KR20010100966A - Ｆｍ ｉｂｏｃ ｄａｂ 시스템에서 ｆｍ 간섭을 감소시키는방법 및 라디오 주파수 수신기 - Google Patents

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Abstract

본 발명은 대역내 채널상(IBOC) 디지털 오디오 방송 시스템에서 FM 간섭을 줄이는 방법을 제공한다. 본 방법은 대상 신호 및 간섭 신호를 포함하는 복합 신호를 수신하고 그 복합 신호를 정규화하여 정규화된 복합 신호를 생성하는 단계를 포함한다. 그런 다음, 복합 신호는 정규화된 복합 신호의 복소수 공액과 승산되어 실제 신호를 생성한다. 실제 신호는 필터링되고 결과적인 필터링된 신호는 정규화된 복합 신호와 승산되어 출력 신호를 생성한다. 출력 신호에 있어서의 간섭 신호의 역효과는 대역내 채널상 디지털 오디오 방송 시스템에서 FM 간섭 신호를 줄이는 대상 신호의 크기에 관하여 축소되고, 이에 의하여 대상 신호를 탐지하는 것이 용이해진다. 실제 신호의 파워 및 필터링된 신호의 파워에 응답하여 출력 신호와 합성 신호는 혼합될 수 있다. 또한 이상의 방법을 이용하는 라디오 수신기가 포함된다.

Description

ＦＭ ＩＢＯＣ ＤＡＢ 시스템에서 ＦＭ 간섭을 감소시키는 방법 및 라디오 주파수 수신기{METHOD AND APPARATUS FOR REDUCTION OF FM INTERFERENCE FOR FM IN-BAND ON-CHANNEL DIGITAL AUDIO BROADCASTING SYSTEM}
디지털 오디오 방송은 현재의 아날로그 방송 포맷을 능가하는 디지털 성능 오디오를 제공하기 위한 방법이다. AM 및 FM DAB 신호 양자 모두는 디지털로 변조된 신호가 현재의 방송 아날로그 AM 또는 FM 신호와 공존하는 하이브리드 포맷으로 전송될 수 있으며, 또는 아날로그 신호가 없는 전체 디지털 포맷으로 전송될 수도 있다. 각 DAB 신호가 현재의 AM 또는 FM 채널 할당의 동일한 스펙트럼 마스크(spectral mask)내에서 동시에 송신되기 때문에 대역내 채널상(In-Band-On-Channel: IBOC) DAB 시스템은 어떠한 새로운 스펙트럼 할당도 필요로 하지 않는다. IBOC 시스템은 방송업자가 그 청취자들의 현재 근거지로 디지털 성능 오디오를 공급하는 것이 가능하도록 하여 스펙트럼의 절약을 가져온다. 다수의 IBOC DAB 방식이 제안되어 왔다.
FM DAB 시스템은 미국 특허 제 5,465,396호, 제 5,315,583호, 제 5,278,844호 및 제 5,278,826호를 포함하는 다수의 미국 특허에 개시되어 있다. 보다 최근에 제안된 FM IBOC DAB 신호는 FM 중심 주파수로부터 떨어진 약 129kHz로부터 199kHz의 영역에서 아날로그 변조된 호스트 FM 반송파가 차지하고 있는 스펙트럼의 위와 아래 모두에 직교 주파수 분할 다중화(orthogonal frequency division multiplexed) 부반송파를 놓는다. 일부 IBOC 옵션(예컨대, 전체가 디지털인 옵션)은 부반송파가 중심 주파수로부터 떨어진 100kHz 정도에서 시작하도록 한다.
하이브리드 IBOC DAB 시스템에서 DAB 신호의 디지털 부분은 예컨대, 제 1 인접 FM 신호 또는 호스트 신호와 간섭을 일으킨다. 간섭이 존재하는 대상 신호를 분리하기 위한 신호 처리 기법이 요구된다.
COLT(COntinuous Look Through)라고 불리는 FM 추출 기법이 광대역 FM 신호의 아래에서 협대역 신호를 추출하는데 이용될 수 있다. 이러한 기법은 미국 특허 제 5,263,191호, 제 5,428,834호 및 제 5,355,533호에서 설명되고 있다. 이들 특허에서 설명되고 있는 방법은 신호를 간섭하는 FM 동시 주파수를 추적하고 약화하는 노치 필터(notch filter)를 효과적으로 이용한다.
FM IBOC DAB 신호는 종래 기술의 COLT 기법의 효과를 제한하는 여러 가지 페이딩(fading) 조건 및 대역폭 특성에 관한 문제점을 갖는다. 페이딩 조건들 하에서는 IBOC 디지털 오디오 방송 신호를 위하여 효과적인 신호 추출 기법에 대한 필요가 있다.
발명의 개요
본 발명은 IBOC 디지털 오디오 방송 시스템에서 FM 간섭을 줄이는 방법을 제공한다. 본 방법은 대상 신호와 간섭 신호의 복합 신호를 수신하는 단계와 그 복합 신호를 정규화 하여 정규화된 복합 신호를 생성하는 단계를 포함한다. 그런 다음 복합 신호는 그 정규화된 복합 신호의 복소수 공액과 곱해져서 실제 신호를 생성한다. 그런 다음 실제 신호가 필터링되고 결과적으로 필터링된 신호는 정규화된 복합 신호와 곱해져서 출력 신호를 생성한다. 출력 신호에서 간섭 신호의 역효과는 원래의 복합 신호에서의 대상 신호에 대응하여 줄어들며, 이에 따라 주 신호를 탐지하는 것이 더 용이해진다. 이에 관련하여, 그러한 효과는 탐지된 심볼의 손상을 가져오며 이로써 비트 에러율(BER)의 증가를 야기한다.
본 발명은 또한 IBOC 디지털 오디오 방송 시스템을 처리하는 방법을 포함하는데, 상기 방법은 대상 신호 및 간섭 신호를 포함하는 복합 신호를 수신하는 단계, 복합 신호를 필터링하여 필터링된 신호를 생성하는 단계, 및 필터링된 신호를 복합 신호와 혼합하여 혼합 출력 신호를 생성하는 단계를 포함한다.
더하여, 본 발명은 복합 신호로부터 대상 신호를 분리하고 필터링된 신호와 복합 신호를 혼합하는 전술된 방법을 이용하는 라디오 수신기를 포함한다.
본 명세서에서 설명된 기법이 제 1 인접 FM 간섭 신호의 효과를 약화하는데 매우 적합하다고 할지라도, 이는 또한 DAB 신호가 그 FM 호스트에 근접하여 위치한때 호스트 FM 신호의 효과를 약화시키는 데에도 이용될 수 있다. 그러나, 후자의 경우에서의 제한 인자는 DAB의 FM 호스트에 대한 간섭이 되는 경향이 있다.
본 발명은 신호 처리에 관한 것이며, 보다 구체적으로는 디지털 오디오 방송(Digital Audio Broadcasting : DAB) 시스템에서 이용되는 신호 처리 기법에 관한 것이다.
도 1 은 하나의 FM IBOC(in-band on-channel) 디지털 오디오 방송 신호의 파워 스펙트럼 밀도를 도시하는 도면,
도 2 는 인접 채널에서 두 개의 FM IBOC 디지털 오디오 방송 신호의 파워 스펙트럼 밀도를 도시하는 도면,
도 3 은 본 발명의 신호 처리 방법을 설명하는 블록도,
도 4 는 본 발명에 따르는 제 1 인접 제거기(first adjacent canceller : FAC)의 동작을 설명하는 블록도,
도 5 는 본 발명에 따라서 구성된 수신기의 블록도.
도면을 참조하면, 도 1 은 주파수 할당(스펙트럼 배치) 및 하이브리드 FM IBOC DAB 신호(10)에 있어서의 신호 성분의 상대적 파워 스펙트럼 밀도를 도시하는 개략도이다. 하이브리드 포맷은 중앙에 배치된 삼각형 모양(14)으로 표현되는 파워 스펙트럼 밀도를 가지며 채널의 중심 주파수 대역 부분(16)을 가지는 통상적 FM 스테레오 아날로그 신호(12)를 포함한다. 전형적 아날로그 FM 방송 신호의 파워 스펙트럼 밀도(PSD)는 중심 주파수로부터 약 -0.35dB/kHz의 경사를 가지는 거의 삼각형모양이다. 다수의 디지털 변조된 균등 간격 부반송파는 아날로그 FM 신호의 어느 한 쪽, 즉 상위 측파대(sideband)(18) 또는 하위 측파대(20) 중 어느 한 쪽에 배치되며 아날로그 FM 신호와 동시에 송신된다. 반송파 모두는 미국 연방 통신 위원회 채널 마스크(22)내에 들어가는 파워 레벨에서 송신된다.
하이브리드 FM IBOC 변조 포맷의 일예에서, 균등 간격 직교 주파수 분할 다중화(OFDM) 디지털 변조된 부반송파(95)는 도 1에서 상위 측파대(18) 및 하위 측파대(20)로 도시되고 있는 바와 같이 호스트 FM 중심 주파수에서 떨어진 약 129kHz에서부터 198kHz까지의 스펙트럼을 차지하고 있는 호스트 아날로그 FM 신호의 양측에 배치된다. 하이브리드 시스템에서는, 각측파대에서의 OFDM 디지털 변조된 부반송파의 전체 DAB 파워가 그 호스트 아날로그 FM 파워에 대응하여 대략 -25dB정도로 설정된다.
인접 FM 채널로부터의 신호(즉, 제 1 인접 FM 신호)는, 만약 존재한다면, 대상 채널의 중심으로부터 200kHz 떨어진 곳에 집중될 것이다. 도 2 는 측파대(28,30)에 아날로그 변조된 신호(26) 및 다수의 디지털 변조된 부반송파를 가지는 상위 제 1 인접 간섭 신호(24)로 하이브리드 DAB 신호(10)의 스펙트럼 플롯을 도시하는데, 이는 대상 신호(신호(10)의 디지털 변조된 부반송파)에 대응하여 약 -6dB의 레벨에 있다. 도면은 DAB 상위 측파대(18)가 제 1 인접 간섭 신호에서 아날로그 변조된 신호에 의하여 손상된다는 점을 도시한다. 본 발명은 이러한 상황에서 간섭 신호의 효과를 억제할 수 있는 제 1 인접 제거기(FAC)를 제공한다. FAC는 상위 및 하위 DAB 측파대 양측에서 제 1 인접 간섭 신호를 다룰 수 있으며, 그아래에 포함되어 있는 DAB 신호를 성공적으로 복구할 수 있다. DAB 신호는 간섭 FM 반송파의 아래에서 추출되며, 그 추출 처리가 DAB 신호를 왜곡한다고 할지라도 그러하다. DAB 신호가 제 1 인접 아날로그 FM 신호에 대응하여 작아지므로 FM 추적 및 제거가 효과적일 수 있다고 생각된다.
페이딩이 없는 경우, 아날로그 FM과 DAB의 복합 신호는 다음과 같이 모델링될 수 있다.
여기서 a는 진폭이며, θ(t)는 FM 신호의 순간 페이즈이며, d(t)는 DAB 신호이다. 일반적으로, d(t)의 평균 파워가 1이라고 가정할 수 있다. 나아가, FM 캡쳐 효과가 나타나도록 a>>1이라고 가정한다. 본 분석에서는 어떠한 신호의 페이딩도 상정되지 않기 때문에 신호 진폭이 일정하다고 가정됨에 주의해야 한다. 또한 이는 잡음이 없는 이상적인 경우라는 점에 주의해야 한다. 이러한 신호가 미국 특허 제 5,263,191호, 제 5,428,834호 및 제 5,355,533호에 설명된 기법을 이용하여 처리된다면, 출력은 다음과 같이 추정될 수 있다.
COLT 출력의 제 2 항이 간섭 신호이고 제 1 항은 바람직한 항이다. 간섭 신호 항이 제 1 항과 동일한 파워를 갖는다고 할지라도, 그 스펙트럼은 두 배의 FM 변조 대역폭을 갖는 FM 신호의 제곱으로 컨볼루션된다(convolved).
DAB 신호의 대역폭이 간섭 FM 신호의 대역폭과 동일하다면, 그리고 DAB 신호가 FM 신호상에 집중된다면, 종래 기술의 COLT 기법을 이용하는 경우 결과적인 신호 대 간섭 비율은 기껏해야 몇 dB정도로 줄어든다. 또 다른 감쇠의 큰 원인은 다수 경로 페이딩이다. 페이딩은 동시 FM 반송파의 진폭 변조를 야기한다. 동적 플랫(flat) 페이딩에 의한 대역폭이 자동 수신기에서의 최대 하이웨이 속도에서 약 13Hz로 제한되는 반면, 선택적 페이딩은 FM 기저대 대역폭(즉, 53 kHz)과 유사한 대역폭을 갖는다. 미국 특허 제 5,263,191호, 제 5,428,834호, 및 제 5,355,533호의 추출 처리는 노치의 중심 주파수를 제어하기 위하여 입력 신호를 직접적으로 제어하기 때문에, 페이딩에 기인하는 입력 신호의 진폭 변조가 성능에 영향을 줄 것이다.
페이딩이 있는 경우에 아날로그 FM 및 디지털 변조된 부반송파의 복합 신호는 다음과 같이 모델링될 수 있다.
여기서 f(t)는 선택적으로 페이딩된 편차(deviation) 대역폭을 지나는 동안의 FM 반송파의 진폭 변조에 기인하는 동적 페이딩 항이다. 이러한 진폭 변조는 FM 기저대 대역폭과 유사한 대역폭(즉, 53kHz)을 가진다. 레일리 페이딩에 기인하는 느린 페이딩 성분은 100MHz의 범위의 반송파 주파수에서 하이웨이 속도에서의 약 13Hz로 제한된다. 이러한 느린 페이딩 성분은 분석 윈도우에 대하여 거의 일정하다고 가정되기 때문에 이상의 모델로부터 생략될 수 있다. 선택적 페이딩에 있어서는, 부가적 간섭 성분이 중요해진다.
종래 기술의 노치 필터링 기법은 DAB 파워에 대한 아날로그 FM 파워의 비율이 높으므로 입력 신호 자체가 FM 신호에 대한 좋은 추정이라고 가정한다. 그러나, 입력 신호가 페이딩 되고 또한 입력 신호가 FM 신호에 대한 좋은 추정이 아니라면, 처리 단계는 후속적 단계에서 제거될 수 없는 이미지를 만들 수 있다.
본 발명은 이러한 문제점을 정규화된 신호 추출 처리를 이용하여 해결한다. 신호의 제 1 승산이 순간 FM 주파수를 0으로 변화시키고, 제 2 승산은 제 1 승산과 반대되는 동작을 수행한다. 바람직하게, 제 1 및 제 2 승산이 복소수 공액 승산이라면, 그리고 그 진폭의 곱이 고정 상수 값으로 남아 있다면, 그 신호는 페이즈 및 진폭에서 (필터링된 FM 반송파를 빼고) 완전히 재생되어야 한다. 불행하게도, 동적 페이딩 및 선택적 페이딩은 페이딩 비율과 기저대 신호 대역폭으로 진폭 변화를 야기한다. 관련 신호의 진폭을 정규화하는 부가적 단계는 원래의 COLT 기법에 관련된 일부의 바람직하지 않은 간섭 신호를 생성하지 않게 한다. 이러한 정규화된 추출 처리는 도 3 에 도시되고 있다.
복합 신호:
는 라인(32)에서 수신된다. 블록(34)은 입력이 그 절대값으로 나누어짐으로써 정규화되어 정규화된 신호를 라인(36)상에 생성하는 것을 보여주고 있다. 페이딩이 있는 경우, 아날로그 FM과 DAB의 복합 신호는 정규화된 뒤에 다음과 같이 대략 모델링될 수 있다.
여기서 FM 아날로그 신호가 디지털 DAB 신호보다 훨씬 더 크다고 가정한다. 정규화된 신호의 복소수 공액은 블록(38)에 설명된 바와 같이 생성되고, 복합 신호는 승산기(40)에 의하여 그 정규화된 복소수 공액과 곱해져서 다음의 중간 신호를 라인(42)상에 산출한다.
블록(44)에 도시된 dc 노치 동작은 상수항 a를 제거하여 다음을 라인(46)상에 생성한다.
고정 임펄스 응답(finite impulse response : FIR) 저역 통과 필터(48)는 라인(50)상에 상수항의 추정치를 생성한다. 라인(42)상의 신호는 블록(52)에 의하여 설명된 것처럼 지연되어 필터 지연과 매칭되고 필터의 출력은 가산기(54)에 의하여 도시된 바처럼 지연된 신호로부터 감산되어 중간 신호를 라인(46)상에 생성한다. 또한 노치의 근처에 있는 DAB 신호가 억제되고 노치 필터링은 DAB 신호의 무결성에 약간의 영향을 미친다는 점에 주의해야 한다. 결국 이러한 중간 신호는 승산기(56)에 의하여 정규화되고 블록(58)에 도시된 바와 같이 지연된 원래의 복합 신호와 곱해져서 라인(60)상에 출력 신호를 생성한다.
일반적으로 FM 신호가 DAB 신호보다 훨씬 더 크다고 가정하면, 출력은 다음에 의하여 추정될 수 있다.
위의 방정식은 선택적 페이딩 유도 진폭 변조 항 f(t)=0이라면, 원래의 COLT 방법의 결과가 성취된다는 점을 보여준다. 그러나, 선택적 페이딩의 경우, 부가적 간섭 항은 선택적 페이딩 조건하에서의 COLT 기법의 그것과 비교될 수 있다. 구체적으로, 다음과 같은 경우 본 발명의 방법을 이용하여 자체 유도 잡음이 낮아진다.
이상의 불균등(inequality)은 1보다 훨씬 작은 보다 덜 중요한 항을 더 삭제함으로써 근접되어 다음을 산출할 수 있다.
이는 정규화 기법을 이용하는 선택적 페이딩에 따라 잡음 축소에서 포텐셜 6dB을 개선하는 것을 보여준다.
본 별명이 예컨대, 간섭 신호에 대한 대상 신호의 절대치 또는 파워 스펙트럼 밀도를 증가시킴으로써 출력에서 간섭 신호의 역효과를 줄이는 것은 분명하다.
이상에서 설명된 FM 제거 처리는 제 1 인접 간섭 FM 신호가 있으면 언제나 FM IBOC DAB 시스템에 직접 적용할 수 있다. DAB 신호에 대하여 왜곡을 매우 적게 야기하면서 제 1 인접 간섭 FM 신호가 처리되고 효과적으로 제거될 수 있으며 DAB 신호의 디지털 부분에 대하여 노치될 수 있다. 그러한 왜곡은 FM 제거 처리를 시작하기 이전에 다음의 세 가지 조건이 만족된다면 상당히 작아질 것이다.
1)중요한 파워를 가지는 현재의 유일한 신호는 제 1 인접 FM과 간섭을 받는 DAB 신호의 디지털 부분(즉, DAB 신호의 상위 또는 하위 디지털 측파대)이다. 이는 FM 신호를 0Hz로 혼합하고 그 결과 신호를 저역 통과 필터링함으로써 또는 그 결과 신호를 대역 통과 필터링함으로써 성취될 수 있다.
2)디지털 신호는 제 1 인접 신호의 상위 또는 하위 절반에 완전히 포함된다. 이는 본질적으로 IBOC DAB 시스템의 레이아웃내에서 이루어지며 여기에서 디지털 신호의 에지는 거의 +/-200 kHz에 놓여지는데, 이는 제 1 인접 FM 신호의 중심이다. 그러므로, 디지털 신호는 FM 간섭 신호의 한쪽 절반 상에 포함된다. 이는 이러한 추출 처리에 의하여 생성된 바람직하지 않은 왜곡 또는 이미지가 FM 신호에 대응하는 DAB 신호의 위치 반대쪽 스펙트럼에 나타나므로 중요하다.
3)제 1 인접 FM 신호는 디지털 신호보다 파워에 있어서 약 6dB정도 강하다.제 1 인접 파워가 낮아진다면, FAC를 수행하지 않는 것이 더 좋다. 이는 FM 신호가 DAB 신호에 비하여 충분히 커서 캡쳐 효과가 나타남을 보장한다. 다수 경로의 페이딩 환경에서 FM 신호는 때때로 파워 임계값보다 더 큰 6dB 이하로 떨어질 것이며 그러므로 스위칭 오프 알고리즘이 추천될 것이다.
제안된 FM IBOC 일시스템내에서는, 세 가지 조건이 FM 스테이션 서비스 구역의 에지에서 그 영역에 특정한 일정 시간동안 존재할 것이다. 제 1 인접 FM 제거는 간섭 완화를 제공할 것이며 스테이션의 서비스 구역을 확장할 것이다.
FAC를 온/오프 스위칭하는 하나의 방법은 비 FAC 처리 신호로/로부터 평활하게 혼합하는 것이다. 노치되는 파워 양의 측정은 노치되는 파워와 노치로부터 출력되는 파워간의 차이를 취함으로써 수행된다. 두 신호는 차이가 계산되기 전에 간단한 손실 적분기를 이용하여 평활화 된다. 도 4는 상위 및 하위 간섭 제 1 인접 FM 신호상에서 수행될 수 있는 FAC 및 혼합 기능을 도시하는 블록도이다. 복합 신호가 라인(62)상에서 입력되고, 혼합기(64)에서 국부 발진기 신호와 혼합되어, 라인(66)상에 기저대 신호를 생성하며, 여기서 제 1 인접 간섭 신호는 dc로 변환된다. 신호는 고정 임펄스 응답(FIR) 저역 통과 필터(68)에 의해 필터링되어 간섭 FM 신호의 대역폭 밖의 신호들이 제거된다. 그런 다음, 블록(72)에 도시된 바와 같이, 신호는 FM 추적 및 제거된다. 제거는 도 3에 도시된 바와 같이 수행되며, 노치 필터 이전 및 이후의 신호는 라인(42, 46)상에 출력된다. 혼합 제어 블록(72)에서, dB 단위의 노칭된 파워는 혼합이 발생될 범위를 나타내는 상위 및 하위 임계값과 비교된다. 범위는 정규화되어 비정규화된 범위내에 있는 노칭된 파워의 양이 그 범위에 있어서 균일한 퍼센티지에 의해 표현될 수 있다. 라인(76)상의 제어 신호는 승산기(78)에서 FAC 처리 신호를 승산하는데 이용되는 퍼센티지 수를 나타낸다. 라인(80)상의 제어 신호는 1-퍼센티지 수를 나타내며, 이것은 블록(82)에 도시된 바와 같이 지연된 비 FAC 처리 신호와 승산하는데 이용된다. 승산기(78,84)의 출력은 합산기(86)에서 결합되어 라인(88)상에 신호를 출력하며, 출력 신호는 FIR 필터(90)에 의해 필터링된다. 결과적인 라인(92)상의 필터링된 신호는 혼합기(94)에서 국부 발진기 신호와 다시 혼합되어 라인(96)상에 출력 신호를 생성한다. 그런 다음, 출력 신호는 알려진 기법에 따라 더 처리되어 수신기로부터 오디오 출력을 생성한다. 이러한 혼합은 FAC와 비 FAC간에 평활한 전이를 생성하며, 도 3에서 도시되고 있는 기법 뿐만 아니라 전술한 특허에서 설명되고 있는 기법을 포함하는 다양한 간섭 제거 기법을 구현하는 수신기에 적용 가능하다.
도 5는 본 발명에 따라 구성된 라디오 수신기(98)의 블록도이다. 안테나(100)는 다수의 OFDM 디지털 변조 부반송파 형태의 대상 신호 및 아날로그 FM 반송파 간섭 신호를 포함하는 IBOC 디지털 오디오 방송 신호를 수신하는 수단으로서 기능한다. 수신기는 잘 알려진 기법에 따라 구성되는 전단 회로(front end circuit)를 포함한다. 전단 처리 이후, 라인(102)상의 복합 신호는 블록(104)에서 도시된 바와 같이 앞서 설명된 방법에 따라 제 1 인접 제거 및 혼합 처리된다. 라인(106)상의 혼합 신호는 알려진 기법에 따라 더 처리되어 라인(108)상의 출력 신호 및 스피커(110)로부터의 오디오 출력을 생성한다.
본 발명에서 이용되는 정규화 처리는 선택적 페이딩 조건하에서의 성능을 개선한다. 진폭 스케일링이 편리한 것 외에도, 정규화는 DAB 수신기의 후속 단계들에서의 채널 상태 정보(Channel State Information; CSI) 평가기(estimator)에 의해 추적되는 DAB 신호의 진폭 변화를 감소시키는 2차적인 효과를 갖는다. 개선 요인은 이용된 CSI 평가 처리의 유형 및 이들 평가 필터의 대역폭에 의존한다. 나아가, 정규화된 신호는, FAC 처리를 통한 이득이 a2인 대신에 균일(unity)하므로, 보다 작은 동적 범위를 이용한다. 또한, 양호한 성능을 위해 복합 신호 경로의 지연을 노치 필터 지연에 매칭시키는 것이 중요하다.
본 발명은 간섭 FM 신호의 순간 주파수의 제거 및/또는 노치 필터링을 제공하여, FM 방송 신호로부터의 간섭의 영향을 억제한다. 특히, 본 발명은 제 1 인접 FM 신호가 DAB 신호의 디지털 부분에 대한 간섭 신호로서 작용하는 FM IBOC 디지털 오디오 방송(DAB) 시스템에 적용할 수 있다. 이러한 기능을 수행하는 장치를 제 1 인접 제거기(First Adjacent Canceller; FAC)라고 부른다. 또한, 이러한 기법은 하이브리드(Hybrid) IBOC FM DAB 시스템에 이용되어, 호스트 FM 신호가 DAB 신호의 디지털 부분에 미치는 간섭의 효과를 억제할 수 있다.
본 발명은 현재에 있어서 바람직한 실시예의 관점에서 설명되었으나, 당업자라면 첨부된 청구 범위에 나타난 바에 따른 본 발명의 영역을 벗어나지 않고서도, 설명된 실시예들에 대한 다양한 변형이 가능함을 알 것이다. 예컨대, 노치 필터링 처리에서 단순한 IIR 필터 대신에 FIR 필터를 이용하는 것은 성능을 개선하는데 크게 중요하지 않을 것이다. IIR 필터는 계산 복잡도를 크게 감소시킴으로써, 적절한성능을 제공할 수 있다.

Claims (31)

  1. 대역내 채널상 (in-band on-channel) 디지털 오디오 방송 시스템(digital audio broadcasting system)에서의 FM 간섭을 감소시키는 방법으로서,
    대상 신호 및 간섭 신호를 포함하는 복합 신호를 수신하는 단계와,
    상기 복합 신호를 정규화하여 정규화된 복합 신호를 생성하는 단계와,
    상기 복합 신호를 상기 정규화된 복합 신호의 복소수 공액(complex conjugate)과 승산하여 실제 신호(real signal)를 생성하는 단계와,
    상기 실제 신호를 필터링하여 필터링된 신호를 생성하는 단계와,
    상기 필터링된 신호를 상기 정규화된 복합 신호와 승산하여 출력 신호를 생성하되, 상기 출력 신호에서의 간섭 신호의 역효과가 감소되는 단계를 포함하는
    FM 간섭 감소 방법.
  2. 제 1 항에 있어서,
    상기 필터링 단계는
    반송파 진폭 평가 신호(carrier amplitude estimate signal)를 생성하는 단계와,
    상기 실제 신호를 지연시켜 지연된 실제 신호를 생성하는 단계와,
    상기 지연된 실제 신호로부터 상기 반송파 진폭 평가 신호를 감산하여 상기필터링된 신호를 생성하는 단계를 포함하는
    FM 간섭 감소 방법.
  3. 제 2 항에 있어서,
    상기 반송파 진폭 평가 신호를 생성하는 단계는
    저역 통과 필터를 통해 상기 실제 신호를 통과시키는 단계를 포함하는
    FM 간섭 감소 방법.
  4. 제 1 항에 있어서,
    상기 필터링 단계는 신호 지연을 야기하며,
    상기 필터링된 신호를 상기 정규화된 복합 신호와 승산하는 단계 이전에 상기 정규화된 복합 신호를 지연시키는 단계를 더 포함하는
    FM 간섭 감소 방법.
  5. 제 1 항에 있어서,
    상기 복합 신호의 정규화 단계는
    상기 복합 신호를 상기 복합 신호의 절대값으로 나누는 단계를 포함하는
    FM 간섭 감소 방법.
  6. 제 1 항에 있어서,
    상기 복합 신호는
    다수의 디지털 변조 부반송파(digitally modulated sub-carrier) 및 아날로그 변조 반송파를 포함하는
    FM 간섭 감소 방법.
  7. 제 6 항에 있어서,
    상기 아날로그 변조 반송파에 포함된 주파수들의 대략 1/2이 상기 다수의 디지털 변조 부반송파와 간섭을 일으키는
    FM 간섭 감소 방법.
  8. 제 1 항에 있어서,
    상기 출력 신호와 상기 복합 신호를 혼합하여 혼합된 출력 신호를 생성하는 단계를 더 포함하는
    FM 간섭 감소 방법.
  9. 제 8 항에 있어서,
    상기 출력 신호와 상기 복합 신호를 혼합하여 혼합된 출력 신호를 생성하는 단계는,
    상기 실제 신호와 상기 필터링된 신호간의 파워 레벨 차이를 결정하는 단계와,
    상기 차이에 응답하여 상기 출력 신호의 양 및 상기 복합 신호의 양을 제어하는 단계를 포함하는
    FM 간섭 감소 방법.
  10. 라디오 주파수 수신기로서,
    대상 신호 및 간섭 신호를 포함하는 복합 신호를 수신하는 수단과,
    상기 복합 신호를 정규화하여 정규화된 복합 신호를 생성하는 수단과,
    상기 복합 신호를 상기 정규화된 복합 신호의 복소수 공액과 승산하여 실제 신호를 생성하는 수단과,
    상기 실제 신호를 필터링하여 필터링된 신호를 생성하는 수단과,
    상기 필터링된 신호를 상기 정규화된 복합 신호와 승산하여 출력 신호를 생성하는 수단을 포함하는
    라디오 주파수 수신기.
  11. 제 10 항에 있어서,
    상기 필터링 수단은
    반송파 진폭 평가 신호를 생성하는 수단과,
    상기 실제 신호를 지연시켜 지연된 실제 신호를 생성하는 수단과,
    상기 지연된 실제 신호로부터 상기 반송파 진폭 평가 신호를 감산하여 상기 필터링된 신호를 생성하는 수단을 포함하는
    라디오 주파수 수신기.
  12. 제 11 항에 있어서,
    상기 반송파 진폭 평가 신호를 생성하는 수단은
    저역 통과 필터를 포함하는
    라디오 주파수 수신기.
  13. 제 10 항에 있어서,
    상기 정규화된 복합 신호를 지연시키는 수단을 더 포함하는
    라디오 주파수 수신기.
  14. 제 10 항에 있어서,
    상기 복합 신호를 정규화하는 수단은
    상기 복합 신호를 상기 복합 신호의 절대값으로 나누는 수단을 포함하는
    라디오 주파수 수신기.
  15. 제 10 항에 있어서,
    상기 복합 신호는
    다수의 디지털 변조 부반송파 및 아날로그 변조 반송파를 포함하는
    라디오 주파수 수신기.
  16. 제 10 항에 있어서,
    상기 출력 신호와 상기 복합 신호를 혼합하여 혼합된 출력 신호를 생성하는 수단을 더 포함하는
    라디오 주파수 수신기.
  17. 제 16 항에 있어서,
    상기 출력 신호와 상기 복합 신호를 혼합하여 혼합된 출력 신호를 생성하는 수단은
    상기 실제 신호와 상기 필터링된 신호간의 파워 레벨 차이를 결정하는 수단과,
    상기 차이에 응답하여 상기 출력 신호의 양 및 상기 복합 신호의 양을 제어하는 수단을 포함하는
    라디오 주파수 수신기.
  18. 제 10 항에 있어서,
    상기 복합 신호는
    다수의 디지털 변조 부반송파 및 아날로그 변조 반송파를 포함하는
    라디오 주파수 수신기.
  19. 제 18 항에 있어서,
    상기 아날로그 변조 반송파에 포함된 주파수의 대략 1/2이 상기 다수의 디지털 변조 부반송파와 간섭을 일으키는
    라디오 주파수 수신기.
  20. 대역내 채널상 디지털 오디오 방송 시스템을 처리하는 방법으로서,
    대상 신호 및 간섭 신호를 포함하는 복합 신호를 수신하는 단계와,
    상기 복합 신호를 필터링하여 필터링된 신호를 생성하는 단계와,
    상기 필터링된 신호와 상기 복합 신호를 혼합하여 혼합된 출력 신호를 생성하는 단계를 포함하는
    대역내 채널상 디지털 오디오 방송 시스템을 처리하는 방법.
  21. 제 20 항에 있어서,
    상기 필터링된 신호와 상기 복합 신호를 혼합하여 혼합된 출력 신호를 생성하는 단계는
    상기 복합 신호와 상기 필터링된 신호간의 파워 레벨 차이를 결정하는 단계와,
    상기 차이에 응답하여 상기 필터링된 신호의 양 및 상기 복합 신호의 양을 제어하는 단계를 포함하는
    대역내 채널상 디지털 오디오 방송 시스템을 처리하는 방법.
  22. 제 20 항에 있어서,
    상기 복합 신호에 응답하여 실제 신호를 생성하는 단계를 더 포함하되,
    상기 필터링 단계는
    반송파 진폭 평가 신호를 생성하는 단계와,
    상기 실제 신호를 지연시켜 지연된 실제 신호를 생성하는 단계와,
    상기 지연된 실제 신호로부터 상기 반송파 진폭 평가 신호를 감산하여 상기 필터링된 신호를 생성하는 단계를 포함하는
    대역내 채널상 디지털 오디오 방송 시스템을 처리하는 방법.
  23. 제 22 항에 있어서,
    상기 반송파 진폭 평가 신호를 생성하는 단계는,
    저역 통과 필터를 통해 상기 실제 신호를 통과시키는 단계를 포함하는
    대역내 채널상 디지털 오디오 방송 시스템을 처리하는 방법.
  24. 제 20 항에 있어서,
    상기 복합 신호는
    다수의 디지털 변조 부반송파 및 아날로그 변조 반송파를 포함하는
    대역내 채널상 디지털 오디오 방송 시스템을 처리하는 방법.
  25. 제 24 항에 있어서,
    상기 아날로그 변조 반송파에 포함된 주파수의 대략 1/2이 상기 다수의 디지털 변조 부반송파와 간섭을 일으키는
    대역내 채널상 디지털 오디오 방송 시스템을 처리하는 방법.
  26. 라디오 주파수 수신기로서,
    대상 신호 및 간섭 신호를 포함하는 복합 신호를 수신하는 수단과,
    상기 복합 신호를 필터링하여 필터링된 신호를 생성하는 수단과,
    상기 필터링된 신호와 상기 복합 신호를 혼합하여 혼합된 출력 신호를 생성하는 수단을 포함하는
    라디오 주파수 수신기.
  27. 제 26 항에 있어서,
    상기 필터링된 신호와 상기 복합 신호를 혼합하여 혼합된 출력 신호를 생성하는 수단은
    상기 복합 신호와 상기 필터링된 신호간의 파워 레벨 차이를 결정하는 수단과,
    상기 차이에 응답하여 상기 필터링된 신호의 양 및 상기 복합 신호의 양을 제어하는 수단을 포함하는
    라디오 주파수 수신기.
  28. 제 26 항에 있어서,
    상기 복합 신호에 응답하여 실제 신호를 생성하는 수단을 더 포함하되,
    상기 필터링 수단은
    반송파 진폭 평가 신호를 생성하는 수단과,
    상기 실제 신호를 지연시켜 지연된 실제 신호를 생성하는 수단과,
    상기 지연된 실제 신호로부터 상기 반송파 진폭 평가 신호를 감산하여 상기 필터링된 신호를 생성하는 수단을 포함하는
    라디오 주파수 수신기.
  29. 제 28 항에 있어서,
    상기 반송파 진폭 평가 신호를 생성하는 수단은,
    저역 통과 필터를 통해 상기 실제 신호를 통과시키는 수단을 포함하는
    라디오 주파수 수신기.
  30. 제 26 항에 있어서,
    상기 복합 신호는
    다수의 디지털 변조 부반송파 및 아날로그 변조 반송파를 포함하는
    라디오 주파수 수신기.
  31. 제 30 항에 있어서,
    상기 아날로그 변조 반송파에 포함된 주파수의 대략 1/2이 상기 다수의 디지털 변조 부반송파와 간섭을 일으키는
    라디오 주파수 수신기.
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