JP2006518120A

JP2006518120A - 経路重みに依存しないｒａｋｅ受信機における信号成分のサンプリング時間の補正

Info

Publication number: JP2006518120A
Application number: JP2005518395A
Authority: JP
Inventors: パウル，シュテフェン; ルプリヒ，トーマス
Original assignee: Infineon Technologies AG
Current assignee: Infineon Technologies AG
Priority date: 2003-02-19
Filing date: 2004-01-21
Publication date: 2006-08-03
Also published as: DE10306990A1; DE10306990B4; WO2004075431A1

Abstract

本発明は、エアーインターフェースの時間変化経路を介して伝送されたデジタルデータ信号を、複数のＲＡＫＥフィンガーを含むＲＡＫＥ受信機部分を用いて処理するための方法および装置に関する。各ＲＡＫＥフィンガーでは、タイミングエラー検出器（５）が、受信され、オーバーサンプリングされた、信号列の走査モーメントエラーを検出し、エラー信号（Ｓ）を生成する。上記エラー信号（Ｓ）は、補間器（６，ＴＶＩ）へ伝送される。その結果、エラー信号（Ｓ）に応じて、走査周波数、または、信号列の走査モーメントを補正できる。タイミングエラー検出器（５）は、走査モーメントエラーを検出するために早／遅検出器を使用する。

Description

発明の詳細な説明

本発明は、エアーインターフェースの時変経路を介して伝送されるデジタルデータ信号を、ＲＡＫＥ受信機部分を含む移動式無線受信機において処理するための方法および装置に関する。

無線伝送システムに生じる問題は、受信機では最適なサンプリング時間が分からないということと、（例えば、送信機と受信機との間の相対運動に起因する）無線チャネルの時変性のせいで、最適なサンプリング時間が変化するということとである。従って、実際には、ベースバンドに低減混合された受信信号が、オーバーサンプリングによってサンプリングされ、オーバーサンプリングされたデータ信号を評価することによって、最適なサンプリング時間が決定される。チャネル変動のせいで、最適なサンプリング時間を常に新たに決定する必要がある。次に、オーバーサンプリングされたデータ信号から、最適なサンプリング時間を伴うデータ信号のためのデータ値が補間によって計算される。

最適なサンプリング時間を決定するために、早／遅相関器を備えることが知られている。早／遅相関を、例えば、以下のように実施できる。すなわち、オーバーサンプリングされたデータ信号のデータ値の「早い」部分列およびオーバーサンプリングされたデータ信号のデータ値の「遅い」部分列と、送信されたデータ値列に対応し、無線受信機で分かっている、その場所で局所的に生成されるデータ値列との相関をとる。また、その代わりに、局所的に生成されたデータ値列も、「早い」部分列と「遅い」部分列とに分割し、これらの双方と、オーバーサンプリングされたデータ信号のデータ値との相関をとる。続いて、早い相関の結果を、遅い相関の結果と比較する。このとき、通常は、相関結果の間の差が生じ、偏差信号またはエラー信号として、最適なサンプリング時間を再調整するために使用される。

本発明は、ＲＡＫＥ受信機における信号成分のサンプリング時間を、例えば早／遅相関器から供給可能なエラー信号に応じて、補正する方法に関するものである。従来技術で知られているように、ＲＡＫＥ受信機の動作は、ＲＡＫＥ受信機の各フィンガーにおいて、特定の伝播経路を介して受信される、所望の信号の信号成分が復調され、復調された信号成分が、ＲＡＫＥフィンガーの出力部において正しいタイミングで相互に重ねあわされるということを基礎とするものである。このため、各ＲＡＫＥフィンガーは、経路遅延を補正するための遅延段階を個々のＲＡＫＥフィンガーに備えている。また、遅延段階は、経路遅延のためのＲＡＭ入力メモリーと、時間遅延の微調節のための補間器（ＴＶＩ，時変補間器）とを備えている。補間器ＴＶＩには、エラー信号が供給される。

開制御ループ、または、閉制御ループにおいて、入ってくる信号のサンプリングタイミングエラーを検出し、エラー信号を生成し、上記エラー信号を補間器ＴＶＩへ伝送することによって、各個々のＲＡＫＥフィンガーにおける最適なサンプリング時間に補正してもよい。図１ａ、図１ｂに、基本的に従来技術で知られているこれらの双方の構想を、かなり簡易化した形で概略的に示す。図１ａに、開制御ループを示す。この開制御ループでは、一回きりの工程でサンプリングタイミングエラーが検出され、補間器ＴＶＩへ供給される。ＵＭＴＳ標準では、様々な論理的な伝送チャネルを区別し、検出するために、伝送されるデータを送信側でスペクトラム拡散符号化する拡散列が使用される。各拡散符号は、値−１または値＋１を有するチップの列によって構成されている。連続して伝送される２つのチップの間の時間的な間隔を、チップ時間Ｔｃと呼ぶ。この受信機では、高周波数受信信号が、まず、ベースバンドに低減混合される。こうして、拡散符号化されたベースバンド信号１が得られる。このベースバンド信号１は、受信されたデータをサンプリングするためのユニット２へ供給される。受信されたデータをサンプリングするためのユニット２は、スペクトラム拡散符号化されたベースバンド信号１を、２回オーバーサンプリングする。その結果、相互に連続するサンプリングパルスの間の時間的な間隔は、Ｔｃ／２となる。オーバーサンプリングされたデータ信号は、まず、ＲＡＭ入力メモリー（図示せず）に供給される。このＲＡＭ入力メモリーから、ＲＡＫＥフィンガーの経路遅延に対応する遅延時間を伴ってデータ信号が個々のＲＡＫＥフィンガーへ読み出される。次に、各ＲＡＫＥフィンガーでは、ＲＡＭ入力メモリーから読み出された信号が、適合フィルタ（ＭＦ）３でまず濾波される。続いて、この信号が、チャネル推定器４でチャネル推定のために使用され、並行して、タイミングエラー検出器５で、サンプリングタイミングエラーが検出される。タイミングエラー検出器５は、早／遅相関器を備えている。タイミングエラー検出器５が提供するエラー信号を、補間器（ＴＶＩ、時変補間器）６へ供給する。補間器６は、補間器６に入ってくる列の相互に連続するデータ値の間を補間することによって、可変のサンプリングクロックレートを有する新しいデータ値の列を生成する。このように、各ＲＡＫＥフィンガーにおいて、最適なサンプリング時間を有するデータ列が生成される。このデータ列を、正しいタイミングで重ね合わせ、データ検出部７へ供給できる。

図１ａの描画は、想像による従来技術を示す。しかしながら、ドイツ公表出願書類第１００１２８７５号Ａ１（DE 100 12 875 A1）に記載されている、ＲＡＫＥ受信機構造を有する移動式無線受信機は、この描画によく似ている。ドイツ公表出願書類１９９５３３５０号１Ａ（DE 199 53 350 A1）に記載の、符号信号の高精度同期のための装置も、開制御ループを示し、この開制御ループは、サンプリングタイミングエラーを検出するための早／遅相関器と、パルス成形された２つのサンプルから補間値を生成するための補間装置とを有している。

タイミングエラー検出器５のエラー信号は、従来技術では、大部分は、２つの相関信号ｚ₋・ｚ_＋の差によって特定される：
Ｓ＝ｚ₋−ｚ_＋
タイミングエラー検出器５が、非コヒーレントな受信に基づいているとすれば、各ＲＡＫＥフィンガーの経路重みが大きければ大きいほど、相関信号ｚ₋、ｚ_＋は、よりいっそう大きい。このことは、２つの相関信号の差Ｓにも該当する。このことから、さらに、チャネル推定を、チャネル推定器４によって行え、決定された経路重みを、次に、エラー信号Ｓの計算のために考慮することができる。この場合、チャネル推定器４を使用する必要があるが、かなりの経費がかかる。

図１ｂに、閉制御ループを示す。この制御ループでは、早／遅相関と、相関結果の評価とを何度も繰り返すことによって、複数の反復工程で最適なサンプリング時間が決定される。個々の部材には図１ａに相当する参照符号を付けた。閉制御ループでは、タイミングエラー検出器５の後ろに、ループフィルター８が配置されている。開ループでは、サンプリング時間が補正された後に、サンプリングタイミングエラーが残っているが、閉ループの制御では、エラー値がＳ＝０となる。しかしながら、各ＲＡＫＥフィンガーの経路重みが分からない場合は、経路重みを伴うＳの上記スケーリングが、制御ループの決定特性の減速または加速を招く。個々のＲＡＫＥフィンガーでは、その経路重みが様々なので、点Ｓ＝０になること、または、Ｓが所定の閾値を下回ることが、異なる速度で達成される。

本発明の目的は、ＲＡＫＥ受信機における信号成分のサンプリング時間を経路重みに依存せずに補正するための方法および装置を特定することである。

この目的は、独立特許請求項の特徴により達成される。好ましい発展形態および実施形態は、従属請求項に記載されている。

本発明は、エアーインターフェースの時変経路を介して伝送されるデジタルデータ信号を、多数のＲＡＫＥフィンガーを有するＲＡＫＥ受信機部分を含む移動式無線受信機において処理する方法であって、ＲＡＫＥフィンガーに割り当てられるエアーインターフェースの経路を繰り返し見出し、見出された各経路に関して、経路遅延時間と経路重みとを推定する方法に関する。各ＲＡＫＥフィンガーにおいて、早い時点および遅い時点で、受信された信号列と、局所的に生成された対応する信号列との相関をとり、相関信号から、エラー信号を形成し、エラー信号に応じて、受信された信号列のサンプリングクロックまたはサンプリング時間を変更する。本発明の主要構想は、当該ＲＡＫＥフィンガーの経路重みが分かっていなくても、制御ループにおけるエラー信号を、経路重みに関してスケーリングが不変となるように、すなわち、エラー信号の信号強度が、基本的に、ＲＡＫＥフィンガーの経路重みに依存していないように、形成できるということである。サンプリングタイミングエラーは同じであり、経路重みが異なる場合は、エラー信号は、基本的に同じ大きさである。

エラー信号Ｓは、経路重みａに関してスケール変化してはならないということは、数学的に：
Ｓ＝ｆ（ａｚ₋，ａｚ_＋）＝ｆ（ｚ₋，ｚ_＋）および、
ｚ_＋＝ｚ₋に対してはＳ＝ｃ（ｃは任意の実数）、
ｚ_＋＞ｚ₋に対してはＳ＞ｃ、ｚ_＋＜ｚ₋に対してはＳ＜ｃ
と表せる。

この条件によって、エラー信号Ｓの強度は、経路重みａに依存しなくなる。

２つの相関信号ｚ₋・ｚ_＋が形成される間は、経路重みが変更されないものとする。この前提は、第３世代の移動式無線システムに該当する。

スケーリングが不変であるエラー計算Ｓのための好ましい第１実施形態は：
Ｓ＝（ｚ₋−ｚ_＋）／（ｚ₋＋ｚ_＋）
である。サンプリングタイミングエラーが同じであり、経路重みが異なっている場合は、計数器の相関信号の差は異なる大きさである。しかしながら、分母には、同じく経路重みａにスケーリングする量、つまり、相関信号の和が含まれているので、エラー信号Ｓは、経路重みａに対して不変になる。インコヒーレントな受信では、ｚ₋およびｚ_＋は、相関信号の二乗である。

エラー補正のための第２実施形態では、エラー信号Ｓは、
Ｓ＝ａｔａｎ（ｚ_＋／ｚ₋）、または、Ｓ＝ａｔａｎ（ｚ₋／ｚ_＋）
によって計算される。

最初に記載した式において、ｚ₋＝０で特異性が生じる可能性はない。２つの関数は、大きな、または、非常に小さな比率ｚ＋／ｚ−に対しては平らになる。

本発明の改善されたエラー計算方法によれば、制御ループの決定特性および収束特性は、全てのＲＡＫＥフィンガーに対して基本的に等しくなる。さらに、エラー計算式を適切に選択することにより、以下でさらに説明するように、ＲＡＫＥフィンガーの誤った配置を検出できる。

さらに、本発明は、エアーインターフェースの時変経路を介して伝送されるデジタルデータ信号を、複数のＲＡＫＥフィンガーを有するＲＡＫＥ受信機部分を用いて処理する装置であって、各ＲＡＫＥフィンガーには、タイミングエラー検出器と補間器とが備えられており、タイミングエラー検出器（検出手段）は、サンプリングタイミングエラーを検出し、基本的には経路重みに依存しないエラー信号を形成し、エラー信号を、サンプリング時間補正手段、好ましくは、補間器に伝送し、補間器は、エラー信号に応じて、データ信号のサンプリングクロックを変更する。

上記タイミングエラー検出器は、早／遅相関器を備えていてもよい。この早／遅相関器は、早い時点および遅い時点で、受信した信号列と、局所的に生成された対応する信号列との相関をとるための２つの相関器を備えている。また、このタイミングエラー検出器は、エラー信号を計算するためのエラー計算ユニットをさらに備えていてもよい。

タイミングエラー検出器および補間器は、開制御ループの一部でもよい。この開制御ループでは、一回きりの工程で、受信した信号列からサンプリングタイミングエラーが検出され、対応するエラー信号が、補間器へ伝送される。同様に、タイミングエラー検出器および補間器は、閉制御ループの一部であってもよい。閉制御ループでは、エラー信号が、複数の反復で、０になるように、または、所定の閾値を下回るように制御される。

本発明の装置では、ＲＡＫＥ受信機部分の全てのＲＡＫＥフィンガーが、ハードウエアによって実現されている必要はない。むしろ、ＲＡＫＥ受信機部分にある単一のＲＡＫＥフィンガーだけが、ハードウエアに実施されていてもよい。上記単一のＲＡＫＥフィンガーは、ＲＡＫＥフィンガーの数に対応する単位時間毎の時間間隔の数のための多重モードで使用される。

図面を参考にして以下で本発明を詳しく説明する。図１ａおよび図１ｂは、原則的に従来技術で知られている、（ａ）開制御ループおよび（ｂ）閉制御ループを示す図である。図２は、エラー信号Ｓを本発明に基づいて計算するための早／遅相関器を有するタイミングエラー検出器を示す図である。図３ａ、図３ｂ、図３ｃは、パルス成形された２つのサンプルの生成を、パルス成形装置の自動相関関数に依存して示す図である。図４ａ、図４ｂは、（ａ）送受フィルターの無い場合と（ｂ）送受フィルターのある場合との典型的なエラー関数のための本発明に基づくエラー信号の変化を示す図である。

図２に、本発明に基づく、タイミングエラーを決定し、エラー信号Ｓを計算するためのＵＭＴＳ受信機のタイミングエラー検出器５を概略的に示す。タイミングエラー検出器５は、早／遅相関器を備えている。早／遅相関器では、既知のように、符号生成器５１において、局所的に生成される拡散列が、同じ量だけ、データ信号のサンプリング位相の前と後とに、位相シフトされる。その結果、拡散列Ｃ_＋、Ｃ₋が生成される。これらの拡散列は、相関器５２・５３に供給される。これらの相関器５２・５３では、オーバーサンプリングされたデータ信号列が逆拡散される。その結果、相関信号ｚ_＋、ｚ₋が生成される。これらの相関信号から、絶対値二乗回路素子５４・５５において、絶対値の二乗が生成される。続いて、これらの信号が、ローパスフィルター５６・５７へ供給される。ローパスフィルター５６・５７の出力信号は、エラー計算ユニット５８へ入力される。

図３に、サンプリングパルス成形器の自動相関関数に基づく様々なサンプリング状態を示す。図面では、Δ＝Ｔｃ／４、つまり、チップ時間の４分の１である。しかしながら、通常は、Δ＝Ｔｃ／２が使用される。

図３ａに、正しい時間でサンプリングした理想的な場合を示す。正しい時間でサンプリングした場合は、第１サンプリング値ｚ（ｔ＋Δ）（＝ｚ_＋）と、第２サンプリング値ｚ（ｔ−Δ）（＝ｚ₋）との高さが正確に同じ高さである。図３ｂに、遅いサンプリングの状況を示す。この状況では、先行するサンプリング値ｚ（ｔ＋Δ）は、後続のサンプリング値ｚ（ｔ−Δ）よりも低い値を有している。図３ｃに、その逆の状況を示す。この状況では、サンプリングの行なわれるのが早すぎる。この場合は、第１サンプリング値ｚ（ｔ＋Δ）が、後続のサンプリング値ｚ（ｔ−Δ）よりも大きい。自動相関関数の強度は、経路重みａの尺度と考えてもよい。ＲＡＫＥフィンガーの制御ループでは、できることなら、図３ａに示す状態が達成されることが好ましい。これらのグラフから、ＲＡＫＥフィンガーの制御ループにおける均等な収束を達成するために、早くサンプリングされた信号と遅くサンプリングされた信号との間の初期の差が経路重みに関連付けられるということがよくわかる。

エラー計算のための第１実施形態では、Ｓは、
Ｓ＝（ｚ₋−ｚ_＋）／（ｚ₋＋ｚ_＋）
となる。

つまり、相関信号の差は、その和にも関連付けられている。図３ａ〜図３ｃのグラフから分かるように、相関信号ｚ₋及びｚ_＋の和は、自動相関関数の強さに対する尺度、つまり、経路重みに対する尺度とみなしてもよい。経路重みが大きければ大きいほど、相関信号の和も大きくなる。相関信号の差は、経路重みにスケーリングするので、２つのものからの商は、経路重みａに関してスケーリングが不変であるということが明らかとなる。

エラー計算のための第２実施形態では、Ｓは、
Ｓ＝ａｔａｎ（ｚ_＋／ｚ₋）または
Ｓ＝ａｔａｎ（ｚ₋／ｚ_＋）
によって得られる。図４ａおよび図４ｂに、それぞれ２つの関数を示す。図４ａに、送受フィルターを無視したエラー関数を示し、図４ｂに、送受フィルターを考慮したエラー関数を示す。２つの関数は、大きなまたは非常に小さな比率ｚ_＋／ｚ₋に対して平らになることが分かる。

本発明の有利な発展形態では、上記および図４ａ・図４ｂに示すエラー関数を、ＲＡＫＥフィンガーの誤った位置合わせ、すなわち、誤った経路遅延時間を検出し、どの方向に経路をシフトするべきかを警告するために使用できる。経路遅延時間および経路重みの推定では、例えば、ノイズがエラーを発生させる可能性があり、経路遅延時間は、±Ｔｃ／２または±Ｔｃだけ誤って決定される。従って、この場合は、ＲＡＫＥフィンガーだけが誤って位置合わせされる。このことは、±Ｔｃ／２よりも大きな値だけ誤った信号のサンプリングに対応する。この状態は、ビット誤り率の悪化につながるので回避する必要がある。この状態は、関数Ｓの最大値（最小値）から決定できる。エラー計算ユニット５８によって決定されるＳの値が、最大値に一致するならば、経路は、少なくともＴｃ／２だけ誤って配置されている。同じことが、最小値にも当てはまる。Ｓの符号から、経路をどの方向にシフトするべきかを推論できる。シフトの量は分からない。エラー計算ユニット５８は、ＲＡＫＥフィンガーの配置のために専用のＲＡＫＥ受信機の機能ユニットに、経路をＴｃ／２だけシフトする必要があるということと、シフトの方向とを示す。従って、経路遅延時間を直ちに再決定する必要がなくなる。補正後、Ｓが新しい値となる。経路の誤配置が、Ｔｃ／２よりも大きかったら、Ｓを再び最大値としてもよい。つまり、ＲＡＫＥフィンガーの誤配置の決定および警告という既述の工程を繰り返す。上記のような補正を複数回行なった後もＳが低減されない場合は、経路遅延時間を新たに特定する必要がある（遅延特性）。典型的には、経路の誤配置はＴｃ／２だけであると考えられるので、通常は、上記のような工程で充分である。当該エラー間隔または時間間隔において逆関数が一対一で対応している限り、原則的に、本発明に基づいて定義された全てのＳ関数を、本発明の発展形態に使用できる。つまり、エラー値から、それに関連するスキューを推測できるはずである。当該経路のチャネル係数は分からないので、それがエラー値の大きさに対して影響を有していてはならない。

送受信フィルターが、分析で考慮される場合は、上記エラー関数に対して、図４ｂに示す信号Ｓの変化が生じる。はっきりとした平たさはないが、Ｓ＞Ｓ（ｔ＝ｔ_０）である場合は、依然として、上記方法工程を使用してもよい。関数Ｓは、ｔ＞ｔ_０においてＳ（ｔ）＝ｃｏｎｓｔが適用されるように変更される。このことにより、エラー検出器の動作領域は、一対一対応の領域に限定されてしまう。従って、この方法のためには、関数ａｔａｎが特に有利である。なぜなら、上記領域の限定が非常に少ないからである。エラー検出器の動作領域は、少なくとも±Ｔｃ／４であることが好ましい。その結果、Ｓの限定は問題とならない。

本発明は、図１ａに示す開制御ループにおいて特に有利に使用できる。なぜなら、図に示したチャネル推定器４が、この制御ループ内では不要となるからである。しかしながら、本発明は、同じく、図１ｂに示す閉制御ループにも使用できる。

基本的に従来技術で知られている開制御ループを示す図である。基本的に従来技術で知られている閉制御ループを示す図である。エラー信号Ｓを本発明に基づいて計算するための早／遅相関器を有する時間エラー検出器を示す図である。パルス成形された２つの走査値の生成をパルス成形装置の自動相関関数に依存して示す図である。パルス成形された２つの走査値の生成をパルス成形装置の自動相関関数に依存して示す図である。パルス成形された２つの走査値の生成をパルス成形装置の自動相関関数に依存して示す図である。送受フィルターが無い場合の典型的なエラー関数のための本発明に基づくエラー信号の変化を示す図である。送受フィルターがある場合の典型的なエラー関数のための本発明に基づくエラー信号の変化を示す図である。

Claims

エアーインターフェースの時変経路を介して伝送されるデジタルデータ信号を、複数のＲＡＫＥフィンガーを有するＲＡＫＥ受信機部分を含む移動式無線受信機において処理する方法であって、
ＲＡＫＥフィンガーに割り当てられるエアーインターフェースの経路を繰り返し見出し、見出された各経路に関して、経路遅延時間と経路重み（ａ）とを推定し、
各ＲＡＫＥフィンガーにおいて、受信され、サンプリングされた信号列のサンプリングタイミングエラーを検出し、エラー信号（Ｓ）を生成し、エラー信号（Ｓ）に応じて、信号列のサンプリングクロックまたはサンプリング時間を変更し、
このときエラー信号（Ｓ）が、基本的にＲＡＫＥフィンガーの経路重み（ａ）に依存していない方法。
各ＲＡＫＥフィンガーにおいて、より早い時点およびより遅い時点で、受信された信号列と、局所的に生成された対応する信号列との相関をとり、相関信号（ｚ₋，ｚ_＋）から、基本的に経路重みに依存しないエラー信号（Ｓ）を形成することを特徴とする、請求項１に記載の方法。
上記サンプリングクロックの変更を、エラー信号（Ｓ）を使用する信号列のデータ値の補間によって行なうことを特徴とする、請求項１または２に記載の方法。
上記エラー信号（Ｓ）を、Ｓ＝（ｚ₋−ｚ_＋）／（ｚ₋＋ｚ_＋）によって形成することを特徴とする、請求項１〜３の１項に記載の方法。
上記エラー信号を、
Ｓ＝ａｔａｎ（ｚ_＋／ｚ₋）または
Ｓ＝ａｔａｎ（ｚ₋／ｚ_＋）
によって形成することを特徴とする、請求項１〜３の１項に記載の方法。
ベースバンドに混合されたデータ信号をオーバーサンプリングし、
オーバーサンプリングされたデータ信号をＲＡＫＥ受信機部分へ伝送することを特徴とする、請求項１〜５の１項に記載の方法。
開制御ループにおいて、一回きりの工程によりエラー信号（Ｓ）を形成し、エラー信号（Ｓ）を基礎として信号列のサンプリングクロックを変更することを特徴とする、請求項１〜６の１項に記載の方法。
閉制御ループにおいて、エラー信号（Ｓ）を、複数の反復工程により、０になるように、または、所定の閾値を下回るように制御する、請求項１〜６の１項に記載の方法。
上記エラー信号（Ｓ）の決定された値から、ＲＡＫＥフィンガーの経路遅延時間が正しくないと決定し、経路遅延時間をどれだけの量、どの方向に補正するかを示す信号を生成することを特徴とする、請求項１〜８の１項に記載の方法。
ＵＭＴＳ標準で使用し、
上記信号によって、量Ｔｃ／２（Ｔｃチップ時間）だけ経路遅延時間の補正を行なうべきことを示すことを特徴とする、請求項９に記載の方法。
各ＲＡＫＥフィンガーにおいて実施される工程を、１つの同じハードウエアユニットを用いて実施し、
ハードウエアユニットを、ＲＡＫＥフィンガーの数に対応する数の単位時間の時間間隔において多重モードで使用することを特徴とする、請求項１〜１０の１項に記載の方法。
エアーインターフェースの時変経路を介して伝送されるデジタルデータ信号を、複数のＲＡＫＥフィンガーを有するＲＡＫＥ受信機部分を用いて処理し、ＲＡＫＥ受信機部分は、ＲＡＫＥフィンガーに割り当てられるエアーインターフェースの経路を繰り返し見出し、見出された経路に関して経路遅延時間と経路重み（ａ）とを推定するように設計されている装置であって、
各ＲＡＫＥフィンガーに、検出手段（５）とサンプリング時間補正手段（６）とが備えられており、
検出手段（５）は、サンプリングタイミングエラーを検出し、基本的に経路重みに依存していないエラー信号（Ｓ）を形成し、エラー信号（Ｓ）を、サンプリング時間補正手段（６）へ伝送し、サンプリング時間補正手段（６）は、上記エラー信号（Ｓ）に応じて、データ信号のサンプリングクロックまたはサンプリング時間を変更する装置。
上記検出手段（５）は、早／遅相関器を備え、
上記早／遅相関器は、早い時点および遅い時点で、受信した信号列と、局所的に生成されて対応する信号列との相関をとるための２つの早／遅相関器（５２，５３）を備え、
上記検出手段（５）は、エラー信号（Ｓ）を計算するためのエラー計算ユニット（５８）を備えていることを特徴とする、請求項１２に記載の装置。
上記サンプリング時間補正手段は、補間器（６）を備えていることを特徴とする、請求項１２または１３に記載の装置。
上記エラー計算ユニット（５８）は、エラー信号（Ｓ）を、
Ｓ＝（ｚ₋−ｚ_＋）／（ｚ₋＋ｚ_＋）によって計算するように設計されていることを特徴とする、請求項１４に記載の装置。
上記エラー計算ユニット（５８）は、エラー信号（Ｓ）を、
Ｓ＝ａｔａｎ（ｚ_＋／ｚ₋）または
Ｓ＝ａｔａｎ（ｚ₋／ｚ_＋）
によって計算するように設計されていることを特徴とする、請求項１４に記載の装置。
上記検出手段（５）および上記サンプリング時間補正手段（６）は、開制御ループの一部であり、上記開制御ループでは、一回きりの工程において、エラー検出器（５）によってサンプリングタイミングエラー時間が検出され、補間器（６）へ伝送され、補間器（６）を介して、サンプリングクロックが変更される、請求項１２〜１６の１項に記載の装置。
上記検出手段（５）および上記サンプリング時間補正手段（６）は、閉制御ループの一部であり、
閉制御ループでは、エラー信号（Ｓ）が、複数の反復工程で、０になるように、または、所定の閾値を下回るように制御されることを特徴とする、請求項１２〜１６の１項に記載の装置。
サンプリングユニット（２）を備え、サンプリングユニット（２）を用いて、ベースバンド信号に混合された受信信号をオーバーサンプリングすることを特徴とする、請求項１２〜１８の１項に記載の装置。
上記エラー計算ユニット（５８）は、エラー信号（Ｓ）が所定の最大値または最小値に達している場合は経路遅延時間の変更を開始するための信号を出力するように設計されていることを特徴とする、請求項１３〜１９の１項に記載の装置。
ＵＭＴＳ標準で作動し、
エラー計算ユニット（５８）から出力された信号は、±Ｔｃ／２（Ｔｃチップ時間）だけ経路遅延時間を変更することを特徴とする、請求項２０に記載の装置。
ＲＡＫＥフィンガーに含まれるハードウエアユニットは、それぞれ、ハードウエア内に簡単に構成されたものであり、
ハードウエアユニットは、ＲＡＫＥフィンガーの数に対応する数の時間間隔において動作可能であることを特徴とする請求項１２〜２１の１項に記載の装置。
請求項１２〜２２の１項に記載の装置を含む移動式無線受信機。