JP2010534967A - 既知構造を有する信号への受信装置の同期 - Google Patents
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Abstract
周期的性質をもつ受信信号における特定点を求める装置で、受信信号と受信信号中に存在する可能性のあるコードとを相関させる相関手段(16)と、相関結果と相関結果の時間オフセットされた複素共役とを乗算する処理手段(20、22、18)と、乗算結果をローパスフィルタリングして、前記点を決定し周波数誤差を予測するための分析に適した信号を生成するフィルタリング手段(24、26、28)とを備える、装置。
Description
WiMedia Allianceは、超広帯域(UWB)無線ネットワークの無線プラットフォーム規格を提案している。
提案された規格によると、受信装置は、送信装置より送信された時間周波数コード(TFC)を調べて、送信装置に同期しなければならない。
提案された規格は様々なTFCを定義している。TFCは、24のOFDM(直交波周波数分割多重)シンボルからなる反復フレームを含む。各シンボルは、165個のサンプルの列であり、各サンプルは実数としてのみ送信されるが、周波数誤差、チャンネル歪みなどにより実際には直交位相(quadrature)として受信される(つまり、同相成分(I)と直交成分(Q)をもつ)。各OFDMシンボルには、128個のサンプルのブロックからなるプリアンブルがそのシンボル内にあり、その他のサンプルはゼロである。このプリアンブルは、サンプルの疑似ランダム系列である。
TFCの送信には、約0.5GHz幅の3つの周波数バンドが利用できる。TFCの各OFDMシンボルは、これらバンドのうち一つで送信される。あるTFCのOFDMシンボルに対して作成された周波数バンドの割り当てシーケンスは、TFC周波数ホッピングシーケンス、略して、「ホッピングシーケンス」として知られている。ただし、あるTFCのOFDMシンボルに対する一連の周波数バンド割り当てが全て、利用可能な3つの周波数バンド中の同じものを指定することがあり、その場合は厳密な意味での周波数ホッピングは起こらない。
一つのTFC内では、すべてのOFDMシンボルが同じプリアンブルをもつが、一部のOFDMシンボル間でプリアンブルの極性が異なる。一つのTFC内でのプリアンブルの極性のシーケンスは、カバーシーケンスと呼ばれる。カバーシーケンスが正から負の極性に転換する点を本明細書中では「反転点」と呼ぶ。異なるTFCは、周波数ホッピングシーケンスの違いおよびカバーシーケンスの違いにのいずれか一方または両方によって区別されうる。また、それぞれのTFCは異なるプリアンブルをもつ。提案された規格で定義されているTFCを図1と2に示す。これらの図は、各TFCのフレーム全体を示す。TFCが送信されると、そのフレームは周期的に送信される。図2に示されるTFCは、ショートプリアンブルのバーストモード通信で用いられ、TFC1SからTFC10Sに分類されている。添え字の「S」はTFCがショートプリアンブルのバーストモード通信で用いられることを表している。
たとえばTFC1とTFC2を見ると、両方のTFCは、最後の3つのOFDMシンボルの極性のみが反転した、同じカバーシーケンスをもつ。これら2つのTFCは、異なるプリアンブルを持つ。TFC1は「プリアンブル番号1」を使用し、TFC2は「プリアンブル番号2」を使用する。そして、2つのTFCは異なるホッピングシーケンスを持つ。ホッピングシーケンスで使用する周波数バンドは、1と2と3とで示される。TFC1では、連続するOFDMシンボルは、1−2−3の周波数バンドサイクルで進み。一方、TFC2では、OFDMシンボルが1−3−2−1−3−2の順番で周波数バンドを繰り返す。
TFCに関するさらなる情報は、非特許文献1より入手可能である。
"MULTIBAND OFDM PHYSICAL LAYER SPECIFICATION", MBOA/WiMedia Alliance, DRAFT 1.1.70 DECEMBER 7, 2006
一態様によれば、本発明は、周期的性質をもつ受信信号において特定点を検出する装置であって、受信信号と受信信号中に存在する可能性のあるコードとを相関させる相関手段と、相関結果を相関結果の時間オフセットされた複素共役と共に乗算する処理手段と、乗算結果をローパスフィルタリングして前記点を決定するための分析に適した信号を生成するフィルタとを備える、装置を提供する。
また、本発明は、周期的性質をもつ受信信号において特定点を検出する方法であって、受信信号と受信信号に存在する可能性があるコードとを相関付け、相関結果を相関結果の時間オフセットされた複素共役と共に乗算し、乗算結果をローパスフィルタリングして前記点を決定するための分析に適した信号を生成する、方法も含む。
受信信号はTFCであっても良い。したがって、本発明はこのTFCおよびTFC中の特定点を識別し、TFCを送信した機器にTFCの受信装置を同期させるために用いることができる。
本発明に係わるローパスフィルタリングは、たとえば、IIRフィルタを使用してなされる。
ある実施形態では、受信信号中の特定点を決定するために、フィルタリング結果が分析される。ある実施形態では、この分析は、フィルタリング結果において受信信号中のコードの有無を示すピークを求めることを含む。ある実施形態では、この分析は、前記点を検出するため、フィルタリング結果中にあるピークの変化を監視することを含む。
ある実施形態では、乗算処理に対する入力間での時間オフセットは調節可能である。これによって、探索する特定種類の受信信号を選択することが可能になることがある。
ある実施形態では、実施されたフィルタリングは調節可能な長さのループを含む。これによって、探索する特定種類の受信信号を選択することが可能になることがある。
ある実施形態では、フィルタリングの前にDC要素の抑制が提供される。これは、トーン干渉の影響を低減させるのに役立ち、この抑制はノッチフィルタとして実装することができる。
ある実施形態では、チップ上のシステムの一部として、本発明がシリコンに実装される。
添付の図面を参照し、例示としてのみ、本発明の実施形態を以下に解説する。
送信装置との同期取りには、2段階の処理がある。まず、TFCの有無が検出されなければならない(「TFC検出」)。次に、TFC内のある地点が識別されなければならない(「フレーム同期の獲得」)。図3は、受信装置10を示し、明瞭かつ簡潔のために、TFCへの同期獲得処理に最も関連の深い要素のみを図示している。受信装置10は、チップ上のシステムの一部としてシリコン内に実装されている(チップには、送信装置も含まれるのが一般的である)。
受信装置10に到達した信号は、アンテナ12によって取得される。これら信号は、復調器14によってベースバンドに復調される。復調器14の性質は、信号送信で用いられる復調方式に依存し、当業者は使用中の特定の変調方式に合わせて従来型の復調器設計を選択できる。
前述したように、TFCは1フレーム内で3つの周波数バンド間をホッピングすることがある。復調器14は復調したデジタル信号xを相関器16に提供する。復調されたデジタル信号は、これらの周波数バンドの一つから取得され、TFCの可能性があるものである。当然のことながら、信号xがTFCを含む場合、ホッピングシーケンスによって指定される周波数バンドが信号xの周波数バンドと一致するOFDMシンボルについてのみ、信号xは検出可能な信号エネルギーを有する。その他のOFDMシンボルにおいては、信号xは無相関なノイズのみを有する。たとえば、図1のTFC1が受信装置10によって取得され、復調器14が周波数バンド2に合わせて信号xを生成した場合、信号xは、OFDMシンボル2、5、8、11、14、17、20、23においてはプリアンブル番号1に相当するエネルギーを含み、その他のOFDMシンボルの位置にはノイズのみを含む。当然のことながら、TFC5から7まで、およびTFC5Sから7Sまでの場合、復調器14は、TFCが実際に用いる周波数バンドから信号xを取得しなければならない(これら3つのTFCでは、厳密な意味での周波数ホッピングは起こらない)。
相関器16は、xと10のプリアンブルのうちの一つであるbj(m)との間でスライディング相互相関を行う。ここで、m=0〜124、およびj=1〜10とする。つまり、相関器16は、信号xのn番目のサンプルについて以下の演算を行う。
相関器16によって生成された信号sは、乗算器18と共役器20の両方に提供される。共役器20は、sの各サンプルをsの複素共役に変換する。従って、共役器20によって生成された信号はs*となる(「*」は、複素共役を表す)。
信号s*は、M段のシフトレジスタ22に提供される。シフトレジスタ22の働きは、s*をMサイクルだけ遅延させることである。従って、信号s*のn番目のサンプルでは、シフトレジスタ22の出力はs*(n−M)となる。この信号は乗算器18のもう一つの入
力に渡され、乗算器は以下の演算を行う。
力に渡され、乗算器は以下の演算を行う。
Mがとり得る値の集合については後述する。
次に、信号zは、加算器24とシフトレジスタ26と乗算器28とによって構成される無限インパルス応答(IIR)フィルタに渡される。加算器24は乗算器28の出力に信号zを加え、その計算結果である信号qがシフトレジスタ26に渡される。シフトレジスタ26はN段を有する。
Nがとり得る値の集合については後述する。
シフトレジスタ26の出力は、乗算器28の入力の一方として提供される。乗算器28の他方の入力は係数(で、(は0<(<1の範囲の値をとる。本実施形態では、0.75と0.625の値から選択される。係数(の値の数、およびこれら値からいずれが選択されるかは、実施される平均値計算(IIRフィルタリング)の量による。つまり、平均値計算が多く実施されるほど、(の値は小さくなる。乗算器28の出力は、加算器24の他方の入力を提供される。従って、信号qのn番目のサンプルは、以下によって与えられる。
q(n)は、次のサイクルで、シフトレジスタ26(この時点ではサンプルq(n−1)をもつ)中のリードエントリとなる。
信号qは、評価ロジック30にも渡される。評価ロジック30は、Nサンプルのブロック単位で信号qを処理する。このブロックを、以降、「評価ブロック」と称する。評価ブロックのサンプル値のパターンは、ブロックの連続とともに増大し、この増大するという特性によって、受信装置は送信されたTFCとのタイミング同期を得ることができる。評価ロジック30は、以下に解説するように、評価ブロックに対して2フェーズの評価処理を行う。
受信装置10があるTFCを検出するように設定され、復調器14が相関器16に提供する信号中にそのTFCが(ホッピングシーケンスのため、おそらく断続的に)存在する場合を考える。このような状況では、評価ブロック中にピークが現れる。要素18の乗算処理はピークの高さを背景ノイズに対して増幅する働きがある(要素22から提供される一定の時間オフセットに起因する)。NとMとの値の組み合わせ、およびTFCのホッピングシーケンスにより、ピークの位置はそれぞれの評価ブロックで同じである。しかしながら、ピークの形はある評価ブロックと次の評価ブロックでは異なり、TFCフレーム長と同じ周期で周期的挙動を示す。一般的に、反転点の影響があるまではピークの高さは周期の進行とともに大きくなり、反転点の影響が現れるとピークの高さが急低下する。この低下に対応する信号q中のサンプルは、影響を与える反転点に先行するOFDMシンボルの終点を表す。TFC1〜4および8〜10が使用されている場合に、信号qにはこのような低下が一つ現れ、TFC5〜7が使用されている場合には、信号qにはこのような低下が2つ現れる。あるTFCについて、このような低下の数はカバーシーケンスの反転点の数よりも少ないことが分かる。これは、使用されているTFCのカバーシーケンスおよびNとMとの値により、反転点が信号qに影響を与えない(つまり、信号z(n)に反転を生じさせない)場合があるためである。
評価ブロックの評価は、前述したように評価ロジック30が2段階の処理を行う。第1段階では、評価ブロックのサンプルを閾値と比較する。ある評価ブロックにこの閾値を越えたピークが含まれることが検出された場合、相関器16が使用したプリアンブルに対応するTFCが信号xに存在するとみなされ、評価ロジックは処理の第2段階に移る。第2段階では、評価ロジック30が連続する評価ブロック間でピークの高さを追跡する。現在の評価ブロックにおけるピークの高さが、一つ前の評価ブロックにおけるピークの高さの、たとえば70%未満(この値はプログラム可能)であると評価ロジック30が検出した場合、現在の評価ブロックのピーク位置は反転点に先行するOFDMシンボルの終わりを示すとみなされる。
検出するTFCによって、使用するMおよびNの個別の値が選択される。以下の表は、図1の様々なTFCを検出するために用いられるMとNの値を、サンプルを単位として示す(それぞれのOFDMシンボルは165個のサンプルを含むことを留意されたい)。
対象となるTFCが存在する場合に信号qにみられるような動きが生じるのは、MとNとの適確な値の選択によってである。ショートプリアンブル・バーストモードが用いられた場合は、図2のいずれのTFCが存在してもM=N=165となる。
実際には、シフトレジスタ22と26の両方が、6つのOFDMシンボル(990サンプル)の長さをもち、それぞれのシフトレジスタが165、330、495、660、990のサンプル点で出力を行う。それぞれのシフトレジスタでは、これらの出力がマルチプレクサに入力され、マルチプレクサはこれらの入力から、探索するTFC考慮して関連のある入力を選択する。
より具体的な例として、受信装置10が信号x中にTFC1の検出を試み、さらに、その信号が周波数バンド1から取得された場合を考える。TFC1が信号xにある場合、ピークは信号qの連続した評価ブロック中に現れ、ピークの形は評価ブロック8つの周期で、周期的変動をもつ。図4は、この周期から5つの連続した評価ブロックのサンプルをプロットしたものである。評価ロジック30がその動作の第2段階で稼動中であるとする。これらブロックの1つ目のプロット32で、ピークは垂直な点線で示される位置に見える。次のブロックのプロット34で、ピークは大きくなっている。後の4つのプロットそれぞれにおいて、水平な点線が一つ前のブロックのピークの高さを示す。また、ブロック内のピーク位置はブロック間で変化がないことが分かる。ピークの高さは次のブロックのプロット36でさらに大きくなっており、その次のブロックのプロット38では、またさらに大きくなっていることが分かる。そして、その次のブロックのプロット40では、プロット38に対してピークの高さに大幅な低下がみられる。この低下によって、評価ロジック30は、プロット40のピークに対応する信号qのサンプルを、TFC1のOFDMシンボル21の終わりに位置するサンプルとして選択する。これは、反転点が発生するのがこのシンボルの後だからである(図1参照)。
他のTFCについては、カバーシーケンスの反転の数や位置に違いがあり、そのため信号qの評価ブロックの動作に若干の相違はあっても、同じ原理があてはまる。追跡されるTFCによって、信号qの評価ブロックの周期的変動のピーク高さに2つ以上の落下がみられることがある。次の表はピークの低下が発生する位置を説明する。
本明細書中で採用している方法では、TFCフレームの始めのOFDMシンボルを0で
はなく1と数えていることを留意されたい。
はなく1と数えていることを留意されたい。
信号xは、前述したように、3つの周波数バンドのうちの一つから獲得される。信号xがこれら周波数バンドのいずれを用いるかによって、ピークの低下に対応するTFCの位置は変化する。これを解説するため、表2には2列のピーク位置を設けた(非バーストモードの動作についてのみ)。一方は、信号xが周波数バンド1から採取される場合であり、もう一方は信号xが周波数バンド2から採取される場合である。
バーストモードでは、送信装置が、使用する特定のTFCのOFDMシンボル中において、プリアンブルのオフセットをプログラムできる。このオフセット値は、信号qの分析ブロックのピーク位置を正確に決定するため、表2にはプログラム可能と記載した。
受信装置10の要素16から30は、一つのTFCの有無について信号xを検査する。2つのTFCを同時に探すには、要素16から30までの構造を複製すればよい。この場合、2つの相関器のそれぞれが異なるプリアンブルを利用する。当然のことながら、必要であれば、すべての選択可能なTFCを同時に探すために、複製を拡張してもよい。
信号zは、信号sを時間オフセットされた複素共役で乗算することによって生成される。この時間オフセットは(与えられたMの値に対して)一定であり、信号zを評価することで、搬送波信号から信号xを復調する処理において実際に生じる周波数誤差を求められることを意味する。図5は、図3の実施例の変形で、信号zの位相を測定する。この位相測定は、周波数誤差測定部34によって実施される。クロック周期毎の位相誤差は、周波数誤差の測定基準となるため、位相誤差を復調器14の補正に使用することができる。たとえば、送信された実数のプリアンブルx(t)がクロックエラー
と共に受信されたとする。ここで、受信された複素信号が
で、シフトレジスタ22のM個のアクティブステージを通過した、一定のタイムラグ後の受信信号が
とする。
すると、これら2つのサンプルの複素共役乗算の結果が、
になることが容易に分かる。ここで、xは実数信号で、位相
はほぼ一定であり、送信クロックと受信クロック間の周波数誤差(eの目安となる。この位相は相関ピークにおいて測定され、平均化されている。
すると、これら2つのサンプルの複素共役乗算の結果が、
信号x中に干渉トーンがあった場合、要素18によって行われる乗算処理によって、そのトーンは複素DCオフセットに変換される。このようなDCオフセットは信号qの数値的不安定を引き起こす可能性がある(すなわち、qの値がオーバーフローすることがある)。図6はこの設計の変形を示し、信号zがIIRフィルタに送られる前に、DCノッチフィルタ32が信号zに作用する。DCノッチフィルタ32は、信号z中のDC成分を実質的にすべて取り除く働きをする。あるトーン干渉源から変換された信号z中の複素DCオフセットが、図5を参照して解説した周波数誤差測定部34の動作を乱すことがある。これは、未知の複素DCオフセット数が複素ピークに加えられ、これを用いて周波数誤差の推定が行われるためである。従って、周波数誤差測定部34とノッチフィルタを両方使用する場合、ノッチフィルタ32は測定器34への配信前に信号zに作用しなければならない。
Claims (21)
- 周期的性質をもつ受信信号における特定点を求める装置であって、
受信信号と受信信号中に存在する可能性のあるコードとを相関させる相関手段と、
相関結果と相関結果の時間オフセットされた複素共役とを乗算する処理手段と、
乗算結果をローパスフィルタリングして前記点を決定するための分析に適した信号を生成するフィルタとを備える、装置。 - さらに、前記点を決定するために前記フィルタリング結果を評価する分析手段を備える、請求項1に記載の装置。
- 前記分析手段は、受信信号中にコードが存在することを示すピークを、前記フィルタリング結果から求めるよう構成されている、請求項2に記載の装置。
- 前記分析手段は、前記点を求めるために、前記フィルタリング結果中のピークの変化を監視するよう構成されている、請求項2または3に記載の装置。
- 前記分析手段は、前記点を求めるために、監視したピークの高さの低下を検出するよう構成されている、請求項4に記載の装置。
- 前記分析手段は、前記点を求めるために、監視したピークの高さの一連の低下を検出するよう構成されている、請求項4に記載の装置。
- 前記処理手段が用いる時間オフセットは調節可能である、請求項1から6のいずれか一項に記載の装置。
- 前記フィルタはIIRフィルタであり、調整可能な長さのループを含む、請求項1から7のいずれか一項に記載の装置。
- さらに、前記乗算結果が前記フィルタリング手段に使用される前に、前記乗算結果のDC要素を抑制する抑制手段を備える、請求項1から8のいずれか一項に記載の装置。
- さらに、受信信号の生成に用いる周波数ダウンコンバージョン処理中に現れる誤差を決定する根拠として前記乗算結果の位相を評価する測定手段を備える、請求項1から9のいずれか一項に記載の装置。
- 請求項1から10のいずれか一項に記載の装置を備える、UWB受信装置
- 周期的性質をもつ受信信号において特定点を求める方法であって、受信信号と受信信号に存在する可能性があるコードとを相関付け、相関結果と相関結果の時間オフセットされた複素共役とを乗算し、乗算結果をローパスフィルタリングして前記点を決定するための分析に適した信号を生成する、方法。
- さらに、前記点を決定するために前記フィルタリング結果を分析する手順を備える、請求項12に記載の方法。
- 前記フィルタリング結果を分析する手順は、受信信号中にコードが存在することを示すピークを、前記フィルタリング結果から求めることを含む、請求項13に記載の方法。
- 前記フィルタリング結果の評価手順は、前記点を求めるために、前記フィルタリング結
果中のピークの変化を監視することを含む、請求項13または14に記載の方法。 - 前記ピークの変化を監視する手順は、前記点を求めるために、前記監視したピークの高さの低下を検出することを含む、請求項15に記載の方法。
- 前記ピークの変化を監視する手順は、前記点を求めるために、前記監視したピークの高さの一連の低下を検出することを含む、請求項15に記載の方法。
- 前記乗算の手順で用いられる前記時間オフセットは調節可能である、請求項12から17のいずれか一項に記載の方法。
- 前記フィルタリングの手順は、調節可能な長さのループをもつIIRフィルタリングである、請求項12から18のいずれか一項に記載の方法。
- さらに、前記乗算結果が前記フィルタリング手順によって使用される前に、前記乗算結果中のDC要素を抑制することをさらに含む、請求項12から19のいずれか一項に記載の方法。
- さらに、受信信号の生成に用いる周波数ダウンコンバージョン処理中に現れる誤差を決定する根拠とするため、前記乗算結果の位相を評価することをさらに含む、請求項12から20のいずれか一項に記載の方法。
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Legal Events
Date | Code | Title | Description |
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A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20120221 |
|
A02 | Decision of refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A02 Effective date: 20120731 |