MXPA01004450A

MXPA01004450A - Metodo y aparato para reduccion de interferencia de fm para sistema de radiofusion de audio digital en canal en banda.

Info

Publication number: MXPA01004450A
Application number: MXPA01004450A
Authority: MX
Inventors: Brian William Kroeger
Original assignee: Ibiquity Digital Corp
Priority date: 1998-11-03
Filing date: 1999-10-28
Publication date: 2005-07-13
Also published as: DE69920498T2; ATE277463T1; BR9914990B1; WO2000027040A9; CN1325572A; EP1125384B1; US6622008B2; US20010023175A1; EP1125384A2; DE69920498D1; RU2225070C2; KR20010100966A; US6259893B1; ID29531A; JP4201303B2; BR9914990A; KR100590372B1; AU762982B2; CA2348283A1; WO2000027040A3

Abstract

Esta invencion proporciona un metodo para reducir la interferencia de FM en un sistema de radiodifusion de audio digital en canal en banda. El metodo incluye las etapas de recibir una senal compuesta que incluye una senal de interes y una senal de interferencia y normalizar la senal compuesta para producir una senal compuesta normalizada. La senal compuesta es entonces multiplicada por el conjugado complejo de la senal compuesta normalizada para producir una senal real. Entonces la senal real es filtrada y la senal filtrada resultante es multiplicada por la senal compuesta normalizada para producir una senal de salida. Los efectos adversos de la senal de interferencia en la senal de salida se reducen con respecto a la magnitud de la senal de interes reduciendo la interferencia de FM en un sistema de radiodifusion de audio digital en canal en banda, por lo que hace mas facil detectar la senal de interes. La senal de salida y la compuesta pueden ser mezcladas en respuesta a la energia de las senales reales y filtradas. Los receptores de radio que utilizan el metodo anterior tambien se incluyen.

Description

METODO Y APARATO PARA REDUCCION DE INTERFERENCIA DE FM PARA SISTEMA DE RADIODIFUSIÓN DE AUDIO DIGITAL EN CANAL EN BANDA DESCRIPCIÓN DE LA INVENCIÓN Esta invención se relaciona a procesamiento de señal, y más particularmente, a técnicas de procesamiento de señal para uso en sistemas de radiodifusión de audio digital (RAD) . La radiodifusión de audio digital es un medio para proporcionar audio de calidad digital, superior a los formatos de radiodifusión analógica existente. Ambas señales RAD AM y FM pueden ser transmitidas en un formato híbrido donde la señal modulada digitalmente coexiste con la señal AM o FM analógica actualmente radiodifundida, o en un formato todo digital sin una señal analógica. Los sistemas RAD de canal en banda (ECEB) no requieren distribuciones espectrales nuevas ya que cada señal RAD es transmitida simultáneamente dentro de la misma máscara espectral de una distribución de canal AM o FM existente. Los sistemas ECEB promueven la economía del espectro mientras permiten a los radiodifusores suministrar audio de calidad digital a su base presente de escuchas. Varios RAD ECEB han sido sugeridos. Los sistemas RAD FM han sido el objeto de varias patentes de los Estados Unidos incluyendo las Patentes No. 5,465,396; 5,315,583; 5,278,844 y 5,278,826. Más recientemente, una señal RAD ECEB FM ubica los subportadores multiplexeados de división de frecuencia ortogonal (MDFO) en la región de aproximadamente 129 kHz a 199 kHz lejos de la frecuencia de centro FM, ambos anteriores y posteriores donde el espectro es ocupado por un portador FM huésped modulado analógico. Algunas opciones ECEB (por ejemplo, la opción todo digital) permite a los subportadores iniciar tan cerca como 100 kHz lejos de la frecuencia de centro. La porción digital de la señal RAD está sujeta a interferencia, por ejemplo, por primeras señales FM adyacentes o por señales huésped en sistemas RAD ECEB híbridos. Las técnicas de procesamiento de señales son requeridas para separar las señales de interés en la presencia de interferencias . Una técnica de extracción FM llamada COLT (observación durante las pausas de comprobación continua) puede ser usada para extraer una señal de banda estrecha desde abajo de una señal FM de banda ancha. Esta técnica se describe en las Patentes de los Estados Unidos No. 5,263,191; 5,428,834 y 5,355,533. El método descrito en aquellas patentes usa, en efecto, un filtro de muesca que sigue y suprime la frecuencia instantánea FM de una señal de interferencia . Las señales RAD ECEB FM están sujetas a varias condiciones de desvanecimiento y propiedades de ancho de banda las cuales limiten la eficacia de técnicas COLT de la técnica anterior. Existe una necesidad para una técnica de extracción de señal que sea efectiva para señales de radiodifusión de audio digital en canal en banda bajo condiciones de desvanecimiento. Esta invención proporciona un método para reducir la interferencia FM en un sistema de radiodifusión de audio digital en canal en banda. El método incluye las etapas de recibir una señal compuesta que incluye una señal de interés y una señal de interferencia y normalizar la señal compuesta para producir una señal compuesta normalizada. La señal compuesta es entonces multiplicada por el conjugado complejo de la señal compuesta normalizada para producir una señal real. Después la señal real es filtrada y la señal filtrada resultante es multiplicada por la señal compuesta normalizada para producir una señal de salida. Los efectos adversos de la señal de interferencia en la señal de salida se reducen con relación a la señal de interés en la señal compuesta original, por lo que hace más fácil detectar la señal de interés. En este contexto, los efectos adversos se refieren a tales efectos como la corrupción de los símbolos detectados resultando en una proporción de error de bitios incrementada (PEB) La invención también abarca un método para procesar un sistema de radiodifusión de audio digital en canal en banda, el método que comprende las etapas de recibir una señal compuesta que incluye una señal de interés y una señal de interferencia; filtrar la señal compuesta para producir una señal filtrada; y mezclar la señal filtrada con la señal compuesta para producir una señal de salida mezclada. Además, la invención incluye receptores de radio que utilizan los métodos anteriores para separar una señal de interés de una señal compuesta y para mezclar las señales filtradas y compuestas. Aunque la técnica descrita en la presente es bien adecuada para mitigar los efectos de una primera interferencia FM adyacente, puede también ser usada para mitigar los efectos de la señal FM huésped cuando la señal RAD es colocada más cercana a su huésped FM; sin embargo, el factor limitante en el último caso tiende a ser la interferencia de la RAD dentro de su huésped FM. BREVE DESCRIPCIÓN DE LOS DIBUJOS La Figura 1 es un diagrama que muestra densidades espectrales de energía de una señal de radiodifusión de audio digital en canal en banda FM; La Figura 2 es un diagrama que muestra las densidades espectrales de energía de dos señales de radiodifusión de audio digital en canal en banda FM en canales adyacentes; La Figura 3 es un diagrama de bloque que ilustra el método de procesamiento de señal de la presente invención; La Figura 4 es un diagrama de bloque que ilustra la operación de un primer cancelador adyacente (PCA) de acuerdo con esta invención; y La Figura 5 es un diagrama de bloque de un receptor construido de acuerdo con esta invención. Con referencia a los dibujos, la Figura 1 es una representación esquemática de las distribuciones de frecuencia (colocación espectral) y densidad espectral de energía relativa de los componentes de señal para una señal RAD ECEB FM híbrida 10. El formato híbrido incluye la señal análoga estéreo FM 12 que tiene una densidad espectral de energía representada por la conformación triangular 14 colocada en una banda central o banda de frecuencia central, porción 16 del canal. La . densidad - espectral de energía (DEE) de una señal de radiodifusión FM analógica típica es casi triangular con una pendiente de aproximadamente -0.35 dB/kHz desde la frecuencia de centro. Una pluralidad de subportadores uniformemente separados digitalmente modulados se colocan en ya sea un lado de la señal FM analógica, en una banda lateral superior 18 y una banda lateral inferior 20, y se transmiten concurrentemente con la señal FM analógica. Todos los portadores son transmitidos en un nivel de energía que cae dentro de la máscara de canal 22 de la Comisión de Comunicaciones Federal de los Estados Unidos. En un ejemplo de un formato de modulación ECEB FM híbrido 95, los subportadores modulados digitalmente multiplexeados de división de frecuencia ortogonal uniformemente separados (MDFO) son colocados en cada lado de la señal FM analógica huésped que ocupa el espectro desde aproximadamente 129 kHz a 198 kHz lejos de la frecuencia de centro FM huésped como se. ilustra por la banda lateral superior 18 y la banda lateral inferior 20 en la Figura 1. En el sistema híbrido, la energía RAD total en los subportadores modulados digitalmente MDFO en cada banda lateral se fija a aproximadamente -25 dB con relación a su energía FM analógica huésped. Las señales de un canal FM adyacente (es decir, las primeras señales FM adyacentes), si se presentan, pueden ser centradas en un espaciamiento de 200 kHz desde el centro del canal de interés. La Figura 2 muestra una gráfica espectral de una señal RAD híbrida 10 con una primera interferencia adyacente superior 24 que tiene una señal modulada analógica 26 y una pluralidad de subportadores modulados digitalmente en bandas laterales 28 y 30, que están en un nivel de aproximadamente -6 dB con relación a la señal si hay interés {los subportadores modulados digitalmente de la señal 10) . La figura muestra que la banda lateral superior RAD 18 es corrompida por la señal modulada analógica en la primera interferencia adyacente. La presente invención proporciona un primer cancelador adyacente (PCA) que es capaz de suprimir los efectos de la interferencia en esta situación. Se ha demostrado que el PCA es capaz de tratar con la primera interferencia adyacente en ambas bandas laterales RAD superiores e inferiores, y recuperar exitosamente la señal RAD enterrada por debajo de ellas. La se al RAD es extraída desde debajo del portador FM de interferencia, aunque el proceso de extracción distorsiona la señal RAD. Se asume que la señal RAD es pequeña con relación a la primera señal FM analógica adyacente de interferencia de tal forma que el seguimiento y cancelación FM pueden ser efectivos. En la ausencia de desvanecimiento las señales FM más RAD analógicas compuestas pueden ser modeladas co o: S(t)=a-ej'8(t) + d(t) donde a es la amplitud y 9(t) es la fase instantánea de la señal FM, y d(t) es la señal RAD. Sin pérdida de generalidad, se puede asumir que la energía promedio de d(t) es uno. Adicionalmente, se asume que a>>l de tal forma que está implicado el efecto de captura de FM: Notar que la amplitud de señal es asumida para ser constante ya que no se asume desvanecimiento de la señal en esta parte del análisis. También notar que esto es el caso ideal sin ruido. Si esta señal es procesada usando las técnicas mostradas en las Patentes de los Estados Unidos No. 5,263,191; 5,428,834; y 5,355,533, entonces la salida puede ser aproximada por: COLT OUT(t)« d(t) + d* (t)-e ej"e<t) El primer término de la salida COLT es el término deseado mientras que el segundo término es interferencia. Aunque el término de interferencia tiene la misma energía como el primer término, su espectro esta implicado con el cuadrado de la señal FM la cual tiene dos veces el ancho de banda de modulación FM. Si el ancho de banda de la señal RAD iguala el ancho de banda de la señal FM de interferencia, y si la señal RAD está centrada en la señal FM, la señal resultante a la proporción de interferencia que usa la técnica COLT dé la técnica anterior se reduce a unos cuantos dB en su mayoría. Otra gran» fuente de degradación es desvanecimiento de multitrayectoria . El desvanecimiento resulta en modulación de amplitud del portador FM instantáneo. El desvanecimiento selectivo puede resultar en ancho de banda de modulación de amplitud en el orden del ancho de banda de banda base FM (es decir, 53 kHz) , mientras el ancho de banda debido al desvanecimiento plano dinámico se limita a aproximadamente 13 Hz en velocidades de carretera máxima en un receptor de automóvil. Ya que el proceso de extracción de las Patentes de los Estados Unidos No. 5,263,191; 5,428,834; y 5,355,533 usa la señal de entrada directamente para controlar la frecuencia de centro de la muesca, la modulación de amplitud en la señal de entrada debido al desvanecimiento afectará el comportamiento . En la presencia de desvanecimiento las señales FManalógicas compuestas más de subportadores digitalmente modulados pueden ser modelados como: s(t) = [a + /(t)] ej-8(t)+d(t) Donde /(t) es un término de desvanecimiento dinámico el cual es debido a la modulación de amplitud del portador FM en cuanto este viaja entre el ancho de banda de desviación selectivamente desvanecido. Esta modulación de amplitud tiene un ancho de banda en el orden del ancho de banda de banda base FM (es decir 53 kHz) . El componente de desvanecimiento lento debido al desvanecimiento Raleigh está limitado a» aproximadamente 13 Hz en velocidades de carretera en una frecuencia de portador en el intervalo de 100 MHz. Este componente de desvanecimiento lento está omitido de este modelo ya que se asume que es casi constante sobre la ventana de análisis. En la presencia de desvanecimiento selectivo, los componentes de interferencia adicional llegan a ser significativos . La técnica de filtración de muesca de la técnica anterior asume que la señal de entrada por sí misma es una buena aproximación de la señal FM, ya que la proporción de la energía FM analógica FM a la energía RAD es alta. Sin embargo, donde la señal de entrada está sujeta a desvanecimiento y no es una buena aproximación de la señal FM, las etapas de procesamiento pueden crear una imagen la cual no puede ser eliminada en etapas subsecuentes . La presente invención soluciona este problema usando un proceso de extracción de señal normalizado. Se observa que una primera multiplación de una señal cambia la frecuencia FM instantánea a cero, mientras que una segunda multiplicación puede realizar la inversa de la primera multiplicación. Idealmente, se nota que si la primera y la segunda son conjugados complejos, y si el producto de sus amplitudes permanece un valor constante fijo, entonces la señal debe ser perfectamente restablecida en fase y amplitud (menos el portador FM filtrado) . Desafortunadamente, el desvanecimiento dinámico y el desvanecimiento selectivo resultan: en variaciones de amplitud con la proporción de desvanecimiento y el ancho de banda de señal de banda base. La etapa adicional para normalizar la amplitud de la referencia elimina la generación de alguna de la interferencia no deseable asociada con la técnica COLt original. Este proceso de extracción normalizado se muestra en la Figura 3. La señal compuesta : s(() = a-eJ«[,) \ d{(), es recibida en la línea 32. El bloque 34 ilustra que la entrada es normalizada al dividir por su valor absoluto para producir una señal normalizada en la línea 36.

En la presencia de desvanecimiento las señales FM más RAD analógicas compuestas después de la normalización pueden ser modeladas aproximadamente como: 'O.... . __5ÍC _. donde se asume que la señal analógica FM es mucho mayor que la señal PIAD digital. El conjugado complejo de la señal normalizada es producida como se ilustra por el bloque 38, y la señal compuesta es multiplicada por su conjugado complejo normalizado, como se ilustra por el multiplicador 40, para producir la señal intermediaria: en la línea 43. Una operación de muesca, ilustrada por el bloque 44, elimina el término constaten a para producir 4 f.( (,')l|, « -/«) u/'(0-«"''> ("., '"' . J[«—+/(/)) en la línea 46. Un filtro de respuesta de impulso finito de bajo paso 48 produce un estimado del término constante en la línea 50. la señal en la línea 42 es retrasada como se ilustra por el bloque 52 para acoplar el retraso del filtro y la salida del filtro se resta de la señal retrasada como se muestra por el adicionado::- 54 para producir la señal intermedia en la línea 46. debe indicarse que la señal RAD en la vecindad de la muesca es también suprimida y el filtro de muesca tiene algún efecto en la integridad de la señal RAD. Por último esta señal intermediaria es multiplicada en el multiplicador 56 por la señal compuesta original normalizada, la cual ha sido retrasada como se muestra por el bloque 58, para producir la señal de salida en la línea 60. *(<) '(/) *(')¦ — n ¡•v( | [a + /(.)] ,¿J(r).tí >"<'> -eJ' k f -¿(0 f««/( 1 [* +/(')] I« + /(0)5 Asumiendo que la señal FM es mucho mayor que la señal RAD, lo cual es el caso usual, entonces la salida puede ser aproximada por: La ecuación anterior muestra que si el término de modulación de amplitud de desvanecimiento inducida f(t) =0 entonces el método COLT original se logra. Sin embargo, en la presencia de desvanecimiento selectivo, los términos de interferencia adicional pueden ser comparados con aquellos de la técnica COLT bajo condiciones de desvanecimiento selectivo. Específicamente si: """" ; \,> . ¡i .« . c i-e'"" rf" j entonces el ruido autoinducido usando el método de esta invención es menor. La no calidad anterior puede ser aproximada por eliminación adicional de términos menos significativos que son mucho menores que uno para producir: rJ0l, ;>-í?" Esto muestra una mejora potencial de 6 dB en reducción de ruido debido al desvanecimiento selectivo usando la técnica de normalización. Debe ahora ser aparente que la presente invención reduce los efectos adversos de la señal de interferencia en la salida, por ejemplo incrementando la magnitud o densidad espectral de energía de la señal de interés con respecto a la señal de interferencia. El proceso de cancelación FM como se describe anteriormente es directamente aplicable al sistema RAD ECEB FM cuando hay una primera señal FM de interferencia adyacente. Las primeras señales FM de interferencia adyacente pueden ser procesadas y canceladas/muesca efectivamente de la porción digital de la señal RAD con una cantidad razonablemente pequeña de distorsión resultante para la señal RAD. La distorsión será bastante pequeña si las siguientes tres condiciones son cumplidas antes de iniciar el proceso de cancelación F . 1) Las únicas señales presentes que tiene energía significativa son la primera adyacente FM y la porción digital de la señal RAD que está siendo interferida con (es decir la banda lateral digital superior o la inferior de la señal RAD) . Esto puede ser realizado simplemente al mezclar la interferencia FM a 0 Hz y filtro de bajo paso, la señal resultante o por filtración de paso de banda de la señal resultante. 2) La señal digital está contenida completamente en ya sea la mitad superior o inferior de la primera señal FM adyacente. Esto se hace inherentemente dentro del esquema de un sistema RAD ECEB en donde el borde de la señal digital es colocado casi fuera a +/- 200 kHz, lo cual es el centro de la primera señal FM adyacente. Por lo tanto, la señal digital está contenida en una mitad de la interf¾rencia FM. Esto es importante ya que la distorsión indeseable o imagen producida por este proceso de extracción aparece en el lado espectral opuesto a la colocación de la señal RAD relativa con la señal FM . 3) La primera señal FM adyacente es aproximadamente 6 dB más fuerte en energía que la señal digital . Cuando la primera energía adyacente llega a ser baja, es mejor no realizar la PCA. Esto asegura que la señal FM es suficientemente grande comparada con la señal RAD de tal forma que el efecto de captura está implicado. En un ambiente de desvanecimiento de multitrayectoria la señal FM algunas veces caerá debajo de 6 dB más umbral de energía y de esta forma se recomienda cambiar el algoritmo. Dentro de un sistema ECEB FM propuesto, las tres condiciones estarán presentes algunas del tiempo especialmente en las regiones en el borde de un cubrimiento de estaciones FM. La primera cancelación FM adyacente proporcionará mitigación de interferencia y de esta forma extiende las estatciones de cubrimiento. Un método de cambiar activar/desactivar la PCA es mezclar uniformemente hacia y desde la señal no procesada PCA. Una medición de la cantidad de .energía que está siendo muescada puede ser hecha al tomar la diferencia entre la energía que va hacia la muesca y la energía que sale de la muesca. Las dos señales son uniformadas usando un simple integrador antes de que se calcule la diferencia. La Figura 4 es un diagrama de bloque el cual ilustra la PCA y mezcla funciones, lo cual puede ser realizado en ambas primeras señales FM adyacentes de interferencia menor y superior. La señal compuesta es introducida en la línea 62 y mezclada con una señal osciladora local en el mezclador 64 para producir una señal de banda base en la línea 66 donde la primera interferencia adyacente es traducida a de. La señal es filtrada por un filtro -68 de bajo paso de respuesta de impulso finito para eliminar las señales fuera del ancho de banda de la señal FM de interferencia. La señal resultante en la línea 70 es entonces sometida a seguimiento y cancelación de FM como se ilustra en el bloque 72. la cancelación se realiza como se ilustra en la Figura 3, con la señal antes y después el filtro de muesca que es sacado en las líneas 42 y 46. en el bloque de control de mezcla 72, la energía de muesca en dBs es comparada con un umbral superior e inferior que representa el intervalo en el cual puede ocurrir la mezcla. El intervalo es entonces normalizado de tal forma que la cantidad de energía de muesca reside dentro del intervalo no normalizado puede ser representada por un porcentaje lineal del intervalo. La señal de control en la línea 76 es representativa de un número porcentaje que se usa para multiplicar la señal procesada PCA en el multiplicador 78. Una señal de control en la línea a80 es representativa de un mínimo del número de porcentaje, y se usa para multiplicar la señal procesada no PCA, la cual ha sido retrasada como se muestra en el bloque 82. las salidas de multiplicadores 78 y 84 son combinadas en la suma 86 para producir una señal de línea 88 que es filtrada por un filtro de respuesta de impulso finito 90. la señal filtrada resultante en la línea 92 es otra vez mezclada con una señal de oscilador local en el mezclador 94 para producir una señal de salida en la línea 96. esta señal de salida es entonces sometida a procesamiento adicional de acuerdo con técnicas conocidas para producir una salida de audio desde el receptor. Este mezclado produce una transición uniforme entre FPA y no PCA y es aplicable a receptores que implementan varias técnicas de cancelación de interferencia incluyendo aquellas ilustradas en la Figura 3 así como también aquellas descritas en las patentes mencionadas anteriormente. La Figura 5 es un diagrama de bloque de un receptor de radio 98 construido de acuerdo con la presente invención. La antena 100 sirve como un medio para recibir una señal de radiodifusión de audio digital en canal en banda que incluye una señal de interés en la forma de una pluralidad de subportadores modulados digitalmente MDFO y una interferencia de portador FM analógico. El receptor incluye los circuitos de extremo frontal que se construyen de acuerdo con técnicas bien conocidas. Después del procesamiento de extremo frontal, la señal, compuesta en la línea 102 se somete a una primera cancelación adyacente y se mezcla de acuerdo con el método discutido anteriormente como se ilustra en el bloque 104. la señal mezclada en la línea 106 es sometida a procesamiento adicional de acuerdo con técnicas conocidas para producir una señal de salida en la línea 108 y una salida de audio desde el altavoz 110. El proceso de normalización usado en esta invención mejora el comportamiento bajo condiciones de desvanecimiento selectivo. Además de ser conveniente para escala en amplitud, la normalización tiene un efecto secundario de reducción de variaciones de amplitud de la señal RAD que se sigue por los estimadores de información del estado de canal (IEC) en etapas subsecuentes del receptor RAD. El factor de mejora depende del tipo de proceso de estimación de IEC usado y el ancho de banda de estos filtros de estimación. Adicionalmente la señal normalizada usa un intervalo dinámico más pequeño ya que la ganancia a través del proceso PCA es la unidad en lugar de a2. Acoplando el retraso de la trayectoria de señal compuesta al retraso de filtro de muesca es también importante para buen comportamiento. La presente invención proporciona cancelación y/o filtración de muesca de una frecuencia instantánea de señal FM de interferencia para suprimir los efectos de interferenqia de las señales de radiodifusión FM. La invención es particularmente aplicable a los sistemas de radiodifusión de audio digital (RAD) en canal en banda (ECEB) FM donde las primeras señales adyacentes FM actúan como interferencias para la porción digital de la señal RAD. Un dispositivo que realiza esta función es llamado un primer cancelado adyacente (PCA) . Esta técnica también puede ser usada en un sistema RAD FM ECEB híbrido para suprimir los efectos de interferencia de la señal FM huésped a la porción digital de la señal RAD. Mientras que la presente invención ha sido descrita en términos de lo que se cree en la presente para ser la modalidad preferida de la misma, se apreciará por aquellos expertos en la técnica que pueden hacerse varias modificaciones a las modalidades descritas sin alejarse del alcance de la invención como se indica en las reivindicaciones anexas. Por ejemplo, el uso de un filtro FIR en el proceso de filtración de muesca en lugar de un simple filtro IIR puede no mejorar significativamente el comportamiento. El filtro IIR puede producir comportamiento adecuado con una reducción significativa en complejidad computacional .

Claims

RESUMEN DE LA INVENCION 1. Un método para reducir la inteferencia FM en un sistema de radiodifusión de audio digital en canal en banda, el método caracterizado porque comprende las etapas de: recibir una señal compuesta que incluye una señal de interés y una señal de interferencia; normalizar la señal compuesto para producir una señal compuesta normalizada; multiplicar la señal compuesta por un conjugado complejo de la señal compuesta normalizada para producir una señal real ; «?filtrar la señal real para producir una señal filtrada; y multiplicar la señal filtrada por la señal compuesta normalizada para producir una señal salida, en donde los efectos adversos de la señal de interferencia en la señal de salida han sido reducidos.
2. Un método para reducir la interferencia FM en un sistema de radiodifusión de audio digital en canal en banda de conformidad con la reivindicación 1, caracterizado porque la etapa de filtración comprende las etapas de: producir una señal de estimado de amplitud de portador ; retrasar la señal real para producir una señal real retrasada; y substraer la señal de estimado de amplitud del portador desde la señal real retrasada para producir la señal filtrada .
3. Un método para reducir la interferencia de FM en un sistema de radiodifusión de audio digital en canal en banda de conformidad con la reivindicación 2, caracterizado porque la etapa de producir un estimado de amplitud de portador comprende las etapas de: pasar la señal real a través de un filtro de bajo paso.
4. Un método para reducir la interferencia de FM en un sistema de radiodifusión de audio digital en canal en banda de conformidad con la reivindicación 1, caracterizado porque la etapa de filtración resulta en un retraso de señal además comprende la etapa de .· retrasar la señal compuesta normalizada antes de la etapa de multiplicar la señal filtrada por la señal compuesta normalizada .
5. Un método para reducir interferencia FM en un sistema de radiodifusión de audio digital en canal en banda de conformidad con la reivindicación 1, caracterizado por la etapa de normalizar la señal compuesta que comprende la etapa de: dividir la señal compuesta por el valor absoluto de la señal compuesta.
6. Un método para reducir la interferencia FM en un sistema de radiodifusión de audio digital en canal en banda de conformidad con la reivindicación 1, caracterizado porque la señal compuesta comprende: una pluralidad de subportadores modulados digitalmente y un portador modulado analógico.
7. Un método para reducir interferencia FM en un sistema de radiodi usión de audio digital en canal en banda de conformidad con la reivindicación 6, caracterizado porque aproximadamente una mitad de las frecuencias contenidas en el portador modulado analógico interfiere con la pluralidad de subportadores modulados digitalmente .
8. Un método para reducir la interferencia FM en un sistema de radiodifusión de audio digital en canal en banda de conformidad con la reivindicación 1, caracterizado porque además comprende la etapa de: mezclar la señal de salida con. la señal compuesta para producir una señal de salida mezclada.
9. Un método para reducir interferencia FM en un sistema de radiodifusión de audio digital en canal en banda de conformidad con la reivindicación 8, caracterizado porque la etapa de mezclar la señal de salida con la señal compuesta para producir una señal de salida mezclada comprende las etapas de: determinar la diferencia en nivel de energía entre la señal real y la señal filtrada; y controlar la cantidad de la señal de salida y la cantidad de la señal compuesta en respuesta a la diferencia.
10. Un receptor de frecuencia de radio caracterizado porque comprende: un medio para recibir una señal compuesta que incluye una señal de interés y una señal de interferencia ; un medio para normalizar la señal compuesta para producir una señal compuesta nomalizada; un medio para multiplicar la señal compuesta por un conjugado complejo de la señal compuesta normalizada para producir la señal real; un medio para filtrar la señal real para producir una señal filtrada; y un medio para multiplicar la señal filtrada por la señal compuesta normalizada para producir una señal de salida.
11. Un receptor de frecuencia de radio de conformidad con la reivindicación 10, caracterizado porque el medio para filtrar comprende: un medio para producir una señal de estimado de amplitud de portador; un medio para retrasar la señal real para producir una señal real retrasada; y un medio para substraer la señal de estimado de amplitud de portador de la señal real retrasada para producir la señal filtrada.
12. Un receptor de frecuencia de radio de conformidad con la reivindicación 1, caracterizado porque el medio para producir un estimado de amplitud de portador comprenden ·. un filtro de bajo paso.
13. Un receptor de frecuencia de radio de conformidad con la reivindicación 10, caracterizado porque además comprende : un medio para retrasar la señal compuesta normalizada .
14. Un receptor de frecuencia de radio de conformidad con la reivindicación 10, caracterizado porque el medio para normalizar la señal compuesta comprende: un medio para dividir la señal compuesta por el valor absoluto de la señal compuesta.
15. Un receptor de frecuencia de radio de conformidad con la reivindicación 10, caracterizado porque la señal compuesta comprende : una pluralidad de subportadores modulados digitalmente y un portador modulado analógico.
16. Un receptor de frecuencia de radio de conformidad con la reivindicación 16, caracterizado porque el medio para mezclar la señal de salida con la señal compuesta para producir una señal de salida mezclada comprende: un medio para mezclar la señal de salida con la señal compuesta para producir una señal de salida mezclada.
17. Un receptor de frecuencia de radio de conformidad con la reivindicación 16, caracterizado porque el medio para mezclar la señal de salida con la señal compuesta para producir una señal de salida mezclada comprende-. un medio para determinar la diferencia en el nivel de energía entre la señal real y la señal filtrada; y un medio para controlar la cantidad de la señal de salida y la cantidad de señal compuesta en respuesta a la diferencia k
18. Un receptor de frecuencia de radio de conformidad con la reivindicación 10, caracterizado porque la señal compuesta comprende: una pluralidad de subportadores modulados digitalmente y un portador modulado analógico.
19. Un receptor de frecuencia de radio de conformidad con la reivindicación 18, caracterizado porque aproximadamente una mitad de las frecuencias contenida en el portador modulado analógico interfiere con la pluralidad de subportadores modulados digitalmente.
20. Un método para procesar un sistema de radiodifusión de audio digital en canal en banda, el método caracterizado porque comprende las etapas de: recibir una señal compuesta incluyendo una señal de interés y una señal de interferencia; filtrar la señal compuesta para producir una señal filtrada; y mezclar la señal filtrada con la señal compuesta para producir una señal de salida mezclada.
21. Un método para procesar un sistema de radiodif sión de audio digital en canal en banda de conformidad con la reivindicación 20, caracterizado porque la etapa de mezclar la señal filtrada con la señal compuesta para producir una señal de salida mezclada que comprende las etapas de : ^ determinar la diferencia en el nivel de energía entre la señal compuesta y la señal filtrada; y controlar la cantidad de la señal filtrada y la cantidad de la señal compuesta en respuesta a la diferencia.
22. Un método para procesar un sistema de radiodifusión de audio digital en canal en banda de conformidad con la reivindicación 20, caracterizado porque además comprende la etapa de producir una señal real en respuesta a la señal compuesta, y en donde la etapa de filtración comprende las etapas de: producir una señal de estimado de amplitud de portador ; retrasar la señal real para producir una señal real retrasada; y substraer la señal de estimado de amplitud de portador de la señal real retrasada para producir la señal filtrada .
23. Un método para procesar un sistema de radiodifusión de audio digital en canal en banda de conformidad con la reivindicación 22, caracterizado por la etapa de producir un estimado de amplitud de portador que comprende la etapa de: pasar la señal real a través de un filtro de paso lento .
24. Un método para procesar el sistema de radiodifusión de audio digital en canal en banda de conformidad con la reivindicación 20, caracterizado porque la señal compuesta comprende : una pluralidad de subport dores modulados digitalmente y un portador modulado analógico.
25. Un método para procesar un sistema de radiodifusión de audio digital en canal en banda de conformidad con la reivindicación 24, caracterizado porque aproximadamente una mitad de las frecuencias contenidas en el portador modulado analógico interfieren con la pluralidad de subportadores modulados digitalmente .
26. Un receptor de frecuencia de radio caracterizado porque comprende: un medio para recibir una señal compuesta que incluye una señal de interés y una señal de interferencia; un medio para filtrar la señal compuesta para producir una señal filtrada; y un medio para mezclar la señal filtrada con la señal compuesta para producir una señal de salida mezclada.
27. Un receptor frecuencia de radio de conformidad con la reivindicación 26, caracterizado porque el medio para mezclar la señal filtrada con la señal compuesta para producir una señal de salida mezclada comprende las etapas de: u«n medio para determinar la diferencia en nivel de energía entre la señal compuesta y la señal filtrada; y un medio para controlar la cantidad de la señal filtrada y la cantidad de la señal compuesta en respuesta a la diferencia.
28. Un receptor de frecuencia de radio de conformidad con la reivindicación 26, caracterizado porque además comprende un medio para producir una señal real en respuesta a la señal compuesta, y en donde el medio de filtración comprende: un medio para producir una señal estimada de amplitud de portador; un medio para retrasar la señal real para producir una señal real retrasada; y un medio para substraer la señal de estimado de amplitud de portador de la señal real retrasada para producir una señal filtrada.
29. Un receptor de frecuencia de radio de conformidad con la reivindicación 28, caracterizado porque el medio para producir un estimado de amplitud de portador comprende : un medio para pasar la señal real a través de un filtro de bajo paso.
30. Un receptor de frecuencia de radio ' de conformidad con la reivindicación 26, caracterizado porque la señal compuesta comprende: una pluralidad de subportadores modulados digitalmente y un portador modulado analógico
31. Un receptor de frecuencia de radio de conformidad con la reivindicación 30, caracterizado porque aproximadamente una mitad de las frecuencias contenidas en el portador modulado analógico interfieren con la pluralidad de subportadores modulados digitalmente .