JP4230205B2 - 温度判定回路 - Google Patents
温度判定回路 Download PDFInfo
- Publication number
- JP4230205B2 JP4230205B2 JP2002344535A JP2002344535A JP4230205B2 JP 4230205 B2 JP4230205 B2 JP 4230205B2 JP 2002344535 A JP2002344535 A JP 2002344535A JP 2002344535 A JP2002344535 A JP 2002344535A JP 4230205 B2 JP4230205 B2 JP 4230205B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- voltage
- temperature
- reference voltage
- current path
- predetermined current
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Fee Related
Links
Images
Landscapes
- Measuring Temperature Or Quantity Of Heat (AREA)
- Semiconductor Integrated Circuits (AREA)
Description
【発明の属する技術分野】
本発明は、ICチップの温度を判定する温度判定回路に関する。
【0002】
【従来の技術】
ICは、使用環境温度が動作に与える影響が大きく、一定の温度以上になった場合、何らかの保護や動作停止等を行う必要があり、このため温度検出回路がICチップ内に組み込まれている。
【0003】
図11に従来の温度検出回路の一例を、また、図12にその出力特性を示す。図11において波線で囲んだ部分は一般的なバンドギャップ電圧発生回路であり、この構成は後述の図4と同じである。ここではダイオードD12のカソード電圧を温度判定用の基準電圧としての出力電圧V−としている。出力電圧V−の値はシリコン接合の場合、1.23Vに設定すれば、一般的に、温度に対しても、電源電圧VCCに対しても安定な電圧となるが、アーリー電圧の影響で若干正勾配となっている。次に、抵抗R100とダイオードD111・D121との直列構成回路をVCC−GND間に接続し、ダイオードD111のアノードより取り出した出力電圧がV+であり、ICチップの温度に応じた電圧となる。出力電圧V+はダイオード2個分の電圧降下であるため、温度に対し負の勾配を持っている。また、電源電圧VCCが上昇すればダイオードD111・D121に流れる電流も増加するため、ダイオードのVf−If特性により、当該出力電圧V+も上昇する。
【0004】
図13に一般的な温度判定回路を示すが、この温度判定回路はICの中に組み込まれていて、温度検出回路と基準電圧生成回路とを兼ねる判定用電圧生成回路151、および比較回路152から構成されている。判定用電圧生成回路151は図11の回路に相当していて出力電圧V+・V−を出力し、これらが比較回路152へ入力される。比較回路152は、出力電圧V+と出力電圧V−とを比較してその大小関係に応じた出力電圧Voを出力する。図14に電源電圧VCCが10Vであるときの出力電圧V+・V−・Voの温度特性を示す。出力電圧Voは比較回路152の出力状態をHレベル、Lレベルとして表したものである。一方、出力電圧V+・V−は判定用電圧生成回路151からの出力であり、ICチップの温度を横軸にして変化を表している。出力電圧V−は前述の如く若干正勾配で、出力電圧V+はダイオードD11・D12の温度特性により負勾配となる。ダイオードD11・D12は当該回路の場合、ICチップ上で構成されているため、以降、ダイオードD11・D12の温度をICチップの温度で表現する。
【0005】
出力電圧V+はICチップの温度が60℃であるときは出力電圧V−より高いため、比較回路152の出力電圧VoはHigh(以降、Hと称する)である。ICチップの温度が上昇し、90℃以上になれば、出力電圧V−の方が高くなるため、出力電圧VoはLow(以降、Lと称する)になる。
【0006】
また、比較回路152の一般的な構成は、後述の図2の比較回路2と同じである。
【0007】
次に、ICチップの温度と電源電圧VCCとの双方とも変化した場合の特性について、図12を用いて説明を行う。電源電圧VCCが6VであるときICチップの温度が85℃から95℃までとなる範囲において、出力電圧V+は出力電圧V−より低いため比較回路152の出力電圧Voは全てLとなる。電源電圧VCCが上昇し、8VになればICチップの温度が85℃以下であるときの出力電圧V+は出力電圧V−より高くなるため、出力電圧VoはHに変わる。85℃以上では出力電圧Voは全てLのままである。さらに電源電圧VCCが上昇し、10Vになれば、ICチップの温度が90℃でも出力電圧V+が出力電圧V−より高くなるため、出力電圧VoはHに変わる。95℃以上では出力電圧VoはLのままである。さらに電源電圧VCCが上昇し、12Vになれば、ICチップの温度が95℃以下では出力電圧V+が出力電圧V−より高くなるため、出力電圧VoはHに変わる。
【0008】
また、特許文献1のように、判定用電圧生成回路と抵抗分割回路と比較回路とからなる温度検出回路がある。
【0009】
【特許文献1】
特開平5−306958号公報
(公開日:平成5年(1993)11月19日)
【0010】
【発明が解決しようとする課題】
従来の温度判定回路の場合、異常温度を検出し、例えば上述のように出力をLレベルにする。図示されていない他の回路はこのLレベルを検出して異常であることを認識する。しかしながら、電源電圧VCCが高くなれば、同じ温度でも出力が再度Hになってしまうため、温度異常の検出がされず、精度の高い温度検出を行うことができないという問題がある。前記特許文献1においても、電源電圧の変化については考慮されていない。
【0011】
このように、従来の温度判定回路は、比較回路の入力電圧が電源電圧依存性を持っていたため、判定温度がICの電源電圧の変化により変化していた。
【0012】
本発明は、上記従来の問題点に鑑みなされたものであり、その目的は、電源電圧の変化に対しても安定した温度判定を行うことのできる信頼性の高い温度判定回路を提供することにある。
【0013】
【課題を解決するための手段】
本発明の温度判定回路は、上記課題を解決するために、ICチップの温度を電圧として検出して出力する温度検出手段と、検出温度の基準となる基準電圧を生成する基準電圧生成手段と、上記温度検出手段の温度の検出電圧と基準電圧生成手段の上記基準電圧とを比較して比較結果を出力する比較手段とを備えて上記ICチップの温度を判定する温度判定回路において、上記検出電圧および上記基準電圧は、同一の電源電圧から生成され、上記電源電圧を用いて、上記温度検出手段が有する第1所定電流経路に流れる動作電流と略同一の電流を、上記基準電圧生成手段が有する第2所定電流経路、および上記温度検出手段が有する第3所定電流経路に流すためのカレントミラー回路を備え、上記カレントミラー回路に使用されるトランジスタは、上記第1所定電流経路上、上記第2所定電流経路上および上記第3所定電流経路上のそれぞれで複数段に縦続接続され、上記カレントミラー回路における全てのゲート同士が電位固定用の短絡接続が行われたMOSトランジスタであり、上記複数段に縦続接続されたトランジスタの導電型は、上記カレントミラー回路において全て同一であり、上記温度検出手段は、上記第1所定電流経路上に接続されて上記動作電流を生成する第1抵抗と、上記第3所定電流経路上に接続されて上記動作電流が順方向に流れるダイオードとを有し、上記ダイオードの電圧降下が上記検出電圧となり、上記基準電圧生成手段は、上記第2所定電流経路上に接続されて上記動作電流が流れる第2抵抗を有し、上記第2抵抗の電圧降下が上記基準電圧となることを特徴としている。
また、本発明の温度判定回路は、上記課題を解決するために、ICチップの温度を電圧として検出して出力する温度検出手段と、検出温度の基準となる基準電圧を生成する基準電圧生成手段と、上記温度検出手段の温度の検出電圧と基準電圧生成手段の上記基準電圧とを比較して比較結果を出力する比較手段とを備えて上記ICチップの温度を判定する温度判定回路において、上記検出電圧および上記基準電圧は、同一の電源電圧から生成され、上記電源電圧を用いて、上記温度検出手段が有する第1所定電流経路に流れる動作電流と略同一の電流を、上記基準電圧生成手段が有する第2所定電流経路、および上記温度検出手段が有する第3所定電流経路に流すためのカレントミラー回路を備え、上記カレントミラー回路に使用されるトランジスタは、上記第1所定電流経路上、上記第2所定電流経路上および上記第3所定電流経路上のそれぞれで複数段に縦続接続され、上記カレントミラー回路における各上記縦続接続の所定段のゲート同士は電位固定用の短絡接続が行われ、上記カレントミラー回路における上記所定段以外の段のゲート同士は上記所定段とは独立に互いに接続されてバイアス電圧が与えられた、MOSトランジスタであり、上記複数段に縦続接続されたトランジスタの導電型は、上記カレントミラー回路において全て同一であり、上記温度検出手段は、上記第1所定電流経路上に接続されて上記動作電流を生成する第1抵抗と、上記第3所定電流経路上に接続されて上記動作電流が順方向に流れるダイオードとを有し、上記ダイオードの電圧降下が上記検出電圧となり、上記基準電圧生成手段は、上記第2所定電流経路上に接続されて上記動作電流が流れる第2抵抗を有し、上記第2抵抗の電圧降下が上記基準電圧となることを特徴としている。
さらに、本発明の温度判定回路は、上記課題を解決するために、ICチップの温度を電圧として検出して出力する温度検出手段と、検出温度の基準となる基準電圧を生成する基準電圧生成手段と、上記温度検出手段の温度の検出電圧と基準電圧生成手段の上記基準電圧とを比較して比較結果を出力する比較手段とを備えて上記ICチップの温度を判定する温度判定回路において、上記検出電圧および上記基準電圧は、同一の電源電圧から生成され、上記電源電圧を用いて、上記温度検出手段が有する第1所定電流経路に流れる動作電流と略同一の電流を、上記基準電圧生成手段が有する第2所定電流経路、および上記温度検出手段が有する第3所定電流経路に流すためのカレントミラー回路を備え、上記カレントミラー回路に使用されるトランジスタは、上記第1所定電流経路上、上記第2所定電流経路上および上記第3所定電流経路上のそれぞれで複数段に縦続接続され、上記カレントミラー回路における全てのゲート同士が電位固定用の短絡接続が行われたMOSトランジスタであり、上記複数段に縦続接続されたトランジスタの導電型は、上記カレントミラー回路において全て同一であり、上記温度検出手段は、上記第1所定電流経路上に接続されて上記動作電流を生成する第1抵抗と、上記第3所定電流経路上に接続されて上記動作電流が順方向に流れるダイオードと、上記ダイオードと直列に接続されて上記動作電流が流れる第3抵抗とを有し、上記ダイオードの電圧降下と上記第3抵抗の電圧降下との和が上記検出電圧となり、上記基準電圧生成手段は、上記第2所定電流経路上に接続されて上記動作電流が流れる第2抵抗を有し、上記第2抵抗の電圧降下が上記基準電圧となることを特徴としている。
さらに、本発明の温度判定回路は、上記課題を解決するために、ICチップの温度を電圧として検出して出力する温度検出手段と、検出温度の基準となる基準電圧を生成する基準電圧生成手段と、上記温度検出手段の温度の検出電圧と基準電圧生成手段の上記基準電圧とを比較して比較結果を出力する比較手段とを備えて上記ICチップの温度を判定する温度判定回路において、上記検出電圧および上記基準電圧は、同一の電源電圧から生成され、上記電源電圧を用いて、上記温度検出手段が有する第1所定電流経路に流れる動作電流と略同一の電流を、上記基準電圧生成手段が有する第2所定電流経路、および上記温度検出手段が有する第3所定電流経路に流すためのカレントミラー回路を備え、上記カレントミラー回路に使用されるトランジスタは、上記第1所定電流経路上、上記第2所定電流経路上および上記第3所定電流経路上のそれぞれで複数段に縦続接続され、上記カレントミラー回路における各上記縦続接続の所定段のゲート同士は電位固定用の短絡接続が行われ、上記カレントミラー回路における上記所定段以外の段のゲート同士は上記所定段とは独立に互いに接続されてバイアス電圧が与えられた、MOSトランジスタであり、上記複数段に縦続接続されたトランジスタの導電型は、上記カレントミラー回路において全て同一であり、上記温度検出手段は、上記第1所定電流経路上に接続されて上記動作電流を生成する第1抵抗と、上記第3所定電流経路上に接続されて上記動作電流が順方向に流れるダイオードと、上記ダイオードと直列に接続されて上記動作電流が流れる第3抵抗とを有し、上記ダイオードの電圧降下と上記第3抵抗の電圧降下との和が上記検出電圧となり、上記基準電圧生成手段は、上記第2所定電流経路上に接続されて上記動作電流が流れる第2抵抗を有し、上記第2抵抗の電圧降下が上記基準電圧となることを特徴としている。
さらに、本発明の温度判定回路は、上記課題を解決するために、ICチップの温度を電圧として検出して出力する温度検出手段と、検出温度の基準となる基準電圧を生成する基準電圧生成手段と、上記温度検出手段の温度の検出電圧と基準電圧生成手段の上記基準電圧とを比較して比較結果を出力する比較手段とを備えて上記ICチップの温度を判定する温度判定回路において、上記検出電圧および上記基準電圧は、同一の電源電圧から生成され、上記電源電圧を用いて、上記温度検出手段が有する第1所定電流経路に流れる動作電流と略同一の電流を、上記温度検出手段が有する第3所定電流経路に流すためのカレントミラー回路を備え、上記カレントミラー回路に使用されるトランジスタは、上記第1所定電流経路上および上記第3所定電流経路上のそれぞれで複数段に縦続接続され、上記カレントミラー回路における全てのゲート同士が電位固定用の短絡接続が行われたMOSトランジスタであり、上記複数段に縦続接続されたトランジスタの導電型は、上記カレントミラー回路において全て同一であり、上記温度検出手段は、上記第1所定電流経路に接続されて上記動作電流を生成する第1抵抗と、上記第3所定電流経路上に接続されて上記動作電流が順方向に流れるダイオードとを有し、上記ダイオードの電圧降下が上記検出電圧となり、上記基準電圧生成手段は、バンドギャップ電圧を発生するバンドギャップ電圧発生回路を有し、上記基準電圧生成手段は、上記バンドギャップ電圧を分圧して基準電圧を生成することを特徴としている。
さらに、本発明の温度判定回路は、上記課題を解決するために、ICチップの温度を電圧として検出して出力する温度検出手段と、検出温度の基準となる基準電圧を生成する基準電圧生成手段と、上記温度検出手段の温度の検出電圧と基準電圧生成手段の上記基準電圧とを比較して比較結果を出力する比較手段とを備えて上記ICチップの温度を判定する温度判定回路において、上記検出電圧および上記基準電圧は、同一の電源電圧から生成され、上記電源電圧を用いて、上記温度検出手段が有する第1所定電流経路に流れる動作電 流と略同一の電流を、上記温度検出手段が有する第3所定電流経路に流すためのカレントミラー回路を備え、上記カレントミラー回路に使用されるトランジスタは、上記第1所定電流経路上および上記第3所定電流経路上のそれぞれで複数段に縦続接続され、上記カレントミラー回路における各上記縦続接続の所定段のゲート同士は電位固定用の短絡接続が行われ、上記カレントミラー回路における上記所定段以外の段のゲート同士は上記所定段とは独立に互いに接続されてバイアス電圧が与えられた、MOSトランジスタであり、上記複数段に縦続接続されたトランジスタの導電型は、上記カレントミラー回路において全て同一であり、上記温度検出手段は、上記第1所定電流経路に接続されて上記動作電流を生成する第1抵抗と、上記第3所定電流経路上に接続されて上記動作電流が順方向に流れるダイオードとを有し、上記ダイオードの電圧降下が上記検出電圧となり、上記基準電圧生成手段は、バンドギャップ電圧を発生するバンドギャップ電圧発生回路を有し、上記基準電圧生成手段は、上記バンドギャップ電圧を分圧して基準電圧を生成することを特徴としている。
本発明の参考に係る温度判定回路は、上記課題を解決するために、ICチップの温度を電圧として検出して出力する温度検出手段と、検出温度の基準となる基準電圧を生成する基準電圧生成手段と、上記温度検出手段の温度の検出電圧と基準電圧生成手段の上記基準電圧とを比較して比較結果を出力する比較手段とを備えて上記ICチップの温度を判定する温度判定回路において、上記検出電圧および上記基準電圧は、同一の電源電圧から生成され、上記電源電圧が所定の範囲内にある場合には、上記電源電圧に対しては依存せず略一定であることを特徴としている。
【0014】
上記の発明によれば、温度検出手段が出力する検出電圧と、基準電圧生成手段が生成する基準電圧とは同一の電源電圧から生成されるが、ICチップの温度が一定の場合には、電源電圧が所定の範囲内において変化しても略一定である。従って、比較手段は検出電圧と基準電圧との比較を電源電圧が変化しても正確に行うことができる。このように、比較手段の入力電圧が電源電圧依存性を持っていないため、ICチップの判定温度が電源電圧の変化により変化することはない。
【0015】
この結果、電源電圧の変化に対しても安定した温度判定を行うことのできる信頼性の高い温度判定回路を提供することができる。
【0016】
さらに本発明の温度判定回路は、上記課題を解決するために、上記検出電圧および上記基準電圧の温度勾配は、一方が正で他方が負であることを特徴としている。
【0017】
上記の発明によれば、検出電圧と基準電圧とは、一方の温度勾配が正で他方の温度勾配が負であるために、両者の差をICチップの温度に対応して小さい値から十分に大きな値まで異ならせることができるので、比較手段の入力側のダイナミックレンジを拡大することができる。
【0018】
さらに本発明の温度判定回路は、上記課題を解決するために、上記検出電圧および上記基準電圧の温度勾配は、一方が略零で他方が正であることを特徴としている。
【0019】
上記の発明によれば、検出電圧と基準電圧とは、一方の温度勾配が略零で他方の温度勾配が正であるために、両者の差をICチップの温度に対応して小さい値から大きな値まで異ならせることができるので、比較手段の入力側のダイナミックレンジを拡大することができる。
【0020】
さらに本発明の温度判定回路は、上記課題を解決するために、上記検出電圧および上記基準電圧の温度勾配は、一方が略零で他方が負であることを特徴としている。
【0021】
上記の発明によれば、検出電圧と基準電圧とは、一方の温度勾配が略零で他方の温度勾配が負であるために、両者の差をICチップの温度に対応して小さい値から大きな値まで異ならせることができるので、比較手段の入力側のダイナミックレンジを拡大することができる。
【0022】
さらに本発明の参考に係る温度判定回路は、上記課題を解決するために、上記電源電圧を用いて、上記温度検出手段および上記基準電圧生成手段の所定電流経路に略同一の動作電流を流すためのカレントミラー回路を備え、上記カレントミラー回路に使用されるトランジスタは、上記所定電流経路上で複数段に縦続接続され、全てのゲート同士が電位固定用の短絡接続が行われたMOSトランジスタであることを特徴としている。
【0023】
上記の発明によれば、カレントミラー回路によって電源電圧を用いて温度検出手段および基準電圧生成手段の所定経路に略同一の動作電流を流すが、このとき、カレントミラー回路のトランジスタとして、所定経路上にバイポーラトランジスタではなく、全てのゲート同士が電位固定用の短絡接続が行われたMOSトランジスタを、しかも1つではなく複数段縦続接続するように用いる。これにより、アーリー電圧の影響を無視することができ、検出電圧および基準電圧をより一層電源電圧に依存しない一定の電圧とすることができる。
【0024】
さらに本発明の参考に係る温度判定回路は、上記課題を解決するために、上記電源電圧を用いて、上記温度検出手段および上記基準電圧生成手段の所定電流経路に略同一の動作電流を流すためのカレントミラー回路を備え、上記カレントミラー回路に使用されるトランジスタは、上記所定電流経路上で複数段に縦続接続され、各上記縦続接続の所定段のゲートは電位固定用の短絡接続が行われ、上記所定段以外の段のゲート同士は上記所定段とは独立に互いに接続されてバイアス電圧が与えられた、MOSトランジスタであることを特徴としている。
【0025】
上記の発明によれば、カレントミラー回路によって電源電圧を用いて温度検出手段および基準電圧生成手段の所定経路に略同一の動作電流を流すが、このとき、カレントミラー回路のトランジスタとして、所定経路上にバイポーラトランジスタではなくMOSトランジスタを、しかも1つではなく複数段縦続接続するように用いる。またこのとき、各縦続接続の所定段のゲートは電位固定用の短絡接続が行われ、所定段以外の段のゲート同士は所定段とは独立に互いに接続されてバイアス電圧が与えられる。
【0026】
これにより、アーリー電圧の影響を無視することができ、検出電圧および基準電圧をより一層電源電圧に依存しない一定の電圧とすることができる。
【0027】
【発明の実施の形態】
〔実施の形態1〕
本発明の参考形態としての一実施の形態について、図1ないし図3に基づいて説明すれば以下能通りである。
【0028】
本実施の形態に係る温度判定回路の構成としては、従来の技術で示した図13のように判定用電圧生成回路と比較回路とを備えたものとなっている。図1に、本実施の形態に係る温度判定回路に備えられる判定用電圧生成回路1の構成を示す。
【0029】
判定用電圧生成回路(温度検出手段、基準電圧生成手段)1は、トランジスタQ1〜Q8、抵抗R1・R7、およびダイオードD1を備えている。
【0030】
トランジスタQ3〜Q7はそれぞれPNP型トランジスタであり、各エミッタは電源電圧VCCのラインに接続されている。また、トランジスタQ3〜Q7の各ベースは互いに接続され、トランジスタQ5のベースとコレクタとは短絡されている。このように、トランジスタQ3〜Q7はカレントミラー回路を構成していることから、トランジスタQ3〜Q7のそれぞれには略同一のコレクタ電流が流れる。
【0031】
トランジスタQ1はNPN型トランジスタであり、コレクタはトランジスタQ3のコレクタに接続されており、またトランジスタQ1自身のベースに接続されている。トランジスタQ2はNPN型トランジスタであり、コレクタはトランジスタQ4のコレクタに接続されている。トランジスタQ1のベースとトランジスタQ2のベースとは互いに接続されている。また、トランジスタQ1のエミッタは抵抗R1を介してGNDに接続されており、トランジスタQ2のエミッタはGNDに接続されている。
【0032】
トランジスタQ8はNPN型トランジスタであり、コレクタはトランジスタQ5のコレクタに接続されており、エミッタはGNDに接続されている。また、ダイオードD1は、アノードがトランジスタQ6のコレクタに接続されており、カソードがGNDに接続されている。抵抗R7はトランジスタQ7のコレクタとGNDとの間に直列に挿入されるように接続されている。そして、ダイオードD1のアノードから判定用電圧生成回路1の出力電圧V+が出力され、抵抗R7とトランジスタQ7のコレクタとの接続点から判定用電圧生成回路1の出力電圧V−が出力される。出力電圧V+は検出温度の基準となる基準電圧であり、出力電圧V−はICチップの温度を電圧として検出して出力される検出電圧である。出力電圧V+・V−はともに同一の電源電圧VCCから生成される。
【0033】
トランジスタQ3〜Q7がカレントミラー回路を構成しているため、トランジスタQ1のコレクタ電流とトランジスタQ2のコレクタ電流とは略同一となる。一方、トランジスタQ1のエミッタ面積をトランジスタQ2よりもここでは10倍大きくしている。このため、抵抗R1の両端に発生する電圧VT1は、25℃で(kT/q)×ln(10)=60mVの電圧が発生する(ただし、k:ボルツマン定数=1.38×10-23J/K、T:絶対温度(K)、q:電子の電荷量=1.6×10-19クーロン)。よって、R1=12kΩとすれば、抵抗R1には5μA流れることになる。従って、抵抗R1の両端に発生する電圧VT1は電源電圧VCCには依存しない。
【0034】
そして、抵抗R1に流れる電流5μAと略同じ値が、前述の説明の如くトランジスタQ1〜Q7に流れるため、抵抗R7を例えば80kΩに設定すれば、抵抗R7の両端には電圧(V−)として25℃で約0.4Vが発生する。ICチップの温度が何らかの要因で上昇すれば、電圧VT1が上昇するため、トランジスタQ7を流れるコレクタ電流が増加し、出力電圧V−は90℃で0.495Vとなる。一方、ダイオードD1にも抵抗R7と同じ電流が流れるが、ダイオードには約−1.7mV/℃の負の温度勾配があるため、出力電圧V+は90℃で0.5Vとなる。当該回路の場合、上記原理によりコレクタ電流は電圧VT1のみで決定するため、電源電圧VCCには殆ど依存しない。尚、トランジスタQ3〜Q7はMOSトランジスタでも良い。
【0035】
次に、図2に、本実施の形態に係る温度判定回路に備えられる比較回路(比較手段)2の構成を示す。比較回路2は、トランジスタQ11〜Q18、および定電流源3を備えている。トランジスタQ11〜Q13はPNP型トランジスタであり、各エミッタは電源電圧VCCのラインに接続されている。また、トランジスタQ11〜Q13の各ベースは互いに接続されている。トランジスタQ11のベースとコレクタとは互いに接続されている。定電流源3はトランジスタQ11のコレクタとGNDとの間に直列に挿入されるように接続されている。
【0036】
トランジスタQ14・Q15はPNP型トランジスタであり、各エミッタは共通にトランジスタQ12のコレクタに接続されている。トランジスタQ14のベースは判定用電圧生成回路1の出力電圧V−が入力される端子であり、トランジスタQ15のベースは判定用電圧生成回路1の出力電圧V+が入力される端子である。トランジスタQ16・Q17はNPN型トランジスタであり、トランジスタQ16のコレクタはトランジスタQ14のコレクタに、また、トランジスタQ17のコレクタはトランジスタQ15のコレクタにそれぞれ接続されている。トランジスタQ16のベースとコレクタとは互いに接続されている。トランジスタQ16・Q17のエミッタはGNDに接続されている。
【0037】
トランジスタQ18はNPN型トランジスタであり、コレクタはトランジスタQ13のコレクタに接続されている。また、ベースはトランジスタQ15のコレクタとトランジスタQ17のコレクタとの接続点に接続されており、エミッタはGNDに接続されている。トランジスタQ13のコレクタとトランジスタQ18のコレクタとの接続点は比較回路2の出力端子となる。
【0038】
比較回路2は以上のような構成により、判定用電圧生成回路1の出力電圧V+・V−の関係がV+>V−であるときには出力端子からHの電圧Voを出力し、V+<V−であるときには出力端子からLの電圧Voを出力する。
【0039】
次に、図3に、電源電圧VCCと出力電圧V+・V−・Voとの関係を示す。ICチップの温度が85℃の時は出力電圧V+が0.51Vであり、これは電源電圧VCCに対しては依存せず略一定である。一方、出力電圧V−は0.485Vであり、これも電源電圧VCCに対しては依存せず略一定である。V+>V−の関係が変わらないため、電源電圧VCCが変わっても比較回路2の出力はHのままである。
【0040】
ICチップの温度が90℃になると出力電圧V+は0.5Vに、出力電圧V−は0.495Vになるが、両方とも電源電圧VCCに対しては依存せず略一定であって、同じくV+>V−の関係のままであるため、電源電圧VCCが変わっても比較回路2の出力はHのままである。ICチップの温度が95℃になると出力電圧V+は0.49V、出力電圧V−は0.505Vになり、V+<V−であるため、比較回路2の出力はLになる。しかし、V+値とV−値との大小関係は電源電圧VCCが変化しても変わることはない。そして、V+値もV−値も、電源電圧VCCが6V以上では電源電圧VCCに対しては依存せず略一定であるため、出力電圧Voは安定してLのままとなる。
【0041】
尚、図3の比較回路2の出力電圧Voは、ICチップの温度が85℃〜90℃であるときには常にHレベルを、一方、ICチップの温度が95℃であるときには、常にLレベルとなることを示している。Hレベルは略電源電圧VCCであり、電源電圧VCCが6VのときはHレベルが略6Vとなり、電源電圧VCCが13VであるときにはHレベルは略13Vとなる。Lレベルは略GNDレベルである。
【0042】
このように、本実施の形態に係る温度判定回路によれば、ICチップの温度が一定の場合には電源電圧VCCが所定の範囲内において、ここでは判定用電圧生成回路1の動作電圧である範囲において変化しても略一定である。従って、比較回路2は出力電圧V+と出力電圧V−との比較を電源電圧VCCが変化しても正確に行うことができる。このように、比較回路2の入力電圧が電源電圧依存性を持っていないため、ICチップの判定温度が電源電圧VCCの変化により変化することはない。
【0043】
従って、本実施の形態に係る温度判定回路は、電源電圧VCCの変化に対しても安定した温度判定を行うことのできる信頼性の高いものである。
【0044】
また、図3に示したように、出力電圧V+の温度勾配は負であり、出力電圧V−の温度勾配は正である。このように、一方の温度勾配が正で他方の温度勾配が負であると、両者の差をICチップの温度に対応して小さい値から十分に大きな値まで異ならせることができるので、比較回路2の入力側のダイナミックレンジを拡大することができる。
【0045】
尚、本実施の形態では電源電圧VCCが6V以上である場合について説明しているが、これに限定されるものではなく、回路構成によっても異なるが、構成される各トランジスタが正常に動作する所定の電源電圧以上(動作電圧)であれば良い。以下の実施の形態でも同様である。
【0046】
〔実施の形態2〕
本発明の参考形態としての他の実施の形態について、図4および図5に基づいて説明すれば以下の通りである。なお、前記実施の形態1で述べた構成要素と同一の機能を有する構成要素については同一の符号を付し、その説明を省略する。
【0047】
図4に、本実施の形態に係る温度判定回路が備える判定用電圧生成回路11の構成を示す。判定用電圧生成回路11に接続される比較回路については図2の比較回路2と同じであるので説明を省略する。
【0048】
判定用電圧生成回路(温度検出手段、基準電圧生成手段)11は、温度検出回路(温度検出手段)11aと基準電圧生成回路(基準電圧生成手段)11bとを備えている。温度検出回路11aは、トランジスタQ1〜Q6・Q8、抵抗R1、およびダイオードD1を備えており、それらの接続関係は図1と同じである。基準電圧生成回路11bは、トランジスタQ21〜Q30、抵抗R11〜R19、およびダイオードD12を備えたバンドギャップ電圧発生回路12と、抵抗R25・R26とを備えている。
【0049】
トランジスタQ21・Q22はPNP型トランジスタであり、各エミッタはそれぞれ抵抗R16、抵抗R15を介して電源電圧VCCのラインに接続されている。また、トランジスタQ21のベースとトランジスタQ22のベースとは互いに接続されている。トランジスタQ23はPNP型トランジスタであり、エミッタはトランジスタQ21のベースおよびトランジスタQ22のベースに接続され、ベースはトランジスタQ21のコレクタに接続され、コレクタはGNDに接続されている。トランジスタQ24はNPN型トランジスタであり、コレクタはトランジスタQ21のコレクタに接続され、ベースはトランジスタQ22のコレクタに接続され、エミッタは抵抗R12を介してGNDに接続されている。ダイオードD12は、アノードがトランジスタQ22のコレクタに接続されている。
【0050】
トランジスタQ25・Q26はNPN型トランジスタであり、各エミッタはそれぞれ抵抗R13、抵抗R14を介してダイオードD12のカソードに接続されている。また、トランジスタQ25のベースとトランジスタQ26のベースとは互いに接続されている。トランジスタQ26のベールとコレクタとは互いに接続されている。トランジスタQ25のエミッタは抵抗R11を介してGNDに接続されており、トランジスタQ26のエミッタはGNDに接続されている。
【0051】
トランジスタQ27・Q28はPNP型トランジスタであり、各エミッタはそれぞれ抵抗R17、抵抗R18を介してダイオードD12のカソードに接続されている。また、トランジスタQ27のベースとトランジスタQ28のベースとは互いに接続されている。トランジスタQ28のベースとコレクタとは互いに接続されている。トランジスタQ28のコレクタは抵抗R19を介してGNDに接続されている。トランジスタ29はNPN型トランジスタであり、コレクタはトランジスタQ27のコレクタに接続され、ベースはトランジスタQ25のコレクタに接続され、エミッタはGNDに接続されている。トランジスタ30はPNP型トランジスタであり、エミッタはダイオードD12のカソードに接続され、ベースはトランジスタQ27のコレクタに接続され、コレクタはGNDに接続されている。
【0052】
そして、ダイオードD12のカソードからバンドギャップ電圧VREFが出力される。
【0053】
抵抗R25と抵抗R26とは、ダイオードD12のカソードとGNDとの間に、抵抗R25を該カソード側として直列に接続されている。抵抗R25と抵抗R26とはバンドギャップ電圧VREFを分圧し、両抵抗の接続点から出力電圧V−が出力される。出力電圧V+・V−はともに同一の電源電圧VCCから生成される。
【0054】
次に、上記バンドギャップ電圧発生回路12の基本原理について説明を行う。ここでは、トランジスタQ25はトランジスタQ26に対し、エミッタ面積を3倍、抵抗値R13=3×R14とした場合で説明する。トランジスタQ26のコレクタ電流はトランジスタQ25のコレクタ電流の3倍流れるため、抵抗R11の両端に発生する電圧VT11は、25℃で(kT/q)×ln(3×3)=57mVとなる。仮に抵抗R11=8kΩとすれば抵抗R11に7.1μA流れ、抵抗R13を75kΩとすれば抵抗R13の両端には0.53Vの電圧が発生する。この0.53VとトランジスタQ9のベース・エミッタ間電圧VBEの0.7Vとを足せば1.23Vとなる。これがバンドギャップ電圧VREFとなる。
【0055】
トランジスタQ21〜Q24は電流安定化回路として動作する。トランジスタQ27〜Q30は出力電圧V−の出力端子に接続される負荷回路への電流の大小に対してトランジスタQ22のコレクタに流れる電流を略同一にするための余剰電流消費回路として動作しているが、電源電圧VCCが上昇すれば抵抗R12および抵抗R15・R16、ダイオードD12に流れる電流が増え、余剰電流として流れるトランジスタQ30のコレクタ電流が増加するため、その分、若干バンドギャップ電圧VREFは上昇する。
【0056】
図5に、電源電圧VCCと、出力電圧V+・V−・Voとの関係を示すが、出力電圧V−はバンドギャップ電圧発生回路12で生成していることから、ICチップの温度の如何に拘わらず、電源電圧VCCが6V以上の範囲では電源電圧VCCに対する依存性がなく、変化が殆どない特性となる。温度勾配は略零である。ただし、若干アーリー電圧の影響で電源電圧VCCに対し正の勾配となっている。一方、出力電圧V+は実施の形態1と同じく、温度に対して負の勾配で変化し、電源電圧VCCが6V以上の範囲では電源電圧VCCに対する依存性がなく、変化が殆どない特性となる。よって、出力電圧Voは、電源電圧VCCが6V以上の範囲では電源電圧VCCに拘わらず、90℃以下はHで、95℃以上はLとなる。
【0057】
また、出力電圧V+と出力電圧V−とは、一方の温度勾配が略零で他方の温度勾配が負であるために、両者の差をICチップの温度に対応して小さい値から大きな値まで異ならせることができるので、比較回路2の入力側のダイナミックレンジを拡大することができる。
【0058】
〔実施の形態3〕
本発明の参考形態としてのさらに他の実施の形態について、図6に基づいて説明すれば以下の通りである。なお、前記実施の形態1および2で述べた構成要素と同一の機能を有する構成要素については同一の符号を付し、その説明を省略する。
【0059】
図6に、本実施の形態に係る温度判定回路が備える判定用電圧生成回路21の構成を示す。判定用電圧生成回路21に接続される比較回路については図2の比較回路2と同じであるので説明を省略する。
【0060】
判定用電圧生成回路(温度検出手段、基準電圧生成手段)21は、図4のバンドギャップ電圧発生回路12および抵抗R25・R26、抵抗R27、ダイオードD21を備えている。抵抗R27の一端はバンドギャップ電圧VREFの出力端子に接続されている。ダイオードD21は、アノードが抵抗R27の他端に接続され、カソードがGNDに接続されている。ダイオードD21のアノードは出力電圧V+の出力端子となっている。
【0061】
すなわち、出力電圧V−は、バンドギャップ電圧発生回路12で作られたバンドギャップ電圧VREFから、抵抗R25と抵抗R26とによる分圧で生成され、出力電圧V+はダイオードD12のアノード電圧より生成される。出力電圧V+・V−はともに同一の電源電圧VCCから生成される。
【0062】
このように、判定用電圧生成回路21においては、バンドギャップ電圧発生回路12と抵抗R25・R26との構成が、検出温度の基準となる基準電圧を生成し、基準電圧生成手段となっている。また、バンドギャップ電圧発生回路12と抵抗R27およびダイオードD21との構成が、ICチップの温度を電圧として検出して出力し、温度検出手段となっている。
【0063】
当該回路の場合、バンドギャップ電圧VREFが電源電圧VCCに依存しないため、出力電圧V+も殆ど電源電圧VCCの影響を受けなくなり、実施の形態2の判定用電圧生成回路11よりもさらに安定性が増す回路となっている。
【0064】
また、この場合、出力電圧V−の温度勾配は略零であり、出力電圧V+の温度勾配は負である。このように、一方の温度勾配が略零で他方の温度勾配が負であると、両者の差をICチップの温度に対応して小さい値から大きな値まで異ならせることができるので、比較回路2の入力側のダイナミックレンジを拡大することができる。
【0065】
〔実施の形態4〕
本発明の参考形態としてのさらに他の実施の形態について、図7および図8に基づいて説明すれば以下の通りである。なお、前記実施の形態1ないし3で述べた構成要素と同一の機能を有する構成要素については同一の符号を付し、その説明を省略する。
【0066】
図7に、本実施の形態に係る温度判定回路が備える判定用電圧生成回路31の構成を示す。判定用電圧生成回路(温度検出手段、基準電圧生成手段)31は、基本的には前述の図1の判定用電圧生成回路1と同じであるが、判定用電圧生成回路1のダイオードD1をダイオードD31とし、このダイオードD31のカソードとGNDとの間に抵抗R31が直列に挿入されるように接続されたものである。そして、ダイオードD31のアノードから出力電圧V+が出力される。このように、判定用電圧生成回路31は、出力電圧V+をダイオードD31と抵抗R31との直列回路にかかる合計電圧で生成しているところが判定用電圧生成回路1と異なる。出力電圧V+・V−はともに同一の電源電圧VCCから生成される。
【0067】
ここで、ダイオードは−1.7mV/℃の負の温度勾配が有る。一方、抵抗R31の両端に発生する電圧VT31は(kT/q)×(R6/R1)で作られているため、例えば25℃で0.63Vになるように抵抗R31を設定すれば、+1.7mV/℃の正の温度勾配を持つことになる。よって、正負の温度勾配が相殺され、出力電圧V+の温度勾配が0となる。
【0068】
当該回路の場合も、上記原理によりダイオードD31の電流は電圧VT1の値のみで決定するため、電源電圧VCCには殆ど依存しない。出力電圧V−については、実施の形態1(図4)と同じである。
【0069】
図8に、電源電圧VCCと、出力電圧V+・V−・Voとの関係を示す。出力電圧V+は電源電圧VCCの全範囲において1.23Vとなっており、出力電圧V−は90℃で電源電圧VCCの全範囲において1.22Vになっているため、出力電圧VoはHである。ICチップの温度が95℃になれば、出力電圧V−が1.235Vに上昇して、出力電圧V−の方が出力電圧V+より高くなるため、出力電圧VoはLになるが、電源電圧VCCの変化に対しては変わらない。
【0070】
また、本実施の形態では出力電圧V+の温度勾配は略零であり、出力電圧V−の温度勾配は正である。このように、一方の温度勾配が略零で他方の温度勾配が正であると、両者の差をICチップの温度に対応して小さい値から大きな値まで異ならせることができるので、比較回路2の入力側のダイナミックレンジを拡大することができる。
【0071】
〔実施の形態5〕
本発明のさらに他の実施の形態について、図9に基づいて説明すれば以下の通りである。なお、前記実施の形態1ないし4で述べた構成要素と同一の機能を有する構成要素については同一の符号を付し、その説明を省略する。
【0072】
図9に、本実施の形態に係る温度判定回路が備える判定用電圧生成回路41の構成を示す。判定用電圧生成回路(温度検出手段、基準電圧生成手段)41は、実施の形態1で述べた判定用電圧生成回路1(図1)において、カレントミラー電流が流れる各電流経路におけるトランジスタQ3〜Q7のそれぞれを、複数段に縦続接続したMOSトランジスタ(ここでは2段とする)としたものである。
【0073】
すなわち、判定用電圧生成回路1のトランジスタQ3〜Q7がそれぞれ順に、MOSトランジスタQ31・Q32の縦続接続、MOSトランジスタQ41・Q42の縦続接続、MOSトランジスタQ51・Q52の縦続接続、MOSトランジスタQ61・Q62の縦続接続、MOSトランジスタQ61・Q62の縦続接続に置き換わったものである。各MOSトランジスタはPチャネルである。従って、この場合も出力電圧V+・V−はともに同一の電源電圧VCCから生成される。
【0074】
全てのMOSトランジスタのゲートは電位固定用の短絡接続が行われており、MOSトランジスタQ52のドレインに接続されている。MOSトランジスタQ31・Q41・Q51・Q61・Q71のソースは電源電圧VCCのラインに接続されており、ドレインはそれぞれ順に、MOSトランジスタQ32・Q42・Q52・Q62・Q72のソースに接続されている。MOSトランジスタQ32のドレインはトランジスタQ1のコレクタに接続されている。MOSトランジスタQ42のドレインはトランジスタQ2のコレクタに接続されている。MOSトランジスタQ52のドレインはトランジスタQ8のコレクタに接続さている。MOSトランジスタQ62のドレインはダイオードD1のアノードに接続されている。MOSトランジスタ72のドレインは抵抗R7のGNDと反対側の一端に接続されている。
【0075】
判定用電圧生成回路41の動作は判定用電圧生成回路1と同様であるが、この回路の場合、殆どアーリー電圧の影響を無視することができ、出力電圧V+・V−の両方ともより一層電源電圧VCCに依存しない一定の電圧となる。また、ソースが互いに接続されている側のMOSトランジスタ、ここでは、MOSトランジスタQ31・Q41・Q51・Q61・Q71のゲート長を長くすれば、さらに効果が上がる。この回路を用いたときの電源電圧VCCと、出力電圧V+・V−・Voとの関係は、実施の形態1の図3と同じになる。
【0076】
〔実施の形態6〕
本発明のさらに他の実施の形態について、図10に基づいて説明すれば以下の通りである。なお、前記実施の形態1ないし5で述べた構成要素と同一の機能を有する構成要素については同一の符号を付し、その説明を省略する。
【0077】
図10に、本実施の形態に係る温度判定回路が備える判定用電圧生成回路51の構成を示す。判定用電圧生成回路(温度検出手段、基準電圧生成手段)51は、実施の形態5の判定用電圧生成回路41における下段のトランジスタであるMOSトランジスタQ32・Q42・Q52・Q62・Q72をそれぞれ順に、MOSトランジスタQ33・Q43・Q53・Q63・Q73に置き換え、これらMOSトランジスタのゲートをMOSトランジスタQ31・Q41・Q51・Q61・Q71のゲートとは独立に互いに接続したものである。そしてさらに、MOSトランジスタQ33・Q43・Q53・Q63・Q73のゲートにバイアス電圧VGを与える電源Eを備えている。バイアス電圧VGは例えば略0.5V程度である。また、上段のMOSトランジスタのゲートの接続関係と、下段のMOSトランジスタのゲートの接続関係とは上述の逆になっていてもよい。
【0078】
つまり、実施の形態5の判定用電圧生成回路41は、全てのゲートを接続したものであったが、本実施の形態の判定用電圧生成回路51は、下段のゲート間を全て接続してバイアス電圧VGを与え、上段のゲートを短絡して、トランジスタQ8のコレクタに接続した構成である判定用電圧生成回路51の動作は実施の形態5と同様である。この回路の場合も、殆どアーリー電圧の影響が無視でき、同一の電源電圧VCCから生成される出力電圧V+・V−の両方とも電源電圧VCCに依存しない一定の電圧となる。この回路の電源電圧VCCと、出力電圧V+・V−・Voとの関係も、図3と同じになる。
【0079】
また、MOSトランジスタを3段に縦続接続した判定用電圧生成回路も可能である。図15に、このような判定用電圧生成回路61の構成を示す。
【0080】
判定用電圧生成回路(温度検出手段、基準電圧生成手段)61は、上述の判定用電圧生成回路51において、MOSトランジスタQ31とMOSトランジスタQ33との間にMOSトランジスタQ34を、MOSトランジスタQ41とMOSトランジスタQ43との間にMOSトランジスタQ44を、MOSトランジスタQ51とMOSトランジスタQ53との間にMOSトランジスタQ54を、MOSトランジスタQ61とMOSトランジスタQ63との間にMOSトランジスタQ64を、MOSトランジスタQ71とMOSトランジスタQ73との間にMOSトランジスタQ74を、それぞれ挿入するように接続したものである。追加したMOSトランジスタは全てPチャネルであり、それらのゲートも上段のMOSトランジスタのゲートに接続されることにより、電位固定用の短絡接続が行われている。
【0081】
この判定用電圧生成回路61は、判定用電圧生成回路41と判定用電圧生成回路51とを合わせた構成となっているが、これによれば、判定用電圧生成回路51よりもさらに出力電圧V+・V−の電源電圧VCC依存性が小さくなる。シミュレーションでは1/10になった。
【0082】
【発明の効果】
本発明の温度判定回路は、以上のように、ICチップの温度を電圧として検出して出力する温度検出手段と、検出温度の基準となる基準電圧を生成する基準電圧生成手段と、上記温度検出手段の温度の検出電圧と基準電圧生成手段の上記基準電圧とを比較して比較結果を出力する比較手段とを備えて上記ICチップの温度を判定する温度判定回路において、上記検出電圧および上記基準電圧は、同一の電源電圧から生成され、上記電源電圧が所定の範囲内にある場合には、上記電源電圧に対しては依存せず略一定である構成である。
【0083】
それゆえ、比較手段の入力電圧が電源電圧依存性を持っていないため、ICチップの判定温度が電源電圧の変化により変化することはない。
【0084】
この結果、電源電圧の変化に対しても安定した温度判定を行うことのできる信頼性の高い温度判定回路を提供することができるという効果を奏する。
【0085】
さらに本発明の温度判定回路は、以上のように、上記検出電圧および上記基準電圧の温度勾配は、一方が正で他方が負である構成である。
【0086】
それゆえ、検出電圧と基準電圧との差をICチップの温度に対応して小さい値から十分に大きな値まで異ならせることができるので、比較手段の入力側のダイナミックレンジを拡大することができるという効果を奏する。
【0087】
さらに本発明の温度判定回路は、以上のように、上記検出電圧および上記基準電圧の温度勾配は、一方が略零で他方が正である構成である。
【0088】
それゆえ、検出電圧と基準電圧との差をICチップの温度に対応して小さい値から大きな値まで異ならせることができるので、比較手段の入力側のダイナミックレンジを拡大することができるという効果を奏する。
【0089】
さらに本発明の温度判定回路は、以上のように、上記検出電圧および上記基準電圧の温度勾配は、一方が略零で他方が負である構成である。
【0090】
それゆえ、検出電圧と基準電圧との差をICチップの温度に対応して小さい値から大きな値まで異ならせることができるので、比較手段の入力側のダイナミックレンジを拡大することができるという効果を奏する。
【0091】
さらに本発明の温度判定回路は、以上のように、上記電源電圧を用いて、上記温度検出手段および上記基準電圧生成手段の所定電流経路に略同一の動作電流を流すためのカレントミラー回路を備え、上記カレントミラー回路に使用されるトランジスタは、上記所定電流経路上で複数段に縦続接続され、全てのゲート同士が電位固定用の短絡接続が行われたMOSトランジスタである構成である。
【0092】
それゆえ、アーリー電圧の影響を無視することができ、検出電圧および基準電圧をより一層電源電圧に依存しない一定の電圧とすることができるという効果を奏する。
【0093】
さらに本発明の温度判定回路は、以上のように、上記電源電圧を用いて、上記温度検出手段および上記基準電圧生成手段の所定電流経路に略同一の動作電流を流すためのカレントミラー回路を備え、上記カレントミラー回路に使用されるトランジスタは、上記所定電流経路上で複数段に縦続接続され、各上記縦続接続の所定段のゲートは電位固定用の短絡接続が行われ、上記所定段以外の段のゲート同士は上記所定段とは独立に互いに接続されてバイアス電圧が与えられた、MOSトランジスタである構成である。
【0094】
それゆえ、アーリー電圧の影響を無視することができ、検出電圧および基準電圧をより一層電源電圧に依存しない一定の電圧とすることができるという効果を奏する。
【図面の簡単な説明】
【図1】本発明の第1の実施の形態に係る温度判定回路が備える判定用電圧生成回路の構成を示す回路図である。
【図2】本発明の第1の実施の形態に係る温度判定回路が備える比較回路の構成を示す回路図である。
【図3】本発明の第1の実施の形態に係る温度判定回路における電源電圧と各出力電圧との関係を示すグラフである。
【図4】本発明の第2の実施の形態に係る温度判定回路が備える判定用電圧生成回路の構成を示す回路図である。
【図5】本発明の第2の実施の形態に係る温度判定回路における電源電圧と各出力電圧との関係を示すグラフである。
【図6】本発明の第3の実施の形態に係る温度判定回路が備える判定用電圧生成回路の構成を示す回路図である。
【図7】本発明の第4の実施の形態に係る温度判定回路が備える判定用電圧生成回路の構成を示す回路図である。
【図8】本発明の第4の実施の形態に係る温度判定回路における電源電圧と各出力電圧との関係を示すグラフである。
【図9】本発明の第5の実施の形態に係る温度判定回路が備える判定用電圧生成回路の構成を示す回路図である。
【図10】本発明の第6の実施の形態に係る温度判定回路が備える判定用電圧生成回路の構成を示す回路図である。
【図11】従来の温度判定回路が備える判定用電圧生成回路の構成を示す回路図である。
【図12】従来の温度判定回路における電源電圧と各出力電圧との関係を示すグラフである。
【図13】従来の温度判定回路の構成を示すブロック図である。
【図14】従来の温度判定回路における温度と各出力電圧との関係を示すグラフである。
【図15】本発明の第6の実施の形態に係る温度判定回路が備える判定用電圧生成回路の他の構成を示す回路図である。
【符号の説明】
1 判定用電圧生成回路(温度検出手段、基準電圧生成手段)
2 比較回路(比較手段)
11 判定用電圧生成回路(温度検出手段、基準電圧生成手段)
11a 温度検出回路(温度検出手段)
11b 基準電圧生成回路(基準電圧生成手段)
21 判定用電圧生成回路(温度検出手段、基準電圧生成手段)
31 判定用電圧生成回路(温度検出手段、基準電圧生成手段)
41 判定用電圧生成回路(温度検出手段、基準電圧生成手段)
51 判定用電圧生成回路(温度検出手段、基準電圧生成手段)
61 判定用電圧生成回路(温度検出手段、基準電圧生成手段)
Q31〜Q34、Q41〜Q44、Q51〜Q54、Q61〜Q64、Q71〜Q74 MOSトランジスタ
V+ 出力電圧(検出電圧)
V− 出力電圧(基準電圧)
Vo 出力電圧(比較結果)
VCC 電源電圧
Claims (9)
- ICチップの温度を電圧として検出して出力する温度検出手段と、検出温度の基準となる基準電圧を生成する基準電圧生成手段と、上記温度検出手段の温度の検出電圧と基準電圧生成手段の上記基準電圧とを比較して比較結果を出力する比較手段とを備えて上記ICチップの温度を判定する温度判定回路において、
上記検出電圧および上記基準電圧は、同一の電源電圧から生成され、
上記電源電圧を用いて、上記温度検出手段が有する第1所定電流経路に流れる動作電流と略同一の電流を、上記基準電圧生成手段が有する第2所定電流経路、および上記温度検出手段が有する第3所定電流経路に流すためのカレントミラー回路を備え、
上記カレントミラー回路に使用されるトランジスタは、上記第1所定電流経路上、上記第2所定電流経路上および上記第3所定電流経路上のそれぞれで複数段に縦続接続され、上記カレントミラー回路における全てのゲート同士が電位固定用の短絡接続が行われたMOSトランジスタであり、
上記複数段に縦続接続されたトランジスタの導電型は、上記カレントミラー回路において全て同一であり、
上記温度検出手段は、上記第1所定電流経路上に接続されて上記動作電流を生成する第1抵抗と、上記第3所定電流経路上に接続されて上記動作電流が順方向に流れるダイオードとを有し、
上記ダイオードの電圧降下が上記検出電圧となり、
上記基準電圧生成手段は、上記第2所定電流経路上に接続されて上記動作電流が流れる第2抵抗を有し、
上記第2抵抗の電圧降下が上記基準電圧となることを特徴とする温度判定回路。 - ICチップの温度を電圧として検出して出力する温度検出手段と、検出温度の基準となる基準電圧を生成する基準電圧生成手段と、上記温度検出手段の温度の検出電圧と基準電圧生成手段の上記基準電圧とを比較して比較結果を出力する比較手段とを備えて上記ICチップの温度を判定する温度判定回路において、
上記検出電圧および上記基準電圧は、同一の電源電圧から生成され、
上記電源電圧を用いて、上記温度検出手段が有する第1所定電流経路に流れる動作電流と略同一の電流を、上記基準電圧生成手段が有する第2所定電流経路、および上記温度検出手段が有する第3所定電流経路に流すためのカレントミラー回路を備え、
上記カレントミラー回路に使用されるトランジスタは、上記第1所定電流経路上、上記第2所定電流経路上および上記第3所定電流経路上のそれぞれで複数段に縦続接続され、上記カレントミラー回路における各上記縦続接続の所定段のゲート同士は電位固定用の短絡接続が行われ、上記カレントミラー回路における上記所定段以外の段のゲート同士は上記所定段とは独立に互いに接続されてバイアス電圧が与えられた、MOSトランジスタであり、
上記複数段に縦続接続されたトランジスタの導電型は、上記カレントミラー回路において全て同一であり、
上記温度検出手段は、上記第1所定電流経路上に接続されて上記動作電流を生成する第1抵抗と、上記第3所定電流経路上に接続されて上記動作電流が順方向に流れるダイオードとを有し、
上記ダイオードの電圧降下が上記検出電圧となり、
上記基準電圧生成手段は、上記第2所定電流経路上に接続されて上記動作電流が流れる第2抵抗を有し、
上記第2抵抗の電圧降下が上記基準電圧となることを特徴とする温度判定回路。 - ICチップの温度を電圧として検出して出力する温度検出手段と、検出温度の基準となる基準電圧を生成する基準電圧生成手段と、上記温度検出手段の温度の検出電圧と基準電圧生成手段の上記基準電圧とを比較して比較結果を出力する比較手段とを備えて上記ICチップの温度を判定する温度判定回路において、
上記検出電圧および上記基準電圧は、同一の電源電圧から生成され、
上記電源電圧を用いて、上記温度検出手段が有する第1所定電流経路に流れる動作電流と略同一の電流を、上記基準電圧生成手段が有する第2所定電流経路、および上記温度検出手段が有する第3所定電流経路に流すためのカレントミラー回路を備え、
上記カレントミラー回路に使用されるトランジスタは、上記第1所定電流経路上、上記第2所定電流経路上および上記第3所定電流経路上のそれぞれで複数段に縦続接続され、上記カレントミラー回路における全てのゲート同士が電位固定用の短絡接続が行われたMOSトランジスタであり、
上記複数段に縦続接続されたトランジスタの導電型は、上記カレントミラー回路において全て同一であり、
上記温度検出手段は、上記第1所定電流経路上に接続されて上記動作電流を生成する第1抵抗と、上記第3所定電流経路上に接続されて上記動作電流が順方向に流れるダイオードと、上記ダイオードと直列に接続されて上記動作電流が流れる第3抵抗とを有し、
上記ダイオードの電圧降下と上記第3抵抗の電圧降下との和が上記検出電圧となり、
上記基準電圧生成手段は、上記第2所定電流経路上に接続されて上記動作電流が流れる第2抵抗を有し、
上記第2抵抗の電圧降下が上記基準電圧となることを特徴とする温度判定回路。 - ICチップの温度を電圧として検出して出力する温度検出手段と、検出温度の基準となる基準電圧を生成する基準電圧生成手段と、上記温度検出手段の温度の検出電圧と基準電圧生成手段の上記基準電圧とを比較して比較結果を出力する比較手段とを備えて上記ICチップの温度を判定する温度判定回路において、
上記検出電圧および上記基準電圧は、同一の電源電圧から生成され、
上記電源電圧を用いて、上記温度検出手段が有する第1所定電流経路に流れる動作電流と略同一の電流を、上記基準電圧生成手段が有する第2所定電流経路、および上記温度検出手段が有する第3所定電流経路に流すためのカレントミラー回路を備え、
上記カレントミラー回路に使用されるトランジスタは、上記第1所定電流経路上、上記第2所定電流経路上および上記第3所定電流経路上のそれぞれで複数段に縦続接続され、上記カレントミラー回路における各上記縦続接続の所定段のゲート同士は電位固定用の短絡接続が行われ、上記カレントミラー回路における上記所定段以外の段のゲート同士は上記所定段とは独立に互いに接続されてバイアス電圧が与えられた、MOSトランジスタであり、
上記複数段に縦続接続されたトランジスタの導電型は、上記カレントミラー回路において全て同一であり、
上記温度検出手段は、上記第1所定電流経路上に接続されて上記動作電流を生成する第1抵抗と、上記第3所定電流経路上に接続されて上記動作電流が順方向に流れるダイオードと、上記ダイオードと直列に接続されて上記動作電流が流れる第3抵抗とを有し、
上記ダイオードの電圧降下と上記第3抵抗の電圧降下との和が上記検出電圧となり、
上記基準電圧生成手段は、上記第2所定電流経路上に接続されて上記動作電流が流れる第2抵抗を有し、
上記第2抵抗の電圧降下が上記基準電圧となることを特徴とする温度判定回路。 - ICチップの温度を電圧として検出して出力する温度検出手段と、検出温度の基準となる基準電圧を生成する基準電圧生成手段と、上記温度検出手段の温度の検出電圧と基準電圧生成手段の上記基準電圧とを比較して比較結果を出力する比較手段とを備えて上記ICチップの温度を判定する温度判定回路において、
上記検出電圧および上記基準電圧は、同一の電源電圧から生成され、
上記電源電圧を用いて、上記温度検出手段が有する第1所定電流経路に流れる動作電流 と略同一の電流を、上記温度検出手段が有する第3所定電流経路に流すためのカレントミラー回路を備え、
上記カレントミラー回路に使用されるトランジスタは、上記第1所定電流経路上および上記第3所定電流経路上のそれぞれで複数段に縦続接続され、上記カレントミラー回路における全てのゲート同士が電位固定用の短絡接続が行われたMOSトランジスタであり、
上記複数段に縦続接続されたトランジスタの導電型は、上記カレントミラー回路において全て同一であり、
上記温度検出手段は、上記第1所定電流経路上に接続されて上記動作電流を生成する第1抵抗と、上記第3所定電流経路上に接続されて上記動作電流が順方向に流れるダイオードとを有し、
上記ダイオードの電圧降下が上記検出電圧となり、
上記基準電圧生成手段は、バンドギャップ電圧を発生するバンドギャップ電圧発生回路を有し、
上記基準電圧生成手段は、上記バンドギャップ電圧を分圧して基準電圧を生成することを特徴とする温度判定回路。 - ICチップの温度を電圧として検出して出力する温度検出手段と、検出温度の基準となる基準電圧を生成する基準電圧生成手段と、上記温度検出手段の温度の検出電圧と基準電圧生成手段の上記基準電圧とを比較して比較結果を出力する比較手段とを備えて上記ICチップの温度を判定する温度判定回路において、
上記検出電圧および上記基準電圧は、同一の電源電圧から生成され、
上記電源電圧を用いて、上記温度検出手段が有する第1所定電流経路に流れる動作電流と略同一の電流を、上記温度検出手段が有する第3所定電流経路に流すためのカレントミラー回路を備え、
上記カレントミラー回路に使用されるトランジスタは、上記第1所定電流経路上および上記第3所定電流経路上のそれぞれで複数段に縦続接続され、上記カレントミラー回路における各上記縦続接続の所定段のゲート同士は電位固定用の短絡接続が行われ、上記カレントミラー回路における上記所定段以外の段のゲート同士は上記所定段とは独立に互いに接続されてバイアス電圧が与えられた、MOSトランジスタであり、
上記複数段に縦続接続されたトランジスタの導電型は、上記カレントミラー回路において全て同一であり、
上記温度検出手段は、上記第1所定電流経路上に接続されて上記動作電流を生成する第1抵抗と、上記第3所定電流経路上に接続されて上記動作電流が順方向に流れるダイオードとを有し、
上記ダイオードの電圧降下が上記検出電圧となり、
上記基準電圧生成手段は、バンドギャップ電圧を発生するバンドギャップ電圧発生回路を有し、
上記基準電圧生成手段は、上記バンドギャップ電圧を分圧して基準電圧を生成することを特徴とする温度判定回路。 - 上記検出電圧および上記基準電圧の温度勾配は、一方が正で他方が負であることを特徴とする請求項1または2に記載の温度判定回路。
- 上記検出電圧および上記基準電圧の温度勾配は、一方が略零で他方が正であることを特徴とする請求項3または4に記載の温度判定回路。
- 上記検出電圧および上記基準電圧の温度勾配は、一方が略零で他方が負であることを特徴とする請求項5または6に記載の温度判定回路。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2002344535A JP4230205B2 (ja) | 2002-11-27 | 2002-11-27 | 温度判定回路 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2002344535A JP4230205B2 (ja) | 2002-11-27 | 2002-11-27 | 温度判定回路 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JP2004177293A JP2004177293A (ja) | 2004-06-24 |
JP4230205B2 true JP4230205B2 (ja) | 2009-02-25 |
Family
ID=32705992
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2002344535A Expired - Fee Related JP4230205B2 (ja) | 2002-11-27 | 2002-11-27 | 温度判定回路 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP4230205B2 (ja) |
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US20230108765A1 (en) * | 2021-10-01 | 2023-04-06 | Nxp B.V. | Self-Turn-On Temperature Detector Circuit |
-
2002
- 2002-11-27 JP JP2002344535A patent/JP4230205B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US20230108765A1 (en) * | 2021-10-01 | 2023-04-06 | Nxp B.V. | Self-Turn-On Temperature Detector Circuit |
US11867571B2 (en) * | 2021-10-01 | 2024-01-09 | Nxp B.V. | Self-turn-on temperature detector circuit |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JP2004177293A (ja) | 2004-06-24 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
US20150042386A1 (en) | Highly accurate power-on reset circuit with least delay | |
JP3966016B2 (ja) | クランプ回路 | |
JP4636461B2 (ja) | 電源電圧監視回路、および該電源電圧監視回路を備える電子回路 | |
JP2005196738A (ja) | 低電圧cmosバンドギャップ基準 | |
US10663994B2 (en) | Auto-calibrated bandgap reference | |
US6997606B2 (en) | Threshold temperature sensor comprising room temperature test means | |
US20060285414A1 (en) | Fuse circuit and electronic circuit | |
US20190154518A1 (en) | Semiconductor device and semiconductor system | |
US20170147028A1 (en) | Low voltage current mode bandgap circuit and method | |
JP2006349521A (ja) | 過熱検出回路および半導体集積回路装置 | |
US7843231B2 (en) | Temperature-compensated voltage comparator | |
US20090146729A1 (en) | Constant voltage circuit, constant voltage supply system and constant voltage supply method | |
US20080111617A1 (en) | Reduction of temperature dependence of a reference voltage | |
US8143878B2 (en) | Starter circuit, bandgap circuit and monitoring circuit | |
JP4230205B2 (ja) | 温度判定回路 | |
US20080164937A1 (en) | Band gap reference circuit which performs trimming using additional resistor | |
US11061426B2 (en) | Voltage reference circuit with combined power-on reset | |
KR101551705B1 (ko) | 기준 전압 발생 회로 | |
KR101980526B1 (ko) | 기준 전류 발생 회로 및 기준 전압 발생 회로 | |
JP6713373B2 (ja) | ボルテージレギュレータ | |
US20120153997A1 (en) | Circuit for Generating a Reference Voltage Under a Low Power Supply Voltage | |
JP7241565B2 (ja) | 電流生成回路 | |
US7633279B2 (en) | Power supply circuit | |
CN106571797B (zh) | 上电复位(por)电路 | |
US6232756B1 (en) | Band gap reference circuit |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
A621 | Written request for application examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621 Effective date: 20050615 |
|
A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20080201 |
|
A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20080701 |
|
A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20080829 |
|
RD02 | Notification of acceptance of power of attorney |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A7422 Effective date: 20080829 |
|
A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20080924 |
|
A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20081105 |
|
TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20081202 |
|
A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 |
|
A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20081203 |
|
R150 | Certificate of patent or registration of utility model |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20111212 Year of fee payment: 3 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20111212 Year of fee payment: 3 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20121212 Year of fee payment: 4 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20121212 Year of fee payment: 4 |
|
LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |