CN1797973A - 减少虚警率的信号捕获设备和方法 - Google Patents

Abstract

公开了一种用于减少虚警率的信号捕获设备和方法。该设备包括：比较器，用于通过对接收信号的相关值与第一阈值进行比较来检测第一峰值，并基于不同于第一阈值的第二阈值在检测到的第一峰值的采样间隔中检测第二阈值。因此，信号基于检测到的第二峰值的数量而被捕获。因此，甚至在高SNR情况下也可减少由于噪声导致的虚警率同时维持检测概率。

Description

减少虚警率的信号捕获设备和方法

                        技术领域

与本发明一致的设备和方法涉及一种移动通信系统。更具体地说，本发明涉及一种当接收器检测接收数据的同步时减少虚警率的信号捕获设备和方法。

                        背景技术

在普通移动突发通信系统中，在捕获接收的信息之前，接收端应该捕获码元同步。典型地，码元同步的捕获采用匹配滤波器或自适应相关器。在匹配滤波器或自适应相关器的尾端，提供检测器以确定同步信号存在或不存在。

码元同步的捕获对于扩频接收器来说是关键的。可通过主动方案、被动方案、或这两种方案的组合来检测同步捕获。被动方案使用与扩频码相匹配的滤波器，也就是说，使用匹配滤波器。匹配滤波器的输出被输入到确定是否同步的阈值检测器。阈值的选择极大地影响了主动和被动同步捕获的性能。

传统的扩频通信系统利用PN码或根据PN码进行稍微修正的码。对于PN码的同步捕获而言，采用模拟电路或数字电路的设备通过利用PN码的相关特性来检测相关值最大或超过阈值的时间。

在普通的突发传输系统的情形中，因为不知道突发的开始点，所以将相关峰值确定为匹配滤波器的输出的最大值以捕获接收的信号的同步的做法是有风险的。因此，在指定合适的阈值之后，当匹配滤波器的输出超过指定的阈值时，相关峰值被确定。

传统的同步捕获方法利用在一个周期或PN码的一部分的周期期间接收的PN码与接收器生成的PN码之间的相关值。因此，相关值受到的影响与由于信道中的噪声或干扰而产生的误码的量成比例。结果，会引起错误的同步捕获。就概率而言，错误的同步捕获的概率并非为零。因为误码根据信道状态而产生，所以理想的相关值与实际的相关值有差别。因此，甚至当其被同步时，也可能根据确定同步捕获的相关值的阈值做出同步没有被捕获的确定，这被称为漏检概率(missing probability)。反之，甚至当其实际上没有被同步时，也可能确定同步捕获，这被称之为虚警率(false alarm probability)。在此方面，根据应用的系统，需要同步电路的验证过程。也就是说，由于信道情况而产生的误码成比例地影响估计同步捕获的相关值，因此在系统设计中成为关键条件。

为此，已经提出一些方法以确定用于有效的同步捕获的相关值。一种方法计算在码元周期期间与阈值的交点，增加或减少阈值，从而获得期望的数量的交点。值得注意的是，该方法需要几个周期，仅适合于码元捕获的特定情形。

同时，使用线性有限冲击响应(FIR)滤波器来大致计算噪声的方差。噪声的方差或干扰是可预测的，但需要关于信道状态的阈值的确定知识。例如，使用通过加性高斯白噪(AWGN)信道的判决变量的瑞利散射来确定恒虚警率(CFAR)。此时，需要参考信道滤波器，其应该与期望的信道正交。如果生成的码元的参考信道冲击响应的失衡(unbalance)与扩频码的冲击响应不匹配，则其在噪声环境中使用良好，但可能会在诸如CW干扰的干扰环境中出现问题。

例如，当采用与码元正交的补码对(supplementary code pair)和码元对(code pair)时产生这样的问题。典型地，用于获得恒虚警概率的每一方法要求信道状态的先验知识，诸如噪声方差、码分多址(CDMA)系统中的其它用户的数量、以及干扰因素。

确定阈值的传统方法中的一种方法利用非相干匹配滤波器码元同步捕获结构。匹配滤波器的输出信号与扩频码的自相关函数(ACF)成比例。根据至少码片速率对包络检测器的输出执行采样。比较器使用阈值T_h以确定输出是“0”还是“1”。当阈值与在零时延的相关值相交时，其输出被检测。反之，当阈值与在其它时延相关的值相交时，虚警被检测。排序滤波器(rank filter)按升序对N元匹配滤波器的输出采样进行排序，并根据N(窗口长度)和预定义的位置K获得阈值。可基于式1得到虚警率。

[式1]

$P_{\mathrm{fa}}=\frac{N-K+1}{N}$

假如根据K＝N/2来计算阈值，其结果在采样集的中间，P_fa大约是0.5。时延是采样集的一半，即N/2个采样。按码片速率给定新的阈值。

具体地说，用于同步的PN码被输入到匹配滤波器，并与存储在接收器中的用于同步的PN码逐比特地进行比较。当两种码元的相应的比特相同时，输出“1”，而当相应的比特不同时，输出“0”。因此，当两种码元的最多比特匹配时，输出最大数量的“1”，并且匹配滤波器的输出值通过包络检测器被转换为能量值X。换句话说，当PN码相同并且完全按时间匹配时，产生很高的相关值，因此，生成最大能量值。反之，由于产生十分低的相关值，所以生成相对小的能量值。

除了如上所述的在同步电路中使用匹配滤波器的被动方案之外，主动方案采用互相关器。使用互相关器可加快检测速度，但与匹配滤波器相比，要经历复杂的实现。然而，两种方案产生相同的结果。

如上所述，能量值可使用设置的阈值来确定PN同步是否匹配。

然而，此时，可能错误计算的是：甚至当没有期望的码元时也执行同步。涉及误算概率的参数是虚警概率。阈值确定方法已在开发中，以修正虚警概率，并使检测概率最大。

一种阈值确定方法是修正的阈值确定方法。该方法将阈值修正到在初始码元同步时接收的背景噪声的能量值的提取的值，并确定其是否被码元同步。然而，修正的阈值方法不仅对无线信道环境的背景噪声的每一改变在码元同步捕获中而且在多径信道中导致各种问题。简而言之，该方法对于信道环境的改变表现出较差的适应性。

另一方法对已经通过匹配滤波器或相关器的接收的码元信号的N元输出值进行平均，并使用该平均值作为阈值。在均匀无线信道环境中，也就是说，当背景噪声是独立于幅度的常数时，该方法表现出最佳的性能。然而，当背景噪声改变时，对于接收的码元，码元同步时间周期可能被加长，或者虚警率可能增加。此外，由于任意N元窗口包含多径信道中的多径信号，所以阈值被增加，并且码元同步时间周期被加长。

另一方法在接收端的匹配滤波器或相关器处理接收的码元信号，对N元输出值排序，并使用具有特定幅度的值作为码元同步阈值。该方法在多径信道中表现出优异的性能，但与上述另一方法相比，在均匀信道环境中加长了码元同步捕获时间。

下面提供阈值与虚警概率之间的关系。本领域技术人员公知的是，在设置高阈值以减少虚警概率的情形中，同步检测概率降低。反之，在设置低阈值以增加同步检测概率的情形中，获得高同步检测概率，但虚警概率也增加。

因此，维持虚警概率低于预设值并且使同步检测概率最大是非常重要的。

图1是具有恒虚警概率的传统的信号捕获设备的框图。参照图1，传统的信号捕获设备包括：匹配滤波器100、接收功率估计器110、绝对值计算器120、乘法器130、比较器140。接收的模拟信号通过模数转换器(未示出)，并被输入到匹配滤波器100和接收功率估计器110。

匹配滤波器100输出如前所述的相关值，匹配滤波器100的输出值被发送到绝对值计算器120以获得其绝对值。结果，相关值的幅度被输出。

例如，假定接收的数字信号是r_i，那么匹配滤波器100的输出值可表示为式2。

[式2]

假定根据匹配滤波器100的输出计算的绝对值是C_k，则C_k可表示为式3。

[式3]

$C_k={\left|\underset{i=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{r}_i{c}_{N-1}^{*}\right|}^2$

在具有突发大小M的从0到M-1的间隔中的得到的值Y可表示为式4。

[式4]

$Y=\underset{k=0}{\overset{M-1}{\mathrm{\Σ}}}{C}_k$

接收功率估计器110测量关于接收信号的功率。根据接收信号r_i，测量的接收的功率Z可表示为式5。

[式5]

$Z=\underset{i=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{\left|r_i\right|}^2$

如式5所示，接收功率估计器110的输出值在乘法器130被乘以常数T，得到的值被输入到比较器140。常数T是调节到目标虚警概率的比例值。

比较器140对式4中的绝对值计算器120的输出值与式5中的接收功率估计器110的输出与常数T的乘积进行比较。根据比较的结果，当绝对值计算器120的输出值大于乘法器130的输出值时，同步捕获被确定。

图2和图3是示出图1的CFAR检测器的输出值的曲线图。

图2是示出具有恒虚警概率的传统的信号捕获设备的输出值的曲线图。参照图2，图1的匹配滤波器100的输出的幅度201按包生成第一峰值203。因此，阈值202基于接收功率估计器110的输出被修正，从而有效地检测同步。

图3是对图2的一个包进行放大的曲线图。在图3中，如前所述，由于诸如噪声和多径的信道情况的影响而导致在第一峰值203的附近生成第二峰值。此外，在远离第一峰值203的地方生成其它第二峰值301和302。

在第一峰值203周围的第二峰值主要是由于多径而导致的。可以看出，在第一峰值203检测到同步。因为由于噪声而导致的第二峰值301和302远离第一峰值301而生成，所以同步可能被确定，也就是说，虽然其不是真实的同步点，但可能基于低阈值202做出虚警。

如上所述，阈值202的增加减少了虚警率，但降低了信号检测概率。反之，因为在实际的同步没有被执行的第二峰值301和302远离第一峰值203而生成，所以阈值202的减少不仅增加了信号检测概率，还增加了虚警率。

如果使用接收信号的信噪比(SNR)的函数来确定阈值，则可得到最佳的结果，但在实际中是不可行的。因此，使用如在CFAR检测中的接收信号的功率来自适应地确定阈值，然后可获得具有所有SNR的CFAR的特性。

通常，虚警当噪声伴随信号而出现时比在仅出现噪声时更大地影响同步捕获的性能。由于对于低SNR，检测概率低，所以虚警率受影响较小。对于高SNR，因为检测概率几乎是1，所以可能在错误的位置生成虚警。作为不利的结果的是，检测概率性能恶化。

为了减轻虚警的影响，在包检测之后执行验证过程以对信号执行双重停留(double-dwell)。这要求两倍的信号捕获时间。通过该方法，由于噪声导致的虚警可被减少，但当每一间隔中的检测概率不是1时，总的检测概率可能下降。

由于不仅由于误比特而且由于在包检测中的虚警而导致的误包率(PER)，因此需要一种新方法来减少虚警率，同时保持检测概率。

                         发明内容

提供本发明以解决在传统装置中发生的上述和其它问题和缺点，本发明的一方面提供一种用于减少虚警率的信号捕获设备和方法，当在远离超过阈值的第一峰值的特定间隔检测到第二峰值的生成时，其确定信号是否被检测。

本发明的另一方面提供一种用于减少虚警率的信号捕获设备和方法，当第一峰值超过阈值而生成，而在远离第一峰值的特定间隔中按另一阈值检测到第二峰值的生成时，其确定信号是否被检测。

为了实现本发明上述方面和/或特点，提供一种用于减少虚警率的信号捕获设备，该设备包括：匹配滤波器，用于计算接收信号的相关值；绝对值计算器，用于根据匹配滤波器的输出值计算绝对值，并输出相关值的幅度；接收功率估计器，用于测量接收信号的功率；比例因子选择器，用于选择第一比例因子，其将被应用于在接收信号的第一峰值检测中的第一阈值，并选择不同于第一比例因子的第二比例因子，在第一峰值检测之后，其将被应用于第二峰值检测中的第二阈值；乘法器，用于将接收功率估计器的输出值和由比例因子选择器选择的比例因子相乘；比较器，用于对绝对值计算器的输出值与乘法器的输出值进行比较；以及峰值计数器，用于根据比较器的比较结果在采样间隔中对来自绝对值计算器的输出值超过第二阈值的第二峰值的数量进行计数。

信号捕获设备还可包括：模数转换器，用于将接收的模拟信号转换为数字信号。

当接收功率比较器的输出值超过根据由比例因子选择器选择的第一比较因子生成的第一阈值时，比较器可确定第一峰值检测。在第一峰值检测之后，比较器可将比例因子选择器的比例因子改变为第二比例因子。

当在采样间隔中检测到的被计数的第二峰值的数量超过预设的参考值时，峰值计数器可做出在采样间隔中信号被检测到的最终确定。

当在采样间隔中检测到的被计数的第二峰值的数量没有超过预设的参考值时，峰值计数器可将比例因子选择器的比例因子改变为第一比例因子，并重新执行第一峰值检测。

第二阈值可小于第一阈值。第二比例因子可小于第一比例因子。

第一比例因子可被设置为满足目标虚警率。第二比例因子可按自适应阈值大于噪声平均功率的方式来设置。

可基于时延曲线特性来确定采样间隔。

信号捕获设备还可包括：滑动平均计算器，用于通过对根据来自绝对值计算器的输出值的预定义的幅度进行滑动平均来计算判决变量。所述预定义的幅度可取决于由信道弥散的能量区间的大小而被确定。

根据本发明的一方面，用于减少虚警率的信号捕获方法包括：通过将接收信号的相关值与第一阈值进行比较来检测第一峰值；基于不同于第一阈值的第二阈值来在检测到的第一峰值的采样间隔中检测第二峰值；以及基于检测到的第二峰值的数量来确定信号是否被捕获。

第一峰值的检测包括：设置用于生成第一阈值的比例因子作为第一比例因子；计算通过对接收信号进行匹配滤波而输出的相关值的绝对值；测量接收信号的强度；以及当相关值的绝对值大于作为接收信号和第一比例因子的乘积的第一阈值时，确定第一峰值检测。

信号捕获方法还可包括：在计算绝对值之后，通过对来自相关值的绝对值的预定义的幅度进行滑动平均来计算判决变量。所述预定义的幅度可取决于由信道弥散的能量区间的大小而被确定。

第一比例因子可被设置为满足目标虚警率。第一峰值的检测可关于接收信号突发而被重复。

第二峰值的检测包括：设置用于生成第二阈值的比例因子作为第二比例因子，其不同于第一比例因子；在采样间隔中关于每一采样，计算通过对接收信号进行匹配滤波而输出的相关值的绝对值；测量接收信号的强度；以及当相关值的绝对值大于接收信号与第二比例因子的乘积时确定第二峰值检测。

信号捕获方法还可包括：在计算绝对值之后，通过对来自相关值的绝对值的预定义的幅度进行滑动平均来计算判决变量。所述预定义的幅度可取决于由信道弥散的能量区间的大小而被确定。

第二比例因子可按自适应阈值大于噪声平均功率的方式来设置。第二比例因子可小于第一比例因子。

基于检测到的第二峰值的数量来确定信号是否被捕获的步骤可包括：对检测到的第二峰值进行计数；以及当在采样间隔中被计数的第二峰值的数量大于预设的参考值时，确定信号捕获。

当在采样间隔中计数的第二峰值的数量没有超过预设的参考值时，可重新执行信号捕获。

信号捕获方法还可包括：将接收的模拟信号转换为数字信号。

当接收功率估计器的输出值超过第一阈值时，可确定第一峰值检测。在第一峰值检测之后，阈值可从第一阈值改变为第二阈值。

当在采样间隔中计数的第二峰值的数量没有超过预设的参考值时，通过改变到第一阈值，可重新执行第一峰值检测。

第二阈值可小于第一阈值。采样间隔可基于时延曲线特性来确定。

本发明采用多重停留(multiple-dwell)与多阈值以减少虚警率，同时在信号检测期间维持检测性能。

典型地，由于噪声而导致的虚警根据其特性而随机地生成。因此，这样的虚警离散地出现，而不是连续地出现。同时，根据时延曲线，在多径信道环境中产生连续的相关峰值。本发明利用这些性质来检测超过阈值的第一峰值，并且当在第一峰值的特定范围内生成连续的第二峰值时，确定信号检测。否则，第一峰值被考虑为由于噪声而导致的峰值。用于第二峰值检测的阈值不同于用于第一峰值检测的阈值。

在相关峰值超过阈值的情形中，通过使用多重停留，当在从相应的点的特定间隔中存在超过阈值的峰值时，确定信号出现。反之，则做出由噪声导致峰值的确定，因此，可降低虚警率。

甚至当信号存在时，根据时延曲线，因为连续相关峰值彼此不同，所以不同的阈值被应用于各个峰值。具体地说，在初始相关峰值，基于第一阈值来检测第一峰值。基于低于第一阈值的第二阈值来检测在远离第一峰值的采样间隔中的第二峰值，用于在第一峰值的信号验证。

                         附图说明

通过下面结合附图进行的对示例性实施例的描述，本发明的上述和/或其它方面的和优点将会变得更加清楚，其中：

图1是具有恒虚警率的传统的信号捕获设备的框图；

图2是示出传统的信号捕获设备的输出值的曲线图；

图3是关于一个包的放大的图2的曲线图；

图4是根据本发明实施例的具有恒虚警率的信号捕获设备的框图；

图5是概括根据本发明一实施例的信号捕获方法的流程图；

图6是示出与传统设备相比的根据本发明一实施例的信号捕获设备的性能的曲线图；

图7是根据本发明另一实施例的具有恒虚警率并使用滑动平均的信号捕获设备的框图；以及

图8是示出与传统设备相比的根据本发明另一实施例的信号捕获设备的性能的曲线图。

                       具体实施方式

现将参照附图来更详细描述本发明的特定示例性实施例。

在下面的描述中，即使在不同的附图中，相同的标号也表示相同的部件。提供在描述中定义的主旨，诸如详细的构造和部件的描述，以便理解本发明。此外，由于公知的功能和构造将会在不必要的细节方面使本发明模糊，所以不对其进行详细描述。

图4是根据本发明一实施例的具有恒虚警率的信号捕获设备的框图。现参照图4，该信号捕获设备包括：匹配滤波器400、绝对值计算器410、接收功率估计器420、乘法器430、比较器440、比例因子选择器450、以及峰值计数器460。接收的模拟信号通过模数转换器(未示出)，并被分别发送到匹配滤波器400和接收功率估计器420。值得注意的是，可采用相关检测器来代替匹配滤波器400。

匹配滤波器400输出接收信号的相关值。绝对值计算器410计算匹配滤波器400的输出值的绝对值，并输出相关值的幅度。值得注意的是，匹配滤波器400的输出是复数值，而绝对值计算器410的输出值是实数值。

例如，假定接收的数字信号是r_i，则匹配滤波器400的输出值表示为如上所述的式2。此外，假定匹配滤波器400的输出的绝对值是C_k，则在具有幅度M的突发的从0到M-1的间隔中的得到的值Y表示为式4。

接收功率估计器420计算接收信号的功率。对接收信号r_i测量的接收功率Z表示为如上所述的式5。

如式5所示的接收功率估计器420的输出值在乘法器430被乘以常数T，并被发送到比较器440。常数T是调节到目标虚警概率(目标虚警率)的比例因子。在本发明一实施例中，使用不同的比例因子，从而在第一峰值检测和第二峰值检测中应用不同的阈值。具体地说，比例因子选择器450对于接收信号以将被应用于第一峰值检测中的第一阈值的第一比例因子T₁对接收功率比较器420的输出值进行比例化。在第一峰值检测之后，比例因子选择器450以不同于第一比例因子T₁的将被应用于第二峰值检测中的第二阈值的第二比例因子T₂对输出值进行比例化。简而言之，乘法器430将接收功率估计器420的输出值和由比例因子选择器450选择的比例因子(例如T₁或T₂)相乘。

在第一峰值检测中，比较器440将如式4所示的绝对值计算器410的输出值与通过将接收功率估计器420的输出值与第一比例因子T₁相乘得到的第一阈值Th_1进行比较。根据比较的结果，当绝对值计算器410的输出值超过第一阈值Th_1时，做出第一峰值被检测的确定。

如上所述，在第一峰值的特定间隔中生成多个第二峰值，确定由于多径导致第二峰值，并完成信号检测。否则，确定由于噪声导致第一峰值，并重新执行信号检测。

当根据比较器440的比较来检测第一峰值时，比较器440将第一峰值检测通知给比例因子选择器450。根据比较器440的第一峰值检测，比例因子选择器450将输入到乘法器430的比例因子选择为用于输出第二阈值Th_2的第二比例因子T₂。

第二阈值Th_2用于检测在第一峰值附近的第二峰值。因此，优选地将第二阈值Th_2设置为低于第一阈值Th_1。相应地，第二比例因子T₂被设置为低于第一比例因子T₁。

第一比例因子T₁以虚警概率满足目标值(例如P_fa＝10^-3)的方式被设置。第二比例因子T₂用于维持检测概率P_d，并且以自适应阈值超过噪声平均功率的方式被设置。也就是说，第二比例因子T₂是用于自适应阈值的平均的比例因子。

在根据第一比例因子T₁检测第一峰值之后，比例因子选择器450将第二比例因子T₂提供给乘法器430。

接下来，比较器440确定在第一峰值的检测位置在预定义的采样间隔N_T中有多少第二峰值被检测到。详细地说，比较器440对在采样间隔N_T中生成的超过根据第二比例因子T₂的第二阈值Th_2的相关值多少次进行计数。采样间隔N_T可基于接收信号的时延曲线特性而被合适地设置。

比较器440在采样间隔N_T中对于每一采样将接收功率估计器420的输出值与根据第二比例因子T₂进行比例化的第二阈值Th_2进行比较。当根据比较结果在相应的采样，绝对值计算器410的输出值超过第二阈值Th_2时，这说明生成第二峰值，并且比较器440将比较结果通知给峰值计数器460。

峰值计数器460对在相应的采样间隔检测到的第二峰值进行计数。在处于相应的采样间隔中的第二峰值的数量C超过预定义的数量(例如3到5)C₀的情形中，做出信号在采样间隔，即在第一峰值被检测到的最终确定。

已详细示出信号捕获设备。下面，参照图5描述信号捕获方法。

图5是概括根据本发明一实施例的信号捕获方法的流程图。参照图5，信号捕获方法包括：根据第一阈值Th_1的第一峰值检测操作S501到S504；在检测的第一峰值的采样间隔N_T中，根据第二阈值Th_2的第二峰值检测操作S505到S508；以及基于第二峰值的数量的信号捕获确定操作S509到S512。

对于根据第一阈值Th_1的第一峰值检测，用于生成第一阈值Th_1的比例因子T被设置为第一比例因子T₁(S501)。对接收信号进行匹配滤波，并计算根据滤波而输出的相关值的绝对值Y(S502)。测量接收信号的强度Z(S503)。

当相关值的绝对值Y大于接收信号Z和比例因子T(即第一比例因子T₁)的乘积，即大于阈值Th_1时(S504)，确定第一峰值的检测。此时，优选的是，第一峰值的检测对于接收信号突发是连续的。

在检测第一峰值之后，在检测的第一峰值的采样间隔N_T中执行根据第二阈值Th_2的第二峰值检测。对于根据第二阈值Th_2的第二峰值检测，用于生成第二阈值Th_2的比例因子T被设置为第二比例因子T₂(S505)。接下来，在第一峰值的预定义的采样间隔N_T中根据第二阈值Th_2检测第二峰值。

对于在采样间隔N_T中的每一采样，对接收信号进行匹配滤波，并计算其得到的相关值的绝对值Y(S506)。测量接收信号的强度Z(S507)。

当相关值的绝对值Y大于接收信号Z和比例因子T(即第二比例因子T₂)的乘积，即大于阈值Th_2时(S508)，确定第二峰值的检测。第二峰值检测在如上所述的采样间隔N_T中被执行(S510)。

在检测到第二峰值时，对检测到的第二峰值的数量进行计数(S509)。在检测在采样间隔N_T中的第二峰值之后，当在采样间隔N_T中被计数的第二峰值的数量C大于参考值C₀时(S511)，由于在第一峰值周围第二峰值作为时延曲线值存在，所以确定信号捕获。接下来，突发检测结束(S512)。

反之，在检测采样间隔N_T中的第二峰值之后，当被计数的第二峰值C的数量C不大于参考值C₀时(S511)，第一峰值被认为是由于噪声而导致的峰值，并重新开始信号捕获操作。

用于第二峰值检测的第二比例因子T₂比第一比例因子T₁相对小。第二比例因子T₂用于当信号损耗时通过提高在第二峰值的检测概率来防止漏检概率。

已详细描述了根据本发明一实施例的具有恒虚警概率的信号捕获设备和方法。下面，参照图6对本发明与现有技术的性能进行对比。

图6是示出根据本发明一实施例的信号捕获设备的性能与传统设备的对比的曲线图。对于用于性能比较的仿真条件，观测间隔被设置为5，峰值计数的数量被设置为2，重复数量设置为1000，频偏被设置为100KHz。

如图6所示，根据本发明一实施例的信号捕获方法在检测概率601和检测失败概率602，即漏检概率602方面与现有技术没有很大差别。

值得注意的是，尽管检测概率601维持与在现有技术相同的水平，但根据本发明一实施例的信号捕获方法极大地减少了虚警概率603。从图中可以看出，本发明将虚警概率减少了一半，从1e-3减少到5e-4。

<本发明另一实施例-应用滑动平均>

本发明另一实施例将滑动平均用于改善性能。

如上所述，在突发包传输系统中，用于包检测的信号捕获设备应该优先于其它设备被实现，并且在确定系统的误帧率中是最关键的部分。例如，由于超宽带(UWB)多频带OFDM联盟(MBOA)设置链路成功率为0.99，所以要求在任何环境中包检测器都满足这一要求。也就是说，由于在大多数情形中对每一包仅执行一次包捕获，所以信号捕获设备应该优先于其它接收器算法被实现，并具有简单的结构和改善的性能。

由于根据多径的时延曲线，所以信号的能量随时间而弥散，即使当接收器执行互相关时，平均峰值与其邻近峰值之间也没有很大差别，而且在具有相对低SNR的无线环境中，包检测是复杂的。因此，结构需要被简化以检测在特定间隔中所需的信号，而不是与其它算法相似地在包检测之后应用于下一信号。

为雷达系统或CDMA系统中的信号检测而设计的传统的CFAR检测器检测信号的精确定时。这样的传统CFAR检测器不适合于定时不是关键因素的诸如正交频分复用(OFDM)系统的系统。

根据本发明实施例，信号捕获设备可通过在由信道扩展的能量区间期间对相关输出值进行积分来减少多径信道的影响。由于不同于CDMA系统，在OFDM系统中，定时不是十分关键，所以即使相关输出被滑动平均，也不会极大地影响性能。根据本发明另一实施例的信号捕获设备与传统检测器相比，可通过收集由于信道而导致的弥散的能量来提高检测概率。

图7是根据本发明另一实施例的应用滑动平均的具有恒虚警概率的信号捕获设备。参照图7，该信号捕获设备包括：匹配滤波器400、绝对值计算器410、接收功率估计器420、乘法器430、比较器440、比例因子选择器450、峰值计数器460、以及滑动平均计算器700。值得注意的是，根据本发明此实施例的信号捕获设备通过包括滑动平均计算器700而被实现，该滑动平均计算器700将滑动平均应用于图4的绝对值计算器410的输出值。

接收信号是通过噪声或多径信道的序列，长度为N。接收信号为接收器所知。匹配滤波器400使用为接收器所知的参考信号c_i的复共轭对接收信号进行互相关。接下来，相关值的绝对值被平方。结果，绝对值计算器410的输出值被表示为如上所述的式3。

接下来，滑动平均计算器700对突发大小M进行滑动平均，并输出判决变量Y。

比较器440使用第一阈值Th_1或第二阈值Th_2与判决变量Y进行比较。由于比较器440的随后的操作与参照图4所述的相同，所以，为了简洁，将省略对其的描述。

从绝对值计算器410输出的互相关的积分值，而不是绝对值计算器410的输出值，被用于计算在比较器440中使用的判决变量Y。因此，与传统的突发检测器相比，在基于OFDM的相同条件下，检测概率可增加。此外，其可应用于具有低SNR的多径信道。

表1示出没有滑动平均的传统CFAR检测器的性能，表2示出根据本发明另一实施例的具有滑动平均的CFAR检测器的性能。

     [表1]

SNR

虚警率

	1e-2	5e-3	1e-3	5e-4	1e-4	5e-5	1e-5
								-10db	8.13e-1	7.35e-1	6.04e-1	5.07e-1	2.72e-1	2.07e-1	1.00e-1
-5db	1.00e+0	9.99e-1	9.98e-1	9.95e-1	9.72e-1	9.52e-1	8.39e-1
								0db	1.00e+0	1.00e+0	1.00e+0	1.00e+0	1.00e+0	1.00e+0	1.00e+0

                                                     [表2]

SNR	虚警率
								le-2	5e-3	1e-3	5e-4	1e-4	5e-5	1e-5
	-10db	9.45e-1	8.74e-1	7.47e-1	6.28e-1	4.52e-1	3.93e-1								2.40e-1
-5db								1.00e+0	1.00e+0	1.00e+0	1.00e+0	1.00e+0	1.00e+0	9.99e-1
	0db	1.00e+0	1.00e+0	1.00e+0	1.00e+0	1.00e+0	1.00e+0								1.00e+0

从表2可看出，参考虚警率(99％)被满足的情况多于表1。

图8是示出与传统设备相比，根据本发明另一实施例的性能。如图8所示，对于所有的SNR，根据本发明该实施例的检测器的检测概率801和803大于传统CFAR检测器的检测概率802和804。

如上所述，可通过将不同的阈值应用于连续的相关峰值来减少由于噪声导致的虚警率。因此，甚至在高SNR时也可维持检测能力。通过执行包检测和验证，可缩短同步捕获时间。

在本发明另一实施例中，比较器的比较值使用互相关的积分值。因此，与传统的突发检测器相比，在OFDM系统中，在相同条件下，检测概率可被改善，本发明可适应于甚至具有低SNR的多径信道。

虽然已参照其示例性实施例具体示出和描述了本发明，但本领域技术人员应该理解，在不脱离由所附权利要求定义的本发明的精神和范围的情况下，可对其在形式和细节上进行各种改变。

Claims (36)

1、一种用于减少虚警率的信号捕获设备，包括：

匹配滤波器，用于计算接收信号的相关值；

绝对值计算器，用于根据匹配滤波器的输出值计算绝对值，并输出相关值的幅度；

接收功率估计器，用于测量接收信号的功率；

比例因子选择器，用于选择将被应用于在接收信号的第一峰值检测中的第一阈值的第一比例因子，并在第一峰值检测之后，选择不同于第一比例因子的将被应用于在第二峰值检测中的第二阈值的第二比例因子；

乘法器，用于将接收功率估计器的输出值和由比例因子选择器选择的比例因子相乘；

比较器，用于对绝对值计算器的输出值与乘法器的输出值进行比较；以及

峰值计数器，用于根据比较器的比较结果在采样间隔中对来自绝对值计算器输出值的超过第二阈值的第二峰值的数量进行计数。

2、如权利要求1所述的信号捕获设备，还包括：

模数转换器，用于将接收的模拟信号转换为数字信号。

3、如权利要求1所述的信号捕获设备，其中，当绝对值计算器的输出值超过根据由比例因子选择器选择的第一比例因子生成的第一阈值时，比较器确定第一峰值检测。

4、如权利要求3所述的信号捕获设备，其中，在第一峰值检测之后，比较器将比例因子选择器的比例因子改变为第二比例因子。

5、如权利要求1所述的信号捕获设备，其中，当在采样间隔中检测到的被计数的第二峰值的数量超过预设的参考值时，峰值计数器做出信号在采样间隔中被检测到的最终确定。

6、如权利要求1所述的信号捕获设备，其中，当在采样间隔中检测到的被计数的第二峰值的数量没有超过预设的参考值时，峰值计数器将比例因子选择器的比例因子改变为第一比例因子，并重新执行第一峰值检测。

7、如权利要求1所述的信号捕获设备，其中，第二阈值低于第一阈值。

8、如权利要求7所述的信号捕获设备，其中，第二比例因子低于第一比例因子。

9、如权利要求1所述的信号捕获设备，其中，第一比例因子被设置为满足目标虚警率。

10、如权利要求1所述的信号捕获设备，其中，第二比例因子按自适应阈值大于噪声平均功率的方式被设置。

11、如权利要求1所述的信号捕获设备，其中，基于时延曲线特性来确定采样间隔。

12、如权利要求1所述的信号捕获设备，还包括：

滑动平均计算器，用于通过对预定义的来自绝对值计算器的输出值的幅度进行滑动平均来生成输出值，

其中，所述比较器将滑动平均计算器的输出与乘法器的输出值进行比较，峰值计数器根据比较器的比较在采样间隔中对来自滑动平均计算器的输出值的超过第二阈值的第二峰值的数量进行计数。

13、如权利要求12所述的信号捕获设备，其中，所述预定义的幅度取决于由信道弥散的能量区间的大小而被确定。

14、一种用于减少虚警率的信号捕获方法，包括：

通过将接收信号的相关值与第一阈值进行比较来检测第一峰值；

基于不同于第一阈值的第二阈值，在检测到的第一峰值的采样间隔中检测第二峰值；以及

基于检测到的第二峰值的数量确定信号是否被捕获。

15、如权利要求14所述的信号捕获方法，其中，检测第一峰值的步骤包括：

设置用于生成第一阈值的比例因子作为第一比例因子；

计算对接收信号进行匹配滤波而输出的相关值的绝对值；

测量接收信号的强度；以及

当相关值的绝对值大于作为接收信号与第一比例因子的乘积的第一阈值时，确定第一峰值检测。

16、如权利要求15所述的信号捕获方法，还包括：

在计算绝对值之后，通过对来自相关值的绝对值的预定义的幅度进行滑动平均来计算判决变量，

其中，当判决变量大于作为接收信号与第一比例因子的乘积的第一阈值时，确定第一峰值检测。

17、如权利要求16所述的信号捕获方法，其中，预定义的幅度取决于由信道弥散的能量区间的大小而被确定。

18、如权利要求15所述的信号捕获方法，其中，第一比例因子被设置为满足目标虚警率。

19、如权利要求14所述的信号捕获方法，其中，第一峰值的检测关于接收信号突发而被重复。

20、如权利要求15所述的信号捕获方法，其中，检测第二峰值的步骤包括：

设置用于生成第二阈值的比例因子作为不同于第一比例因子的第二比例因子；

在采样间隔中关于每一采样计算通过对接收信号进行匹配滤波而输出的相关值的绝对值；

测量接收信号的强度；以及

当相关值的绝对值大于接收信号与第二比例因子的乘积时，确定第二峰值检测。

21、如权利要求20所述的信号捕获方法，还包括：

在计算绝对值之后，通过对来自相关值的绝对值的预定义的幅度进行滑动平均来计算判决变量。

22、如权利要求21所述的信号捕获方法，其中，预定义的幅度取决于由信道弥散的能量区间的大小而被确定。

23、如权利要求20所述的信号捕获方法，其中，第二比例因子按自适应阈值大于噪声平均功率的方式被设置。

24、如权利要求20所述的信号捕获方法，其中，第二比例因子小于第一比例因子。

25、如权利要求14所述的信号捕获方法，其中，基于检测到的第二峰值的数量确定信号是否被捕获的步骤包括：

对检测到的第二峰值的数量进行计数；以及

当在采样间隔中被计数的第二峰值的数量大于预设的参考值时，确定信号捕获。

26、如权利要求25所述的信号捕获方法，其中，当在采样间隔中被计数的第二峰值的数量没有超过预设的参考值时，重新执行信号捕获。

27、如权利要求14所述的信号捕获方法，还包括：

将接收的模拟信号转换为数字信号。

28、如权利要求14所述的信号捕获方法，其中，当接收功率估计器的输出值超过第一阈值时，确定第一峰值检测。

29、如权利要求14所述的信号捕获方法，其中，在第一峰值检测之后，阈值从第一阈值改变为第二阈值。

30、如权利要求14所述的信号捕获方法，其中，当在采样间隔中被计数的第二峰值的数量没有超过预设的参考值时，通过改变为第一阈值来重新执行第一峰值检测。

31、如权利要求14所述的信号捕获方法，其中，第二阈值小于第一阈值。

32、如权利要求14所述的信号捕获方法，其中，基于时延曲线特性来确定采样间隔。

33、一种用于减少虚警率的信号捕获设备，包括：

比较器，用于基于第一阈值来检测信号的第一峰值，并基于第二阈值来检测信号的第二峰值；以及

峰值计数器，用于对检测到的第二峰值进行计数，

其中，基于由峰值计数器计数的第二峰值的数量来确定信号捕获。

34、如权利要求33所述的信号捕获设备，其中，在第一峰值被检测到之后，基于在数据突发间隔中被计数的第二峰值的数量来确定信号捕获。

35、如权利要求34所述的信号捕获设备，其中，第一阈值高于第二阈值。

36、如权利要求34所述的信号捕获设备，还包括：

滑动平均计算器，用于通过对接收信号的预定的间隔进行滑动平均来生成信号。

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