、また特性曲線Ｂは、本実施の形態のようにデジタルで回路で構成した図８に示すような微積分器についての周波数特性を示す。横軸の周波数には、データレートで規格化した規格化周波数が用いられ、低域側に主として積分特性が、高域側に主として微分特性がそれぞれ表れている。これらの図１１、図１２の特性は、サンプリング周波数がデータレートの約１．０７倍と低い場合を示すものであり、上記図８の微分器のＩＩＲフィルタ２３を用いない場合、すなわち、ＦＩＲフィルタ２２のみで微分器を構成している場合を示している。これらの図１１、図１２からも明らかなように、簡単な構成のデジタル回路によって、従来のアナログ回路と同程度の振幅特性を実現し、位相歪みを小さくすることができる。

また、図１３は、従来の構成（図２）と今回の構成（図８）との各Ｓ／Ｎ特性を示すものである。この場合のＳ／Ｎ値は、適応等化後の出力を示し、特性曲線Ａは図２の適応等化フィルタ１０９からの出力を、特性曲線Ｂは図８の適応等化フィルタ９からの出力をそれぞれ示している。このときのデジタルのサンプリング周波数は記録符号のデータレートに対して、約１．０７倍である。このような低いサンプリング周波数でも、従来よりも改善されたＳ／Ｎが得られる。

ここで、図８の構成において、アナログ回路は破線で囲った部分、すなわちアンチエイリアス用のＬＰＦ７のみであり、前述した図２の破線で囲ったアナログ回路部分が（積分器１０２、微分器１０４、増幅器１０３，１０５、加算器１０６、ＬＰＦ１０７）がデジタル回路により実現されていることが分かる。

従って、本発明の実施の形態によれば、従来のアナログ回路の構成をそのままデジタル化することができ、従来と同等のフィルタの次数で実現できる。ここで、従来のアナログ回路における信号の動作範囲は電圧で与えられるが、デジタル化することで、動作範囲はビット幅で与えられることになり、容易に低電圧化が行え、低消費電力にもなる。また、パーシャルレスポンス（ＰＲ）を利用することで、サンプリング周波数を記録符号のデータレート程度まで下げても等化が可能であり、そのときの微分器の型は上記式（１０）で充分であるので、高域の位相が線形に変化し、従来に比較して位相歪みが小さい。

次に、上述した信号処理装置及び方法が適用された本発明に係るデジタルデータ再生装置の実施の形態について、図１４を参照しながら説明する。

この図１４に示すデジタルデータ再生装置は、デジタルテープストリーマ等のような磁気テープに対してデジタル信号を記録再生する磁気記録再生装置の例を示している。この図１４において、磁気テープ２０１に記録されたデジタル信号は、磁気ヘッド２０２にて再生される。この磁気ヘッド２０２からの再生信号は振幅が微少であるため、プリアンプ（前置増幅器）２０３により適当な振幅まで増幅される。プリアンプ２０３から出力された再生信号は、利得制御増幅器（ＧＣＡ：Ｇａｉｎ Ｃｏｎｔｒｏｌ Ａｍｐｌｉｆｉｅｒ）２０４に送られ、所望の振幅の大きさに増幅される。なおこのＧＣＡ（利得制御増幅器）２０４には、入力信号の振幅変化に拘わらず自動的に一定の振幅に増幅する自動利得（ＡＧＣ：Ａｕｔｏ Ｇａｉｎ Ｃｏｎｔｒｏｌ）増幅器が用いられることが多い。ＧＣＡ（利得制御増幅器）２０４からの出力信号は、アンチエイリアス用（エイリアシングノイズを防ぐため）のＬＰＦ（ローパスフィルタ）２０５を介して、Ａ／Ｄ変換器２０６に送られ、量子化される。

Ａ／Ｄ変換器２０６で量子化された再生信号は、上述した本発明の実施の形態の微積分等化器２０７に送られる。この微積分等化器２０７としては、例えば上記図８において、量子化された再生信号の低域成分の等化を行う積分器（ＩＩＲフィルタ）２０と、積分された再生信号の振幅の大きさを調整する増幅器２１と、量子化された再生信号の高域成分の等化を行う微分器（ＦＩＲフィルタ２２、ＩＩＲフィルタ２３）と、微分された振幅の大きさを調整する増幅器２４と、積分された再生信号と微分された再生信号の減算を行う加算器２５と、を有して成る構成を用いることができる。

微積分等化器２０７からの出力信号は、ＰＲ（パーシャルレスポンス）等化を行う適応等化フィルタとしてのＦＩＲ（有限インパルス応答）フィルタ２０８にて仮等化が行われる。ＦＩＲフィルタ２０８からの仮等化された再生信号は、補間フィルタ等を利用したＰＬＬ（位相ロックループ）で構成されるタイミング復元（Ｔｉｍｉｎｇ Ｒｅｃｏｖｅｒｙ）回路２０９にて、チャネルクロック同期がとられる。同期のとられた再生信号はＦＩＲフィルタ２１０に送られ、このＦＩＲフィルタ２１０にて適応等化アルゴリズムを利用して精度の良い等化が行われた後、ビタビ復号器２１１に送られて最尤復号される。ビタビ復号器２１１にて最尤復号された２値の信号は、デコーダ２１２にて記録符号の復調（復号）が行われてＮＲＺ符号に変換され、ＮＲＺインタフェース２１３を介して出力され、例えば誤り訂正回路（図示せず）に送られて誤り訂正処理が施される。

この図１４に示す磁気記録再生装置は、磁気テープに対する記録再生を行うデジタルテープストリーマを想定したものであるが、本発明は、デジタルＶＴＲ等にも、また、テープ以外の記録媒体を用いる磁気ディスク装置等や、磁気記録媒体以外の記録媒体を用いるデジタルデータ記録再生装置にも容易に適用できることは勿論である。

なお、本発明は、図面を参照して説明した上述の実施例に限定されるものではなく、添付の請求の範囲及びその主旨を逸脱することなく、様々な変更、置換又はその同等のものを行うことができることは当業者にとって明らかである。

図１は、ＰＲ（パーシャルレスポンス）１の周波数特性を示す図である。 図２は、従来のアナログ回路による積分等化器を含む信号処理回路の一例を示すブロック図である。 図３は、図２の回路の動作説明に供する記録信号波形の一例を示す図である。 図４は、図２の回路の動作説明に供する再生信号波形の一例を示す図である。 図５は、図２の回路の動作説明に供する積分出力波形の一例を示す図である。 図６は、図２の回路の動作説明に供する微分出力波形の一例を示す図である。 図７は、図２の回路の動作説明に供する微積分等化出力波形の一例を示す図である。 図８は、本発明の実施の形態となる信号処理装置の概略構成を示すブロック図である。 図９は、本発明の実施の形態に用いられる１次のＦＩＲフィルタの一例の概略構成を示すブロック図である。 図１０は、本発明の実施の形態に用いられる１次のＩＩＲフィルタの一例の概略構成を示すブロック図である。 図１１は、本発明の実施の形態及び従来例の周波数−振幅特性を示す図である。 図１２は、本発明の実施の形態及び従来例の周波数−位相特性を示す図である。 図１３は、本発明の実施の形態及び従来例のＳ／Ｎ特性を示す図である。 図１４は、本発明の実施の形態となるデジタルデータ再生装置の概略構成を示すブロック図である。

Claims (15)

1. 記録媒体を再生して得られた信号をデジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換手段と、
   上記Ａ／Ｄ変換手段からの出力信号の低域成分の等化を行う１次のＩＩＲフィルタ構成を有する積分器と、
   上記Ａ／Ｄ変換手段からの出力信号の高域成分の等化を行う１次のＦＩＲフィルタ構成を少なくとも有する微分器と、
   上記積分器の出力信号から上記微分器の出力信号を減算する加算器と、
   上記加算器からの出力信号が入力される適応等化フィルタとを有する信号処理装置。
2. 上記微分器は、上記ＦＩＲフィルタ構成にＩＩＲフィルタ構成を直列に接続して構成される請求項１記載の信号処理装置。
3. 上記積分器のＩＩＲフィルタは、伝達関数Ｈ_０（ｚ）が、
   Ｈ_０（ｚ）＝１／（α・（１＋β・ｚ^−１））
   ただし、
   α＝１／（ω_０・Ｔ_ｓ）
   β＝−ｅｘｐ（−ω_０・Ｔ_ｓ）
   ω_０はカットオフ周波数、Ｔ_ｓはサンプリング周波数
   であり、上記微分器は、伝達関数Ｈ_１（ｚ）が、
   Ｈ_１（ｚ）＝γ・（１−ｚ^−１）／（１＋ε・ｚ^−１）
   ただし、
   γ＝（２／Ｔ_ｓ）／（ω_１＋２／Ｔ_ｓ）
   ε＝（ω_１−２／Ｔ_ｓ）／（ω_１＋２／Ｔ_ｓ）
   ω_１：カットオフ周波数
   である請求項１記載の信号処理装置。
4. 上記積分器からの出力信号に対して等化基準に見合うように増幅する第１の増幅器と、上記微分器からの出力信号に対して等化基準に見合うように増幅する第２の増幅器とを有し、上記加算器は、上記第１の増幅器の出力信号から上記第２の増幅器の出力信号を減算して出力する請求項１記載の信号処理装置。
5. 上記積分器、微分器に用いられる１次フィルタの係数乗算器は、データをビットシフトする複数のシフト手段と、上記複数のシフト手段によりシフトされたデータを加算する加算手段とを用いて構成される請求項１記載の信号処理装置。
6. 上記適応等化フィルタはＰＲ（パーシャルレスポンス）等化を行う請求項１記載の信号処理装置。
7. 記録媒体を再生して得られた信号をデジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換工程と、
   上記Ａ／Ｄ変換工程により得られた出力信号に対して１次のＩＩＲフィルタ構成を有する積分器により低域成分の等化を行う積分等化工程と、
   上記Ａ／Ｄ変換工程により得られた出力信号に対して１次のＦＩＲフィルタ構成を少なくとも有する微分器により高域成分の等化を行う微分等化工程と、
   上記積分等化工程により得られた出力信号から上記微分等化工程により得られた出力信号を減算する減算工程と、
   上記減算工程により得られた出力信号を適応等化フィルタに供給して適応等化する適応等化工程とを有する信号処理方法。
8. 上記微分等化工程で用いられる微分器は、上記ＦＩＲフィルタ構成にＩＩＲフィルタ構成を直列に接続して構成される請求項７記載の信号処理方法。
9. 上記積分等化工程で用いられる積分器のＩＩＲフィルタは、伝達関数Ｈ_０（ｚ）が、
   Ｈ_０（ｚ）＝１／（α・（１＋β・ｚ^−１））
   ただし、
   α＝１／（ω_０・Ｔ_ｓ）
   β＝−ｅｘｐ（−ω_０・Ｔ_ｓ）
   ω_０はカットオフ周波数、Ｔ_ｓはサンプリング周波数
   であり、上記微分等化工程で用いられる微分器は、伝達関数Ｈ_１（ｚ）が、
   Ｈ_１（ｚ）＝γ・（１−ｚ^−１）／（１＋ε・ｚ^−１）
   ただし、
   γ＝（２／Ｔ_ｓ）／（ω_１＋２／Ｔ_ｓ）
   ε＝（ω_１−２／Ｔ_ｓ）／（ω_１＋２／Ｔ_ｓ）
   ω_１：カットオフ周波数
   である請求項７記載の信号処理方法。
10. 上記積分等化工程からの出力信号に対して等化基準に見合うように増幅する第１の増幅工程と、上記微分等化工程からの出力信号に対して等化基準に見合うように増幅する第２の増幅工程とを有し、上記減算工程は、上記第１の増幅工程の出力信号から上記第２の増幅工程の出力信号を減算して出力する請求項７記載の信号処理方法。
11. 上記積分器、微分器に用いられる１次フィルタの係数乗算器は、データをビットシフトする複数のシフト手段と、上記複数のシフト手段によりシフトされたデータを加算する加算手段とを用いて構成される請求項７記載の信号処理方法。
12. 上記適応等化工程ではＰＲ（パーシャルレスポンス）等化を行う請求項７記載の信号処理方法。
13. 記録媒体に記録されたデジタル信号を再生する再生手段と、
    上記再生手段からの信号を増幅する増幅手段と、
    上記増幅手段からの信号をデジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換手段と、
    上記Ａ／Ｄ変換手段からの出力信号の低域成分の等化を行う１次のＩＩＲフィルタ構成を有する積分器と、
    上記Ａ／Ｄ変換手段からの出力信号の高域成分の等化を行う１次のＦＩＲフィルタ構成を少なくとも有する微分器と、
    上記積分器の出力信号から上記微分器の出力信号を減算する加算器と、
    この加算器からの出力信号が入力される適応等化フィルタと、
    上記適応等化フィルタからの出力信号に対して最尤復号を行う最尤復号手段とを有するデジタルデータ再生装置。
14. 上記微分器は、上記ＦＩＲフィルタ構成にＩＩＲフィルタ構成を直列に接続して構成される請求項１３記載のデジタルデータ再生装置。
15. 上記積分器のＩＩＲフィルタは、伝達関数Ｈ_０（ｚ）が、
    Ｈ_０（ｚ）＝１／（α・（１＋β・ｚ^−１））
    ただし、
    α＝１／（ω_０・Ｔ_ｓ）
    β＝−ｅｘｐ（−ω_０・Ｔ_ｓ）
    ω_０はカットオフ周波数、Ｔ_ｓはサンプリング周波数
    であり、上記微分器は、伝達関数Ｈ_１（ｚ）が、
    Ｈ_１（ｚ）＝γ・（１−ｚ^−１）／（１＋ε・ｚ^−１）
    ただし、
    γ＝（２／Ｔ_ｓ）／（ω_１＋２／Ｔ_ｓ）
    ε＝（ω_１−２／Ｔ_ｓ）／（ω_１＋２／Ｔ_ｓ）
    ω_１：カットオフ周波数
    である請求項１３記載のデジタルデータ再生装置。

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