JP4199768B2 - 誤警報確率を減らすための信号取得装置及びその方法 - Google Patents

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Description

本発明は移動通信システムに係り、さらに詳しくは受信機で受信されるデータの同期検出において誤警報確率を減らすための信号取得装置及びその方法に関する。
従来のバースト方式の移動通信システムの受信端では、受信情報を取得する前に、コードの同期取得が先行される必要がある。このコードの同期取得は、通常、整合フィルタ(Matched Filter)または適応相関部(Active correlator)を使用し、その後段にコードの同期の有無を判定する検波部という構成により実現される。
このようなコードの同期取得は、拡散スペクトル受信機において重要な部分である。コードの同期取得は、能動的方法、受動的方法またはこの２つの方法を組み合わせた形態で判定される。この受動的方法では、拡散コードにマッチングされる所定のフィルタ、すなわち整合フィルタが使用される。この整合フィルタの出力は、同期の決定を行なうしきい値検出部に入力される。このしきい値の決定は、能動的方法によるコード同期の取得及び受動的方法による同期の取得の性能に重要な役割を果たす。
従来の帯域拡散通信方式では、一般的にＰＮ（Pseudo Noise）コードや、これを少し変形したコードを使用する。この際、ＰＮコードの同期取得(acquisition)方式は、アナログ回路またはデジタル回路を使用する装置のすべてが、ＰＮコードの相関(correlation)特性を用いて、相関値が、最大または所定のしきい値以上になる瞬間を探して同期を取得している。
一方、一般的なバースト伝送システムの場合、バーストの開始点がどこであるか分からないため、受信信号の同期取得のための整合フィルタからの出力が最大値となるときに、相関ピークを決定することは極めて困難である。従って、一般的には予め適正水準のしきい値を設定した後、整合フィルタからの出力が、この設定したしきい値を越えた場合に相関ピーク値を決定する。
従来の同期取得方式は、ＰＮコードの１周期または周期の一部分の間に受信されたＰＮコードと、受信機で発生するＰＮコードとの相関値を取るので、チャネル上で雑音や干渉などにより発生するエラーの量に比例して、相関値に影響が生じる。従って、この影響によって間違って同期取得する場合が発生することがある。つまり、確率的に言うと、同期を誤取得する確率が“０”でない。すなわち、チャネル状態によるエラーの発生によって、理想的な相関値と実際の相関値とが相違するため、同期が取得されたと判定する相関値のしきい値により同期がとれている状態なのに同期がとれなかったと判定(確率的に、これをミス確率(Missing Probability)と称する)する場合や、逆に同期がとれていないのに同期がとれたと判定(確率的に、これを誤警報確率(False Alarm Probability)と称する)する場合もあるので、適用されるシステムにより同期回路の確認過程を付加する必要があるという問題点があった。すなわち、チャネル環境によるエラーにより、同期取得を決定する相関値に比例的に影響を与えて、結局システムを設計するにおいて重大な制限条件になる。
従って、効果的な同期取得のために、前記のしきい値を決定するいくつかの方法が提示されている。例えば、所定のコード期間の間、しきい値の交差を計算して、期待される数の交差が得られるようにしきい値を増加させたり減少させてしきい値を決定する方法がある。この方法は、同期を取得するための幾つかの期間を必要とする。
一方、雑音の分散は、線形ＦＩＲ（Finite Impulse Response Filter）フィルタを使用して概算的に計算される。この雑音(または干渉)の分散は予測できるが、チャネル状態に対してしきい値の決定変数が必要である。例えば、ＣＦＡＲ(Constant False Alarm Rate)が、決定変数のレイリー(Rayleigh)分散を使用してＡＷＧＮ(Additive White Gaussian Noise)チャネルで決定される。ここで、所定の参照チャネルフィルタが求められ、このフィルタは、求められるチャネルに直交する必要がある。このことは、もし発生されるコードの参照チャネルインパルス反応の不均衡が、拡散コードのインパルス反応と等しくなければ、雑音環境によく適応するが、ジャミング環境(例えば、ＣＷジャミング)では、うまく適応できない可能性がある。
例えば、これはコードに直交する補充コード対およびコード対が使用されるときに発生する。一般に、エラー警報の固定された確率を得るすべての方法は、チャネル環境の先行的知識、すなわち雑音分散、ＣＤＭＡ（Code Division Multiple Access）システムにおける他の利用者の数、ジャミング人数などを必要とする。
また、従来のしきい値の決定方法の他の例として、インコヒーレント整合フィルタコード同期取得構造を利用する。整合フィルタからの出力信号は、拡散コードの相関関数(Autocorrelation function;ＡＣＦ)に比例する。一方、包絡線検出部の出力において、サンプルリングは少なくともチップレートで行なわれる。そして、比較部は、出力が‘０'なのか‘１'なのかを決定する方法としてしきい値Ｔｈを使用する。もし、しきい値がゼロ遅延で相関値と交差すると出力が検出結果となる。一方、しきい値が遅延して交差すると誤警報が発せられる。ランクフィルタは、Ｎ個の整合フィルタの出力サンプルを昇べきの順に整列し、Ｎ(ウィンドウ長さ)及び所定の位置Ｋからしきい値を得る。前記の誤警報の確率は、下記の式（１）で計算される。
Figure 0004199768
もし、しきい値がＫ=Ｎ/２から計算されれば、結果はサンプル集合の中間であり、Ｐｆａは、約０．５である。また、遅延は前記サンプル集合の大小の半分、すなわちＮ/２サンプルである。また、新たなしきい値はチップレートから与えられる。
さらに具体的に説明すれば、整合フィルタに入力される同期用ＰＮコードは、受信機に記録された同期用ＰＮコードと各ビット別に比較して、二つの同期用ＰＮコードの対応する各ビット値が等しい場合、‘１'を出力し、異なる場合‘０'を出力する。従って、二つの同期用ＰＮコードの値が、最も正確に一致した場合に最多の‘１'の値が出力され、整合フィルタを通して出力された値は包絡線検波部を通してエネルギー値Ｘに変換される。すなわち、ＰＮコードが同一コードであり、時間的に正確に一致した場合、非常に高い相関値を示すので、最大エネルギー値が生成され、そうでない場合は非常に低い相関特性を示すので相対的に微細なエネルギー値を生成する。
前記したように、同期検出回路には、整合フィルタを使用する受動的(Passive)方法の他、相関検出部(Cross Correlator)を使用する能動的(Active)方法がある。相関検出部を使用する場合、整合フィルタに比べて検出速度が速いという長所があるが、具現化するためには相対的に複雑であるという短所がある。しかし、何れの方法を使用しても同様の結果が得られる。
一方、前記したように、エネルギー値は、ＰＮ同期が一致するか否かを判定するための値であって、所定のしきい値を設定して同期が一致するか否かを判定することができる。
しかし、しきい値により、同期が一致するか否かを判定する場合、所望のコードが存在しないにも関わらず同期がなされたように誤判定する可能性がある。この誤判定する確率と関わるパラメータが、前記した誤警報確率である。従って、誤警報確率を一定にし、検出確率(Detection Probability)を最大にするためのしきい値の決定方法が研究されてきた。
しきい値の決定方法の１例として、固定しきい値決定方法がある。この方法は、コード同期初期に受信された背景雑音のエネルギー値を抽出した値に、しきい値を固定して、コード同期が一致するか否かを決定する方法である。しかし、固定しきい値方法は、無線チャネル環境の背景雑音が変わる度に、コード同期取得に多くの問題点を発生させるだけではなく、多重経路チャネルに対しても問題を発生させる。すなわち、チャネル環境の変化に適応できないという短所がある。
また、他の例として、受信されたコード信号が、受信端で整合フィルタや相関部を経て出力されたｎ個の出力値を平均してしきい値として使用する方法がある。この方法は、無線チャネルが均質(Homogeneous)な環境下で、すなわち背景雑音が大小を問わず一定なときは最適の性能を有するという長所がある。しかし、背景雑音が変わる時点における受信されたコードに対してはコード同期時間が延びるか、誤警報確率が大きくなる。また、多重経路チャネル上では任意のｎ個のウィンドウで多重経路信号が含まれ、これによってしきい値を高めるためコード同期時間が延びるという短所がある。
さらに他の例として、受信されたコード信号が、受信端で整合フィルタや相関部を経て出力されたｎ個の出力値を大きさ順に整列した後、所定の大きさの値をコード同期しきい値として使用する方法がある。この方法は、多重経路チャネルにおいて優れた性能を発揮するが、チャネル環境が均質な環境下では、二番目に説明した方法よもコード同期取得時間が延びるという短所がある。
しきい値と誤警報確率との関係は次の通りである。当業界には周知のように、誤警報確率を減らすために、しきい値を高く設定する場合、同期検出確率は低くなる。反対に、同期検出確率を高めるために、しきい値を低く設定した場合、同期検出確率は高くなるが、誤警報確率が高くなるという関係がある。
結局、誤警報確率を一定値以下に維持しつつ、最大の同期検出確率を確保することは、重要な問題となっている。
ここで、図１は、従来の技術による、一定した誤警報確率を有する信号取得装置の構成を示した図である。図１に示すように、従来の信号取得装置は、整合フィルタ(Matched filter)１００、受信出力測定部(Received power estimator)１１０、絶対値計算部１２０、乗算器１３０及び比較部(Comparator)１４０を含んで構成することができる。受信されたアナログ信号は、アナログデジタル変換部(図示せず)を経て整合フィルタ１００及び受信出力測定部１１０に入力される。
整合フィルタ１００では、前記したように相関結果値が出力され、整合フィルタ１００の出力値は、絶対値計算部１２０で絶対値計算され、相関結果値の大小(magnitude)が出力される。
例えば、デジタル受信信号をｒiと仮定する場合、整合フィルタ１００の出力値は下記の式（２）のようになる。
Figure 0004199768
また、整合フィルタ１００の出力を絶対値計算した結果をＣｋとすると、Ｃkは下記の式（３）のように表せる。
Figure 0004199768
また、バーストサイズＭで、０ないしＭ−１の区間における結果値Ｙは、下記の式（４）のように表せる。
Figure 0004199768
また、受信出力測定部１１０は、受信信号に対する出力(power)を算出し、受信信号ｒｉに対して測定された受信出力値Ｚは、下記の式（５）のように表せる。
Figure 0004199768
式（５）のように示した前記受信出力測定部１１０の出力値は、乗算器１３０で所定の倍数値Ｔと乗算されて比較部１４０に入力される。この際、倍数値Ｔは、目標とする誤警報確率に調整するためのスケーリング(scaling)値になる。
また、比較部１４０では、式（４）で表した絶対値計算部１２０の出力結果値と、式（５）で表した受信出力測定部１１０の出力結果とに、倍数値Ｔをかけた値を比較する。この際、比較の結果、絶対値計算部１２０の出力結果値が、乗算器１３０の出力値より大きい場合、同期が取得されたと判定するようになる。
図１のようなＣＦＡＲ検出装置の出力値を、グラフで示すと図２及び図３で表せる。
図２は従来の技術に係る一定した誤警報確率を有する信号取得装置の出力値を示したグラフである。
図２を参照すれば、図１における整合フィルタ１００出力の大きさ(magnitude)２０２に、パケット単位で１次ピーク２０３が発生していることが分かる。従って、受信出力測定部１１０の出力によって、しきい値２０１を調整することによって効果的に同期を検出することができる。
図３は、図２のグラフを一つのパケットに対して拡大したグラフである。図３を参照すれば、前記したように、チャネル環境の影響(例えば、雑音及び多重経路など)によって、１次ピーク２０３の周辺に２次ピークが発生するようになり、１次ピーク２０３の周辺でない他の地点でも２次ピーク３０１、３０２が発生することが分かる。
ここで、１次ピーク２０３の周辺の２次ピーク３０１、３０２は、主に多重経路によるもので、１次ピーク２０３地点は、同期が検出される地点であることが分かる。しかし、ノイズなどによる１次ピーク２０３と離隔された他の地点における２次ピーク３０１、３０２のため、実際同期がとれる地点でないにも関わらず、しきい値２０２の設定が低いと、同期がとれると判定(すなわち、誤警報)してしまう。
従って、前記したように、しきい値２０２を高く設定すると、誤警報の確率は減少するが、信号検出確率は低くなる。一方、しきい値２０２を低く設定すると信号検出確率は高くなるが、実際同期がとれる地点でない２次ピーク３０１、３０２によって誤警報確率が大きくなる。
この際、しきい値を受信信号の信号対雑音比(Signal to Noise Ratio;以下、ＳＮＲと称する)の関数で決定すれば、最適の結果が得られるが、実際は不可能なので、ＣＦＡＲ検出方式のように受信される信号の出力を用いて適応的にしきい値を決定すれば、すべてのＳＮＲに対してＣＦＡＲの特性を有するようになる。
一般的に雑音だけ存在する場合より、信号が存在する場合の誤警報が同期取得の性能にさらに大きく影響を及ぼす。従って、ＳＮＲが低い場合は、検出確率が低いため、誤警報確率に与える影響は小さいが、ＳＮＲが高い場合は検出確率がほぼ１なので、間違った位置における誤警報の発生する可能性が高くなる。従って、検出確率性能を劣化させる深刻な問題点を引き起こす。
また、誤警報の影響を減らすため、パケット検出後、検証(verification)の段階を経て信号の有無を再び確認(double-dwell)する必要があり、２倍の信号処理区間を必要とする。この際、ノイズによる誤警報は減らせるが、各区間で検出確率が１でない場合は、全体的な検出確率が下がるという問題点がある。
パケットエラー率(Packet Error Rate;ＰＥＲ)はビットエラーにより発生する場合の他、パケット検出において誤警報によっても発生するので、検出性能は維持しつつ、誤警報確率を減少することができる方法が求められている。
本発明は前記した問題点を解決するために案出されたもので、その目的は、しきい値を越える１次ピーク発生時に、この１次ピークから一定区間内で、２次ピーク発生確認により、信号検出有無を決定する誤警報確率を減らすための信号取得装置及びその方法を提供することである。
また、本発明の他の目的はしきい値を越える１次ピーク発生時に、１次ピークから一定区間内に他のしきい値による２次ピーク発生確認を通して信号検出有無を決定する誤警報確率を減らすための信号取得装置及びその方法を提供するところにある。
前記の目的を達成するための本発明に係る誤警報確率を減すための信号取得装置は、受信信号に対する相関結果値を計算する整合フィルタと、前記整合フィルタの出力値から絶対値計算して前記相関結果値の大小を出力する絶対値計算部と、前記受信信号に対する出力を算出する受信出力測定部と、受信信号に対する１次ピーク検出時には第１しきい値適用のための第１倍率値を選択し、前記１次ピーク検出後、２次ピーク検出時には第２しきい値適用のための前記第１倍率値と異なる第２倍率値を選択する倍率選択部と、前記受信出力測定部の出力値を前記倍率選択部で選択された倍率値にかける乗算器と、前記絶対値計算部の出力値と前記乗算器の出力値とを比較する比較部と、前記比較部の比較結果、該当サンプル区間内で前記絶対値計算部の出力値が前記第２しきい値を越える２次ピークの数をカウントするピーク計数部とを含む。
前記信号取得装置は、アナログ受信信号をデジタル信号に変換するアナログデジタル変換部をさらに含むことが望ましい。
また、前記比較部は、前記受信出力測定部の出力値が前記倍率選択部で選択された前記第１倍率値により生成された第１しきい値を越える場合を、１次ピーク検出として判定することができ、前記１次ピーク検出後に、前記倍率選択部の倍率値を第２倍率値に変更することもできる。
また、前記ピーク計数部は、前記カウントされた該当サンプル区間内で検出された２次ピークの数が、所定の基準値を越える場合、前記サンプル区間内で信号が検出されたと判定することができ、前記カウントされた該当サンプル区間内で検出された２次ピークの数が、所定の基準値を越えない場合、前記倍率選択部の倍率値を第１倍率値に再び変更することによって１次ピーク検出を再び行なうことができる。
また、前記第２しきい値は、前記第１しきい値より小さく設定することができ、前記第２倍率値は、前記第１倍率値より小さく設定することができる。
また、前記第１倍率値は、目標とする誤警報確率が該当目標値を満たすように設定することができ、前記第２倍率値は、適応的しきい値が雑音の平均出力より大きくなるように設定することができる。
さらに、前記サンプル区間は、受信信号の遅延拡散特性により設定することができる。
また、前記信号取得装置は、前記絶対値計算部の出力値を、所定の大きさの移動平均値を取って決定対象値を算出する移動平均値計算部をさらに含むことができ、前記所定の大きさは、チャネルにより拡散されたエネルギー区間の大小により決定されることができる。
さらに、本発明に係る誤警報確率を減らすための信号取得方法は、受信信号に相関した値を、第１しきい値と比較することによって１次ピークを検出する段階と、前記検出された１次ピークの一定サンプル区間内で前記第１しきい値と異なる第２しきい値により２次ピークを検出する段階と、前記検出された２次ピークの個数により信号取得有無を判定する段階とを含む。
また、前記１次ピークを検出する段階は、前記第１しきい値生成のための倍率値を、第１倍率値として設定する段階と、受信信号を整合フィルタリングして、このフィルタリング結果で出力される相関値の絶対値を算出する段階と、前記受信信号から受信信号の出力を測定する段階と、前記相関値の絶対値が、前記受信信号に前記第１倍率値をかけた第１しきい値より大きい場合、１次ピークが検出されたと判定する段階とを含むことができる。
また、前記絶対値を算出する段階後に、前記相関値の絶対値を所定の大きさの移動平均値を取って決定対象値を算出する段階をさらに含むことができ、前記所定の大きさは、チャネルにより拡散されたエネルギー区間の大小により決定されることもできる。
また、前記第１倍率値は、目標とする誤警報確率が該当目標値を満たすように設定することができ、前記１次ピークを検出する段階は、受信される受信信号バーストに対して行ない続けることができる。
また、前記２次ピークを検出する段階は、第２しきい値生成のために前記倍率値を前記第１倍率値と異なる第２倍率値として設定する段階と、所定のサンプル区間内で各サンプルに対して、受信信号を整合フィルタリングし、このフィルタリング結果で出力される相関値の絶対値を算出する段階と、前記受信信号から、受信信号の強度を測定する段階と、前記相関値の絶対値が、前記受信信号に前記第２倍率値をかけた値より大きい場合、２次ピークが検出されたと判定する段階とを含むことができる。
また、前記絶対値を算出する段階後、前記相関値の絶対値を、所定の大きさの移動平均値を取って決定対象値を算出する段階をさらに含むことができ、前記所定の大きさは、チャネルにより拡散されたエネルギー区間の大小によって決定されてもよい。
また、前記第２倍率値は、適応的しきい値が雑音の平均出力より大きくなるように設定することができ、前記第２倍率値は、前記第１倍率値より小さく設定することもできる。
また、前記検出された２次ピークの個数により信号取得有無を判定する段階は、前記検出された２次ピークの数をカウントする段階と、前記サンプル区間の間カウントされた２次ピークの数が、所定の基準値より大きい場合、信号を取得したと判定する段階とを含むことができる。
また、前記サンプル区間の間カウントされた２次ピークの数が、所定の基準値より大きくない場合、当該信号取得方法を再び行なうことができ、前記信号取得方法は、アナログ受信信号をデジタル信号に変換するアナログデジタル変換段階をさらに含むことができる。
また、前記１次ピークの検出は、前記受信信号の出力が前記第１しきい値を越える場合、１次ピーク検出として判定することができ、前記１次ピーク検出段階後、前記スレショルド値を第１スレショルド値から第２スレショルド値に変更することができる。
また、前記該当サンプル区間内で検出された２次ピークの数が、所定の基準値を越えない場合、前記しきい値を第１しきい値に再び変更することによって１次ピークの検出を再び行なうことができ、前記第２しきい値は、前記第１しきい値より小さく設定することができ、前記サンプル区間は、受信信号の遅延拡散特性によって設定することができる。
本発明は、信号検出時検出性能を維持しつつ、誤警報確率を減らすために多重積分(Multiple-Dwell)及び多重しきい値(Multiple-Threshold)による方法を適用して信号を取得するようになる。
一般的にノイズによる誤警報は、その特性上ランダムに発生する。従って、前記ノイズによる誤警報は連続的であるよりも離散的な形態で発生する。一方、多重経路チャネル環境では遅延拡散(delay profile)によって連続的な相関ピークの値が発生するようになる。
本発明ではこのような性質を用いて所定のしきい値を越える１次ピーク検出後に、前記１次ピークの一定範囲内で連続的に２次ピークが発生する場合に信号が検出されたと判定するようになり、そうでない場合はノイズによるピークとして判定するようになる。
この際、前記２次ピーク検出に対するしきい値は、前記１次ピーク検出のためのしきい値と差等を設けて適用するようになる。
従って、本発明ではしきい値を越える相関ピークが発生する場合、多重積分を用いて該当時点から一定区間内で再びしきい値を越えるピークが発生する時信号が存在すると判定し、そうでない場合はノイズによるピークとして判定することによって誤警報確率を減少するようになる。
また、本発明では前記したように、信号が存在する場合にも遅延拡散によって連続的な相関ピーク値が相異なるため、各ピークに対して相異なるしきい値を適用するようになる。すなわち、はじめに相関ピークを検出するときは、第１しきい値により１次ピークを検出するようになり、前記１次ピークにおける信号検証のために、前記第１しきい値より小さい第２しきい値として前記１次ピークからの一定区間内に存在する２次ピークを検出するようになる。
以上述べたように、本発明によれば連続的な相関ピーク値に対して、相異なるしきい値を適用することによって、ノイズによる誤警報確率を減少することができる。また、これにより高い信号対雑音比を有する環境においても、検出性能を維持することができる。また、パケット検出と検証とを同時に行なうことによって、同期取得時間を短縮することができる。
また、本発明は、比較部の比較対象値を、相互相関値を積分した値として使用することによって、同じ条件下のＯＦＤＭ方式を使用するシステムで、既存のバースト検出装置よりも、検出確率をアップすることができ、ＳＮＲが低い多重経路チャネルにおいても使用可能である。
以下、添付した図面を参照しつつ、本発明の好適な実施形態を詳しく説明する。
図４は本発明の実施形態に係る、一定した誤警報確率を有する信号取得装置の構成を示した図である。
図４に示すように、本実施形態に係る信号取得装置は、整合フィルタ４００、絶対値計算部４１０、受信出力測定部(Received power estimator)４２０、乗算器４３０、比較部４４０、倍率選択部４５０及びピーク計数部４６０を含んで構成されている。受信されたアナログ信号は、アナログデジタル変換部(図示せず)を経て整合フィルタ４００及び受信出力測定部４２０に入力される。この際、整合フィルタ４００の代りに、相関検出部を利用することもできる。
整合フィルタ４００では、受信信号に対する相関結果値が出力され、整合フィルタ４００の出力値は、絶対値計算部４１０で絶対値計算され相関結果値の大きさ(magnitude)が出力される。この際、整合フィルタ４００の出力値は、複素値(complex value)であるが、絶対値計算部４１０の出力値は実数値(real value)になる。
例えば、デジタル受信信号をｒｉとする場合、整合フィルタ４００の出力値は前記した式（２）のように表せる。また、整合フィルタ４００の出力を絶対値計算した結果をＣｋとすると、バーストサイズＭで、０ないしＭ−１の区間における結果値Ｙは、前記の式（４）のように表せる。
一方、受信出力測定部４２０は、受信信号に対する出力(power)を算出し、デジタル受信信号ｒｉに対して測定された受信出力値Ｚは、前記したように式（５）のように表せる。
前記の式（５）のように表した受信出力測定部４２０の出力値は、乗算器４３０で所定の倍数値Ｔと乗算されて比較部４４０に入力される。この際、倍数値Ｔは、目標とする誤警報確率に調整するための倍率値(scaling factor)であって、本実施形態では、１次ピーク検出時及び２次ピーク検出時にそれぞれ異なるしきい値が適用されるように、それぞれ異なる倍率値を適用する。すなわち、倍率選択部４５０では受信信号に対する１次ピーク検出時には、第１しきい値適用のための第１倍率値(Ｔ１)で受信出力測定部４２０の出力値をスケーリング(scaling)し、１次ピーク検出後、２次ピーク検出時には、第２しきい値の適用のために第１倍率値(Ｔ１)と異なる第２倍率値(Ｔ２)でスケーリングする。そして、乗算器４３０では、受信出力測定部４２０の出力値に、倍率選択部４５０で選択された倍率値(例えば、Ｔ１またはＴ２)を乗算する。
従って、まず、本実施形態の信号取得装置では、１次ピーク検出時に、比較部４４０において、式（４）のように表された絶対値計算部４１０の出力値と、受信出力測定部４２０の出力値に第１倍率値(Ｔ１)をかけた第１しきい値(Ｔｈ＿１)とを比較する。この際、比較部４４０における比較結果、絶対値計算部４１０の出力結果値が、第１しきい値(Ｔｈ＿１)を越えると、１次ピークが検出されたと判定される。
また、本実施形態では、前記したように、１次ピークを含む所定区間内で多数の２次ピークが発生する場合は、２次ピークを多重経路によるピークと判定して、信号検出を完了し、そうでない場合は、この１次ピークをノイズによるピークと判定して信号検出過程を再び行う。
従って、比較部４４０の比較結果、１次ピークが検出された場合、比較部４４０では、倍率選択部４５０に１次ピーク検出を通報する。そして、倍率選択部４５０では、比較部４４０における１次ピーク検出によって、乗算器４３０に入力する倍率値は、第２しきい値(Ｔｈ＿２）出力のための第２倍率値(Ｔ２)が選択される。
この際、第２しきい値(Ｔｈ＿２)は、１次ピーク周辺に存在する２次ピーク検出のための値なので、第１しきい値(Ｔｈ＿１)よりも小さい値を設定することが望ましい。従って、第２倍率値(Ｔ２)も、第１倍率値(Ｔ１)より小さな値が設定される。
一方、第１倍率値(Ｔ１)は、目標とする誤警報確率(Ｐｆａ)が、該当目標値を満たすように設定(例えば、Ｐｆａ=１０-３)され、第２倍率値(Ｔ２)は、検出確率(Ｐｄ)を維持するための値であって、適応的しきい値が雑音の平均出力より大きくなるように設定される。すなわち、第２倍率値(Ｔ２)は、適応的しきい値の平均化のための倍率値(scaling factor)である。
従って、前記したように第１倍率値(Ｔ１)により１次ピークが検出された後で、倍率選択部４５０は、第２倍率値(Ｔ２)を乗算器４３０に出力する。
その後、比較部４４０では、１次ピーク検出位置を含む所定のサンプル(sample)区間(ＮＴ)で、２次ピークがどれぐらい検出されるかを計数する。すなわち、サンプル区間（ＮＴ）内で、第２倍率値(Ｔ２)による第２しきい値(Ｔｈ＿２)より大きい相関ピーク値が、何回発生するのかをカウントする。このサンプル区間（ＮＴ）は、受信信号の遅延拡散特性によって適切に設定することができる。
この際、比較部４４０では、サンプル区間（ＮＴ）内の各サンプル値に対して、受信出力測定部４２０の出力が第２倍率値(Ｔ２)によりスケーリングされた第２しきい値(Ｔｈ＿２)と比較する。この比較結果、該当サンプルの絶対値計算部４１０の出力値が、第２しきい値(Ｔｈ＿２)を越えた場合、２次ピークが発生したとして、ピーク計数部４６０にその結果を出力する。
ピーク計数部４６０では、該当サンプル区間内で検出された２次ピークの数をカウントする。もし、該当サンプル区間内で２次ピークの数(Ｃ)が所定数(例えば、３個ないし５個)(Ｃ０)を越えた場合、当該サンプル区間内で(すなわち、当該１次ピークで)信号が検出されたと判定する。
以上、本実施形態に係る信号取得装置の構成を説明した。次に、図５を参照して本発明の実施形態に係る信号取得方法を詳しく説明する。
図５は、本発明の実施形態に係る信号取得方法の手順を示したフローチャートである。
図５を参照すれば、前記したように本実施形態の信号取得方法は、第１しきい値(Ｔｈ＿１)による１次ピーク検出段階(Ｓ５０１ないしＳ５０４)と、検出された１次ピークを含む所定サンプル区間(ＮＴ)内で、第２しきい値(Ｔｈ＿２）による２次ピーク検出段階(Ｓ５０５ないしＳ５０８)と、２次ピークの検出個数によって信号取得有無を判定する段階(Ｓ５０９ないしＳ５１２)とを含む。
まず、第１しきい値(Ｔｈ＿１)による１次ピーク検出のために、第１しきい値（Ｔｈ＿１)生成のための倍率値(Ｔ)を第１倍率値(Ｔ１)として設定(Ｓ５０１)する。そして、受信信号を整合フィルタリングし、このフィルタリング結果として出力される相関値の絶対値(Ｙ)を算出(Ｓ５０２)する。また、受信信号から受信信号の出力(Ｚ)を測定(Ｓ５０３)する。
次に、相関値の絶対値Ｙが、受信信号Ｚに倍率値Ｔ(すなわち、第１倍率値Ｔ１)をかけた値(すなわち、第１しきい値)より大きい場合(Ｓ５０４でＹ)、１次ピークが検出されたと判定する。この際、１次ピークの検出は、受信される受信信号バーストに対して行い続けることが望ましい。
この手順（Ｓ５０４）において、１次ピークが検出された場合、前記したように検出された１次ピークを含む所定サンプル区間(ＮＴ)内で、第２しきい値(Ｔｈ＿２)による２次ピーク検出を行う。まず、第２しきい値(Ｔｈ＿２)による２次ピーク検出のために第２しきい値(Ｔｈ＿２)生成のための倍率値(Ｔ)を第２倍率値(Ｔ２)として設定(Ｓ５０５)する。そして、１次ピークを含む所定サンプル区間(ＮＴ)内で、第２しきい値(Ｔｈ＿２)により２次ピークを検出する。
すなわち、サンプル区間(ＮＴ)において、各サンプルに対して受信信号を整合フィルタリングし、このフィルタリング結果から出力される相関値の絶対値(Ｙ)を算出(Ｓ５０６)する。そして、受信信号から受信信号の出力(Ｚ)を測定(Ｓ５０７)する。
また、相関値の絶対値Ｙが、受信信号Ｚに倍率値Ｔ(すなわち、第２倍率値Ｔ２)をかけた値(すなわち、第２しきい値)より大きい場合(Ｓ５０８でＹ)、２次ピークが検出されたと判定する。この際、２次ピークの検出は、前記したように、サンプル区間(ＮＴ)にわたって実行する(Ｓ５１０)。
そして、２次ピークが検出された場合、検出された２次ピークの数をカウント(Ｓ５０９)する。サンプル区間(ＮＴ)内の２次ピークを検出した後、サンプル区間内のカウントされた２次ピークの数Ｃが、基準値Ｃ０より大きい場合(Ｓ５１１でＹ)は、１次ピークに２次ピークが遅延拡散された値として存在する場合なので、信号取得したと判定してバースト検出を完了(Ｓ５１２)する。
一方、サンプル区間(ＮＴ)内の２次ピークを検出した後、サンプル区間内のカウントされた２次ピークの数Ｃが、基準値Ｃ０より小さい場合(Ｓ５１１でＮ)には、この１次ピークをノイズによるピークとみなして、図５に示した信号取得方法を再び実行する（Ｓ５０１に戻る）。
ここで、２次ピーク検出のための第２倍率値(Ｔ２)は、第１倍率値(Ｔ１)より相対的に小さい値であり、信号が存在する場合、２次ピークにおける検出確率を高めることによって検出を逃す確率(miss probability)を防止するための値である。
以上、本発明の実施形態に係る一定した誤警報確率を有する信号取得装置及びその方法を説明した。
［実施例］
次に、図６を参照して本発明と従来の技術との性能比較を説明する。
図６は、本発明の実施形態に係る一定した誤警報確率を有する信号取得装置と、従来技術による信号取得装置との性能を比較したグラフである。性能比較のための環境設定値としては観察区間(Observation Interval)を５に、ピーク計数値(Number of counts)を２に、反復回数(Number of Iterations)を１０００に、周波数オフセットを１００ｋＨｚに設定した。
図６に示すように、本実施形態に係る信号取得方法は、従来の技術と比較すると、検出確率６０１と検出失敗確率(すなわち、失敗確率(missing probability))６０２において大きな差がないことが分かる。
一方、本実施形態に係る信号取得方法によれば、前記したように検出確率を従来のように維持させながら誤警報確率６０３を著しく減少させられることが分かる。すなわち、図６に示したグラフによれば本実施形態に係る方法により誤警報確率６０３を、従来の１ｅ−３から５ｅ−４に、１/２まで減少させる効果を奏することが分かる。
［移動平均値方式を適用した他の実施形態］
前記した実施形態の方法に、移動平均値方式を適用することによってさらに性能が改善することが可能である。
前記したように、パケット検出のための信号取得装置は、バーストパケットの伝送システムの受信機において、最先になされるべき部分であって、システムのフレームエラー率を決定する重要な部分になる。
例えば、ＵＷＢ(Ultra Wide Band)ＭＢＯＡ（Multi-band OFDM Alliance）の場合、リンク成功率を０．９９に設定しているので、いずれの環境下でもこのような特性を満足するパケット検出装置が求められる。すなわち、前記した信号取得方法は、受信機アルゴリズムのうち最も先になされるべきであり、パケット当りただ一回だけ行われるので、その構造は簡単でありながら性能に優れることが求められる。
一方、多重経路による遅延拡散によって、信号のエネルギーは経時的に広がっているため、受信機で相互相関を行っても平均ピークとその周辺のピークとの間に大差がなく、信号対雑音比が相対的に低い無線環境下では、パケット検出がさらに難しくなる。従って、他のアルゴリズムのようにパケット検出を行なった後、次のシンボルに適用されることではなく、特定区間内で必ず検出する必要があり、かつ構造が簡単でなければならない。
また、従来のレーダー(radar)やＣＤＭＡシステムにおいて、信号検出用として設計された従来のＣＦＡＲ検出装置は、正確な信号の同期(timing)を検出するようになっているため、直交周波数多重分割(Orthogonal Frequency Division Multiplexing;以下、‘ＯＦＤＭ'と称する)のように同期が重要(critical)ではないシステムには適しない。
従って、前記した第１の実施形態に係る信号取得装置に相関出力値を、チャネルによって拡散されたエネルギー区間で積分することによって、多重経路チャネルによる影響を減らすことができる。すなわち、ＯＦＤＭシステムなどはＣＤＭＡシステムとは違って、同期問題が重要ではないため、相関出力を移動平均しても性能に大きな問題が生じない。従って、本発明の第２の実施形態に係る信号取得装置は、チャネルによって拡散されたエネルギーを集めることによって、従来の検出装置よりも、さらに検出確率を上げることができるようになる。
図７は、本発明の第２の実施形態に係る移動平均方式が適用された、一定した誤警報確率を有する信号取得装置の構成を示した図である。
図７に示すように、本実施形態に係る信号取得装置は、整合フィルタ４００、絶対値計算部４１０、受信出力測定部４２０、乗算器４３０、比較部４４０、倍率選択部４５０、ピーク計数部４６０及び移動平均値計算部７００などを含んで構成される。すなわち、図４に示した第１の実施形態に係る信号取得装置において、絶対値計算部４１０の結果値に、移動平均値を適用する移動平均値計算部７００を追加した構成を有している。
ここで、受信信号は、雑音または多重経路チャネルを経た、長さＮのシーケンス(sequence)であって、受信機では既知の信号になる。この受信信号は、整合フィルタ４００によって受信機で既知の基準信号(ｃi)と複素共役(complex conjugate)をとった後、相互相関を行い、相関値の絶対値を取って２乗する。これにより、絶対値計算部４１０における結果値は、前記した式（３）のように表せる。
その後、本実施形態の移動平均値計算部７００では、大きさＭの移動平均値をとって決定対象値(decision variable)Ｙを算出する。
一方、比較部４４０では、決定対象値Ｙと比較するしきい値として、第１しきい値(Ｔｈ＿１)または第２しきい値(Ｔｈ＿２)を使用する。比較部４４０以後の動作は、第１の実施形態と同様なので省略する。
従って、比較部４４０の比較対象値が、絶対値計算部４１０の出力値ではなく、絶対値計算部４１０の出力値である相互相関値を積分した値を使用することによって、ＯＦＤＭ方式を使用するシステムにおいて同じ条件下で既存のバースト検出装置より検出確率を上げることができるようになる。また、ＳＮＲが低い多重経路チャネルでも使用可能となる。
ここで、次に示す表１は、従来の移動平均値を計算しないＣＦＡＲ検出装置の性能を示し、また、表２は、本実施形態により提案された移動平均値が適用されたＣＦＡＲ検出装置の性能を示す。
Figure 0004199768
Figure 0004199768
表２によれば、表１より基準誤警報確率(９９％)を満す場合がさらに多いことが分かる。
さらに、図８は、本発明を適用したＣＦＡＲ検出装置と従来技術によるＣＦＡＲ検出装置との性能を比較したグラフである。図８に示すように、信号対雑音比(ＳＮＲ)において従来技術に係るＣＦＡＲ検出装置の検出確率（８０２、８０４）よりも、本発明を適用したＣＦＡＲ検出装置の検出部の検出確率（８０１、８０３）のほうが高いことが分かる。
以上、本発明の望ましい実施形態について図面を参照しつつ説明したが、本発明は前記した特定の実施形態に限定されない。また、当該発明の属する技術の分野における通常の知識を有する者ならば、特許請求の範囲に記載された本発明の要旨を逸脱することなく多様な変形実施が可能である。したがって、本発明は、特許請求の範囲に記載された技術的思想により定められる。
従来技術による信号取得装置の構成を示した図面である。 従来技術による信号取得装置の出力値を示したグラフである。 図２のグラフを、一つのパケットについて拡大したグラフである。 第１の実施形態に係る信号取得装置の構成を示した図面である。 第１の実施形態に係る信号取得方法を示したフローチャートである。 第１の実施形態に係る信号取得装置と従来技術による信号取得装置との性能を比較したグラフである。 第２の実施形態に係る移動平均方式が適用された信号取得装置の構成を示した図面である。 第２の実施形態に係る信号取得装置が適用されたＣＦＡＲ検出装置と従来技術によるＣＦＡＲ検出装置との性能を比較したグラフである。
符号の説明
４００ 整合フィルタ
４２０ 受信出力測定部
４１０ 絶対値計算部
４３０ 乗算器
４４０ 比較部
４５０ 倍率選択部
４６０ ピーク計数部
７００ 移動平均値計算部

Claims (22)

  1. 受信信号に含まれるＰＮコードと拡散スペクトル受信機で発生するＰＮコードとの相関を示す相関結果値を計算する整合フィルタと、
    前記整合フィルタの相関結果値から絶対値を計算する絶対値計算部と、
    前記受信信号に対する出力である受信出力値を算出する受信出力測定部と、
    前記受信信号に対する１次ピークを検出する時には第１しきい値を適用するために倍率値として第１倍率値を選択し、前記１次ピークを検出した後に、前記受信信号に対する２次ピークを検出する時には第２しきい値を適用するために倍率値として前記第１倍率値と異なる第２倍率値を選択する倍率選択部と、
    前記受信出力測定部の受信出力値に前記倍率選択部で選択された倍率値を乗じて、第１しきい値叉は第２しきい値を算出する乗算器と、
    前記絶対値計算部の相関結果値の絶対値と前記乗算器の第１しきい値叉は第２しきい値とを比較する比較部と、
    前記比較部の比較結果により、前記１次ピークの検出位置を含む所定の区間であるサンプル区間内で前記２次ピークの数をカウントするピーク計数部とを含み、
    前記比較部は、前記受信出力測定部の受信出力値が前記第１しきい値を越える場合を、前記１次ピークを検出したとして判定し、前記１次ピークを検出した後に、前記倍率選択部の倍率値を第１倍率値から第２倍率値に変更し、前記乗算器の第１しきい値を第２しきい値に変更して、前記サンプル区間内で前記絶対値計算部の相関結果値の絶対値が前記第２しきい値を越える場合を、前記２次ピークを検出したとして判定し、
    前記ピーク計数部は、前記サンプル区間内で検出された２次ピークの数が、所定の基準値を越える場合、前記サンプル区間内で信号が検出されたと判定する、
    ことを特徴とする誤警報確率を減らすための信号取得装置。
  2. 前記信号取得装置は、アナログ受信信号をデジタル信号に変換するアナログデジタル変換部をさらに含むこと、
    を特徴とする請求項１に記載の誤警報確率を減らすための信号取得装置。
  3. 前記ピーク計数部は、前記サンプル区間内で検出された２次ピークの数が、所定の基準値を越えない場合、前記１次ピークの検出を再び行なうこと、
    を特徴とする請求項１に記載の誤警報確率を減らすための信号取得装置。
  4. 前記第２しきい値は、前記第１しきい値より小さく設定すること、
    を特徴とする請求項１に記載の誤警報確率を減らすための信号取得装置。
  5. 前記第２倍率値は、前記第１倍率値より小さく設定すること、
    を特徴とする請求項１に記載の誤警報確率を減らすための信号取得装置。
  6. 前記第１倍率値は、目標とする誤警報確率が該当目標値を満たすように設定すること、
    を特徴とする請求項１に記載の誤警報確率を減らすための信号取得装置。
  7. 前記第２倍率値は、適応的しきい値が雑音の平均出力より大きくなるように設定すること、
    を特徴とする請求項１に記載の誤警報確率を減らすための信号取得装置。
  8. 前記サンプル区間は、前記受信信号の遅延拡散特性により設定すること、
    を特徴とする請求項１に記載の誤警報確率を減らすための信号取得装置。
  9. 前記信号取得装置は、
    前記相関結果値の絶対値に対して、所定の大きさの移動平均値を取って決定対象値を算出する移動平均値計算部をさらに含むこと、
    を特徴とする請求項１に記載の誤警報確率を減らすための信号取得装置。
  10. 前記所定の大きさは、チャネルにより拡散されたエネルギー区間の大小により決定されること、
    を特徴とする請求項９に記載の誤警報確率を減らすための信号取得装置。
  11. 受信信号に含まれるＰＮコードと拡散スペクトル受信機で発生するＰＮコードとの相関を示す相関結果値を、第１しきい値と比較することによって前記受信信号に対する１次ピークを検出する段階と、
    前記１次ピークが検出された後に、前記１次ピークの検出位置を含む所定の区間であるサンプル区間内で前記第１しきい値と異なる第２しきい値と比較することによって前記受信信号に対する２次ピークを検出する段階と、
    前記検出された２次ピークの数により信号取得の有無を判定する段階とを含み、
    前記１次ピークを検出する段階は、
    前記第１しきい値を生成するために倍率値を、第１倍率値として設定する段階と、
    前記受信信号を整合フィルタリングして、このフィルタリング結果で出力される相関結果値の絶対値を算出する段階と、
    前記受信信号に対する出力である受信出力値を測定する段階と、
    前記相関結果値の絶対値が、前記受信出力値に前記第１倍率値を乗じた第１しきい値より大きい場合、１次ピークが検出されたと判定する段階とを含み、
    前記２次ピークを検出する段階は、
    前記第２しきい値を生成するために前記倍率値を前記第１倍率値と異なる第２倍率値として設定する段階と、
    前記サンプル区間内で各サンプルに対して、前記受信信号を整合フィルタリングし、このフィルタリング結果で出力される相関結果値の絶対値を算出する段階と、
    前記受信信号の受信出力値を測定する段階と、
    前記相関結果値の絶対値が、前記受信出力値に前記第２倍率値を乗じた第２しきい値より大きい場合、２次ピークが検出されたと判定する段階とを含み、
    前記検出された２次ピークの数により信号取得の有無を判定する段階は、
    前記検出された２次ピークの数をカウントする段階と、
    前記サンプル区間内でカウントされた２次ピークの数が、所定の基準値より大きい場合、信号を取得したと判定する段階とを含む、
    ことを特徴とする誤警報確率を減らすための信号取得方法。
  12. 前記信号取得方法は、アナログ受信信号をデジタル信号に変換するアナログデジタル変換段階をさらに含むこと、
    を特徴とする請求項１１に記載の誤警報確率を減らすための信号取得方法。
  13. 前記サンプル区間内でカウントされた２次ピークの数が、所定の基準値より小さい場合、前記１次ピークを検出する段階に戻ること、
    を特徴とする請求項１１に記載の誤警報確率を減らすための信号取得方法。
  14. 前記第２しきい値は、前記第１しきい値より小さく設定すること、
    を特徴とする請求項１１に記載の誤警報確率を減らすための信号取得方法。
  15. 前記第２倍率値は、前記第１倍率値より小さく設定すること、
    を特徴とする請求項１１に記載の誤警報確率を減らすための信号取得方法。
  16. 前記第１倍率値は、目標とする誤警報確率が該当目標値を満たすように設定すること、
    を特徴とする請求項１１に記載の誤警報確率を減らすための信号取得方法。
  17. 前記第２倍率値は、適応的しきい値が雑音の平均出力より大きくなるように設定すること、
    を特徴とする請求項１１に記載の誤警報確率を減らすための信号取得方法。
  18. 前記サンプル区間は、前記受信信号の遅延拡散特性によって設定すること、
    を特徴とする請求項１１に記載の誤警報確率を減らすための信号取得方法。
  19. 前記１次ピークを検出する段階に含まれる相関結果値の絶対値を算出する段階の後に、前記相関結果値の絶対値を所定の大きさの移動平均値を取って決定対象値を算出する段階をさらに含むこと、を特徴とする請求項１１に記載の誤警報確率を減らすための信号取得方法。
  20. 前記２次ピークを検出する段階に含まれる相関結果値の絶対値を算出する段階の後に、前記相関結果値の絶対値を所定の大きさの移動平均値を取って決定対象値を算出する段階をさらに含むこと、を特徴とする請求項１１に記載の誤警報確率を減らすための信号取得方法。
  21. 前記所定の大きさは、チャネルにより拡散されたエネルギー区間の大小により決定されること、
    を特徴とする請求項１９叉は２０に記載の誤警報確率を減らすための信号取得方法。
  22. 前記１次ピークを検出する段階は、受信される受信信号バーストに対して行ない続けること、
    を特徴とする請求項１１に記載の誤警報確率を減らすための信号取得方法。
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