JP4226165B2 - 復号装置及び復号方法 - Google Patents
復号装置及び復号方法 Download PDFInfo
- Publication number
- JP4226165B2 JP4226165B2 JP26551699A JP26551699A JP4226165B2 JP 4226165 B2 JP4226165 B2 JP 4226165B2 JP 26551699 A JP26551699 A JP 26551699A JP 26551699 A JP26551699 A JP 26551699A JP 4226165 B2 JP4226165 B2 JP 4226165B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- path length
- decoding
- code sequence
- quality
- truncation
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Fee Related
Links
Images
Landscapes
- Error Detection And Correction (AREA)
- Detection And Prevention Of Errors In Transmission (AREA)
- Detection And Correction Of Errors (AREA)
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、畳み込み符号の最尤復号に適した復号装置及び復号方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来より、畳み込み符号（convolutional code）を復号する方式の１つとして、ビタビ復号方式（Viterbi decoding）が知られている。このビタビ復号方式は、畳み込み符号に対する最尤復号方式（maximum likehod decoding）であり、送信側のエンコーダにより生成され得る既知の複数個の符号系列のうち、受信された符号系列に最も符号距離が近い系列である最尤パスを選択し、この最尤パスに対応して復号データを得るものである。ビタビ復号方式は、通信路に生じるランダム誤りに対する訂正能力が高く、例えば、干渉波の影響を受けやすく、電力制限の厳しい衛星通信システムでは、誤り訂正符号として畳み込み符号が用いられており、その畳み込み符号の復号としてビタビ復号器が用いられている。
【０００３】
このビタビ復号アルゴリズムについて簡単に説明する。なお、以下の説明においては、図９に示すように、ディジタル情報を畳み込み符号器１１０により畳み込み符号化し、その符号系列を変調器１２０により変調した後、任意の通信路１３０を介して復調器１４０に入力して復調し、ビタビ復号器１５０にて復号する場合を考える。
【０００４】
畳み込み符号化は、過去の情報を用いて符号化するものである。この畳み込み符号化を実現する畳み込み符号器１１０は、例えば、拘束長Ｋ＝３、符号化率Ｒ＝１／２の畳み込み符号化を行うものとすると、図１０に示すように、３つのレジスタ１１１ａ，１１１ｂ，１１１ｃと、２つのｍｏｄ２の加算器１１２ａ，１１２ｂとを備えるものとなる。ここで、拘束長（constraint length）とは、過去の情報の影響が及ぶ範囲であり、ここでは、レジスタの数で表される。また、符号化率（coding rate）とは、符号系列における情報ビットの割合である。この畳み込み符号器１１０は、ディジタル情報としての情報列｛Ｕ｝を入力し、加算器１１２ａ，１１２ｂのそれぞれからの時刻ｊにおける出力値αj，βjから送信符号語｛Ｖ｝を生成して出力する。情報列｛Ｕ｝を｛Ｕ｝＝（０，０，１，０，１，０，０，・・・）とした場合、畳み込み符号器１１０は、送信符号語｛Ｖ｝＝（００，００，１１，１０，００，１０，１１，・・・）を生成して出力する。
【０００５】
この畳み込み符号器１１０の遷移ダイアグラム（以下、トレリスと記す。）は、図１１に示すようになる。同図において各点から上側に枝分かれしている枝は、入力が“０”により生じるレジスタの遷移状態を示し、下側に枝分かれしている枝は、入力が“１”により生じるレジスタの遷移状態を示している。また、同図においてステートとは、レジスタの遷移状態を示し、レジスタ１１１ｂ，１１１ｃに保持されている値を表すものである。例えば、レジスタ１１１ｂに“１”が保持され、レジスタ１１１ｃに“０”が保持されている場合には、ステートは、“１０”となる。
【０００６】
送信符号語、すなわち、畳み込み符号系列は、これらの枝の連なりで表すことができ、この一連の枝は、パスと称される。畳み込み符号器１１０のトレリスは、各タイムスロット毎に全てのステートに対して、合流する２本のパスが存在するものとなる。送信符号語｛Ｖ｝＝（００，００，１１，１０，００，１０，１１）は、同図中太線で表されるパスとなる。
【０００７】
畳み込み符号器１１０及び変調器１２０により生成されて出力された送信符号語｛Ｖ｝には、通信路１３０を伝送される際に、雑音等の影響により誤り列が加わる。送信符号語｛Ｖ｝を｛Ｖ｝＝（００，００，１１，１０，００，１０，１１）とすると、復調器１４０を介してビタビ復号器１５０により受信される受信符号語｛ｒ｝は、例えば、｛ｒ｝＝（００，０１，１１，１０，１０，１０，１１）となる。なお、送信符号語｛Ｖ｝＝（００，００，１１，１０，００，１０，１１）は、情報列｛Ｕ｝＝（０，０，１，０，１，０，０）に対応する符号系列であるが、この情報列｛Ｕ｝＝（０，０，１，０，１，０，０）の最後の“００”は、終結するためのビット列である。
【０００８】
ビタビ復号器１５０は、受信符号語｛ｒ｝から正しいパスを探索する。ビタビ復号器１５０は、ここでは、ハミング距離を用いて正しいパスを選択するものとする。まず、ビタビ復号器１５０は、各ステートにおけるハミング距離を選択する。この際、ビタビ復号器１５０は、各タイムスロット毎に各ステートに合流する２つのパスのうち、ハミング距離が小さいパスを選択する。このようにして選択されたパスは、生き残りパスと称される。このようにして、ビタビ復号器１５０は、正しいパスと思われるものを選択して復号し、復号データを出力する。上述したように、情報列｛Ｕ｝の最後の２ビットは、“００”であることから、ビタビ復号器１５０は、受信符号語｛ｒ｝から“０”に対応するパスのみを選択していくことによって、同図中太線で表されるパスを選択することができる。
【０００９】
このようなビタビ復号方式のうち、近年では、トレースバック法と称される手法が研究されている。このトレースバック法とは、復号する際に、１時刻進むにつれ、最も小さいパスメトリックを有する生き残りパスの古い情報ビットを出力するものである。ここで、先に図１０に示した畳み込み符号器１１０を利用した場合における時刻ｊ−１から時刻ｊへの遷移状態を図１２に示す。
【００１０】
ここで、時刻ｊ−１から時刻ｊへの遷移において、先に図１１に示したようなトレリスを考えたとき、同図における２つの枝のうち、各点から上側に枝分かれしている枝は、ビタビ復号器１５０における受信ビットが“０”の場合であり、下側に枝分かれしている枝は、受信ビットが“１”の場合の遷移状態である。これは、各ステートにおける生き残りパスの履歴及びその生き残りパスが選択された際の受信ビットとみなすことができる。これより、時刻ｊにおけるステートをｍj＝（ａj，ｂj）とし、ｙj（ｍj）を生き残りパスの履歴を示すものとすると、次式（１）及び次式（２）となることがわかる。
【００１１】
ａj-1＝ｂj ・・・（１）
ｂj-1＝ｙj（ｍj） ・・・（２）
【００１２】
このようなビタビ復号器は、符号語当たりの復号操作回数が一定であり、複雑な論理回路を要しない点に大きな利点がある。一方、ビタビ復号器は、全てのパス情報を蓄積・保持するための膨大なメモリを要することに欠点があるといえる。一般に、ビタビ復号器は、拘束長をＫとし、長さがＬビットの情報シンボルを復号する場合には、Ｌ・２K-1ビットのメモリを要する。ところが、このような膨大なメモリを用いることは、最初のシンボルの出力がＬ個の全ての情報シンボルを復号することと等価となる。ビタビ復号方式においては、一般には、パスが長くなると終結時刻まで待たなくても、生き残りパスの先頭付近を確定できることが多い。
【００１３】
先に図１１に示した例を考えると、時刻３にて生き残っているパスを調べた場合、（００，ｘｘ，ｘｘ）である。すなわち、（１１，ｘｘ，ｘｘ）のパスは生き残っていないことから、時刻０の符号系列は、“００”に確定することができる。このようにして確定されたビットは、復号結果として利用できるものである。ビタビ復号方式においては、通常、パスが拘束長Ｋの数倍程度の長さになるまでに、過去の時刻における符号系列を確定することができる場合が多い。
【００１４】
このことから、通常のビタビ復号器は、蓄積・保持するパスの長さをその全長ではなく、それよりも少ない長さとしている。この蓄積・保持するパスの長さは、打ち切りパス長（truncated path length）と称される。この打ち切りパス長をＭビットとすると、ビタビ復号器におけるメモリは、Ｍ・２K-1ビットで済む。
【００１５】
このように、ビタビ復号器は、打ち切りパス長に基づいてメモリの総数を決定することで、回路規模を削減することが可能となる。
【００１６】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、上述した従来のビタビ復号器は、復号データのビットエラーレートが復号時の打ち切りパス長に依存するという性質を有する。すなわち、従来のビタビ復号器においては、一般に、打ち切りパス長が大きい場合には、復号データのビットエラーレートが低減し、打ち切りパス長が小さい場合には、復号データのビットエラーレートが増加する。
【００１７】
しかしながら、従来のビタビ復号器においては、打ち切りパス長を大きくすると、要するメモリの総数が増加することから、回路規模が大きくなり、消費電力が増大するという問題があった。
【００１８】
本発明は、このような実情に鑑みてなされたものであり、復号の精度を保ちつつ、消費電力を削減することができる復号装置及び復号方法を提供することを目的とする。
【００１９】
【課題を解決するための手段】
上述した目的を達成する本発明にかかる復号装置は、畳み込み符号系列からなる受信信号をビタビ復号して復号データを出力する復号装置であって、畳み込み符号系列から各時刻における全ての尤度の高いパスを選択して各遷移状態におけるパスメトリックを求め、最小のパスメトリックを有する遷移状態を選択する選択手段と、畳み込み符号系列と選択手段により選択された遷移状態に基づいて演算された結果とを順次保持し、打ち切りパス長分のトレースを行う打ち切りパス長Ｌ個の同一構造を有するトレースバックユニットを連結して成るトレース手段と、受信信号の品質を判別する品質判別手段とを備え、品質判別手段により判別された受信信号の品質に応じて打ち切りパス長Ｌとしてのトレースバックユニットの数を動的に変化させる。
【００２０】
このような本発明にかかる復号装置は、受信信号をビタビ復号する際に、品質判別手段により判別された受信信号の品質に応じて打ち切りパス長を動的に変化させる。
【００２１】
また、上述した目的を達成する本発明にかかる復号方法は、畳み込み符号系列からなる受信信号をビタビ復号して復号データを出力する復号方法であって、畳み込み符号系列から各時刻における全ての尤度の高いパスを選択して各遷移状態におけるパスメトリックを求め、最小のパスメトリックを有する遷移状態を選択する選択工程と、畳み込み符号系列と選択工程により選択された遷移状態に基づいて演算された結果とを順次保持する打ち切りパス長Ｌ個の同一構造を有するトレースバックユニットを連結して成るトレース手段により打ち切りパス長分のトレースを行うトレース工程と、受信信号の品質を判別する品質判別工程とを有し、品質判別工程により判別された受信信号の品質に応じて打ち切りパス長Ｌとしてのトレースバックユニットの数を動的に変化させる。
【００２２】
このような本発明にかかる復号方法は、受信信号をビタビ復号する際に、受信信号の品質を判別して得られた結果に応じて打ち切りパス長を動的に変化させる。
【００２３】
【発明の実施の形態】
以下、本発明を適用した具体的な実施の形態について図面を参照しながら詳細に説明する。
【００２４】
この実施の形態は、図１及び図２に示すように、畳み込み符号（convolutional code）をビタビ復号方式（Viterbi decoding）により復号するシストリックアレイビタビ復号器１０である。シストリックアレイビタビ復号器１０は、同一構造を有する簡単な処理装置であるトレースバックユニットを多数連結した構造を有し、並列処理により高速演算を行うものであり、繰り返し構造をＬＳＩ（Large Scale Integrated circuit）で実現するのに適当であるとともに、設計上の自由度が大きいといった利点を有するものである。
【００２５】
なお、以下の説明においては、図３に示すように、ディジタル情報を畳み込み符号器５０により畳み込み符号化し、その符号系列を変調器６０により変調した後、任意の通信路７０を介して復調器８０に入力して復調し、シストリックアレイビタビ復号器１０にて復号する場合を考える。
【００２６】
シストリックアレイビタビ復号器１０は、図１に示すように、通信路７０及び復調器８０を介して伝送されてきた符号系列を入力して最小のパスメトリックを有するステートを選択する選択ユニット１１と、符号系列と選択ユニット１１により選択されたステートに基づいて演算された結果とを順次保持する打ち切りパス長（truncated path length）Ｌ個のトレースバックユニット１２1，１２2，１２3，・・・，１２Lと、通信路７０及び復調器８０を介して伝送されてきた符号系列を入力して受信信号の品質を判別する品質判別ユニット１３とを備える。
【００２７】
選択ユニット１１は、通信路７０及び復調器８０を介して伝送されてきた符号系列から各時刻における全ての尤度の高いパスである生き残りパスを選択して各ステートにおけるパスメトリックを求め、最小のパスメトリックを有するステートを選択する。選択ユニット１１は、選択したステートをトレースバックユニット１２1に供給する。
【００２８】
打ち切りパス長Ｌ個のトレースバックユニット１２1，１２2，１２3，・・・，１２Lは、それぞれ、符号系列と選択ユニット１１により選択されたステートに基づいて演算された結果とを順次保持することによって、畳み込み符号器５０の遷移ダイアグラム（以下、トレリスと記す。）に対応させ、パスをトレースする。トレースバックユニット１２1は、図２に示すように、符号系列を保持する４ビットのレジスタ２１Y1，２１Y'1と、選択ユニット１１により選択されたステートに基づいて演算された結果を保持する２ビットのレジスタ２１X1とを有する。また、トレースバックユニット１２2は、符号系列を保持する４ビットのレジスタ２２Y2，２２Y'2と、選択ユニット１１により選択されたステートに基づいて演算された結果を保持する２ビットのレジスタ２２X2とを有する。さらに、トレースバックユニット１２3は、符号系列を保持する４ビットのレジスタ２３Y3，２３Y'3と、選択ユニット１１により選択されたステートに基づいて演算された結果を保持する２ビットのレジスタ２３X3とを有する。その他、各トレースバックユニットは、これらのトレースバックユニット１２1，１２2，１２3と同様のレジスタを有する。
【００２９】
なお以下では、レジスタ２１Y1，２２Y2，２３Y3，・・・を、それぞれ、Ｙi（ｉ＝１，２，３，・・・）と記し、レジスタ２１Y'1，２２Y'2，２３Y'3，・・・を、それぞれ、Ｙ’i（ｉ＝１，２，３，・・・）と記し、レジスタ２１X1，２２X2，２３X3，・・・を、それぞれ、Ｘ’i（ｉ＝１，２，３，・・・）と記すものとする。
【００３０】
レジスタＹi，Ｙ’iは、それぞれ、保持している値を１タイムスロット毎に右側のレジスタにシフトする。また、レジスタＸiは、それぞれ、時刻ｊにおけるステートをｍj＝（ａj，ｂj）とし、ｙj（ｍj）を生き残りパスの履歴を示すものとすると、次式（３）及び次式（４）に基づいて演算された結果を１タイムスロット毎に右側のレジスタにシフトする。例えば、時刻ｊ−１において、各レジスタに図４（Ａ）に示すような値が保持されているものとすると、時刻ｊにおいて、各レジスタには、同図（Ｂ）に示すような値が保持される。
【００３１】
ａj-1＝ｂj ・・・（３）
ｂj-1＝ｙj（ｍj） ・・・（４）
【００３２】
トレースバックユニット１２1，１２2，１２3，・・・，１２Lは、それぞれ、保持する値を１タイムスロット毎に右側のレジスタにシフトしていくことによりパスをトレースする。そして、シストリックアレイビタビ復号器１０は、トレースバックユニット１２Lから順次復号データを出力する。
【００３３】
品質判別ユニット１３は、通信路７０及び復調器８０を介して伝送されてきた符号系列を入力し、受信信号の品質を判別することによって、通信路７０の状態を推定する。品質判別ユニット１３は、受信信号の品質を判別した結果を示す信号を図示しないコントローラに供給する。
【００３４】
なお、このようなシストリックアレイビタビ復号器１０は、その機能をソフトウェアで実現することもでき、ハードウェアで実現することもできる。
【００３５】
シストリックアレイビタビ復号器１０は、受信状況に応じて打ち切りパス長Ｌを動的に変化させる。すなわち、シストリックアレイビタビ復号器１０は、図５に示すように、品質判別ユニット１３により判別された受信信号の品質に基づいて、図示しないコントローラによって、トレースバックユニットの数を動的に変化させる。そのため、シストリックアレイビタビ復号器１０は、いわゆるＦＰＧＡを用いて実現するのが望ましい。
【００３６】
具体的に説明するために、図６に示すように、シストリックアレイビタビ復号器１０を無線により信号の送受信を行う移動体端末機９１に適用し、この移動体端末機９１が区間Ａから区間Ｂへと移動しながら、基地局９２から送信される符号系列からなる信号を受信し、この受信信号をシストリックアレイビタビ復号器１０により復号する場合を考える。同図に示すように、区間Ａは、移動体端末機９１と基地局９２との間に障害物がなく、受信状況が良好である区間であり、区間Ｂは、移動体端末機９１と基地局９２との間に障害物があり、受信状況が劣悪である区間である。
【００３７】
このとき、図５（Ａ）に示すシストリックアレイビタビ復号器１０は、移動体端末機９１が区間Ａに存在する場合には、受信状況が良好であることから、受信信号の品質も良好であり、小さい打ち切りパス長Ｌでも復号データの精度が確保できるものとみなし、同図（Ｂ）に示すように、図示しないコントローラによって、トレースバックユニットの数を２個とし、打ち切りパス長Ｌ＝２とする。
【００３８】
一方、シストリックアレイビタビ復号器１０は、移動体端末機９１が区間Ｂに存在する場合には、受信状況が劣悪であることから、受信信号の品質も劣悪であり、大きい打ち切りパス長Ｌでなければ復号データの精度を確保できないとみなし、同図（Ｃ）に示すように、図示しないコントローラによって、トレースバックユニットの数を８個とし、打ち切りパス長Ｌ＝８とする。
【００３９】
このように、シストリックアレイビタビ復号器１０は、品質判別ユニット１３によって、受信信号の品質を判別し、その判別結果に応じて打ち切りパス長Ｌを動的に変化させる。この際、シストリックアレイビタビ復号器１０は、復号データが所望のビットエラーレートを満たすように、打ち切りパス長Ｌを決定する。
【００４０】
ここで、打ち切りパス長Ｌと復号データのビットエラーレートとの関係を調べるために、要求するビットエラーレートの目標値を１０-3とし、打ち切りパス長Ｌをパラメータとして、レイリーフェージング環境下におけるビットエラーレートと１ビット当たりのエネルギであるＥｂ／Ｎ０との関係を数値計算により求めた結果を図７に示す。このモデルは、変調方式を２相ＰＳＫ（Bi Phase Shift Keying；ＢＰＳＫ） として同期検波を行い、同期が完全であり、通信路の状況の推定が完全であるものとしている。また、このモデルは、データに完全ブロック型３２×３２のインターリーブを施し、１６値軟判定復号で復号を行うものとしている。さらに、このモデルでは、拘束長（constraint length）Ｋ＝３、符号化率（coding rate）Ｒ＝１／２の畳み込み符号を利用し、ビットレートを３２Ｋｂｐｓ、最大ドップラ周波数を８０Ｈｚとしている。なお、要求するビットエラーレートである１０-3は、生の音声を伝送するのに要求されるビットエラーレートである。
【００４１】
同図に示すように、打ち切りパス長Ｌを固定した場合には、ビットエラーレートは、打ち切りパス長Ｌの大小に拘泥せず、Ｅｂ／Ｎ０が増大するにつれ単調に減少する傾向にあるとともに、打ち切りパス長Ｌが大きいほど、減少する傾向にあり、打ち切りパス長Ｌが“８”以上では、顕著な相違はみられないことがわかる。
【００４２】
すなわち、このモデルは、１ビット当たりのエネルギが大きい場合ほど、或いは、打ち切りパス長Ｌが大きい場合ほど、ビットエラーレートが低くなるという事実と一致しており、数値計算の信頼性があるものとみなすことができる。そして、このモデルにおいては、打ち切りパス長Ｌが“８”以上では、ビットエラーレートと１ビット当たりのエネルギであるＥｂ／Ｎ０との関係がそれほど変化しないことが示されており、打ち切りパス長Ｌを“８”以上設ける必要はないことがわかる。
【００４３】
より具体的には、Ｅｂ／Ｎ０が約１３以上の場合に１０-3以下のビットエラーレートを確保するためには、Ｌ＝８以上の打ち切りパス長を要するが、Ｅｂ／Ｎ０が約１５以上の場合には、Ｌ＝４以上の打ち切りパス長でよく、Ｅｂ／Ｎ０が約１８以上の場合には、Ｌ＝２以上の打ち切りパス長でよいことがわかる。
【００４４】
そこで、打ち切りパス長Ｌを動的に変化させた場合には、ビットエラーレートは、Ｅｂ／Ｎ０が増大するにつれ減少する傾向にあり、Ｅｂ／Ｎ０が約１３以下では、打ち切りパス長がＬ＝８以上のものと同一の傾向となる。そして、ビットエラーレートは、Ｅｂ／Ｎ０が約１３以上では、１０-3以下の値を常時確保している。
【００４５】
シストリックアレイビタビ復号器１０は、このようなビットエラーレートとＥｂ／Ｎ０との関係に基づいて、受信状況に応じて打ち切りパス長を動的に変化させることによって、所望のビットエラーレートを確保することができる。また、シストリックアレイビタビ復号器１０は、予め打ち切りパス長を大きくする必要がないことから、消費電力を削減することができる。
【００４６】
ここで、上述した数値計算にて用いたモデルにおいて、拘束長Ｋをパラメータとし、打ち切りパス長Ｌを動的に変化させた場合における電力消費率とＥｂ／Ｎ０との関係を求めると、図８に示すようになる。すなわち、このモデルにおいて、電力消費率は、拘束長がＫ＝３の場合に比してＫ＝４の場合の方が低い。
【００４７】
このことは、打ち切りパス長が大きくなるのにともない、すなわち、大きい拘束長や高符号化率の畳み込み符号を用いるのにともない、消費電力削減量が大きくなることを示している。したがって、シストリックアレイビタビ復号器１０は、受信状況に応じて打ち切りパス長を動的に変化させることによって、大きい拘束長や高符号化率の畳み込み符号を用いる場合において、顕著に消費電力を削減することができる。
【００４８】
以上説明したように、シストリックアレイビタビ復号器１０は、受信状況に応じて打ち切りパス長を動的に変化させて適切な打ち切りパス長で復号を行うことによって、所望のビットエラーレートを確保して復号の精度を保ちつつ、消費電力を削減することができる。
【００４９】
なお、本発明は、上述した実施の形態に限定されるものではない。例えば、上述した実施の形態では、シストリック型のシストリックアレイビタビ復号器１０について説明したが、本発明は、シストリック型でなくともトレースバックを行うビタビ復号器であれば適用することができる。
【００５０】
また、打ち切りパス長を動的に変化させる時期としては、任意に設定することができるが、例えば、受信信号がパケット化されて伝送されてくる場合には、パケットの途切れ目で打ち切りパス長を動的に変化させるようにしてもよく、特殊なコードが挿入された受信符号語を構成し、この特殊なコードに基づいて、打ち切りパス長を動的に変化させるようにしてもよい。
【００５１】
このように、本発明は、その趣旨を逸脱しない範囲で適宜変更が可能であることはいうまでもない。
【００５２】
【発明の効果】
以上詳細に説明したように、本発明にかかる復号装置は、畳み込み符号系列からなる受信信号をビタビ復号して復号データを出力する復号装置であって、畳み込み符号系列から各時刻における全ての尤度の高いパスを選択して各遷移状態におけるパスメトリックを求め、最小のパスメトリックを有する遷移状態を選択する選択手段と、畳み込み符号系列と選択手段により選択された遷移状態に基づいて演算された結果とを順次保持し、打ち切りパス長分のトレースを行う打ち切りパス長個のトレース手段と、受信信号の品質を判別する品質判別手段とを備え、品質判別手段により判別された受信信号の品質に応じて打ち切りパス長を動的に変化させる。
【００５３】
したがって、本発明にかかる復号装置は、受信信号をビタビ復号する際に、品質判別手段により判別された受信信号の品質に応じて打ち切りパス長を動的に変化させることによって、復号の精度を保ちつつ、消費電力を削減することができる。
【００５４】
また、本発明にかかる復号方法は、畳み込み符号系列からなる受信信号をビタビ復号して復号データを出力する復号方法であって、畳み込み符号系列から各時刻における全ての尤度の高いパスを選択して各遷移状態におけるパスメトリックを求めて最小のパスメトリックを有する遷移状態を選択し、畳み込み符号系列と選択された遷移状態に基づいて演算された結果とを打ち切りパス長個の記憶手段に順次保持して打ち切りパス長分のトレースを行うとともに、受信信号の品質を判別し、判別された受信信号の品質に応じて打ち切りパス長を動的に変化させる。
【００５５】
したがって、本発明にかかる復号方法は、受信信号をビタビ復号する際に、受信信号の品質を判別して得られた結果に応じて打ち切りパス長を動的に変化させることによって、復号の精度を保ちつつ、消費電力を削減することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施の形態として示すシストリックアレイビタビ復号器の構成を説明するブロック図である。
【図２】同シストリックアレイビタビ復号器の構成を説明するブロック図であって、トレースバックユニットの内部構成を説明するブロック図である。
【図３】同シストリックアレイビタビ復号器を適用する通信モデルの構成を説明するブロック図である。
【図４】同シストリックアレイビタビ復号器の動作を説明するための図であって、（Ａ）は、トレースバックユニットが有するレジスタの時刻ｊ−１における記憶内容を示し、（Ｂ）は、トレースバックユニットが有するレジスタの時刻ｊにおける記憶内容を示す図である。
【図５】打ち切りパス長を変化させる様子を説明するための図であって、（Ａ）は、打ち切りパス長が“Ｌ”の場合における同シストリックアレイビタビ復号器の構成を示し、（Ｂ）は、打ち切りパス長が“２”の場合における同シストリックアレイビタビ復号器の構成を示し、（Ｃ）は、打ち切りパス長が“８”の場合における同シストリックアレイビタビ復号器の構成を示すブロック図である。
【図６】同シストリックアレイビタビ復号器を移動体端末機に適用した場合の状況を説明する図である。
【図７】打ち切りパス長をパラメータとした場合におけるビットエラーレートとＥｂ／Ｎ０との関係を説明する図である。
【図８】拘束長をパラメータとした場合における電力消費率とＥｂ／Ｎ０との関係を説明する図である。
【図９】通信モデルの構成を説明するブロック図である。
【図１０】拘束長が“３”、符号化率が“１／２”の畳み込み符号器の構成を説明するブロック図である。
【図１１】図１０に示した畳み込み符号器のトレリスを説明する図である。
【図１２】図１０に示した畳み込み符号器を利用した場合における時刻ｊ−１から時刻ｊへの遷移状態を説明する図である。
【符号の説明】
１０ シストリックアレイビタビ復号器、 １１ 選択ユニット、 １２1，１２2，１２3，・・・，１２L トレースバックユニット、 １３ 品質判別ユニット、 ２１Y1，２１Y'1，・・・，２１X1，２２X2，・・・ レジスタ
【発明の属する技術分野】
本発明は、畳み込み符号の最尤復号に適した復号装置及び復号方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来より、畳み込み符号（convolutional code）を復号する方式の１つとして、ビタビ復号方式（Viterbi decoding）が知られている。このビタビ復号方式は、畳み込み符号に対する最尤復号方式（maximum likehod decoding）であり、送信側のエンコーダにより生成され得る既知の複数個の符号系列のうち、受信された符号系列に最も符号距離が近い系列である最尤パスを選択し、この最尤パスに対応して復号データを得るものである。ビタビ復号方式は、通信路に生じるランダム誤りに対する訂正能力が高く、例えば、干渉波の影響を受けやすく、電力制限の厳しい衛星通信システムでは、誤り訂正符号として畳み込み符号が用いられており、その畳み込み符号の復号としてビタビ復号器が用いられている。
【０００３】
このビタビ復号アルゴリズムについて簡単に説明する。なお、以下の説明においては、図９に示すように、ディジタル情報を畳み込み符号器１１０により畳み込み符号化し、その符号系列を変調器１２０により変調した後、任意の通信路１３０を介して復調器１４０に入力して復調し、ビタビ復号器１５０にて復号する場合を考える。
【０００４】
畳み込み符号化は、過去の情報を用いて符号化するものである。この畳み込み符号化を実現する畳み込み符号器１１０は、例えば、拘束長Ｋ＝３、符号化率Ｒ＝１／２の畳み込み符号化を行うものとすると、図１０に示すように、３つのレジスタ１１１ａ，１１１ｂ，１１１ｃと、２つのｍｏｄ２の加算器１１２ａ，１１２ｂとを備えるものとなる。ここで、拘束長（constraint length）とは、過去の情報の影響が及ぶ範囲であり、ここでは、レジスタの数で表される。また、符号化率（coding rate）とは、符号系列における情報ビットの割合である。この畳み込み符号器１１０は、ディジタル情報としての情報列｛Ｕ｝を入力し、加算器１１２ａ，１１２ｂのそれぞれからの時刻ｊにおける出力値αj，βjから送信符号語｛Ｖ｝を生成して出力する。情報列｛Ｕ｝を｛Ｕ｝＝（０，０，１，０，１，０，０，・・・）とした場合、畳み込み符号器１１０は、送信符号語｛Ｖ｝＝（００，００，１１，１０，００，１０，１１，・・・）を生成して出力する。
【０００５】
この畳み込み符号器１１０の遷移ダイアグラム（以下、トレリスと記す。）は、図１１に示すようになる。同図において各点から上側に枝分かれしている枝は、入力が“０”により生じるレジスタの遷移状態を示し、下側に枝分かれしている枝は、入力が“１”により生じるレジスタの遷移状態を示している。また、同図においてステートとは、レジスタの遷移状態を示し、レジスタ１１１ｂ，１１１ｃに保持されている値を表すものである。例えば、レジスタ１１１ｂに“１”が保持され、レジスタ１１１ｃに“０”が保持されている場合には、ステートは、“１０”となる。
【０００６】
送信符号語、すなわち、畳み込み符号系列は、これらの枝の連なりで表すことができ、この一連の枝は、パスと称される。畳み込み符号器１１０のトレリスは、各タイムスロット毎に全てのステートに対して、合流する２本のパスが存在するものとなる。送信符号語｛Ｖ｝＝（００，００，１１，１０，００，１０，１１）は、同図中太線で表されるパスとなる。
【０００７】
畳み込み符号器１１０及び変調器１２０により生成されて出力された送信符号語｛Ｖ｝には、通信路１３０を伝送される際に、雑音等の影響により誤り列が加わる。送信符号語｛Ｖ｝を｛Ｖ｝＝（００，００，１１，１０，００，１０，１１）とすると、復調器１４０を介してビタビ復号器１５０により受信される受信符号語｛ｒ｝は、例えば、｛ｒ｝＝（００，０１，１１，１０，１０，１０，１１）となる。なお、送信符号語｛Ｖ｝＝（００，００，１１，１０，００，１０，１１）は、情報列｛Ｕ｝＝（０，０，１，０，１，０，０）に対応する符号系列であるが、この情報列｛Ｕ｝＝（０，０，１，０，１，０，０）の最後の“００”は、終結するためのビット列である。
【０００８】
ビタビ復号器１５０は、受信符号語｛ｒ｝から正しいパスを探索する。ビタビ復号器１５０は、ここでは、ハミング距離を用いて正しいパスを選択するものとする。まず、ビタビ復号器１５０は、各ステートにおけるハミング距離を選択する。この際、ビタビ復号器１５０は、各タイムスロット毎に各ステートに合流する２つのパスのうち、ハミング距離が小さいパスを選択する。このようにして選択されたパスは、生き残りパスと称される。このようにして、ビタビ復号器１５０は、正しいパスと思われるものを選択して復号し、復号データを出力する。上述したように、情報列｛Ｕ｝の最後の２ビットは、“００”であることから、ビタビ復号器１５０は、受信符号語｛ｒ｝から“０”に対応するパスのみを選択していくことによって、同図中太線で表されるパスを選択することができる。
【０００９】
このようなビタビ復号方式のうち、近年では、トレースバック法と称される手法が研究されている。このトレースバック法とは、復号する際に、１時刻進むにつれ、最も小さいパスメトリックを有する生き残りパスの古い情報ビットを出力するものである。ここで、先に図１０に示した畳み込み符号器１１０を利用した場合における時刻ｊ−１から時刻ｊへの遷移状態を図１２に示す。
【００１０】
ここで、時刻ｊ−１から時刻ｊへの遷移において、先に図１１に示したようなトレリスを考えたとき、同図における２つの枝のうち、各点から上側に枝分かれしている枝は、ビタビ復号器１５０における受信ビットが“０”の場合であり、下側に枝分かれしている枝は、受信ビットが“１”の場合の遷移状態である。これは、各ステートにおける生き残りパスの履歴及びその生き残りパスが選択された際の受信ビットとみなすことができる。これより、時刻ｊにおけるステートをｍj＝（ａj，ｂj）とし、ｙj（ｍj）を生き残りパスの履歴を示すものとすると、次式（１）及び次式（２）となることがわかる。
【００１１】
ａj-1＝ｂj ・・・（１）
ｂj-1＝ｙj（ｍj） ・・・（２）
【００１２】
このようなビタビ復号器は、符号語当たりの復号操作回数が一定であり、複雑な論理回路を要しない点に大きな利点がある。一方、ビタビ復号器は、全てのパス情報を蓄積・保持するための膨大なメモリを要することに欠点があるといえる。一般に、ビタビ復号器は、拘束長をＫとし、長さがＬビットの情報シンボルを復号する場合には、Ｌ・２K-1ビットのメモリを要する。ところが、このような膨大なメモリを用いることは、最初のシンボルの出力がＬ個の全ての情報シンボルを復号することと等価となる。ビタビ復号方式においては、一般には、パスが長くなると終結時刻まで待たなくても、生き残りパスの先頭付近を確定できることが多い。
【００１３】
先に図１１に示した例を考えると、時刻３にて生き残っているパスを調べた場合、（００，ｘｘ，ｘｘ）である。すなわち、（１１，ｘｘ，ｘｘ）のパスは生き残っていないことから、時刻０の符号系列は、“００”に確定することができる。このようにして確定されたビットは、復号結果として利用できるものである。ビタビ復号方式においては、通常、パスが拘束長Ｋの数倍程度の長さになるまでに、過去の時刻における符号系列を確定することができる場合が多い。
【００１４】
このことから、通常のビタビ復号器は、蓄積・保持するパスの長さをその全長ではなく、それよりも少ない長さとしている。この蓄積・保持するパスの長さは、打ち切りパス長（truncated path length）と称される。この打ち切りパス長をＭビットとすると、ビタビ復号器におけるメモリは、Ｍ・２K-1ビットで済む。
【００１５】
このように、ビタビ復号器は、打ち切りパス長に基づいてメモリの総数を決定することで、回路規模を削減することが可能となる。
【００１６】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、上述した従来のビタビ復号器は、復号データのビットエラーレートが復号時の打ち切りパス長に依存するという性質を有する。すなわち、従来のビタビ復号器においては、一般に、打ち切りパス長が大きい場合には、復号データのビットエラーレートが低減し、打ち切りパス長が小さい場合には、復号データのビットエラーレートが増加する。
【００１７】
しかしながら、従来のビタビ復号器においては、打ち切りパス長を大きくすると、要するメモリの総数が増加することから、回路規模が大きくなり、消費電力が増大するという問題があった。
【００１８】
本発明は、このような実情に鑑みてなされたものであり、復号の精度を保ちつつ、消費電力を削減することができる復号装置及び復号方法を提供することを目的とする。
【００１９】
【課題を解決するための手段】
上述した目的を達成する本発明にかかる復号装置は、畳み込み符号系列からなる受信信号をビタビ復号して復号データを出力する復号装置であって、畳み込み符号系列から各時刻における全ての尤度の高いパスを選択して各遷移状態におけるパスメトリックを求め、最小のパスメトリックを有する遷移状態を選択する選択手段と、畳み込み符号系列と選択手段により選択された遷移状態に基づいて演算された結果とを順次保持し、打ち切りパス長分のトレースを行う打ち切りパス長Ｌ個の同一構造を有するトレースバックユニットを連結して成るトレース手段と、受信信号の品質を判別する品質判別手段とを備え、品質判別手段により判別された受信信号の品質に応じて打ち切りパス長Ｌとしてのトレースバックユニットの数を動的に変化させる。
【００２０】
このような本発明にかかる復号装置は、受信信号をビタビ復号する際に、品質判別手段により判別された受信信号の品質に応じて打ち切りパス長を動的に変化させる。
【００２１】
また、上述した目的を達成する本発明にかかる復号方法は、畳み込み符号系列からなる受信信号をビタビ復号して復号データを出力する復号方法であって、畳み込み符号系列から各時刻における全ての尤度の高いパスを選択して各遷移状態におけるパスメトリックを求め、最小のパスメトリックを有する遷移状態を選択する選択工程と、畳み込み符号系列と選択工程により選択された遷移状態に基づいて演算された結果とを順次保持する打ち切りパス長Ｌ個の同一構造を有するトレースバックユニットを連結して成るトレース手段により打ち切りパス長分のトレースを行うトレース工程と、受信信号の品質を判別する品質判別工程とを有し、品質判別工程により判別された受信信号の品質に応じて打ち切りパス長Ｌとしてのトレースバックユニットの数を動的に変化させる。
【００２２】
このような本発明にかかる復号方法は、受信信号をビタビ復号する際に、受信信号の品質を判別して得られた結果に応じて打ち切りパス長を動的に変化させる。
【００２３】
【発明の実施の形態】
以下、本発明を適用した具体的な実施の形態について図面を参照しながら詳細に説明する。
【００２４】
この実施の形態は、図１及び図２に示すように、畳み込み符号（convolutional code）をビタビ復号方式（Viterbi decoding）により復号するシストリックアレイビタビ復号器１０である。シストリックアレイビタビ復号器１０は、同一構造を有する簡単な処理装置であるトレースバックユニットを多数連結した構造を有し、並列処理により高速演算を行うものであり、繰り返し構造をＬＳＩ（Large Scale Integrated circuit）で実現するのに適当であるとともに、設計上の自由度が大きいといった利点を有するものである。
【００２５】
なお、以下の説明においては、図３に示すように、ディジタル情報を畳み込み符号器５０により畳み込み符号化し、その符号系列を変調器６０により変調した後、任意の通信路７０を介して復調器８０に入力して復調し、シストリックアレイビタビ復号器１０にて復号する場合を考える。
【００２６】
シストリックアレイビタビ復号器１０は、図１に示すように、通信路７０及び復調器８０を介して伝送されてきた符号系列を入力して最小のパスメトリックを有するステートを選択する選択ユニット１１と、符号系列と選択ユニット１１により選択されたステートに基づいて演算された結果とを順次保持する打ち切りパス長（truncated path length）Ｌ個のトレースバックユニット１２1，１２2，１２3，・・・，１２Lと、通信路７０及び復調器８０を介して伝送されてきた符号系列を入力して受信信号の品質を判別する品質判別ユニット１３とを備える。
【００２７】
選択ユニット１１は、通信路７０及び復調器８０を介して伝送されてきた符号系列から各時刻における全ての尤度の高いパスである生き残りパスを選択して各ステートにおけるパスメトリックを求め、最小のパスメトリックを有するステートを選択する。選択ユニット１１は、選択したステートをトレースバックユニット１２1に供給する。
【００２８】
打ち切りパス長Ｌ個のトレースバックユニット１２1，１２2，１２3，・・・，１２Lは、それぞれ、符号系列と選択ユニット１１により選択されたステートに基づいて演算された結果とを順次保持することによって、畳み込み符号器５０の遷移ダイアグラム（以下、トレリスと記す。）に対応させ、パスをトレースする。トレースバックユニット１２1は、図２に示すように、符号系列を保持する４ビットのレジスタ２１Y1，２１Y'1と、選択ユニット１１により選択されたステートに基づいて演算された結果を保持する２ビットのレジスタ２１X1とを有する。また、トレースバックユニット１２2は、符号系列を保持する４ビットのレジスタ２２Y2，２２Y'2と、選択ユニット１１により選択されたステートに基づいて演算された結果を保持する２ビットのレジスタ２２X2とを有する。さらに、トレースバックユニット１２3は、符号系列を保持する４ビットのレジスタ２３Y3，２３Y'3と、選択ユニット１１により選択されたステートに基づいて演算された結果を保持する２ビットのレジスタ２３X3とを有する。その他、各トレースバックユニットは、これらのトレースバックユニット１２1，１２2，１２3と同様のレジスタを有する。
【００２９】
なお以下では、レジスタ２１Y1，２２Y2，２３Y3，・・・を、それぞれ、Ｙi（ｉ＝１，２，３，・・・）と記し、レジスタ２１Y'1，２２Y'2，２３Y'3，・・・を、それぞれ、Ｙ’i（ｉ＝１，２，３，・・・）と記し、レジスタ２１X1，２２X2，２３X3，・・・を、それぞれ、Ｘ’i（ｉ＝１，２，３，・・・）と記すものとする。
【００３０】
レジスタＹi，Ｙ’iは、それぞれ、保持している値を１タイムスロット毎に右側のレジスタにシフトする。また、レジスタＸiは、それぞれ、時刻ｊにおけるステートをｍj＝（ａj，ｂj）とし、ｙj（ｍj）を生き残りパスの履歴を示すものとすると、次式（３）及び次式（４）に基づいて演算された結果を１タイムスロット毎に右側のレジスタにシフトする。例えば、時刻ｊ−１において、各レジスタに図４（Ａ）に示すような値が保持されているものとすると、時刻ｊにおいて、各レジスタには、同図（Ｂ）に示すような値が保持される。
【００３１】
ａj-1＝ｂj ・・・（３）
ｂj-1＝ｙj（ｍj） ・・・（４）
【００３２】
トレースバックユニット１２1，１２2，１２3，・・・，１２Lは、それぞれ、保持する値を１タイムスロット毎に右側のレジスタにシフトしていくことによりパスをトレースする。そして、シストリックアレイビタビ復号器１０は、トレースバックユニット１２Lから順次復号データを出力する。
【００３３】
品質判別ユニット１３は、通信路７０及び復調器８０を介して伝送されてきた符号系列を入力し、受信信号の品質を判別することによって、通信路７０の状態を推定する。品質判別ユニット１３は、受信信号の品質を判別した結果を示す信号を図示しないコントローラに供給する。
【００３４】
なお、このようなシストリックアレイビタビ復号器１０は、その機能をソフトウェアで実現することもでき、ハードウェアで実現することもできる。
【００３５】
シストリックアレイビタビ復号器１０は、受信状況に応じて打ち切りパス長Ｌを動的に変化させる。すなわち、シストリックアレイビタビ復号器１０は、図５に示すように、品質判別ユニット１３により判別された受信信号の品質に基づいて、図示しないコントローラによって、トレースバックユニットの数を動的に変化させる。そのため、シストリックアレイビタビ復号器１０は、いわゆるＦＰＧＡを用いて実現するのが望ましい。
【００３６】
具体的に説明するために、図６に示すように、シストリックアレイビタビ復号器１０を無線により信号の送受信を行う移動体端末機９１に適用し、この移動体端末機９１が区間Ａから区間Ｂへと移動しながら、基地局９２から送信される符号系列からなる信号を受信し、この受信信号をシストリックアレイビタビ復号器１０により復号する場合を考える。同図に示すように、区間Ａは、移動体端末機９１と基地局９２との間に障害物がなく、受信状況が良好である区間であり、区間Ｂは、移動体端末機９１と基地局９２との間に障害物があり、受信状況が劣悪である区間である。
【００３７】
このとき、図５（Ａ）に示すシストリックアレイビタビ復号器１０は、移動体端末機９１が区間Ａに存在する場合には、受信状況が良好であることから、受信信号の品質も良好であり、小さい打ち切りパス長Ｌでも復号データの精度が確保できるものとみなし、同図（Ｂ）に示すように、図示しないコントローラによって、トレースバックユニットの数を２個とし、打ち切りパス長Ｌ＝２とする。
【００３８】
一方、シストリックアレイビタビ復号器１０は、移動体端末機９１が区間Ｂに存在する場合には、受信状況が劣悪であることから、受信信号の品質も劣悪であり、大きい打ち切りパス長Ｌでなければ復号データの精度を確保できないとみなし、同図（Ｃ）に示すように、図示しないコントローラによって、トレースバックユニットの数を８個とし、打ち切りパス長Ｌ＝８とする。
【００３９】
このように、シストリックアレイビタビ復号器１０は、品質判別ユニット１３によって、受信信号の品質を判別し、その判別結果に応じて打ち切りパス長Ｌを動的に変化させる。この際、シストリックアレイビタビ復号器１０は、復号データが所望のビットエラーレートを満たすように、打ち切りパス長Ｌを決定する。
【００４０】
ここで、打ち切りパス長Ｌと復号データのビットエラーレートとの関係を調べるために、要求するビットエラーレートの目標値を１０-3とし、打ち切りパス長Ｌをパラメータとして、レイリーフェージング環境下におけるビットエラーレートと１ビット当たりのエネルギであるＥｂ／Ｎ０との関係を数値計算により求めた結果を図７に示す。このモデルは、変調方式を２相ＰＳＫ（Bi Phase Shift Keying；ＢＰＳＫ） として同期検波を行い、同期が完全であり、通信路の状況の推定が完全であるものとしている。また、このモデルは、データに完全ブロック型３２×３２のインターリーブを施し、１６値軟判定復号で復号を行うものとしている。さらに、このモデルでは、拘束長（constraint length）Ｋ＝３、符号化率（coding rate）Ｒ＝１／２の畳み込み符号を利用し、ビットレートを３２Ｋｂｐｓ、最大ドップラ周波数を８０Ｈｚとしている。なお、要求するビットエラーレートである１０-3は、生の音声を伝送するのに要求されるビットエラーレートである。
【００４１】
同図に示すように、打ち切りパス長Ｌを固定した場合には、ビットエラーレートは、打ち切りパス長Ｌの大小に拘泥せず、Ｅｂ／Ｎ０が増大するにつれ単調に減少する傾向にあるとともに、打ち切りパス長Ｌが大きいほど、減少する傾向にあり、打ち切りパス長Ｌが“８”以上では、顕著な相違はみられないことがわかる。
【００４２】
すなわち、このモデルは、１ビット当たりのエネルギが大きい場合ほど、或いは、打ち切りパス長Ｌが大きい場合ほど、ビットエラーレートが低くなるという事実と一致しており、数値計算の信頼性があるものとみなすことができる。そして、このモデルにおいては、打ち切りパス長Ｌが“８”以上では、ビットエラーレートと１ビット当たりのエネルギであるＥｂ／Ｎ０との関係がそれほど変化しないことが示されており、打ち切りパス長Ｌを“８”以上設ける必要はないことがわかる。
【００４３】
より具体的には、Ｅｂ／Ｎ０が約１３以上の場合に１０-3以下のビットエラーレートを確保するためには、Ｌ＝８以上の打ち切りパス長を要するが、Ｅｂ／Ｎ０が約１５以上の場合には、Ｌ＝４以上の打ち切りパス長でよく、Ｅｂ／Ｎ０が約１８以上の場合には、Ｌ＝２以上の打ち切りパス長でよいことがわかる。
【００４４】
そこで、打ち切りパス長Ｌを動的に変化させた場合には、ビットエラーレートは、Ｅｂ／Ｎ０が増大するにつれ減少する傾向にあり、Ｅｂ／Ｎ０が約１３以下では、打ち切りパス長がＬ＝８以上のものと同一の傾向となる。そして、ビットエラーレートは、Ｅｂ／Ｎ０が約１３以上では、１０-3以下の値を常時確保している。
【００４５】
シストリックアレイビタビ復号器１０は、このようなビットエラーレートとＥｂ／Ｎ０との関係に基づいて、受信状況に応じて打ち切りパス長を動的に変化させることによって、所望のビットエラーレートを確保することができる。また、シストリックアレイビタビ復号器１０は、予め打ち切りパス長を大きくする必要がないことから、消費電力を削減することができる。
【００４６】
ここで、上述した数値計算にて用いたモデルにおいて、拘束長Ｋをパラメータとし、打ち切りパス長Ｌを動的に変化させた場合における電力消費率とＥｂ／Ｎ０との関係を求めると、図８に示すようになる。すなわち、このモデルにおいて、電力消費率は、拘束長がＫ＝３の場合に比してＫ＝４の場合の方が低い。
【００４７】
このことは、打ち切りパス長が大きくなるのにともない、すなわち、大きい拘束長や高符号化率の畳み込み符号を用いるのにともない、消費電力削減量が大きくなることを示している。したがって、シストリックアレイビタビ復号器１０は、受信状況に応じて打ち切りパス長を動的に変化させることによって、大きい拘束長や高符号化率の畳み込み符号を用いる場合において、顕著に消費電力を削減することができる。
【００４８】
以上説明したように、シストリックアレイビタビ復号器１０は、受信状況に応じて打ち切りパス長を動的に変化させて適切な打ち切りパス長で復号を行うことによって、所望のビットエラーレートを確保して復号の精度を保ちつつ、消費電力を削減することができる。
【００４９】
なお、本発明は、上述した実施の形態に限定されるものではない。例えば、上述した実施の形態では、シストリック型のシストリックアレイビタビ復号器１０について説明したが、本発明は、シストリック型でなくともトレースバックを行うビタビ復号器であれば適用することができる。
【００５０】
また、打ち切りパス長を動的に変化させる時期としては、任意に設定することができるが、例えば、受信信号がパケット化されて伝送されてくる場合には、パケットの途切れ目で打ち切りパス長を動的に変化させるようにしてもよく、特殊なコードが挿入された受信符号語を構成し、この特殊なコードに基づいて、打ち切りパス長を動的に変化させるようにしてもよい。
【００５１】
このように、本発明は、その趣旨を逸脱しない範囲で適宜変更が可能であることはいうまでもない。
【００５２】
【発明の効果】
以上詳細に説明したように、本発明にかかる復号装置は、畳み込み符号系列からなる受信信号をビタビ復号して復号データを出力する復号装置であって、畳み込み符号系列から各時刻における全ての尤度の高いパスを選択して各遷移状態におけるパスメトリックを求め、最小のパスメトリックを有する遷移状態を選択する選択手段と、畳み込み符号系列と選択手段により選択された遷移状態に基づいて演算された結果とを順次保持し、打ち切りパス長分のトレースを行う打ち切りパス長個のトレース手段と、受信信号の品質を判別する品質判別手段とを備え、品質判別手段により判別された受信信号の品質に応じて打ち切りパス長を動的に変化させる。
【００５３】
したがって、本発明にかかる復号装置は、受信信号をビタビ復号する際に、品質判別手段により判別された受信信号の品質に応じて打ち切りパス長を動的に変化させることによって、復号の精度を保ちつつ、消費電力を削減することができる。
【００５４】
また、本発明にかかる復号方法は、畳み込み符号系列からなる受信信号をビタビ復号して復号データを出力する復号方法であって、畳み込み符号系列から各時刻における全ての尤度の高いパスを選択して各遷移状態におけるパスメトリックを求めて最小のパスメトリックを有する遷移状態を選択し、畳み込み符号系列と選択された遷移状態に基づいて演算された結果とを打ち切りパス長個の記憶手段に順次保持して打ち切りパス長分のトレースを行うとともに、受信信号の品質を判別し、判別された受信信号の品質に応じて打ち切りパス長を動的に変化させる。
【００５５】
したがって、本発明にかかる復号方法は、受信信号をビタビ復号する際に、受信信号の品質を判別して得られた結果に応じて打ち切りパス長を動的に変化させることによって、復号の精度を保ちつつ、消費電力を削減することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施の形態として示すシストリックアレイビタビ復号器の構成を説明するブロック図である。
【図２】同シストリックアレイビタビ復号器の構成を説明するブロック図であって、トレースバックユニットの内部構成を説明するブロック図である。
【図３】同シストリックアレイビタビ復号器を適用する通信モデルの構成を説明するブロック図である。
【図４】同シストリックアレイビタビ復号器の動作を説明するための図であって、（Ａ）は、トレースバックユニットが有するレジスタの時刻ｊ−１における記憶内容を示し、（Ｂ）は、トレースバックユニットが有するレジスタの時刻ｊにおける記憶内容を示す図である。
【図５】打ち切りパス長を変化させる様子を説明するための図であって、（Ａ）は、打ち切りパス長が“Ｌ”の場合における同シストリックアレイビタビ復号器の構成を示し、（Ｂ）は、打ち切りパス長が“２”の場合における同シストリックアレイビタビ復号器の構成を示し、（Ｃ）は、打ち切りパス長が“８”の場合における同シストリックアレイビタビ復号器の構成を示すブロック図である。
【図６】同シストリックアレイビタビ復号器を移動体端末機に適用した場合の状況を説明する図である。
【図７】打ち切りパス長をパラメータとした場合におけるビットエラーレートとＥｂ／Ｎ０との関係を説明する図である。
【図８】拘束長をパラメータとした場合における電力消費率とＥｂ／Ｎ０との関係を説明する図である。
【図９】通信モデルの構成を説明するブロック図である。
【図１０】拘束長が“３”、符号化率が“１／２”の畳み込み符号器の構成を説明するブロック図である。
【図１１】図１０に示した畳み込み符号器のトレリスを説明する図である。
【図１２】図１０に示した畳み込み符号器を利用した場合における時刻ｊ−１から時刻ｊへの遷移状態を説明する図である。
【符号の説明】
１０ シストリックアレイビタビ復号器、 １１ 選択ユニット、 １２1，１２2，１２3，・・・，１２L トレースバックユニット、 １３ 品質判別ユニット、 ２１Y1，２１Y'1，・・・，２１X1，２２X2，・・・ レジスタ
Claims (10)
- 畳み込み符号系列からなる受信信号をビタビ復号して復号データを出力する復号装置であって、
上記畳み込み符号系列から各時刻における全ての尤度の高いパスを選択して各遷移状態におけるパスメトリックを求め、最小のパスメトリックを有する遷移状態を選択する選択手段と、
上記畳み込み符号系列と上記選択手段により選択された遷移状態に基づいて演算された結果とを順次保持し、打ち切りパス長分のトレースを行う上記打ち切りパス長Ｌ個の同一構造を有するトレースバックユニットを連結して成るトレース手段と、
上記受信信号の品質を判別する品質判別手段とを備え、
上記品質判別手段により判別された上記受信信号の品質に応じて上記打ち切りパス長Ｌとしての上記トレースバックユニットの数を動的に変化させる
復号装置。 - 上記復号データのビットエラーレートが目標値以下となるように上記打ち切りパス長Ｌを決定する請求項１記載の復号装置。
- 上記トレース手段は、上記打ち切りパス長Ｌ個の上記トレースバックユニットが直列に接続されており、それぞれの上記トレースバックユニットは、上記畳み込み符号系列を保持する第１の記憶手段と、上記選択手段により選択された遷移状態に基づいて演算された結果を保持する第２の記憶手段とを有し、
上記第１の記憶手段は、それぞれ、各タイムスロット毎に保持している値を次段の第１の記憶手段にシフトするとともに、上記第２の記憶手段は、それぞれ、各タイムスロット毎に保持している値を次段の第２の記憶手段にシフトする請求項１記載の復号装置。 - 上記選択手段と上記トレース手段が並列処理を行うシストリック型である請求項１記載の復号装置。
- 無線により信号の送受信を行う移動体端末機に適用される請求項１記載の復号装置。
- 畳み込み符号系列からなる受信信号をビタビ復号して復号データを出力する復号方法であって、
上記畳み込み符号系列から各時刻における全ての尤度の高いパスを選択して各遷移状態におけるパスメトリックを求め、最小のパスメトリックを有する遷移状態を選択する選択工程と、
上記畳み込み符号系列と上記選択工程により選択された遷移状態に基づいて演算された結果とを順次保持する打ち切りパス長Ｌ個の同一構造を有するトレースバックユニットを連結して成るトレース手段により上記打ち切りパス長分のトレースを行うトレース工程と、
上記受信信号の品質を判別する品質判別工程とを有し、
上記品質判別工程により判別された上記受信信号の品質に応じて上記打ち切りパス長Ｌとしての上記トレースバックユニットの数を動的に変化させる
復号方法。 - 上記復号データのビットエラーレートが目標値以下となるように上記打ち切りパス長Ｌを決定する請求項６記載の復号方法。
- 上記トレース手段は、上記打ち切りパス長Ｌ個の上記トレースバックユニットが直列に接続されており、それぞれの上記トレースバックユニットは、上記畳み込み符号系列を保持する第１の記憶手段と、上記選択工程により選択された遷移状態に基づいて演算された結果を保持する第２の記憶手段とを有し、
上記第１の記憶手段は、それぞれ、各タイムスロット毎に保持している値を次段の第１の記憶手段にシフトするとともに、上記第２の記憶手段は、それぞれ、各タイムスロット毎に保持している値を次段の第２の記憶手段にシフトする請求項６記載の復号方法。 - 上記遷移状態の選択と上記打ち切りパス長分のトレースが並列処理により行われる請求項６記載の復号方法。
- 無線により信号の送受信を行う移動体端末機に適用される請求項６記載の復号方法。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP26551699A JP4226165B2 (ja) | 1999-09-20 | 1999-09-20 | 復号装置及び復号方法 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP26551699A JP4226165B2 (ja) | 1999-09-20 | 1999-09-20 | 復号装置及び復号方法 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2001094442A JP2001094442A (ja) | 2001-04-06 |
| JP4226165B2 true JP4226165B2 (ja) | 2009-02-18 |
Family
ID=17418248
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP26551699A Expired - Fee Related JP4226165B2 (ja) | 1999-09-20 | 1999-09-20 | 復号装置及び復号方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP4226165B2 (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP4918059B2 (ja) * | 2008-03-28 | 2012-04-18 | 京セラ株式会社 | 受信装置およびビタビ復号方法 |
| JP5553016B2 (ja) * | 2010-12-10 | 2014-07-16 | 株式会社リコー | 受信装置 |
-
1999
- 1999-09-20 JP JP26551699A patent/JP4226165B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2001094442A (ja) | 2001-04-06 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US9209837B1 (en) | Methods, algorithms, software, circuits, receivers and systems for decoding convolutional code | |
| US5784417A (en) | Cyclic trelles coded modulation | |
| US6484285B1 (en) | Tailbiting decoder and method | |
| KR100554322B1 (ko) | 복수의 코딩 버스트내에 배치된 ｃｒｃ 비트에 의해 종료 상태가결정되는 컨벌루셔널 디코딩 | |
| US8037396B2 (en) | Cyclic trellis coded modulation | |
| JPH0555932A (ja) | 誤り訂正符復号化装置 | |
| JPH06104942A (ja) | データ伝送方式 | |
| JP3196835B2 (ja) | ビタビ復号法及びビタビ復号器 | |
| JP2002542670A (ja) | 異なる変調方式による変調信号の受信並びに復号化方法及び受信装置 | |
| US6700926B1 (en) | Method and apparatus providing bit-to-symbol mapping for space-time codes | |
| EP3996285A1 (en) | Parallel backtracking in viterbi decoder | |
| US8009773B1 (en) | Low complexity implementation of a Viterbi decoder with near optimal performance | |
| US6760385B1 (en) | Universal parallel processing decoder | |
| JPH09232972A (ja) | ビタビ復号器 | |
| JP4226165B2 (ja) | 復号装置及び復号方法 | |
| EP1428321A1 (en) | Method and apparatus for constellation decoder | |
| JP3576653B2 (ja) | 符号化変調装置 | |
| US7359464B2 (en) | Trellis decoder and method of decoding | |
| WO2006073697A2 (en) | Parallel decoder for ultrawide bandwidth receiver | |
| JPH04219028A (ja) | 軟判定ビタビ復号方法 | |
| KR0170199B1 (ko) | 순환길쌈부호의 복호방법 | |
| US20030073416A1 (en) | Diversity apparatus and method therefor | |
| JP2001197134A (ja) | 最尤復号器 | |
| JP3120342B2 (ja) | ビタビ復号器 | |
| JP4918059B2 (ja) | 受信装置およびビタビ復号方法 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A621 | Written request for application examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621 Effective date: 20060215 |
|
| A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20080710 |
|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20080715 |
|
| A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20080911 |
|
| TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20081104 |
|
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 |
|
| A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20081126 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20111205 Year of fee payment: 3 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20111205 Year of fee payment: 3 |
|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |