KR20060074310A

KR20060074310A - 오경보 확률을 줄이기 위한 신호 획득 장치 및 방법

Info

Publication number: KR20060074310A
Application number: KR20040113023A
Authority: KR
Inventors: 구재현; 조연곤; 노재호; 김윤영
Original assignee: 삼성전자주식회사
Priority date: 2004-12-27
Filing date: 2004-12-27
Publication date: 2006-07-03
Also published as: US7577218B2; JP4199768B2; CN1797973A; US20060140314A1; KR100629504B1; JP2006187009A

Abstract

오경보 확률을 줄이기 위한 신호 획득 방법이 개시된다. 본 발명에 따른 신호 획득 방법은, 수신 신호를 상관한 값을 제1 임계값과 비교함으로써 1차 피크를 검출하는 단계, 검출된 1차 피크의 일정 샘플 구간 내에서 제1 임계값과 다른 제2 임계값에 의해 2차 피크를 검출하는 단계, 및 검출된 2차 피크의 개수에 따라 신호 획득 여부를 판단하는 단계를 포함한다. 이에 의해, 노이즈에 의한 오경보 확률을 감소시키며, 높은 신호대 잡음비 상에서도 검출 성능을 유지할 수가 있게 된다.

오경보 확률, 신호 획득, 임계값, 샘플 구간, 1차 피크, 2차 피크, 노이즈

Description

오경보 확률을 줄이기 위한 신호 획득 장치 및 방법{Signal acquisition apparatus and method for reducing the false alarm rate}

도 1은 종래 기술에 따른 일정한 오경보 확률을 가지는 신호 획득 장치를 나타낸 도면,

도 2는 종래 기술에 따른 일정한 오경보 확률을 가지는 신호 획득 장치의 출력값을 나타낸 그래프,

도 3은 도 2의 그래프를 하나의 패킷에 대해 확대한 그래프,

도 4는 본 발명에 따른 일정한 오경보 확률을 가지는 신호 획득 장치를 나타낸 도면,

도 5는 본 발명의 실시예에 따른 신호 획득 절차를 나타낸 흐름도,

도 6은 본 발명의 실시예에 따른 일정한 오경보 확률을 가지는 신호 획득 장치의 성능을 비교한 그래프,

도 7은 본 발명의 다른 실시예에 따른 이동 평균 방식이 적용된 일정한 오경보 확률을 가지는 신호 획득 장치를 나타낸 도면, 그리고

도 8은 본 발명의 다른 실시예에 따른 성능 결과를 비교한 그래프이다.

* 도면의 주요 부분에 대한 부호의 설명 *

100, 400 : 정합 필터 110, 420 : 수신 전력 측정기

120, 410 : 절대값 계산기 130, 430 : 곱셈기

140, 440 : 비교기 201 : 정합 필터 출력값

202 : 적응 임계값 203 : 제1 상관 피크

301, 302 : 제2 상관 피크 450 : 배율 선택기

460 : 피크 계수기 601 : 검출 확률

602 : 미검출 확률 603 : 오경보 확률

700 : 이동 평균값 계산기

본 발명은 이동통신 시스템에 관한 것으로, 더욱 상세하게는 수신기에서 수신되는 데이터의 동기 검출에 있어 오경보 확률을 줄이기 위한 신호 획득 장치 및 방법에 관한 것이다.

일반적인 버스트 방식의 이동통신 시스템의 수신단에서, 수신 정보의 획득에 앞서 코드 동기의 획득이 선행되어야 한다. 상기 코드 동기 획득은 통상적으로 정합 필터(Matched Filter) 또는 적응 상관기(Active correlator)를 사용하고, 그 후단에 동기 유무를 판단하는 검파기가 존재한다.

상기 코드 동기의 획득은 확산 스펙트럼 수신기에서 중요한 부분이다. 상기 동기 획득은 능동적 방법, 수동적 방법 또는 두 가지 방법을 결합한 형태로 파악될 수 있다. 상기 수동적 방법에서는 상기 확산 코드에 매칭되는 소정의 필터, 즉, 정 합 필터가 사용된다. 상기 정합 필터의 출력은 동기의 결정을 수행하는 임계값 검출기로 입력된다. 상기 임계값의 결정은 능동적 및 수동적 동기 획득의 성능에 중요한 역할을 한다.

종래의 대역 확산 통산 방식에서는 일반적으로 PN 코드를 사용하거나, 이를 약간 변형한 코드를 사용한다. 이때, 상기 PN 코드의 동기(synchronization) 획득(acquisition)방식은 아날로그 회로를 사용하거나 디지털 회로를 사용하는 장치 모두 PN 코드의 상관(correlation) 특성을 이용하여 상관값이 최대 또는 소정의 임계값 이상이 되는 순간을 찾아 동기를 획득하게 된다.

한편, 일반적인 버스트 전송(Burst transmission) 시스템의 경우, 상기 버스트의 시작 지점이 어디인지 모르기 때문에 수신 신호의 동기 획득을 위한 정합 필터(matched filter) 출력의 최대값으로 상관 피크(correlation peak)를 결정하는 것은 매우 위험하다. 따라서, 일반적으로는 미리 적정 수준의 임계값(threshold)을 설정한 뒤, 상기 정합 필터 출력이 상기 기설정된 임계값을 초과할 경우에 상관 피크 값을 결정한다.

종래의 동기 획득 방식은 PN코드의 한 주기 또는 주기의 일부분 동안 수신된 PN 코드와 수신기에서 발생하는 PN코드의 상관값을 취하므로 채널상에서 잡음이나 간섭 등으로 발생되는 오류의 양에 비례하여 상관값에 영향을 미친다. 따라서, 이 영향으로 인해 동기 획득을 잘못하는 경우가 생긴다. 확률적으로 말하면, 동기를 잘못 획득할 확률이 "0"이 아니다. 즉, 채널 상태에 따른 오류의 발생에 따라 이상적인 상관값과 실제의 상관값이 달라지므로 동기가 획득되었다고 판단하는 상관값 의 임계치에 따라 동기가 맞은 상태이면서도 동기를 이루지 못했다고 판단(확률적으로 이를 오류 확률(Missing Probability)이라 한다.)할 수 있고, 그 반대로 동기를 이루지 못했는데도 동기를 획득한 것으로 판단(확률적으로 이를 오경보 확률(False Alarm Probability)이라 한다)할 수 있기 때문에 적용되는 시스템에 따라 동기회로의 확인 과정이 부가되어야 한다는 문제점이 있었다. 즉, 채널환경에 의한 오류에 의해 동기획득을 결정하는 상관값에 비례적으로 영향을 미쳐 결과적으로 시스템을 설계하는데 중요한 제한 조건이 된다.

따라서, 효과적인 동기 획득을 위하여 상기 임계값을 결정하는 몇 가지 방법들이 제시되어 왔다. 상기 방법은 소정의 코드 기간들 동안 상기 임계값의 교차를 계산하여, 기대되는 수의 교차들이 얻어지도록 상기 임계값을 증가시키거나 감소시킨다. 물론, 이것은 획득하기 위한 몇 개의 기간들을 필요로 하고, 단지 코드 획득에서의 특별한 경우에 적절하다.

한편, 잡음의 분산은 선형 FIR 필터들을 사용하여 대략적으로 계산된다. 상기 잡음(또는 간섭)의 분산은 예측될 수 있지만 상기 채널 상태들에 대해 임계값의 결정 지식이 필요하다. 예컨대, CFAR(Constant False Alarm Rate)이 상기 결정 변수의 레일리이(Rayleigh) 분산을 사용하여 AWGN(Additive White Gaussian Noise) 채널에서 결정된다. 여기서, 소정의 참조 채널 필터가 요구되며, 상기 필터는 상기 요구되는 채널에 직교해야 한다. 이러한 것은 만약 발생되는 코드의 참조 채널 임펄스 반응의 불균형이 상기 확산 코드의 임펄스 반응과 같지 않다면, 잡음 환경에 잘 적응하지만 재밍 환경(예컨대, CW 재밍)에서는 다소 문제가 발생한다.

예를 들어, 이것은 상기 코드들에 직교한 보충 코드 쌍과 코드 쌍이 사용될 때 발생한다. 보통, 오류 경보의 고정된 확률을 얻는 모든 방법은 채널 환경들의 선행적 지식, 즉 잡음 분산, CDMA 시스템에서 타 이용자의 수, 재밍 인수 등을 다소 필요로 한다.

종래 임계값 결정 방법 중 하나로서 비간섭의 정합 필터(Matched Filter; 100) 코드 동기 획득 구조를 사용한다. 상기 정합 필터의 출력 신호는 상기 확산 코드의 상관함수(Autocorrelation function; ACF)에 비례한다. 한편, 포락선 검파기의 출력에서 샘플링은 적어도 칩 레이트로 수행된다. 상기 비교기는 출력이 '0'인지 '1'인지 결정하는 방법으로 임계값 T_h를 사용한다. 만약, 상기 임계값이 제로 지연에서 상기 상관값에 의해 교차된다면 결과가 검출된다. 반면, 임계값이 약간의 다른 지연에서 교차된다면 오경보가 일어난다. 랭크 필터는 N 개의 정합필터의 출력 샘플들을 오름차순으로 정렬하고, 상기 N(윈도우 길이) 및 기결정된 위치 K로부터 상기 임계값을 얻는다. 상기 오경보의 확률은 하기 <수학식1>과 같이 얻을 수 있다.

만약 상기 임계값이 K=N/2 으로부터 계산되면, 결과는 샘플 집합의 중간이며, P_fa는 약 0.5이다. 상기 지연은 상기 샘플 집합의 크기의 반, 즉 N/2 샘플들이 다. 상기 새로운 임계값은 칩 레이트에서 주어진다.

보다 구체적으로 설명하면, 상기 정합 필터로 입력되는 동기용 PN 코드는, 수신기에 저장된 동기용 PN 코드와 각 비트별로 비교하여, 상기 두 코드의 대응되는 각 비트값이 같을 경우 '1'을 출력하고, 다를 경우 '0'을 출력한다. 따라서, 상기 두 코드의 값이 가장 정확히 일치하였을 경우에 가장 많은 '1'의 값이 출력되며, 상기 정합 필터(를 통해 출력된 값들은 포락선 검파기를 통해 에너지 값 X로 변환된다. 즉, 상기 PN 코드가 동일 코드이고 시간적으로 정확히 일치하였을 경우 매우 높은 상관값을 나타내므로 최대 에너지 값이 생성되고, 그렇지 않았을 경우에는 매우 낮은 상관 특성을 나타내므로 상대적으로 미세한 에너지 값을 생성한다.

상술한 바와 같이, 상기 동기 검출 회로에는 상기 정합 필터를 사용하는 수동적(Passive) 방법 외에, 상관 검출기(Cross Correlator)를 사용하는 능동적(Active) 방법이 있다. 상기 상관 검출기를 사용할 경우, 정합 필터에 비해 검출 속도가 빠르다는 장점이 있으나, 구현이 상대적으로 복잡하다는 단점이 있다. 그러나, 상기 어떠한 방법을 사용하더라도 동일한 결과를 가져오게 된다.

한편, 상술한 바와 같이 상기 에너지 값은 PN 동기의 일치 여부를 결정할 수 있는 값으로서, 소정의 임계값을 설정하여 동기의 일치 여부를 판단하게 된다.

그러나, 상기 임계값에 의해 동기 일치 여부를 판단함에 있어, 원하는 코드가 존재하지 않은 경우에도 불구하고 동기가 이루어진 것처럼 오판하는 경우가 발생할 수 있다. 즉, 상기 오판하는 확률과 관련된 파라미터가 상술한 오경보 확률(False Alarm Probability)이다. 따라서, 상기 오경보 확률을 일정하게 하고, 검파 확률(Detection Probability)을 최대로 하기 위한 임계값 결정 방법이 연구되어 왔다.

예컨대, 상기 임계값 결정 방법의 한가지 방법으로 고정 임계치 결정 방법이 있다. 상기 방법은 코드 동기 초기에 수신된 배경 잡음의 에너지 값을 추출한 값으로 상기 임계값을 고정하여 코드 동기의 일치 여부를 결정하는 방법이다. 그러나, 상기 고정 임계치 방법은 무선 채널 환경의 배경 잡음이 변화할 때마다 코드 동기 획득에 많은 문제점을 발생시킬 뿐만 아니라, 다중 경로 채널에 있어서도 문제가 있다. 즉, 채널 환경의 변화에 적응하지 못한다는 단점이 있다.

다른 방법으로는, 수신된 코드 신호가 수신단에서 정합 필터나 상관기를 거친후 n개의 출력값들을 평균하여 임계값으로 사용하는 방법이 있다. 상기 방법은 무선채널의 환경이 균질(Homogeneous)한 환경에서, 즉 배경 잡음이 크기에 상관없이 일정할 때에는 최적의 성능을 갖는다는 장점이 있다. 그러나, 배경 잡음이 변화하는 시점에서의 수신된 코드에 대해서는 코드 동기 시간이 길어지거나, 오경보 확률이 커질 수 있다. 또한, 다중 경로 채널 상에서는 임의의 n개의 창(Window)에서 다중경로 신호가 포함되어 있어서 이로 인해 임계치를 높이는 결과를 가져와 코드 동기 시간이 길어지는 단점이 있다.

또 다른 방법으로서, 수신된 코드 신호가 수신단에서 정합필터나 상관기를 거친 후, n개의 출력값들을 크기 순서대로 나열한 후, 일정 크기 순서의 값을 코드 동기 임계값으로 사용하는 방법이 있다. 상기 방법은, 다중 경로 채널상에서 우수한 성능을 가질 수 있으나, 채널 환경이 균질한 환경에서는 상기 두 번째 방법보다 코드 동기 획득 시간이 길어진 다는 단점이 있다.

한편, 상기 임계값과 오경보 확률(False Alarm Probability)과의 관계는 다음과 같다. 당업계에 주지된 바와 같이 상기 오경보 확률을 줄이기 위하여, 상기 임계값을 높게 잡을 경우, 동기 검파 확률은 낮아지게 된다. 반면, 동기 검파 확률을 높이기 위하여 상기 임계값을 낮출 경우 동기 검파 확률은 높아지게 되나, 오경보 확률이 높아지게 되는 문제가 발생된다.

결국, 상기 오경보 확률을 일정값 이하로 유지하면서, 최대의 동기 검파 확률을 확보하는 것이 중요한 문제이다.

도 1은 종래 기술에 따른 일정한 오경보 확률을 가지는 신호 획득 장치를 나타낸 도면이다. 도 1을 참조하면, 종래의 신호 획득 장치는 정합 필터(Matched filter; 100), 수신 전력 측정기(Received power estimator; 110), 절대값 계산기(120), 곱셈기(130) 및 비교기(Comparator; 140) 등으로 구성될 수 있다. 수신된 아날로그 신호는 아날로그 디지털 변환기(미도시)를 거쳐 정합 필터(100) 및 수신 전력 측정기(110)로 입력된다.

상기 정합 필터(100)에서는 상술한 바와 같이 상관 결과 값이 출력되며, 상기 정합 필터(100)의 출력값은 절대값 계산기(100)에서 절대값 계산되어 상관 결과값의 크기(magnitude)가 출력된다.

예컨대, 상기 디지털 수신 신호가 r_i라고 가정할 경우, 상기 정합 필터(100)의 출력값은 하기 <수학식 2>와 같이 된다.

또한, 상기 정합 필터(100)의 출력을 절대값 계산한 결과를 C_k라 할 때, 상기 C_k는 하기 <수학식 3>와 같이 나타낼 수 있다.

한편, 크기 M인 버스트의 0 내지 M-1 구간에서의 결과값 Y는 하기 <수학식 4>와 같이 나타낼 수 있다.

한편, 상기 수신 전력 측정기(110)는 수신 신호에 대한 전력(power)을 산출하게 되며, 상기 수신신호 r_i에 대해 측정된 수신 전력 값 Z는 하기 <수학식 5>와 같이 나타낼 수 있다.

상기 <수학식 5>와 같이 나타낸 상기 수신 전력 측정기(110)의 출력값은 곱셈기(130)에서 소정의 상수 값 T와 곱하여져서 비교기(140)로 입력된다. 이때, 상기 T 값은 목표로 하는 오경보 확률로 조정하기 위한 스케일링(scaling) 값이 된다.

상기 비교기(440)에서는 상기 <수학식 4>에서 나타낸 상기 절대값 계산기(120)의 출력 결과값과 상기 <수학식 5>에서 나타낸 상기 수신 전력 측정기(110)의 출력 결과에 T를 곱한 값을 비교하게 된다. 이때, 상기 비교 결과 상기 절대값 계산기(120)의 출력 결과값이 상기 곱셈기(130)의 출력값보다 클 경우 동기가 획득된 것으로 판단하게 된다.

상기 도 1과 같은 CFAR(Constant False Alarm Rate) 검출기의 출력값을 그래프로 나타내면 하기 도 2 및 도 3과 같다.

도 2는 종래 기술에 따른 일정한 오경보 확률을 가지는 신호 획득 장치의 출력값을 나타낸 그래프이다. 도 2를 참조하면, 상기 도 1에서의 정합 필터(100) 출력의 크기(magnitude)값(202)이 패킷 단위로 1차 피크(203)가 발생함을 알 수 있다. 따라서, 상기 수신 전력 측정기(110)의 출력에 따라 임계값(201)을 조정함으로써 효과적으로 동기를 검출할 수가 있게 된다.

도 3은 도 2의 그래프를 하나의 패킷에 대해 확대한 그래프이다. 상기 도 3 을 참조하면, 상술한 바와 같이 채널 환경의 영향(예컨대, 잡음 및 다중 경로 등)으로 상기 1차 피크(203) 주변에 2차 피크들이 발생하게 되며, 상기 1차 피크(201) 주변이 아닌 다른 지점에서도 2차 피크들(301, 302)이 발생함을 알 수 있다.

한편, 상기 1차 피크(201) 주변의 2차 피크들은 주로 다중 경로에 의한 것으로서, 상기 1차 피크(201) 지점이 동기가 검출되는 지점임을 알 수 있다. 그러나, 노이즈 등으로 인한 상기 1차 피크(201)와 이격된 다른 지점에서의 2차 피크들(301, 302) 때문에 실제 동기가 맞는 지점이 아님에도 불구하고, 낮은 임계값(202) 설정에 의해 동기가 맞게 되는 것으로 판단(즉, 오경보)할 수가 있게 된다.

따라서, 상술한 바와 같이 상기 임계값(202)을 높이게 되면, 오경보의 확률(False Alarm Rate)은 줄어들게 되나, 신호 검출 확률(Detection Probability)은 낮아지게 된다. 반면, 상기 임계값(202)을 낮추게 되면, 신호 검출 확률은 높아지게 되나, 상술한 실제 동기가 맞는 지점이 아닌 1차 피크(201)와 이격된 곳의 2차 피크들(301, 302)로 인해 오경보 확률이 커지게 된다.

이때, 상기 임계값을 수신 신호의 신호대 잡음비(Signal to Noise Ratio; 이하, 'SNR'이라 한다.)의 함수로 결정할 때 최적의 결과를 가져오게 되지만, 실제적으로는 불가능하므로 상기 CFAR 검출 방식에서와 같이 수신되는 신호의 전력을 이용하여 적응적(adaptive)으로 상기 임계값을 결정하게 되면 모든 SNR에 대해서 CFAR(Constant false alarm rate)의 특성을 가지게 된다.

한편, 일반적으로 잡음만 존재하는 경우보다 신호가 존재하는 경우의 오경보(false alarm)가 동기 획득의 성능에 더 큰 영향을 미치게 된다. 따라서, 상기 SNR 이 낮은 경우에는 검출 확률이 낮기 때문에 오경보 확률에 영향을 덜 받게 되지만, 상기 SNR이 높은 경우에는 검출 확률이 거의 1이기 때문에 잘못된 위치에서의 오경보가 발생할 수 있다. 따라서, 검출 확률 성능을 열화시키게 되는 심각한 문제를 가져오게 된다.

또한, 오경보의 영향을 줄이기 위해 패킷 검출 후 증명(verification)의 단계를 거쳐 신호가 있는지 다시 한 번 확인(double-dwell)하여야 하므로, 2배의 신호 처리 구간(acquisition time)이 필요하게 된다. 이때, 노이즈에 의한 오경보는 줄일 수 있으나, 각 구간에서 검출 확률이 1이 아닐 경우에는 전체적인 검출 확률이 떨어지게 되는 문제점이 있게 된다.

따라서, 패킷 오류율(Packet Error Rate; PER)은 비트 에러(bit error)에 의해 발생하기도 하지만, 패킷 검출에서 오경보로도 인해 발생하게 되므로, 검출 성능은 유지하면서 오경보 확률을 줄일 수 있는 방법이 요구되고 있다.

따라서, 본 발명의 목적은 임계값을 초과하는 1차 피크 발생시, 상기 1차 피크로부터 일정 구간 내에 2차 피크 발생 확인에 따라 신호 검출 여부를 결정하는 오경보 확률을 줄이기 위한 신호 획득 장치 및 방법을 제공하는 데 있다.

또한, 본 발명의 다른 목적은 임계값을 초과하는 1차 피크 발생시, 상기 1차 피크로부터 일정 구간 내에 다른 임계값에 의한 2차 피크 발생 확인을 통해 신호 검출 여부를 결정하는 오경보 확률을 줄이기 위한 신호 획득 장치 및 방법을 제공하는 데 있다.

상기한 목적을 달성하기 위한 본 발명에 따른 오경보 확률을 줄이기 위한 신호 획득 장치는, 수신 신호에 대한 상관 결과값을 계산하는 정합 필터, 상기 정합 필터의 출력값으로부터 절대값 계산하여 상기 상관 결과값의 크기를 출력하는 절대값 계산기, 상기 수신 신호에 대한 전력을 산출하는 수신 전력 측정기, 수신 신호에 대한 1차 피크 검출시에는 제1 임계값 적용을 위한 제1 배율값을 선택하고, 상기 1차 피크 검출 후, 2차 피크 검출시에는 제2 임계값 적용을 위한 상기 제1 배율값과 다른 제2 배율값을 선택하는 배율 선택기, 상기 수신 전력 측정기의 출력값을 상기 배율 선택기에서 선택된 배율값으로 곱하는 곱셈기, 상기 절대값 계산기의 출력값과 상기 곱셈기의 출력값을 비교하는 비교기, 및 상기 비교기의 비교 결과, 해당 샘플 구간 내에서 상기 절대값 계산기 출력값이 상기 제2 임계값을 초과하는 2차 피크의 수를 계수하는 피크 계수기를 포함한다.

상기 장치는 아날로그 수신 신호를 디지털로 변환시키는 아날로그 디지털 변환기를 더 포함할 수 있다.

상기 비교기는 상기 수신 전력 측정기의 출력값이 상기 배율 선택기에서 선택된 상기 제1 배율값에 의해 생성된 제1 임계값을 초과할 경우 1차 피크 검출로 판단하는 것을 특징으로 하며, 상기 1차 피크 검출 후 상기 배율 선택기의 배율값을 제2 배율값으로 변경시키는 것을 특징으로 한다.

한편, 상기 피크 계수기는 상기 계수된 해당 샘플 구간 내에서 검출된 2차 피크의 수가 기설정된 기준값을 초과할 경우 상기 샘플 구간 내에서 신호가 검출된 것으로 최종 결정하는 것을 특징으로 한다.

또한, 상기 피크 계수기는 상기 계수된 해당 샘플 구간 내에서 검출된 2차 피크의 수가 기설정된 기준값을 초과하지 못할 경우 상기 배율 선택기의 배율값을 제1 배율값으로 다시 변경시킴으로써 1차 피크 검출을 다시 수행하는 것을 특징으로 한다.

상기 제2 임계값은 상기 제1 임계값보다 작게 설정하는 것이 바람직하며, 상기 제2 배율값은 상기 제1 배율값보다 작게 설정하는 것이 바람직하다.

또한, 상기 제1 배율값은 목표로 하는 오경보 확률이 해당 목표값을 만족하도록 설정하는 것을 특징으로 하며, 상기 제2 배율값은 적응 임계값이 잡음의 평균 전력보다 크도록 설정하는 것을 특징으로 한다.

한편, 상기 샘플 구간은 수신 신호의 지연 확산 특성에 따라 설정하는 것을 특징으로 한다.

한편, 상기 장치는, 상기 절대값 계산기의 출력값을 기설정된 크기만큼 이동 평균값을 취하여 결정 대상 값을 산출하는 이동 평균값 계산기를 더 포함할 수 있다. 이때, 상기 기설정된 크기는 채널에 의해 확산된 에너지 구간의 크기에 따라 결정될 수 있다.

한편, 본 발명에 따른 오경보 확률을 줄이기 위한 신호 획득 방법은, 수신 신호를 상관한 값을 제1 임계값과 비교함으로써 1차 피크를 검출하는 단계, 상기 검출된 1차 피크의 일정 샘플 구간 내에서 상기 제1 임계값과 다른 제2 임계값에 의해 2차 피크를 검출하는 단계, 및 상기 검출된 2차 피크의 개수에 따라 신호 획 득 여부를 판단하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 한다.

상기 1차 피크를 검출하는 단계는, 상기 제1 임계값 생성을 위한 배율값을 제1 배율값으로 설정하는 단계, 수신 신호의 정합 필터링 및 상기 필터링 결과로 출력되는 상관값의 절대값을 산출하는 단계, 상기 수신 신호로부터 수신 신호의 세기를 측정하는 단계, 및 상기 상관값의 절대값이 상기 수신 신호에 상기 제1 배율값을 곱한 제1 임계값보다 클 경우 1차 피크가 검출된 것으로 판단하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 한다.

한편, 상기 절대값 산출 단계 이후에, 상기 상관값의 절대값을 기설정된 크기만큼 이동 평균값을 취하여 결정 대상 값을 산출하는 단계를 더 포함할 수 있다. 이때, 상기 기설정된 크기는 채널에 의해 확산된 에너지 구간의 크기에 따라 결정될 수 있다.

상기 제1 배율값은 목표로 하는 오경보 확률이 해당 목표값을 만족하도록 설정하는 것을 특징으로 한다. 또한, 상기 1차 피크의 검출 단계는 수신되는 수신 신호 버스트에 대해 계속하여 수행하는 것을 특징으로 한다.

한편, 상기 2차 피크를 검출하는 단계는, 제2 임계값 생성을 위하여 상기 배율값을 상기 제1 배율값과 다른 제2 배율값으로 설정하는 단계, 기설정된 샘플 구간 내에서 각 샘플에 대해 수신 신호의 정합 필터링 및 상기 필터링 결과로 출력되는 상관값의 절대값을 산출하는 단계, 상기 수신 신호로부터 수신 신호의 세기를 측정하는 단계, 및 상기 상관값의 절대값이 상기 수신 신호에 상기 제2 배율값을 곱한 값보다 클 경우 2차 피크가 검출된 것으로 판단하는 단계를 포함하는 것을 특 징으로 한다.

상기 절대값 산출 단계 이후에, 상기 상관값의 절대값을 기설정된 크기만큼 이동 평균값을 취하여 결정 대상 값을 산출하는 단계를 더 포함할 수 있다. 이때, 상기 기설정된 크기는 채널에 의해 확산된 에너지 구간의 크기에 따라 결정될 수 있다.

상기 제2 배율값은 적응 임계값이 잡음의 평균 전력보다 크도록 설정하는 것을 특징으로 하며, 상기 제2 배율값은 상기 제1 배율값보다 작게 설정하는 것이 바람직하다.

한편, 상기 검출된 2차 피크의 개수에 따라 신호 획득 여부를 판단하는 단계는, 상기 검출된 2차 피크의 수를 계수하는 단계, 및 상기 샘플 구간동안 계수된 2차 피크의 수가 기설정된 기준값보다 클 경우 신호를 획득한 것으로 판단하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 한다.

이때, 상기 샘플 구간동안 계수된 2차 피크의 수가 기설정된 기준값보다 크지 않을 경우 신호 획득 절차를 다시 수행하는 것이 바람직하다.

또한, 상기 방법은 아날로그 수신 신호를 디지털로 변환시키는 아날로그 디지털 변환 단계를 더 포함할 수 있다.

상기 1차 피크의 검출은 상기 수신 전력 측정기의 출력값이 상기 제1 임계값을 초과할 경우 1차 피크 검출로 판단하는 것이 바람직하다. 또한, 상기 1차 피크 검출 단계 이후, 상기 임계값을 제1 임계값에서 제2 임계값으로 변경시키는 것이 바람직하다.

한편, 상기 해당 샘플 구간 내에서 검출된 2차 피크의 수가 기설정된 기준값을 초과하지 못할 경우 상기 임계값을 제1 임계값으로 다시 변경시킴으로써 1차 피크 검출을 다시 수행하는 것이 바람직하다.

상기 제2 임계값은 상기 제1 임계값보다 작게 설정하는 것을 특징으로 하며, 상기 샘플 구간은 수신 신호의 지연 확산 특성에 따라 설정하는 것을 특징으로 한다.

본 발명은 신호 검출시 검출 성능을 유지하면서 오경보 확률을 줄이기 위하여 다중 적분(Multiple-Dwell) 및 다중 임계값(Multiple-Threshold)에 의한 방법을 적용하여 신호를 획득하게 된다.

일반적으로 노이즈에 의한 오경보는 그 특성상 랜덤(random)하게 발생하게 된다. 따라서, 상기 노이즈에 의한 오경보는 연속적이기보다는 이산적인 형태로 발생하게 된다. 한편, 다중 경로 채널 환경에서는 지연 확산(delay profile)에 따라서 연속적인 상관 피크의 값들이 발생하게 된다. 본 발명에서는 이와 같은 성질을 이용하여 소정의 임계값(threshold)을 초과하는 1차 피크 검출 후 상기 1차 피크의 일정 범위 내에서 연속적으로 2차 피크가 발생할 경우에 신호가 검출된 것으로 판단하게 되며, 그렇지 않을 경우에는 노이즈에 의한 피크로 판단하게 된다. 이때, 상기 2차 피크 검출에 대한 임계값은 상기 1차 피크 검출을 위한 임계값과 차등을 두어 적용하게 된다.

따라서, 본 발명에서는 임계값을 넘는 상관 피크가 발생하는 경우, 다중 적분을 이용하여 해당 시점부터 일정 구간 내에서 다시 임계값을 넘는 피크가 발생할 때 신호가 존재한다고 판단하고, 그렇지 않을 경우에는 잡음(noise)에 의한 피크로 판단함으로써 오경보 확률을 낮추게 된다.

한편, 본 발명에서는 상기와 같이 신호가 존재하는 경우에도 지연 확산에 따라서 연속적인 상관 피크 값들이 서로 다르기 때문에 각 피크에 대해서 서로 다른 임계값을 적용하게 된다. 즉, 최초 상관 피크를 검출할 때에는 제1 임계값에 의해 1차 피크를 검출하게 되며, 상기 1차 피크에서의 신호 검증을 위하여 상기 제1 임계값보다 작은 제2 임계값으로서 상기 1차 피크로부터의 일정 구간 내에 존재하는 2차 피크를 검출하게 된다.

이하에서는 도면을 참조하여 본 발명을 보다 상세하게 설명한다.

도 4는 본 발명에 따른 일정한 오경보 확률을 가지는 신호 획득 장치를 나타낸 도면이다. 도 4를 참조하면, 본 발명에 따른 신호 획득 장치는 정합 필터(Matched filter; 400), 절대값 계산기(410), 수신 전력 측정기(Received power estimator; 420), 곱셈기(430), 비교기(Comparator; 440), 배율 선택기(450) 및 피크 계수기(460) 등으로 구성될 수 있다. 수신된 아날로그 신호는 아날로그 디지털 변환기(미도시)를 거쳐 상기 정합 필터(400) 및 수신 전력 측정기(420)로 입력된다. 이때, 상기 정합 필터(400) 대신에 상관 검출기를 이용할 수도 있다.

상기 정합 필터(400)에서는 수신 신호에 대한 상관 결과값이 출력되며, 상기 정합 필터(400)의 출력값은 절대값 계산기(410)에서 절대값 계산되어 상관 결과값의 크기(magnitude)가 출력된다. 이때, 상기 정합 필터(400)의 출력값은 복소값(complex value)이지만, 상기 절대값 계산기(410)의 출력값은 실수값(real value) 이 된다.

예컨대, 상기 디지털 수신 신호가 r_i라고 가정할 경우, 상기 정합 필터(400)의 출력값은 상술한 <수학식 2>와 같이 됨은 이미 설명하였다. 또한, 상기 정합 필터(400)의 출력을 절대값 계산한 결과를 C_k라 할 때, 크기 M인 버스트의 0 내지 M-1 구간에서의 결과값 Y는 상기 <수학식 4>와 같이 나타낼 수 있음을 설명하였다.

한편, 상기 수신 전력 측정기(420)는 수신 신호에 대한 전력(power)을 산출하게 되며, 상기 수신신호 r_i에 대해 측정된 수신 전력 값 Z는 이미 설명한 바와 같이 상기 <수학식 5>와 같이 나타낼 수 있다.

상기 <수학식 5>와 같이 나타낸 상기 수신 전력 측정기(420)의 출력값은 곱셈기(430)에서 소정의 상수 값 T와 곱하여져서 비교기(440)로 입력된다. 이때, 상기 T 값은 목표로 하는 오경보 확률로 조정하기 위한 배율값(scaling factor)으로서, 본 발명에 따라 1차 피크 검출과 2차 피크 검출 시에 각각 다른 임계값이 적용되도록, 각각 다른 배율값을 적용하게 된다. 즉, 상기 배율 선택기(450)에서는 수신 신호에 대한 1차 피크 검출시에는 제1 임계값 적용을 위한 제1 배율값(T₁)으로 상기 수신 전력 측정기(420)의 출력값을 스케일링(scaling)하게 되며, 상기 1차 피크 검출 후, 2차 피크 검출시에는 제2 임계값 적용을 위하여 상기 제1 배율값(T₁)과 다른 제2 배율값(T₂)으로 스케일링하게 된다. 즉, 상기 곱셈기(420)에서는 상기 수신 전력 측정기(420)의 출력값을 상기 배율 선택기(450)에서 선택된 배율값(예컨 대, T₁ 또는 T₂)으로 곱하게 된다.

따라서, 먼저 상기 장치에 의한 1차 피크 검출시, 상기 비교기(440)에서는 상기 <수학식 4>와 같이 표현된 상기 절대값 계산기(410)의 출력값과 상기 수신 전력 측정기(420)의 출력값에 제1 배율값(T₁)을 곱한 제1 임계값(Th_1)을 비교하게 된다. 이때, 상기 비교기(440)에서의 비교 결과 상기 절대값 계산기(410)의 출력 결과값이 상기 제1 임계값(Th_1)을 초과하게 되면, 1차 피크가 검출된 것으로 판단하게 된다.

한편, 본 발명에 따라 상술한 바와 같이 상기 1차 피크의 일정 구간 내에서 다수개의 2차 피크가 발생할 경우에는 상기 2차 피크를 다중 경로에 의한 피크로 판단하고 신호 검출을 완료하게 되며, 그렇지 않을 경우에는 상기 1차 피크를 노이즈에 의한 피크로 판단하여 신호 검출을 과정을 다시 수행하게 된다.

따라서, 상기 비교기(440)의 비교 결과 1차 피크가 검출되었을 경우, 상기 비교기(440)에서는 상기 배율 선택기(450)로 1차 피크 검출을 통보하게 된다. 상기 배율 선택기(450)에서는 상기 비교기(440)에서의 1차 피크 검출에 따라 상기 곱셈기(430)로 입력되는 배율값을 제2 임계값(Th_2) 출력을 위한 제2 배율값(T₂)으로 선택하게 된다.

이때, 상기 제2 임계값(Th_2)은 상기 1차 피크 주변에 존재하는 2차 피크 검출을 위한 값이므로 상기 제1 임계값(Th_2)보다 작게 설정되는 것이 바람직하다. 따라서, 상기 제2 배율값(T₂)도 상기 제1 배율값(T₁)보다 작을 값으로 설정하게 된 다.

한편, 상기 제1 배율값(T₁)은 목표로 하는 오경보 확률(P_fa)이 해당 목표값을 만족하도록 설정(예컨대, P_fa=10^-3)하게 되며, 상기 제2 배율값(T₂)은 검출 확률(P_d)을 유지하기 위한 값으로서 적응 임계값(adaptive threshold)이 잡음의 평균 전력(average power)보다 크도록 설정하게 된다. 즉, 상기 제2 배율값(T₂)은 적응 임계값의 평균을 위한 배율값(scaling factor)이 된다.

따라서, 상기와 같이 제1 배율값(T₁)에 의해 1차 피크가 검출된 후, 상기 배율 선택기(450)에서는 제2 배율값(T₂)을 상기 곱셈기(430)로 공급하게 된다.

그런다음, 상기 비교기(440)에서는 상기 1차 피크 검출 위치에서 기설정된 샘플(sample)(N_T) 구간동안 2차 피크가 얼마나 검출되는지를 판단하게 된다. 즉, 상기 N_T 샘플구간 동안 상기 제2 배율값(T₂)에 의한 제2 임계값(Th_2)보다 큰 상관 피크값이 몇 번 발생하는 지를 계수(count)하게 된다. 상기 샘플 구간 N_T는 수신 신호의 지연 확산 특성에 따라 적절히 설정될 수 있다.

이때, 상기 비교기(440)에서는 상기 N_T 샘플구간 동안 각 샘플 값에 대해 상기 수신 전력 측정기(420)의 출력이 상기 제2 배율값(T₂)에 의해 스케일링된 제2 임계값(Th_2)과 비교하게 된다. 상기 비교 결과, 해당 샘플에서의 절대값 계산기(410) 출력값이 상기 제2 임계값(Th_2)을 초과할 경우, 2차 피크가 발생하였으므 로, 상기 피크 계수기(460)로 결과를 통보하게 된다.

상기 피크 계수기(460)에서는 상기 해당 샘플 구간 내에서 검출된 2차 피크의 수를 계수(count)하게 된다. 만약, 상기 해당 샘플 구간 내에서 2차 피크의 수(C)가 기설정된 수(예컨대, 3개 내지 5개)(C₀)를 초과할 경우에는 상기 샘플 구간 내에서(즉, 해당 1차 피크에서) 신호가 검출된 것으로 최종 결정하게 된다.

이상으로 본 발명에 따른 장치 구조를 설명하였다. 이하, 도 5를 참조하여 본 발명의 실시예에 따른 신호 획득 절차를 상세히 설명하기로 한다.

도 5는 본 발명의 실시예에 따른 신호 획득 절차를 나타낸 흐름도이다. 도 5를 참조하면, 상술한 바와 같이 본 발명의 실시예에 따른 신호 획득 절차는 제1 임계값(Th_1)에 의한 1차 피크 검출 단계(S501 내지 S504)와, 상기 검출된 1차 피크의 일정 샘플 구간(N_T) 내에서 제2 임계값(Th_2)에 의한 2차 피크 검출 단계(S505 내지 S508)와 상기 2차 피크의 검출 개수에 따라 신호 획득 여부를 판단하는 단계(S509 내지 S512)로 진행된다.

먼저, 제1 임계값(Th_1)에 의한 1차 피크 검출을 위하여 상기 제1 임계값(Th_1) 생성을 위한 배율값(T)을 제1 배율값(T₁)으로 설정(S501)하게 된다. 그런다음, 수신 신호의 정합 필터링 및 상기 필터링 결과로 출력되는 상관값의 절대값(Y)을 산출(S502)하게 된다. 또한, 상기 수신 신호로부터 수신 신호의 세기(Z)를 측정(S503)하게 된다.

한편, 상기 상관값의 절대값 Y가 상기 수신 신호 Z에 상기 배율값 T(즉, 제1 배율값 T₁)을 곱한 값(즉, 제1 임계값)보다 클 경우(S504) 1차 피크가 검출된 것으로 판단하게 된다. 이때, 상기 1차 피크의 검출은 수신되는 수신 신호 버스트에 대해 계속하여 수행하는 것이 바람직하다.

상기 과정에서 1차 피크가 검출되었을 경우, 상술한 바와 같이 상기 검출된 1차 피크의 일정 샘플 구간(N_T) 내에서 제2 임계값(Th_2)에 의한 2차 피크 검출을 수행하게 된다. 먼저, 제2 임계값(Th_2)에 의한 2차 피크 검출을 위하여 상기 제2 임계값(Th_2) 생성을 위한 배율값(T)을 제2 배율값(T₂)으로 설정(S505)하게 된다. 그런다음, 상기 1차 피크의 기설정된 일정 샘플 구간(N_T) 내에서 제2 임계값(Th_2)에 의해 2차 피크를 검출하게 된다.

즉, 상기 샘플 구간(N_T)에서 각 샘플에 대해 수신 신호의 정합 필터링 및 상기 필터링 결과로 출력되는 상관값의 절대값(Y)을 산출(S506)하게 된다. 또한, 상기 수신 신호로부터 수신 신호의 세기(Z)를 측정(S507)하게 된다.

한편, 상기 상관값의 절대값 Y가 상기 수신 신호 Z에 상기 배율값 T(즉, 제2 배율값 T₂)를 곱한값(즉, 제2 임계값)보다 클 경우(S508) 2차 피크가 검출된 것으로 판단하게 된다. 이때, 상기 2차 피크의 검출은 상술한 바와 같이 상기 샘플 구간(N_T) 동안 수행(S510)하게 된다.

상기와 같이 2차 피크가 검출되었을 경우, 상기 검출된 2차 피크의 수를 계수(count)(S509)하게 된다. 상기 샘플 구간(N_T) 동안 2차 피크를 검출한 후, 상기 샘플 구간동안 계수된 2차 피크의 수 C가 기준값 C₀보다 클 경우(S511)에는 상기 1차 피크에 상기 2차 피크들이 지연 확산된 값으로 존재하는 경우이므로 신호 획득한 것으로 판단하여 버스트 검출을 완료(S512)하게 된다.

반면, 상기 샘플 구간(N_T) 동안 2차 피크를 검출한 후, 상기 샘플 구간동안 계수된 2차 피크의 수 C가 기준값 C₀보다 크지 않을 경우(S511)에는 상기 1차 피크를 노이즈에 의한 피크로 간주하고 신호 획득 절차를 다시 수행하게 된다.

한편, 상술한 바와 같이 상기 2차 피크 검출을 위한 제2 배율값(T₂)은 상기 제1 배율값(T₁)보다 상대적으로 작은 값이며, 신호가 존재하는 경우 상기 2차 피크에서의 검출 확률(detection probability)을 높임으로써 신호를 놓치게 되는 경우(miss probability)를 방지하기 위한 값이다.

이상으로 본 발명의 실시예에 따른 일정한 오경보 확률을 가지는 신호 획득 장치 및 방법을 설명하였다. 이하, 도 6을 참조하여 본 발명과 종래 기술과의 성능 비교를 설명하기로 한다.

도 6은 본 발명의 실시예에 따른 일정한 오경보 확률을 가지는 신호 획득 장치의 성능을 비교한 그래프이다. 상기 성능 비교를 위한 환경 설정값으로는 관찰 구간(Observation Interval)을 5로, 피크 계수 값(Number of counts)을 2로, 반복 횟수(Number of Iterations)를 1000으로, 주파수 오프셋(Frequency Offset)을 100kHz로 설정하였다.

도 6을 참조하면, 본 발명에 따른 신호 획득 방법은 종래 기술과 비교할 때, 검출 확률(detection probability)(601)과 검출 실패 확률(즉, 오류 확률(missing probability))(602)에서 큰 차이가 없음을 알 수 있다.

한편, 본 발명에 따른 신호 획득 방법에 의하면 상기와 같이 검출 확률을 종래와 같이 유지시키면서 오경보 확률(false alarm probability)(603)을 현저히 줄일 수가 있음을 알 수 있다. 즉, 상기 그래프에 따르면 본 발명에 따른 방법에 의해 오경보 확률(603)을 종래의 1e-3에서 5e-4로 1/2 만큼 감소시키는 효과를 가져옴을 알 수 있다.

<다른 실시예 - 이동 평균값 방식 적용>

상술한 본 발명의 변형된 실시예로서 상술한 방법에 이동 평균값 방식을 적용함으로써 보다 성능을 개선할 수가 있게 된다.

상술한 바와 같이 패킷 검출을 위한 신호 획득 장치는 버스트 패킷(Burst packet)의 전송 시스템의 수신기에서 가장 먼저 이루어져야 하는 부분으로서, 시스템의 프레임 에러율을 결정하는 중요한 부분이 된다. 예컨대, UWB(Ultra Wide Band) MBOA의 경우 링크 성공률을 0.99로 설정하고 있으므로 어떠한 환경에서도 이러한 특성을 만족시킬 패킷 검출기가 요구된다. 즉, 상술한 신호 획득 장치는 수신기 알고리즘 중에서 가장 먼저 이루어져야 하며, 대부분 패킷 당 단 한번만 수행되므로 그 구조는 간단하면서도 성능이 우수할 것을 요구하고 있다.

한편, 상술한 바와 같이 다중 경로에 의한 지연 확산으로 인해 신호의 에너 지가 시간에 따라 퍼져 있으므로, 수신기에서 상호 상관(cross correlation)을 수행하더라도 평균 피크(mean peak)와 그 주변의 피크 사이에 큰 차이가 없으며, 신호대 잡음비가 상대적으로 낮은 무선 환경에서는 패킷 검출이 보다 어렵게 된다. 따라서, 다른 알고리즘과 같이 패킷 검출 수행 후 다음 심볼에 적용되는 것이 아니라, 특정 구간 내에서 반드시 검출이 이루어져야 하므로 구조가 간단해야 한다.

또한, 종래의 레이더(radar)나 CDMA 시스템에서 신호 검출용으로 설계된 종래의 CFAR 검출기는 정확한 신호의 동기(timing)를 검출하도록 되어 있으므로, 직교 주파수 다중 분할(Orthogonal Frequency Division Multiplexing; 이하, 'OFDM'이라 한다.)과 같이 동기가 치명적(critical)이지 않은 시스템에서는 적합하지 않게 된다.

따라서, 상술한 본 발명에 따른 신호 획득 장치에 상관 출력값을 채널에 의해 확산된 에너지 구간동안 적분함으로써 다중 경로 채널에 의한 영향을 감소시킬 수가 있게 된다. 즉, 상술한 바와 같이 OFDM 시스템 등은 CDMA 시스템과 달리 동기 문제가 치명적이지 않으므로, 상관 출력을 이동 평균하더라도 성능에 크게 문제가 되지 않는다. 따라서, 본 발명의 다른 실시예에 따른 신호 획득 장치는 채널에 의해 확산된 에너지를 모음으로써, 종래의 검출 장치보다 검출 확률을 보다 높일 수가 있게 된다.

도 7은 본 발명의 다른 실시예에 따른 이동 평균 방식이 적용된 일정한 오경보 확률을 가지는 신호 획득 장치를 나타낸 도면이다. 도 7을 참조하면, 본 발명의 다른 실시예에 따른 신호 획득 장치는 정합 필터(Matched filter; 400), 절대값 계 산기(410), 수신 전력 측정기(Received power estimator; 420), 곱셈기(430), 비교기(Comparator; 440), 배율 선택기(450), 피크 계수기(460) 및 이동 평균값(Moving Average) 계산기(700) 등으로 구성될 수 있다. 즉, 상기 도 4에서 상술한 본 발명에 따른 장치에서 절대값 계산기(410)의 결과값에 이동 평균값을 적용하는 이동 평균값 계산기(700)를 추가하여 구현하게 된다.

한편, 수신되는 신호는 잡음 또는 다중 경로 채널을 거친 길이 N의 시퀀스(sequence)로서, 수신기에서는 알고 있는 신호가 된다. 상기 수신된 신호는 상기 정합 필터(400)에 의해 수신기에서 이미 알고 있는 기준 신호(c_i)와 복소 공액(complex conjugate)을 취한 후 상호 상관을 하게 되며, 상기 상관값의 절대값을 취하여 제곱하게 된다. 이에 따라, 상기 절대값 계산기(410)에서의 결과값은 상술한 <수학식 3>과 같이 된다.

그런다음, 본 발명의 다른 실시예에 따라 상기 이동 평균값 계산기(700)에서는 크기 M만큼 이동 평균값을 취하여 결정 대상 값(decision variable) Y를 산출하게 된다.

한편, 상기 비교기(440)에서는 상기 Y와 비교할 임계값으로서 제1 임계값(Th_1) 또는 제2 임계값(Th_2)을 사용하게 된다. 상기 비교기(400) 이후의 동작은 상기 도 4에서 상술한 바와 동일하므로 생략하기로 한다.

따라서, 상기 비교기(400)의 비교 대상 값이 절대값 계산기(410)의 출력값이 아니라, 상기 절대값 계산기(410)의 출력값인 상호 상관값을 적분한 값으로 사용함 으로써 OFDM 방식을 사용하는 시스템에서 같은 조건하에서 기존의 버스트 검출기보다 검출 확률을 높일 수가 있게 된다. 또한, SNR이 낮은 다중 경로 채널에서도 사용이 가능하게 된다.

하기 <표 1>은 종래의 이동 평균값이 없는 장치의 CFAR 검출기의 성능을 나타내며, <표 2>는 본 발명의 실시예에 따라 제안된 이동 평균값이 적용된 CFAR 검출기의 성능을 나타낸 것이다.

SNR	False Alarm Rate
SNR	1e-2	5e-3	1e-3	5e-4	1e-4	5e-5	1e-5
-10dB	8.13e-1	7.35e-1	6.04e-1	5.07e-1	2.72e-1	2.07e-1	1.00e-1
-5dB	1.00e+0	9.99e-1	9.98e-1	9.95e-1	9.72e-1	9.52e-1	8.39e-1
0dB	1.00e+0	1.00e+0	1.00e+0	1.00e+0	1.00e+0	1.00e+0	1.00e+0

SNR	False Alarm Rate
SNR	1e-2	5e-3	1e-3	5e-4	1e-4	5e-5	1e-5
-10dB	9.45e-1	8.74e-1	7.47e-1	6.28e-1	4.52e-1	3.93e-1	2.40e-1
-5dB	1.00e+0	1.00e+0	1.00e+0	1.00e+0	1.00e+0	1.00e+0	9.99e-1
0dB	1.00e+0	1.00e+0	1.00e+0	1.00e+0	1.00e+0	1.00e+0	1.00e+0

상기 <표 2>에 따르면 상기 <표 1>에서보다 기준 오경보 확률(99%)을 만족하는 경우가 보다 많음을 알 수 있다.

도 8은 본 발명의 다른 실시예에 따른 성능 결과를 비교한 그래프이다. 도 8을 참조하면, 모든 신호대 잡음비(SNR)에서 종래 기술에 따른 CFAR 검출기의 검출 확률(802, 804)보다 본 발명의 실시예에 따른 검출기의 검출 확률(801, 803)이 높게 나타남을 알 수 있다.

이상 설명한 바와 같이, 본 발명에 따르면, 연속적인 상관 피크값에 대해서 서로 다른 임계값을 적용함으로써 노이즈에 의한 오경보 확률을 감소시킬 수가 있게 된다. 또한, 이에 따라 높은 신호대 잡음비 상에서도 검출 성능을 유지할 수가 있게 된다. 아울러, 패킷 검출과 검증을 동시에 수행함으로써 동기 획득 시간을 감소시키게 되는 장점이 있다.

한편, 본 발명의 다른 실시예에 따라서, 비교기의 비교 대상 값을 상호 상관값을 적분한 값으로 사용함으로써 OFDM 방식을 사용하는 시스템에서 같은 조건하에서 기존의 버스트 검출기보다 검출 확률을 높일 수가 있게 되며, SNR이 낮은 다중 경로 채널에서도 사용이 가능하게 된다.

또한, 이상에서는 본 발명의 바람직한 실시예에 대하여 도시하고 설명하였지만, 본 발명은 상술한 특정의 실시예에 한정되지 아니하며, 청구범위에서 청구하는 본 발명의 요지를 벗어남이 없이 당해 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진자에 의해 다양한 변형실시가 가능한 것은 물론이고, 이러한 변형실시들은 본 발명의 기술적 사상이나 전망으로부터 개별적으로 이해되어져서는 안될 것이다.

Claims

수신 신호에 대한 상관 결과값을 계산하는 정합 필터;

상기 정합 필터의 출력값으로부터 절대값 계산하여 상기 상관 결과값의 크기를 출력하는 절대값 계산기;

상기 수신 신호에 대한 전력을 산출하는 수신 전력 측정기;

수신 신호에 대한 1차 피크 검출시에는 제1 임계값 적용을 위한 제1 배율값을 선택하고, 상기 1차 피크 검출 후, 2차 피크 검출시에는 제2 임계값 적용을 위한 상기 제1 배율값과 다른 제2 배율값을 선택하는 배율 선택기;

상기 수신 전력 측정기의 출력값을 상기 배율 선택기에서 선택된 배율값으로 곱하는 곱셈기;

상기 절대값 계산기의 출력값과 상기 곱셈기의 출력값을 비교하는 비교기; 및

상기 비교기의 비교 결과, 해당 샘플 구간 내에서 상기 절대값 계산기 출력값이 상기 제2 임계값을 초과하는 2차 피크의 수를 계수하는 피크 계수기;를 포함하는 것을 특징으로 하는 오경보 확률을 줄이기 위한 신호 획득 장치.
제1항에 있어서,

상기 장치는 아날로그 수신 신호를 디지털로 변환시키는 아날로그 디지털 변환기;를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 오경보 확률을 줄이기 위한 신호 획득 장 치.
제1항에 있어서,

상기 비교기는 상기 수신 전력 측정기의 출력값이 상기 배율 선택기에서 선택된 상기 제1 배율값에 의해 생성된 제1 임계값을 초과할 경우 1차 피크 검출로 판단하는 것을 특징으로 하는 오경보 확률을 줄이기 위한 신호 획득 장치.
제3항에 있어서,

상기 비교기는, 상기 1차 피크 검출 후 상기 배율 선택기의 배율값을 제2 배율값으로 변경시키는 것을 특징으로 하는 오경보 확률을 줄이기 위한 신호 획득 장치.
제1항에 있어서,

상기 피크 계수기는 상기 계수된 해당 샘플 구간 내에서 검출된 2차 피크의 수가 기설정된 기준값을 초과할 경우 상기 샘플 구간 내에서 신호가 검출된 것으로 최종 결정하는 것을 특징으로 하는 오경보 확률을 줄이기 위한 신호 획득 장치.
제1항에 있어서,

상기 피크 계수기는 상기 계수된 해당 샘플 구간 내에서 검출된 2차 피크의 수가 기설정된 기준값을 초과하지 못할 경우 상기 배율 선택기의 배율값을 제1 배 율값으로 다시 변경시킴으로써 1차 피크 검출을 다시 수행하는 것을 특징으로 하는 오경보 확률을 줄이기 위한 신호 획득 장치.
제1항에 있어서,

상기 제2 임계값은 상기 제1 임계값보다 작게 설정하는 것을 특징으로 하는 오경보 확률을 줄이기 위한 신호 획득 장치.
제7항에 있어서,

상기 제2 배율값은 상기 제1 배율값보다 작게 설정하는 것을 특징으로 하는 오경보 확률을 줄이기 위한 신호 획득 장치.
제1항에 있어서,

상기 제1 배율값은 목표로 하는 오경보 확률이 해당 목표값을 만족하도록 설정하는 것을 특징으로 하는 오경보 확률을 줄이기 위한 신호 획득 장치.
제1항에 있어서,

상기 제2 배율값은 적응 임계값이 잡음의 평균 전력보다 크도록 설정하는 것을 특징으로 하는 오경보 확률을 줄이기 위한 신호 획득 장치.
제1항에 있어서,

상기 샘플 구간은 수신 신호의 지연 확산 특성에 따라 설정하는 것을 특징으로 하는 오경보 확률을 줄이기 위한 신호 획득 장치.
제1항에 있어서,

상기 장치는,

상기 절대값 계산기의 출력값을 기설정된 크기만큼 이동 평균값을 취하여 결정 대상 값을 산출하는 이동 평균값 계산기;를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 오경보 확률을 줄이기 위한 신호 획득 장치.
제12항에 있어서,

상기 기설정된 크기는 채널에 의해 확산된 에너지 구간의 크기에 따라 결정되는 것을 특징으로 하는 오경보 확률을 줄이기 위한 신호 획득 장치.
수신 신호를 상관한 값을 제1 임계값과 비교함으로써 1차 피크를 검출하는 단계;

상기 검출된 1차 피크의 일정 샘플 구간 내에서 상기 제1 임계값과 다른 제2 임계값에 의해 2차 피크를 검출하는 단계; 및

상기 검출된 2차 피크의 개수에 따라 신호 획득 여부를 판단하는 단계;를 포함하는 것을 특징으로 하는 오경보 확률을 줄이기 위한 신호 획득 방법.
제14항에 있어서,

상기 1차 피크를 검출하는 단계는,

상기 제1 임계값 생성을 위한 배율값을 제1 배율값으로 설정하는 단계;

수신 신호의 정합 필터링 및 상기 필터링 결과로 출력되는 상관값의 절대값을 산출하는 단계;

상기 수신 신호로부터 수신 신호의 세기를 측정하는 단계; 및

상기 상관값의 절대값이 상기 수신 신호에 상기 제1 배율값을 곱한 제1 임계값보다 클 경우 1차 피크가 검출된 것으로 판단하는 단계;를 포함하는 것을 특징으로 하는 오경보 확률을 줄이기 위한 신호 획득 방법.
제15항에 있어서,

상기 절대값 산출 단계 이후에,

상기 상관값의 절대값을 기설정된 크기만큼 이동 평균값을 취하여 결정 대상 값을 산출하는 단계;를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 오경보 확률을 줄이기 위한 신호 획득 방법.
제16항에 있어서,

상기 기설정된 크기는 채널에 의해 확산된 에너지 구간의 크기에 따라 결정되는 것을 특징으로 하는 오경보 확률을 줄이기 위한 신호 획득 방법.
제15항에 있어서,

상기 제1 배율값은 목표로 하는 오경보 확률이 해당 목표값을 만족하도록 설정하는 것을 특징으로 하는 오경보 확률을 줄이기 위한 신호 획득 방법.
제14항에 있어서,

상기 1차 피크의 검출 단계는 수신되는 수신 신호 버스트에 대해 계속하여 수행하는 것을 특징으로 하는 오경보 확률을 줄이기 위한 신호 획득 방법.
제15항에 있어서,

상기 2차 피크를 검출하는 단계는,

제2 임계값 생성을 위하여 상기 배율값을 상기 제1 배율값과 다른 제2 배율값으로 설정하는 단계;

기설정된 샘플 구간 내에서 각 샘플에 대해 수신 신호의 정합 필터링 및 상기 필터링 결과로 출력되는 상관값의 절대값을 산출하는 단계;

상기 수신 신호로부터 수신 신호의 세기를 측정하는 단계; 및

상기 상관값의 절대값이 상기 수신 신호에 상기 제2 배율값을 곱한 값보다 클 경우 2차 피크가 검출된 것으로 판단하는 단계;를 포함하는 것을 특징으로 하는 오경보 확률을 줄이기 위한 신호 획득 방법.
제20항에 있어서,

상기 절대값 산출 단계 이후에,

상기 상관값의 절대값을 기설정된 크기만큼 이동 평균값을 취하여 결정 대상 값을 산출하는 단계;를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 오경보 확률을 줄이기 위한 신호 획득 방법.
제21항에 있어서,

상기 기설정된 크기는 채널에 의해 확산된 에너지 구간의 크기에 따라 결정되는 것을 특징으로 하는 오경보 확률을 줄이기 위한 신호 획득 방법.
제20항에 있어서,

상기 제2 배율값은 적응 임계값이 잡음의 평균 전력보다 크도록 설정하는 것을 특징으로 하는 오경보 확률을 줄이기 위한 신호 획득 방법.
제20항에 있어서,

상기 제2 배율값은 상기 제1 배율값보다 작게 설정하는 것을 특징으로 하는 오경보 확률을 줄이기 위한 신호 획득 방법.
제14항에 있어서,

상기 검출된 2차 피크의 개수에 따라 신호 획득 여부를 판단하는 단계는,

상기 검출된 2차 피크의 수를 계수하는 단계; 및

상기 샘플 구간동안 계수된 2차 피크의 수가 기설정된 기준값보다 클 경우 신호를 획득한 것으로 판단하는 단계;를 포함하는 것을 특징으로 하는 오경보 확률을 줄이기 위한 신호 획득 방법.
제25항에 있어서,

상기 샘플 구간동안 계수된 2차 피크의 수가 기설정된 기준값보다 크지 않을 경우 신호 획득 절차를 다시 수행하는 것을 특징으로 하는 오경보 확률을 줄이기 위한 신호 획득 방법.
제14항에 있어서,

상기 방법은, 아날로그 수신 신호를 디지털로 변환시키는 아날로그 디지털 변환 단계;를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 오경보 확률을 줄이기 위한 신호 획득 방법.
제14항에 있어서,

상기 1차 피크의 검출은 상기 수신 전력 측정기의 출력값이 상기 제1 임계값을 초과할 경우 1차 피크 검출로 판단하는 것을 특징으로 하는 오경보 확률을 줄이기 위한 신호 획득 방법.
제14항에 있어서,

상기 1차 피크 검출 단계 이후, 상기 임계값을 제1 임계값에서 제2 임계값으로 변경시키는 것을 특징으로 하는 오경보 확률을 줄이기 위한 신호 획득 방법.
제14항에 있어서,

상기 해당 샘플 구간 내에서 검출된 2차 피크의 수가 기설정된 기준값을 초과하지 못할 경우 상기 임계값을 제1 임계값으로 다시 변경시킴으로써 1차 피크 검출을 다시 수행하는 것을 특징으로 하는 오경보 확률을 줄이기 위한 신호 획득 방법.
제14항에 있어서,

상기 제2 임계값은 상기 제1 임계값보다 작게 설정하는 것을 특징으로 하는 오경보 확률을 줄이기 위한 신호 획득 방법.
제14항에 있어서,

상기 샘플 구간은 수신 신호의 지연 확산 특성에 따라 설정하는 것을 특징으로 하는 오경보 확률을 줄이기 위한 신호 획득 방법.