JP4201303B2 - イン・バンド・オン・チャンネル・デジタル音声放送方式のためのｆｍ混信減少方法及び装置 - Google Patents

Description

【０００１】
【発明の背景】
本発明は、信号処理に関し、さらに詳細には、デジタル音声放送（ＤＡＢ）方式に用いる信号処理技術に関する。
【０００２】
デジタル音声放送は、既存のアナログ放送フォーマットよりも優れたデジタル品質の音声を提供するメディアである。ＡＭ及びＦＭ ＤＡＢ信号は共に、デジタル変調された信号が現在放送中のアナログＡＭまたはＦＭ信号と共存するハイブリッドフォーマットか、あるいはアナログ信号のないのオールデジタルフォーマットで送信することが可能である。イン・バンド・オン・チャンネル（ＩＢＯＣ）ＤＡＢシステムはスペクトルの新規割当てを必要としないが、これは各ＤＡＢ信号が割当てられた既存のＡＭまたはＦＭチャンネルと同一のスペクトルマスク内で同時に送信されるからである。ＩＢＯＣ方式は、スペクトルの経済性を向上させると共に、放送者による現在の聴取者へのデジタル品質の音声の放送を可能にする。いくつかのＩＢＯＣ ＤＡＢ方式が提案されている。
【０００３】
ＦＭ ＤＡＢ方式は、米国特許第５，４６５，３９６；５，３１５，５８３；５，２７８，８４４；及び５，２７８，８２６号を含むいくつかの米国特許の主題である。さらに詳しく説明すると、提案されたＦＭ ＩＢＯＣ信号の直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ）サブキャリアは、ＦＭ中心周波数から約１２９ｋＨｚ乃至１９９ｋＨｚ離れた領域であって、共にアナログの変調済みホストＦＭキャリアが占有するスペクトルの上方及び下方の領域に配置されている。ＩＢＯＣのオプション（例えば、オールデジタル方式のオプション）の中には、サブキャリアを中心周波数から１００ｋＨｚ離れたところからスタートさせるものもある。
【０００４】
ＤＡＢ信号のデジタル部分は、ハイブリッドＩＢＯＣ ＤＡＢ方式では、例えば第１の隣接するＦＭ信号またはホスト信号による妨害にさらされやすい。対象となる信号を、妨害信号の存在下で抽出する信号処理技術が必要とされる。
【０００５】
ＣＯＬＴ(COntinuous Look Through)と呼ばれる１つのＦＭ抽出技術を用いると、広帯域のＦＭ信号の下方から狭帯域の信号を抽出することが可能である。この技術は、米国特許第５，２６３，１９１；５，４２８，８３４；及び５，３５５，５３３号に記載されている。これらの特許に記載された方法は、実際、妨害信号のＦＭ瞬時周波数を追跡し、抑制するノッチフィルタを用いる。
米国特許第５，４６５，３９６号は、既存のＦＭチャンネル上でデジタル音声放送信号とＦＭ信号とを同時に送信するイン・バンド・オン・チャンネル・デジタル音声放送方式を開示している。
【０００６】
ＦＭ ＩＢＯＣ ＤＡＢ信号は、従来のＣＯＬＴ法の有効性に制約を与える種々のフェージング状態及び帯域幅の特性の影響を受けやすい。フェージング状態下でイン・バンド・オン・チャンネル・デジタル音声放送信号にとって有効な信号抽出法が要望されている。
【０００７】
【発明の概要】
本発明は、イン・バンド・オン・チャンネル・デジタル音声放送方式におけるＦＭ混信減少方法を提供する。この方法は、対象となる信号と混信信号とを含み、複合信号を規準化して規準化済みの複合信号を発生させ、複合信号に規準化済みの複合信号の複素共役を乗算して実信号を発生させ、実信号をろ波してろ波済み信号を発生させ、ろ波済み信号に規準化済み複合信号を乗算して出力信号を発生させるステップをさらに含むことを特徴とする。出力信号中の混信信号の悪い影響は、元の複合信号中の対象信号に対して減少されるため、この対象となる信号の検出が容易となる。このことに関して、悪い影響とは、ビットエラーレート（ＢＥＲ）を増加させる検出済み記号の劣化のような影響を指す。
【０００９】
本発明は、さらに対象となる信号を複合信号から分離し、ろ波済み信号と複合信号を混合する上述の方法を用いる無線周波数受信機を包含する。
【００１０】
上述の技術は第１の隣接するＦＭ混信信号の影響を軽減するのに好適であるが、ＤＡＢ信号がそのＦＭホストに近接して配置されている場合、ホストＦＭ信号の影響を軽減するためにも利用可能である。しかしながら、後者における問題点はそのＦＭホストに対するＤＡＢの混信である傾向がある。
【００１１】
【好ましい実施例の説明】
図面を参照して、図１は、ハイブリッドＦＭ ＩＢＯＣ ＤＡＢ信号１０の周波数割当て（スペクトル配置）及び信号成分の相対的電力スペクトル密度を略示したものである。このハイブリッドフォーマットにおいて、従来のＦＭステレオアナログ信号１２は、そのチャンネルの中心または中心周波数バンドの部分１６にある三角形１４で表される電力スペクトル密度を有する。典型的なアナログＦＭ放送信号の電力スペクトル密度（ＰＳＤ）はほとんど三角形に近く、その勾配は中心周波数から−０．３５ｄＢ／ｋＨｚである。複数のデジタル変調された等間隔のサブキャリアは、アナログＦＭ信号の両側の上側波帯１８及び下側波帯２０にあり、アナログＦＭ信号と同時に送信される。これら全てのキャリアは、米国連邦通信委員会のチャンネルマスク２２内に収まる電力レベルで送信される。
【００１２】
ハイブリッドＦＭ ＩＢＯＣ変調フォーマットの一例では、９５個の等間隔の直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ）デジタル変調サブキャリアがホストアナログＦＭ信号の両側にあり、図１の上側波帯１８及び下側波帯２０に示すようにホストＦＭ中心周波数から約１２９ｋＨｚ乃至１９８ｋＨｚ離れたスペクトルを占有する。ハイブリッドシステムでは、各側波帯におけるＯＦＤＭデジタル変調サブキャリアの全ＤＡＢ電力は、そのホストアナログＦＭの電力に対して約−２５ｄＢに設定される。
【００１３】
隣接するＦＭチャンネルからの信号（即ち、第１の隣接するＦＭ信号）は、もし存在するとすれば、その中心が対象となるチャンネルの中心から２００ｋＨｚ離れた所にある。図２はハイブリッドＤＡＢ信号１０のスペクトル図であるが、上方にある第１の隣接する混信信号２４は、アナログ変調信号２６と、側波帯２８及び３０の複数のデジタル変調サブキャリアとを有し、これらのサブキャリアは対象となる信号（信号１０のデジタル変調サブキャリア）に対して約―６ｄＢである。この図はまた、ＤＡＢの上側波帯１８が第１の隣接する混信信号中のアナログ変調信号により劣化することを示している。本発明は、この状況下において混信の影響を抑制できる第１の隣接するキャンセラー（ＦＡＣ）を提供する。ＦＡＣは、上ＤＡＢ側波帯及び下ＤＡＢ側波帯の両方における第１の隣接する混信信号に対処し、それらの下に埋もれたＤＡＢ信号を成功裏に回収できることが判明している。ＤＡＢ信号はＦＭ混信キャリアの下から抽出されるが、この抽出プロセスによりＤＡＢ信号にひずみが生じる。ＤＡＢ信号は、混信させる第１の隣接するアナログＦＭ信号に比べると小さいため、ＦＭトラッキング及び相殺が有効であり得る。
【００１４】
フェージングが存在しない場合、複合信号であるアナログＦＭ信号とＤＡＢ信号は下記のように表される。

【００１５】
上式において、ａは振幅、θ(t)はＦＭ信号の瞬時位相、d(t)はＤＡＢ信号である。一般性を失わずに、d(t)の平均電力を１と仮定できる。さらに、ＦＭ捕捉効果を表すためにa≫1と仮定する。信号の振幅は、分析のこの部分では信号のフェージングは想定していないため、一定であると仮定する。また、これは雑音のない理想的な場合である。この信号を米国特許第５，２６３，１９１；５，４２８，８３４；及び５，３５５，５３３号に示される技術により処理すると、出力はおおよそ下式のようになる。

【００１６】
ＣＯＬＴ出力の第１項は所望の項であるが、第２項は混信信号である。混信信号の項は第１項と同じ電力を有するが、そのスペクトルはＦＭ変調帯域幅の２倍の幅を有するＦＭ信号の自乗にコンボルブされる。
【００１７】
ＤＡＢ信号の帯域幅が混信ＦＭ信号の帯域幅に等しく、ＤＡＢ信号の中心がＦＭ信号上にある場合、従来のＣＯＬＴ法により得られる信号対混信波の比率はせいぜい数ｄＢに減少する。もう１つの大きな劣化原因は、マルチパスフェージングである。フェージングにより瞬時ＦＭキャリアが振幅変調される。選択的なフェージングによりＦＭベースバンド帯域幅のオーダー（即ち、５３ｋＨｚ）の振幅変調帯域幅が得られるが、動的なフラットフェージングによる帯域幅は自動車用受信機では最大ハイウェイ速度で約１３Ｈｚに制限される。米国特許第５，２６３，１９１；５，４２８，８３４：及び５，３５５，５３３号の抽出プロセスは入力信号によりノッチの中心周波数を直接制御するものであるため、フェージングによる入力信号の振幅変調は性能を劣化させる。
【００１８】
フェージングが存在する場合、複合信号であるアナログＦＭ信号とデジタル変調サブキャリア信号は下式になる。

【００１９】
上式において、ｆ(t)は選択的にフェージングを受ける偏差帯域幅にわたるＦＭキャリアの振幅変調による動的フェージング項である。この振幅変調は、ＦＭベースバンド帯域幅のオーダーの帯域幅（即ち、５３ｋＨｚ）を有する。Ｒａｌｅｉｇｈフェージングによる遅いフェージング成分は、１００ＭＨｚの範囲内のキャリア周波数においてハイウェイ速度で約１３Ｈｚに制限される。この遅いフェージング成分はこのモデルから省略されるが、これは分析窓にわたってほぼ一定であると仮定できるからである。選択的フェージングが存在する場合、別の混信成分が有意になってくる。
【００２０】
従来のノッチフィルタによる方法は、ＤＡＢ電力に対するアナログＦＭ電力の比率が高いため、入力信号それ自体がＦＭ信号に大体近いと仮定していた。しかしながら、入力信号がフェージングを受けて、ＦＭ信号にそれ程近くない場合、処理ステップが後続のステージでは除去できないイメージを発生させることがある。
【００２１】
本発明は、規準化済み信号抽出プロセスによりこの問題を解決する。信号を最初に乗算すると瞬時ＦＭ周波数が０にシフトするが、第２の乗算により第１の乗算の逆数が得られる。理想的には、第１及び第２が複素共役である場合、そしてそれらの振幅の積が一定の値に留まる場合、信号は位相及び振幅について完全に復元される（ろ波により除去されたＦＭキャリアを差し引いて）筈である。しかしながら、動的フェージング及び選択的フェージングは、フェージングレートとベースバンド信号帯域幅とに応じた振幅のばらつきを生ぜしめる。さらに、基準となる振幅を規準化するステップは、元のＣＯＬＴ法に付随する望ましくない混信信号の一部の発生を阻止する。この規準化済み信号抽出プロセスを、図３に示す。複合信号

【００２２】
はライン３２で受信される。ブロック３４は、入力がその絶対値による割算により規準化されてライン３６上に規準化済み信号を発生させることを示す。フェージングが存在する場合、複合信号であるアナログＦＭ信号とＤＡＢ信号とは規準化後ほぼ下式のようになる。

【００２３】
上式において、ＦＭアナログ信号はデジタルＤＡＢ信号に比べて格段に大きいものと仮定されている。ブロック３８に示すように規準化済み信号の複素共役が得られ、乗算器４０により複合信号に規準化済み信号の複素共役が乗算されて、中間信号がライン４２上に得られる。

【００２４】
ブロック４４で示す直流ノッチ操作により、一定の項ａが除去されて、下式のような信号がライン４６上に得られる。

【００２５】
有限インパルス応答のローパスフィルタ４８は、ライン５０上に一定の項の予想値を発生させる。ライン４２上の信号は、フィルタ遅延とマッチさせるために、図示のようにブロック５２により遅延され、フィルタの出力は図示のように加算器５４により遅延信号から減算され、ライン４６上に中間信号を発生させる。ノッチの近傍にあるＤＡＢ信号もまた抑制され、ノッチフィルタの動作はＤＡＢ信号の健全性にある影響を及ぼすことを注意されたい。最後に、この中間信号は乗算器５８において規準化済みの元の複合信号と乗算されるが、この元の複合信号はブロック５８により遅延されているため、ライン６０上には出力信号が得られる。

【００２６】
ＦＭ信号がＤＡＢ信号に比べて格段に大きいと仮定すると（これは通常の場合そうである）、出力は下式のようになる。

【００２７】
上式は、選択的フェージングにより生じる振幅変調の項ｆ(t)＝０の場合、元のＣＯＬＴ法による結果が得られることを示している。しかしながら、選択的フェージングが存在する場合、別の混信信号の項を選択的フェージング状態下のＣＯＬＴ法の項と比較することができる。さらに詳しく説明すると、もし、

【００２８】
であれば、本発明の方法を用いる自己誘導雑音は低い。上記の不等式は、１より非常に小さいそれほど重要でない項をさらに省略して近似化することにより、下式のようになる。

【００２９】
これは、規準化方法を用いる選択的フェージングによる雑音の減少が６ｄＢ改善され可能性があることを示す。
【００３０】
本発明は、例えば、対象となる信号の大きさまたは電力スペクトル密度を混信信号に対して増加させることにより出力中の混信信号の悪い影響を減少できることが明らかであろう。
【００３１】
上述のＦＭ相殺プロセスは、第１の隣接する混信ＦＭ信号がある場合は必ず、ＦＭ ＩＢＯＣ ＤＡＢ方式に直接に利用可能である。第１の隣接する混信ＦＭ信号は、処理を行ってＤＡＢ信号のデジタル部分から効果的に相殺・除去することが可能であるが、その際ＤＡＢ信号にはかなり小さい歪みが発生する。この歪みは、以下の３つの条件がＦＭ相殺プロセスの開始前に満足されるとかなり小さいものとなる。
１）有意な電力を有する信号としては、第１の隣接するＦＭ信号と、混信を受けるＤＡＢ信号のデジタル部分（即ち、ＤＡＢ信号のデジタル上または下側波帯）だけが存在している。これは、ＦＭ混信信号を０Ｈｚと混合し、その結果得られた信号をローパスフィルタに通すかまたはその信号をバンドパスフィルタに通すことだけで実現可能である。
２）デジタル信号は、第１の隣接するＦＭ信号の上半分または下半分の何れかに完全に含まれている。これは、デジタル信号の端縁部がほとんど、第１の隣接するＦＭ信号の中心である２００ｋＨｚ上にあるＩＢＯＣ ＤＡＢ方式のレイアウトにおいて固有である。従って、デジタル信号はＦＭ混信信号の一半分上に含まれる。これは、この抽出プロセスにより発生する望ましくない歪みまたはイメージがＦＭ信号に対してＤＡＢ信号とは反対のスペクトル側に見えることから重要である。
３）第１の隣接するＦＭ信号は、デジタル信号より約６ｄＢ電力が大きい。第１の隣接する信号の電力が低くなると、それはＦＡＣを実行しない方がよい。これにより、ＦＭ信号がＤＡＢ信号と比べて十分に大きくなり、かくして捕捉効果が得られる。マルチパスフェージングの状況下では、ＦＭ信号の電力はしきい値より６ｄＢ以上低くなることがあるため、スイッチングオフアルゴリズムの使用が望ましい。
【００３２】
１つの提案されたＦＭ ＩＢＯＣ方式内では、３つの状態が、ＦＭ放送局の有効範囲の特に端縁部の領域で時として存在することがある。第１の隣接するＦＭ信号を相殺することにより、混信が軽減され、放送局の有効範囲が拡張される。
【００３３】
ＦＡＣをオンかオフに切替える１つの方法は、ＦＡＣ処理済みでない信号へまたはその信号から滑らかに移行することである。ノッチングを受けつつある電力の大きさの測定は、ノッチに入る電力とノッチから出る電力の間の差を求めることによって行うことができる。これら２つの信号は、差を計算する前に損失のある簡単な積分器により滑らかにする。図４は、ＦＡＣ及び混合機能を説明するブロック図であり、これらの機能は上下両方の第１の隣接するＦＭ混信信号について実行可能である。複合信号はライン６２上に入力され、ミキサー６４で局部発振器信号と混合されてライン６６上のベースバンド信号となり、そこで第１の隣接する混信信号が直流に変換される。この信号は有限インパルス応答のローパスフィルタ６８によりろ波され、混信ＦＭ信号の帯域幅の外側にある信号が除去される。その結果ライン７０上に得られる信号は、図示のようにブロック７２においてＦＭトラッキング及び相殺処理される。相殺処理は、図３に示したように行われ、ノッチフィルタの前及び後の信号がライン４２及び４６上に出力される。混合制御ブロック７２において、ノッチ済み電力（ｄＢ）は、混合が起こるレンジを表わす上及び下のしきい値と比較される。その範囲は規準化されるため、未規準化レンジ内のノッチ済み電力の大きさをレンジの百分率で表わすことができる。ライン７６上の制御信号は、乗算器７８においてＦＡＣ処理済み信号を乗算するために用いる百分率数を表わす。ライン８０上の制御信号は、１から百分率数を差し引いたものを表わし、図示のようにブロック８２において遅延されたＦＡＣ処理済みでない信号の乗算に用いられる。乗算器７８、８４の出力は加算器８６で加算結合されてライン８８上の信号となり、この信号は有限インパルス応答フィルタ９０によりろ波される。その結果、ライン９２上のろ波済み信号は再びミキサー９４で局部発振器信号と混合され、ライン９６上の出力信号となる。この出力信号はその後、公知技術に従ってさらに処理され、受信機からの音声出力となる。この混合によりＦＡＣ処理済みとＦＡＣ処理済みでない信号との間で滑らかな移行が生じるが、これは、図３に示すものを含む種々の混信相殺技術だけでなく上述した特許に開示された技術を用いる受信機に利用可能である。
【００３４】
図５は、本発明に従って構成したラジオ受信機９８のブロック図である。アンテナ１００は、複数のＯＦＤＭデジタル変調サブキャリアよりなる対象信号と、アナログＦＭキャリア混信信号とを含むイン・バンド・オン・チャンネル・デジタル音声放送信号を受信する手段として働く。この受信機は、よく知られた技術に従って構成されたフロントエンド回路を有する。フロントエンド処理の後、ライン１０２上の複合信号は、ブロック１０４において、上述した方法により、第１の隣接する信号の相殺処理を受け混合される。ライン１０６上の混合済み信号は公知技術に従ってさらに処理を受け、ライン１０８上の出力信号及びスピーカー１１０からの音声信号となる。
【００３５】
本発明に用いる規準化プロセスは、選択的フェージング状態下での性能を改善する。この規準化は、振幅スケーリングにとって便利であるだけでなく、ＤＡＢ受信機の後続段のチャンネル状態情報（ＣＳＩ）予想器により追跡されるＤＡＢ信号の振幅のばらつきを減少させるという二次的な効果がある。改善ファクタは、使用するＣＳＩ予想プロセスの種類とこれらの予想フィルタの帯域幅により左右される。さらに、基準化済み信号は、ＦＡＣプロセスの利得がａ2でなくて１であるため、小さい動的レンジを利用する。複合信号通路の遅延をノッチフィルタの遅延とマッチさせることが、良好な性能を得る上で重要である。
【００３６】
本発明は、ＦＭ放送信号からの混信の影響を抑制するために混信ＦＭ信号瞬時周波数の相殺処理及び／またはノッチフィルタリングを行う。本発明は、特に、第１の隣接するＦＭ信号がＤＡＢ信号のデジタル部分にとって混信信号として作用するＦＭイン・バンド・オン・チャンネル（ＩＢＯＣ）デジタル音声放送（ＤＡＢ）方式に利用可能である。この機能を有する装置を、第１の隣接相殺器（ＦＡＣ）と呼ぶ。この方法は、ホストＦＭ信号からＤＡＢ信号のデジタル部分への混信の影響を抑制するためにハイブリッドＩＢＯＣ ＦＭ ＤＡＢ方式に使用することもできる。
【００３７】
本発明を現在において好ましい実施例と思われる例について説明したが、当業者にとっては頭書の特許請求の範囲に記載された範囲から逸脱することなく図示説明した実施例の種々の変形例及び設計変更が可能であることがわかるであろう。例えば、ノッチフィルタリングプロセスにおいて単なるＩＩＲフィルタの代わりにＦＩＲフィルタを用いても性能は有意に改善されない。ＩＩＲフィルタは、適当な性能を与え計算の複雑さを有意に減少させる。
【図面の簡単な説明】
【図１】 図１は、ＦＭイン・バンド・オン・チャンネル・デジタル音声放送信号の電力スペクトル密度を示す図である。
【図２】 図２は、隣接チャンネルの２つのＦＭイン・バンド・オン・チャンネル・デジタル音声放送信号の電力スペクトル密度を示す図である。
【図３】 図３は、本発明の信号処理方法を説明するブロック図である。
【図４】 図４は、本発明による第１隣接相殺器（ＦＡＣ）の動作を説明するブロック図である。
【図５】 図５は、本発明に従って構成した受信機のブロック図である。

Claims (18)

1. 対象となる信号（１０）と混信信号（２４）とを含む複合信号を受信するステップを含むイン・バンド・オン・チャンネル・デジタル音声放送方式のＦＭ混信減少方法であって、
   複合信号を規準化して規準化済みの複合信号を発生させ、
   複合信号に規準化済みの複合信号の複素共役を乗算して実信号を発生させ、
   実信号をろ波してろ波済み信号を発生させ、
   ろ波済み信号に規準化済み複合信号を乗算して出力信号を発生させるステップを含むことを特徴とし、かくして出力信号中の混信信号の悪い影響が減少する、イン・バンド・オン・チャンネル・デジタル音声放送方式のＦＭ混信減少方法。
2. ろ波ステップは、
   キャリア振幅予想信号を発生させ、
   実信号を遅延して遅延済み実信号を発生させ、
   遅延済み実信号からキャリア振幅予想信号を減算してろ波済み信号を発生させるステップより成る請求項１のイン・バンド・オン・チャンネル・デジタル音声放送方式のＦＭ混信減少方法。
3. キャリア振幅予想信号を発生させるステップは、
   実信号をローパスフィルタに通すステップを含む請求項２のイン・バンド・オン・チャンネル・デジタル音声放送方式のＦＭ混信減少方法。
4. ろ波ステップにより信号の遅延が得られ、さらに、
   ろ波済み信号に規準化済み複合信号を乗算する前に規準化済み複合信号を遅延させるステップを含む請求項１のイン・バンド・オン・チャンネル・デジタル音声放送方式のＦＭ混信減少方法。
5. 複合信号を規準化するステップは、
   複合信号を該複合信号の絶対値で割算するステップを含む請求項１のイン・バンド・オン・チャンネル・デジタル音声放送方式のＦＭ混信減少方法。
6. 複合信号は、
   複数のデジタル変調されたサブキャリアと、アナログの変調済みキャリアとより成る請求項１のイン・バンド・オン・チャンネル・デジタル音声放送方式のＦＭ混信減少方法。
7. アナログの変調済みキャリアに含まれる周波数の約半分は、複数のデジタル変調されたサブキャリアと干渉する請求項６のイン・バンド・オン・チャンネル・デジタル音声放送方式のＦＭ混信減少方法。
8. 出力信号を複合信号と混合して、混合済み出力信号を発生させるステップをさらに含む請求項１のイン・バンド・オン・チャンネル・デジタル音声放送方式のＦＭ混信減少方法。
9. 出力信号を複合信号と混合して混合済み出力信号を発生させるステップは、
   実信号とろ波済み信号の間の電力レベル差を求め、
   出力信号の量と複合信号の量をその差に応じて制御するステップより成る請求項８のイン・バンド・オン・チャンネル・デジタル音声放送方式のＦＭ混信減少方法。
10. 対象となる信号（１０）と混信信号（２４）とを含む複合信号を受信する手段（１００）を有する無線周波数受信機であって、
    複合信号を規準化して規準化済みの複合信号を発生させる手段（３４）と、
    複合信号に規準化済みの複合信号の複素共役を乗算して実信号を発生させる手段（４０）と、
    実信号をろ波してろ波済み信号を発生させる手段（４４）と、
    ろ波済み信号に規準化済みの複合信号を乗算して出力信号を発生させる手段（５８）とより成るＦＭ混信減少手段と備えたことを特徴とする無線周波数受信機。
11. ろ波手段（４４）は、
    キャリア振幅予想信号を発生させる手段（４８）と、
    実信号を遅延して遅延済み実信号を発生させる手段（５２）と、
    遅延済み実信号からキャリア振幅予想信号を減算してろ波済み信号を発生させる手段（５４）とより成る請求項１０の無線周波数受信機。
12. キャリア振幅予想信号を発生させる手段（４８）は、ローパスフィルタより成る請求項１１の無線周波数受信機。
13. 規準化済み複合信号を遅延させる手段（５６）をさらに含む請求項１０の無線周波数受信機。
14. 複合信号を規準化する手段（３４）は、
    複合信号を該複合信号の絶対値で割算する手段より成る請求項１０の無線周波数受信機。
15. 複合信号は、
    複数のデジタル変調されたサブキャリアと、アナログの変調済みキャリアとより成る請求項１０の無線周波数受信機。
16. 出力信号を複合信号と混合して、混合済み出力信号を発生させる手段（７４）をさらに含む請求項１０の無線周波数受信機。
17. 出力信号を複合信号と混合して混合済み出力信号を発生させる手段は、
    実信号とろ波済み信号の間の電力レベル差を求める手段と、
    出力信号の量と複合信号の量をその差に応じて制御する手段とより成る請求項１６の無線周波数受信機。
18. アナログの変調済みキャリアに含まれる周波数の約半分は、複数のデジタル変調されたサブキャリアと干渉する請求項１５の無線周波数受信機。

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