JP4195613B2 - 周波数方式 - Google Patents

Description

１．技術分野
この発明方式は、一般に無線通信システムに、より詳しくは周波数方式を利用するシグナルを送信して受け取るシステムに関する。

２．関連技術
無線通信システムは進行中の技術大変革の積分要素であって、指数関数的な速度で展開している。無線通信システムは一般にラジオ周波数（ＲＦ）通信システムである。セルラーシステムによってカバーされる地理的領域が複数の「セルに分割されるという点で、多くの無線通信システムは「細胞状の（cellular）」システムとして構成される。セルのカバレージエリアの移動体通信装置（例えばワイヤレス電話、ポケットベル、パーソナルコミュニケーションデバイス、など）はセルの中で調整された基地局と通信する。無線通信システムは、また、大部分のアプリケーションが上記した移動体通信デバイスを使用するにもかかわらず、静止通信装置と通信することができる。

セルラー無線通信システムにおいて、移動体通信デバイスは、一般に低出力基地局である基地局と入出力を行う。干渉を避けるのに充分な遠隔に離れたセルにおいて、１つのセルにおいて用いられる周波数が再利用されるために、低出力の基地局は利用される。それゆえに、交通麻痺状態や会議に出席するなどの可動性の通信装置ユーザは、ユーザが基地局によって執行されるセルの中でいる限り、シグナル（例えば電話）を送信することができて、受け取ることができる。

大部分の無線通信システムにおいて利用される通信フォーマットは、低周波または「ベースバンド」シグナルによって変調される高周波のキャリア波形である。ベースバンド信号は、オーディオおよび／またはデータ信号を含んでもよい。無線通信システムの範囲内の移動体通信デバイスは、一般的に送信機（変調器、アップコンバータを有する送信機）を備えている。変調器は、キャリア波形上へベースバンド信号（例えば受話器マイクロフォンによって検出されるスピーチ）を「調整」する。アップコンバータは、低周波調整されたシグナルの周波数を無線通信システムに適切なキャリア波形周波数に増加させる。キャリア波形は、それから移動体通信デバイスから基地局まで送信される。たとえば、振幅変調（ＡＭ）及び周波数変調（ＦＭ）技術は、従来技術において通常の技量の人々にとって周知である。移動体通信デバイスは、また、一般的に受信機（復調器、ダウンコンバータを有する受信機）を有する。復調器は、それから移動体通信デバイスのベースバンドモジュールで処理するために送信する受信されたベースバンド信号を抽出するために基地局から受信されるキャリア波形を「復調」する。ダウンコンバータは、キャリア波形周波数を、移動体通信デバイスのベースバンドモジュールによって処理することに適切な周波数に減少させる。

移動体通信デバイスにおいて、受信されたキャリア波形、送信されたキャリア波形は、基準周波数を有するシンセサイザによって生成されたシグナルによって、一般に処理される。通常、シンセサイザは少なくとも2つの可変制御発振器を備える。オシレータによって、キャリア周波数より低い周波数でオーディオおよび／またはデータ信号を処理することによって、移動体通信デバイスは、より大きいパワー効率を仕遂げることができる。第１の可変制御発振器は、オーディオおよび／またはデータを受け取るために利用されてもよく、第２の可変制御発振器は、オーディオおよび／またはデータを送信するために利用されてもよい。独立し可変制御発振器は、移動体通信デバイスが複数のキャリア周波数で行使することができるために、受信、送信のために利用されてもよい。加えて、移動体通信デバイスが他の機能を実行と共に、独立した可変制御発信器は、受信及び送信のためのそれがシャットダウンされるのを許す。さらに、独立した送信変数制御発振器の使用することによりは、シンセサイザの変数制御発振器のスイッチングの必然性を回避する。しかし、この解決案は、受信、送信のために一つのシンセサイザを利用することより、高価である可能性がある。

いくつかの通信システム（例えば移動体通信のためのグローバルシステム（ＧＳＭ）などのシステム）において、送受信が同時に執行されないので、コンポーネント機能を統合することは、特に効率的である。特に、シンセサイザ、受信機及び送信機機能を統合することにより、その値は最大にされる。しかし、機能が統合されると、ＧＳＭ無線通信システムにおいて操作している移動体通信デバイスは特にシグナル間の望ましくない対話処理（インタラクション）に弱い。

送信機において、調整されるキャリア波形は通常高周波であり、周期的な波形がシンセサイザによって生成される。シンセサイザは、可変制御発振器によって周期的な波形を生成してもよい。可変制御発振器は、電圧制御発振器であってもよい。送信機は、しばしば伝送帯域の範囲内で多くの異なる周波数チャンネルに送信することを必要とするので、発振器の周波数は調節可能でなければならない。いくつかのＧＳＭ無線通信システム（例えば拡張ＧＳＭ（ＥＧＳＭ））において、伝送帯域は８８０−９１５ＭＨｚMHzであって、２００ｋＨｚのチャンネルに分割される。このように、発信器周波数は、２００ｋＨｚの正確なステップで変化しなければならない。それらの出力周波数が制御電圧を処理することによって容易に合わせられるので、電圧制御発振器はこの種の適用業務にかなり適している。しかし、異種の周波数を有するシグナルを作り出しているオシレータは、望まれていない疑似効果を作り出す。

理想的には、送受信シンセサイザは、疑似効果を削除するために１つのオシレータを包含するだけである。しかし、ＧＳＭ、ＤＣＳ、ＰＣＳシステムの広く異種の周波数範囲のため、必要な周波数をカバーする単一の主オシレータを有する送受信装置は粗末な性能特性を起こす。同時に、各々のバンドのための独立した発信器を使用している設計は、関係するコストのために望ましくない。

他の問題は、多数のシンセサイザ発信器を利用しているマルチバンド受話器が各々のオシレータのためのフィルタを始めとするオフチップ（ｏｆｆ−ｃｈｉｐ）コンポーネントを利用するということである。フィルタは、表層音響フィルタであってもよい。これらのオフチップコンポーネントは、過度のスペースを消費する傾向がある。このように、それらはコンパクトな、軽量、携帯型移動通信装置を提供することを目的とは矛盾している。

ダイレクトコンバージョン受信機は、受信したキャリア波形と同じ周波数で操作している発振器を使用する。ダイレクトコンバージョン受信機は、フィルタのようないくつかのオフチップコンポーネントのためのニーズを取り除く。しかし、現行の直接のコンバージョン受信機は、局部発振器シグナルまたは広範なＲＦ遮断抗体のＤＣへ、セルフコンバージョンに影響されやすい。加えて、ダイレクトコンバージョン送受信装置は、発振器周波数上のシグナルと、ミキサーのラジオ周波数ポート間のリークに弱い傾向がある。ダイレクトコンバージョン送受信装置を有する第３の問題は、基準信号が送信機コンポーネント上へ漏れる傾向があって、結局アンテナによって放射されることになるということである。このリークは、同じ領域において存在する可能性がある他の同様の受信機を妨げることができる。

移動体通信デバイスの操作は、同じ領域の同様の周波数を有する多くのシグナルという結果になる。これは、シグナル間の望ましくない対話処理に至る可能性がある。この問題は、特にミキサーのような非線形システムにおいて深刻である。

本発明は、周波数方式送信機及び受信機を利用しているシグナルを送信するシステムを提供する。受信機及び送信機のためのシングル基準信号を利用して、望ましくない周波数対話処理を回避すると共に、この周波数方式は送受信チャンネルを選択させる。

周波数方式テーブルを利用しているシグナルを送信するこのシステムは、次のように実行されることができる。第１のプログラム可能な分周器は、ローカル（局部）振動周波数を有する基準信号を受け入れる。基準信号は、局部振動チェインを介してシンセサイザシグナルを通過する生成物である。局部振動チェインは、複数のローカル振動周波数を提供することができる。第１のプログラム可能な分周器は、比較周波数を有する比較シグナルを作り出す。ミキサーは、基準信号及び変調伝送信号を受け取る。このミキサーは、中間周波数を有する送信ループシグナルを作り出す。変調器は、データを送信ループシグナルに挿入することができる。第２のプログラム可能な分周器は、送信ループシグナルを受け入れて、分割された中間周波数シグナルを有する送信ループシグナルを作り出す。位相検出器は、分割された中間周波数を有する比較シグナル及び送信ループシグナルと比較する。この位相検出器は、可変制御発振器を制御するシグナルを作り出す。そして、可変制御発振器は、伝送信号を作り出す。

第１および第２のプログラム可能な分周器及びシンセサイザのオペレーションは、周波数方式テーブルに格納される操作用パラメータに基づく場合がある。求められた伝送信号特性及び望ましくない周波数の最小化に基づく周波数方式テーブル操作用パラメータは、移動体通信デバイス内でシグナル対話処理の基礎を形成した。

以下の図及び詳細な説明の考察により、技術の当業者にとって他のシステム、方法、機能そして、周波数方式の利点が、明かになる。全てのこの種の追加されたシステム、方法、特長及び利点がこの周波数方式の範囲内のこの記載の範囲内で含まれて、添付の請求の範囲によって保護されることが目的とされる。

１．概要
詳細にこの発明を記述する前に、この発明が実行される環境の例を記述することは、有効である。そのような例は、無線通信システムである。図１は、移動体通信デバイス２２を含んでいる典型的な無線通信システム１０のブロック図である。この移動体通信デバイス２２は、携帯電話であってもよい。図示する目的のために、この発明は、移動体通信のグローバルシステム（ＧＳＭ）の規格を厳守している無線通信システムのコンテクストに記載されている。しかし、この発明の周波数方式が他の無線通信システムのコンテクストにおいて実行される可能性があったことは、よく理解されていなければならない。

無電通信システム（移動セルラーシステム）の最も一般のフォームのうちの１つは、アナログシステムとして元々開発された。この１９８０年代初期の商業使用のための導入の後、移動セルラーシステムは、急速な及びまとまりがない成長を経験し始めた。たとえば、ヨーロッパにおける個々の国は、自分自身のシステムを開発した。 通常、個々の国のシステムは各々と互換性がなかった。そして、それは国境の中の移動体通信を収縮させて、そして、特定の国のシステムのために開発される移動機器の市場を制限した。

この発達する問題に対処するために、１９８２年において欧州郵便電気通信主管庁会議（ＣＥＰＴ：the Conference of European Posts and Telecommunications）がＧＳＭ（Groupe Speciale Mobile）を形成し（研究に（１９９１年の前にまた、ＧＳＭとして公知だった）、将来のパン-ヨーロッパ人携帯電話ネットワークのための一組の一般の規格を研究し、開発した。９００ＭＨｚの範囲の周波数の２ブロックがこのシステムのために蓄えられることが、推薦された。新しいシステム含まれた国際ローミング能力のための最初の目標、良い主観的な音声品質、ＩＳＤＮ（integrated services digital network）のような他系を伴う互換性、スペクトルの効率、低コスト移動体通信デバイス２２のコスト、及び低コストは、送受信機ステーション３２の能力の基礎を形成し、ユーザの新規なサービス、及び高ボリュームを支持することができる。

ＧＳＭ規格の発展の最初の及び主要な決定のうちの１つは、アナログよりむしろデジタルシステムの採用であった。上記したように、アナログシステムは急成長を経験し、そして、要求を増加させることは有効な周波数帯の収容力の重圧となっていた。デジタルシステムは、改良されたスペクトルの効率及びより効率的なコストを提供する。また、デジタル伝送の品質は、アナログ伝送のそれより優れている。ヒッシング及び空電のようなバックグラウンドサウンド、そして、フェードアウト及びクロストークのような品位を下げる効果は、主にデジタルシステムにおいて取り除かれる。暗号化のようなセキュリティ機能は、デジタルシステムにおいてより容易に実行される。ＩＳＤＮ（integrated services digital network）の互換性は、デジタルシステムによってより容易に達成される。結局、デジタルアプローチは超大規模集積回路（ＶＬＳＩ）の使用を許可する。そして、それによってより小さい及びより効率的な移動受話器の発展を促進する。

１９８９年において、欧州電気通信標準化協会（ＥＴＳＩ：the European Telecommunications Standards Institute）は、ＧＳＭ規格のための信頼度を引き継いだ。１９９０年において、規格のフェーズＩは発行され、ＧＳＭ規格を使用している第１の商用サービスは１９９１年に始まった。また、１９９１年に移動体通信のグローバルシステム（引き続きＧＳＭ）と名前を変えられた。ヨーロッパのその早い導入の後、オーストラリアにおいて導かれると、１９９２年、規格はグロ―バルステージまで質を引き上げられた。それ以来、ＧＳＭは最も広く採用され最も急速に発達するデジタルセルラー規格になり、および世界の有力なセルラー規格になるために置かれる。結合を解するＧＳＭメモによれば、１９９９年１月現在でＧＳＭは、１億２０００万以上の加入者を占めた。

８９０−９１５ＭＨｚ帯域と９３５−９６０ＭＨｚ帯域のそれぞれ２５ＭＨｚの２つの周波数帯は、ＧＳＭ使用に割り当てられた。８９０−９１０ＭＨｚ帯域は送信または「アップリンク」（移動体通信デバイス２２から基礎送受信装置ステーション３２へ）のために確保され、９３５−９６０ＭＨｚ帯域は受信または「ダウンリンク」（基礎送受信装置ステーション３２から移動体通信デバイス２２へ）のために確保される。バンド幅の余分の１０ＭＨｚは、後で各々の周波数帯に加えられる。この余分のバンド幅（２つの３５MHzのバンドという結果になること）を取り入れている規格は、拡張ＧＳＭ（ＥＧＳＭ）として公知である。ＥＧＳＭにおいて、伝送帯域は８８０−９１５ＭＨｚをカバーし、バンドを受信することは９２５−９６０ＭＨｚをカバーする。拡張バンド幅部分（８８０−８９０ＭＨｚと９２５−９３５ＭＨｚ）に関して、時々利用されるＧＳＭについては、ＧＳＭとえＧＳＭの用語は取り換えられて利用される。時々、元々指定された８９０−９１５ＭＨｚと９３５−９６０ＭＨｚ帯域は、プライマリＧＳＭ（ＰＧＳＭ）と称される。無線通信システム１０の以下の記載において、ＧＳＭＬは拡張バンド幅（３５ＭＨｚ）標準に関して利用される。

ＧＳＭの広範囲にわたる使用が予想されたために、９００ＭＨｚの周波数帯の収容力問題は、予想され対処された。ＥＴＳＩは、すでに１９８９年にＧＳＭ標準の第１のリリースの１８００ＭＨｚの異型（デジタル通信システム（ＤＣＳ）またはＧＳＭ １８００）を定めた。ＤＣＳにおいて、伝送帯域は１７１０−１７８５ＭＨｚをカバーし、受信帯域は１８０５−１８８０ＭＨｚをカバーする。米国において、連邦通信委員会（ＦＣＣ：the Federal Communications Commission）は１９００ＭＨｚの帯域のスペクトラムの広範なブロックを競売にかけた。そして、大量市場パーソナルコミュニケーションサービス（ＰＣＳ）の形でデジタル無線システムを国に導入しようとした。米国のＤＣＳ・ＧＳＭサービスと同等のものは、ＰＣＳまたはＧＳＭ１９００として公知である。 ＰＣＳにおいて、伝送帯域は１８５０−１９１０ＭＨｚをカバーし、受信帯域は１９３０−１９９０ＭＨｚをカバーする。

利用されるＧＳＭ規格に関係なく、一旦移動体通信デバイス２２がチャンネルを割り当てられるならば、固定された周波数関係（frequency relationship）が送信周波数と受信周波数の間で保持される。ＧＳＭにおいて、この固定された周波数関係は４５ＭＨｚである。たとえば、移動体通信デバイス２２は、８９５．２ＭＨｚの送信チャンネルが割り当てられ、その受信チャンネルは常に９４０．２ＭＨｚである。固定された周波数関係はまた、ＤＣＳ、ＰＣＳにおいて保持されるが、周波数関係はより広い。ＤＣＳにおいて、受信チャンネルは９５ＭＨｚ、送信チャンネルより常に高い、ＰＣＳにおいて、受信チャンネルは８０ＭＨｚ、送信チャンネルより常に高い。

無線通信方式１０の１つの実行のアーキテクチャは、図１のブロックフォームにおいて表される。無線通信方式１０は、移動デバイスサブシステム２０、基地局サブシステム３０、ネットワークスイッチングサブシステム４０、操作サポートサブシステム５０の４つの相互接続するコンポーネントまたはサブシステムに分割される。通常、移動デバイスサブシステム２０は、移動体通信デバイス２２のユーザによって持たれている移動体通信デバイス２２（例えば無線電話、ポケットベル、パーソナルコミュニケーションデバイスなど）である。「移動」通信装置２２と名付けられるにもかかわらず、デバイスが可動性であることを必要とする技術に関するものは何もなく、当業者は無線通信方式１０及び移動体通信デバイス２２に対する関係と別の低電圧デジタルインタフェースのための応用を認識する。

基地局サブシステム３０は、多数の移動体通信デバイス２２で結びつけて及び移動体通信デバイス２２とネットワークスイッチングサブシステム４０間の無線伝送路を管理する。ネットワークスイッチングサブシステム４０は、機能を切替えている無線通信方式１０を管理して、デジタルのＩＳＤＮ（統合サービスネットワーク）６４や公衆交換電話網（ＰＳＴＮ）６２のような他系を伴う通信を容易にする。さらに、操作サポートサブシステム５０は、無線通信方式１０の操作及び保守を容易にする。

移動デバイスサブシステム２０は、加入者識別モジュール（ＳＩＭ）２４がそれぞれ関連づけられた複数の移動体通信デバイス２２を備える。移動体通信デバイス２２は、アンテナ２６を備える。加入者識別モジュール２４は、加入者及び移動体通信デバイス２２に関する識別情報を格納する記憶装置である。加入者識別モジュール２４は、スマートカードとしてまたはプラグインモジュールとして実行されてもよくて、無線通信方式１０のあらゆる無線通信装置２２から、サービスを起動させる。加入者識別モジュール２４に格納される情報の一つは、無線通信方式１０に移動体通信デバイス２２のユーザを識別する固有の国際移動加入者識別番号（ＩＭＳＩ）及び独自に移動体通信デバイス２２を識別する国際移動機器識別番号（ＩＭＥＩ）であってもよい。加入者識別モジュール２４を使用することにより、ユーザは、あらゆる移動体通信デバイス２２または端末を経て無線通信方式１０にアクセスすることができる。他の情報（例えば個人識別番号（ＰＩＮ）及び課金情報）は、加入者識別モジュール２４に格納されてもよい。

移動デバイスサブシステム２０は、標準化された「Ｕｍ」またはラジオエアーインタフェース２８にわたる基地局サブシステム３０と通信する。基地局サブシステム３０は、多数の基地局（ＢＴＳ）３２及び基地局コントローラ（ＢＳＣ）３４を備える。基地局３２は、セルの地理的中心に通常あって、一つ以上のラジオ送受信装置及びアンテナを備える。基地局３２は、無線リンクを確立して、セルの中で移動体通信デバイス２２を有する「Ｕｍ」インタフェース２８の上の無線通信を取り扱う。基地局３２の送信しているパワーは、セルの大きさを定める。各々の基地局コントローラ34は、複数の基地局３２を管理する。基地局３２及び基地局コントローラ３４間の通信は、標準化された「Ａｂｉｓ」インタフェース３６を介する。基地局コントローラ３４は、キャリア周波数チャンネルを割り当て、管理して、基地局コントローラ３４が管理する基地局３２間の呼出しの通話チャネル切換えを制御する。

各々の基地局コントローラ３４は、標準化された「Ａ」インタフェース３８を介してサブシステム４０を切替えているネットワークと通信してもよい。Ａインタフェース３８は、ＳＳ７（switching system seven）プロトコルを利用してもよく、異なるメーカによって作られる基地局及びスイッチング装置の使用を可能にしてもよい。スイッチングセンター４２は、サブシステム４０を切替えているネットワークの第一のコンポーネントである。スイッチングセンター４２は、セルの範囲内の各々の移動体通信デバイス２２間の通信と、移動体通信デバイス２２と公衆ネットワーク６０間の通信とを管理する。スイッチングセンターが入出力を行っても良い公衆網６０の例として、ＰＳＴＮ（公衆交換電話網：public switched telephone network）６２、ＩＳＤＮ（integrated services digital network）６４、インターネット６６及びＰＳＰＤＮ（公衆パケット交換網：packet switched public data network）が挙げられる。

スイッチングセンター４２は、通信及びスイッチング関数を管理するためにさまざまなデータベースと入出力を行ってもよい。たとえば、ホームロケーションレジスタ（ＨＬＲ）データベース４４はスイッチングセンター４２によって取り扱われる領域の範囲内で存在している各々の移動通信装置２２のユーザ上の詳細を含んでもよく、加入者識別番号、いずれかの加入者にアクセスするサービス及びシステムの範囲内における現在地を備える。ビジターロケーションレジスタ（ＶＬＲ）データベース４８は、スイッチングセンター４２のカバレージエリアの範囲内で、移動体通信デバイス２２を有するユーザローミングに関するデータを一時的に格納してもよい。機器識別レジスタ（ＥＩＲ）データベース４８は移動体通信デバイス２２のリストを含んでもよく、有効である国際移動機器識別番号によって識別されて、無線通信方式１０を利用するために認可される。紛失或いは盗まれたと報告された移動体通信デバイス２２に関する情報は、無効な移動体通信デバイスの独立したリストに格納されてもよい。無効な移動通信装置のリストは、不法に無線通信方式１０にアクセスしようとしている人を識別する際に援助してもよい。認可センター（ＡｕＣ）データベース４９は、移動体通信デバイス２２のユーザの身元を確認する認証及び暗号化のデータ及びパラメータを格納する。

操作サポートサブシステム５０は、無線通信方式１０の全てのコンポーネントのパフォーマンスについてのレコードを監視及び保持する１または複数の操作メンテナンスセンター（ＯＭＣ）を含む。操作サポートサブシステム５０は、全てのハードウェア及び系統運用を保守し、課金及び課金操作を管理し、システムの範囲内で全ての移動体通信デバイス２２を管理してもよい。

移動体通信デバイス２２及び基地局３２間の通信に関して、有効なキャリア周波数チャンネルは、基地局周波数方式に従う基地局３２に分配される。無線通信方式１０において、送受信帯域は、２００ｋＨｚのキャリア周波数チャンネルに分割されてもよい。系統容量を増加させるために、時分割多重アクセス（ＴＤＭＡ）フレーム構造は、各々のキャリア周波数チャンネルを多数のタイムスロットに再分割するために利用されてもよい。各々のタイムスロットはほぼ０．５７７ミリセカンドの持続時間を有してもよく、８つのタイムスロットは、４．６１５ミリセカンドの持続時間を有する時分割多重アクセス「フレーム」を形成してもよい。このフレームワークは、第１のキャリア周波数チャンネル上の８台ぐらいの移動体通信デバイス２２による同時受信、及び第２のキャリア周波数チャンネル上の８台ぐらいの移動体通信デバイス２２による同時伝送を許可する。

２．移動体通信デバイスの例
図２は、ベースバンドモジュール２０２、統合アナログモジュール２０４、電力モジュール２０６、ラジオ周波数モジュール２０８を備える図１の移動体通信デバイス２２の内部コンポーネントのブロック図である。移動通信装置２２は、さまざまな構成及びアーキテクチャを有する多くの異なる手段で実行されてもよい。周波数方式があらゆる特定のデバイスまたはアーキテクチャに限られていないにもかかわらず、周波数方式を記載することに対するフレームワークを提供するために、移動体通信デバイス２２の一例のアーキテクチャは、図２を参照して記載されている。当業者は、図２を参照して記載されているコンポーネントの多数が取り除かれてもよく、或いは周波数方式に影響を及ぼすことのない他のコンポーネントと結合されても良いことを理解することができる。

移動体通信デバイス２２はまた、統合アナログモジュール２０４に接続しているスピーカ２１４及びマイクロフォン２１６を備える。移動体通信デバイス２２は、ベースバンドモジュール２０２に接続しているユーザインターフェース２１２及びランダムアクセスメモリ（ＲＡＭ）要素２１８を更に含む。各々のモジュールのアーキテクチャ及び機能の記載が続く。

ベースバンドモジュール２０２は、ベースバンドデジタルシグナルプロセッサ（ＤＳＰ）３１０（図3）、及び移動体通信デバイス２２のために必要な全てのインタフェースロジックを備えても良い。ベースバンドモジュール２０２は、シングルダイ上の集積回路として実行されてもよい。ベースバンドモジュール２０２は、また、二重掛算累積装置、論理演算装置及びバレルシフタを有する二重実行ユニットを含んでもよい。シングル３２ビットまたは二重１６ビットの指示を取り扱うことができる３２ビットアーキテクチャにおいて、ベースバンドモジュール２０２は実行されてもよい。

ベースバンドモジュール２０２は、移動体通信デバイス２２の全体的な操作を目指して、ベースバンドモジュール２０２がその操作を実行するのを可能にするためにコンピュータプログラムまたはルーチンによって、通常プログラムされ或いは符号化される。ある実現において、ベースバンドモジュール２０２は１２８ピンＴＱＦＰ（thin quad flat pack）に収容され、他の実現において、ベースバンドモジュール２０２は１６０ＰＩＮ12*12 mmＣＡＢＧＡ（chip array ball grid array）パッケージに収容される。ＣＡＢＧＡパッケージは、より小さい移動体通信デバイス２２に帰着しているより小さいフォームファクタの設計を考慮に入れてもよい。

ベースバンドモジュール２０２は、ラジオ周波数モジュール２０８、ユーザインターフェース２１２及びＲＡＭ２１８と入出力を行ってもよい。ベースバンドモジュールは、また、統合アナログモジュール２０４を介してスピーカ２１４及びマイクロフォン２１６と入出力を行ってもよい。ユーザインターフェース２１２は、ディスプレイ及びキーボードを含んでもよい。統合アナログモジュール２０４は、アナログ／デジタル変換器（ＡＤＣ）３２０（図３）、デジタル／アナログ変換器（ＤＡＣ）３２２（図３）、ベースバンドモジュール２０２、ラジオ周波数モジュール２０８、スピーカ２１４、マイクロフォン２１６の間で通信を許可することを必要とした他の全ての信号変換を実行する。信号変換は、タイミング及びインタフェース操作を含んでもよい。統合アナログモジュール２０４は、符号器／復号器を含んでもよい。統合アナログモジュール204は、１００ピンＴＱＦＰまたは１００ピン10*10 mm ＣＡＢＧＡパッケージにおいて収容されてもよい。

電力モジュール２０６は、電源２１０に接続される。電源２１０は、バッテリであるかまたは他の電源であってもよく、そしてシングルダイ上のパワーマネジメント集積回路（ＰＭＩＣ）として実行されてもよい。電力モジュール２０６は、移動体通信デバイス２２の他の構成要素の全てのための電源を制御する。電力モジュール２０６は、移動体通信デバイス２２の部分のためのエラー検出機能を含んでもよい。エラー検出機能は、デバッグ及びテスト作業をかなり圧縮してもよい。

図１に関連して記載されていた加入者識別モジュール（ＳＩＭ）は、電力モジュール２０６に接続されても良い。プログラム可能なスイッチングレギュレータを介して、各々の加入者識別モジュール２４は、システムが電源２１０の化学作用から独立しているようになる様にしても良い。加入者識別モジュール２４は、４８ピンＴＱＦＰに収容されてもよい。

ラジオ周波数モジュール２０８は、オーディオおよび／またはデータ情報を送信するための送信機、オーディオおよび／またはデータ情報を受信するための受信機及びシンセサイザ３５４（図３）を備える。シンセサイザ３５４（図３）は、送信機及び受信機と協働して機能する。一部のラジオ周波数モジュール２０８（例えばラジオ周波数集積回路）は、４８ピンＴＱＦＰパッケージにおいて実行されてもよい。

ラジオ周波数モジュール２０８送信機は、二重電力増幅器モジュール（二重ＰＡ）３５２、電力増幅器コントローラ３５０を備えても良い。二重電力増幅器モジュール３５２は、入出力マッチング及びパワー加算効率特長を含んでもよい。二重電力増幅器モジュール３５２は、9*11mmのマイクロモジュールパッケージにおいて実行されてもよい。

電力増幅器コントローラ３５０は、６０デシベルのダイナミックレンジ、エラー増幅器、インテグレータ及び利得シェーパーを含んでもよい。電力増幅器コントローラ３５０は、９００、１８００及び１９００MHzのＧＳＭ周波数帯を支持することができてもよい。移動体通信デバイス２２が９００、１８００及び１９００ＭＨｚのＧＳＭ周波数帯を支持することができる場合、移動体通信デバイス２２は一般的に３帯域（triband）操作指示と称する。電力増幅器コントローラ３５０は、２０ピンＴＳＳＯＰ（thin shrink small outline package）チップにおいて実行されてもよい。ラジオ周波数モジュール２０８、送信機、受信機及びシンセサイザ３５４は、図３おいて更に詳細に記載されている。

受信機がそうしてもよいラジオ周波数モジュール２０８は、選択可能な利得及び関連する受信フィルタ３６２を伴う二重低雑音増幅器（ＬＮＡ）３６８を備えても良い。二重低雑音増幅器３６８及び受信フィルタ３６２は、２０ピンＴＳＳＯＰパッケージにおいて実行されてもよい。

移動体通信デバイス２２の操作の概要は、現在オーディオ情報を送信及び受信する作業に関して記載されている。オーディオ情報を送信するために、統合アナログモジュール２０４は、マイクロフォン２１６からアナログ音声信号を受信する。統合アナログモジュール２０４は、アナログ信号をデジタル信号に変換する。ベースバンドモジュール２０２は、デジタル信号を処理して、処理されたデジタル信号をベースバンド「Ｉ」、「Ｑ」信号に変換する。統合アナログモジュール２０４は、デジタルベースバンド「Ｉ」及び「Ｑ」信号をアナログストリームに変換する。ラジオ周波数モジュール２０８の送信機は、アナログキャリア波形にアナログストリームを挿入し、アンテナ２６を介して基地局３２に、オーディオ情報を含んでいるキャリア波形を送信する。

基地局３２から情報を受信するために、アンテナ２６はオーディオ情報を含んでいるアナログキャリア波形を得る。ラジオ周波数モジュール２０８は、アナログキャリア波形からアナログストリームフォームの情報を抽出する。統合アナログモジュール２０４は、ストリームをデジタル信号に変える。ベースバンドモジュール２０２は、デジタル信号を処理する。統合アナログモジュール２０４は、それから処理されたデジタル信号を、スピーカ２１４によって聞き取れる音波に変化されるアナログ信号に変換する。送信機及び受信機は、また、表示装置に表示されてもよいデータのような他の種類のデータを送信及び受信してもよい。

図３は、図２のベースバンドモジュール２０２、統合アナログモジュール２０４、ラジオ周波数モジュール２０８のブロック図である。ベースバンドモジュール２０２は、マイクロプロセッサ（μＰ）３０２、メモリ３０４、アナログ回路３０８及びデジタルシグナルプロセッサ（ＤＳＰ）を備え、バス３１２を介して通信される。シングルバスとして示されているが、バス３１２はベースバンドモジュール２０２の範囲内でサブシステムの中で必要に応じて接続される多数のバスを利用して実行されても良い。周波数方式テーブル３１４は、メモリ３０４のようなランダムアクセスメモリ２１８を含んでいるいくつかの場所及びラジオ周波数モジュール２０８において格納されてもよい。マイクロプロセッサ３０２及びメモリ３０４は、移動体通信デバイス２２の信号タイミング、処理及び記憶機能を提供する。アナログ回路３０８は、ベースバンドモジュール２０２の内部でシグナルのためのアナログプロセシングファンクションを提供する。ベースバンドモジュール２０２は、接続３２６を介してラジオ周波数モジュール２０８に制御信号を提供する。一つの接続２１６として示されているが、制御信号はＤＳＰ３１０から或いはマイクロプロセッサ３０２から生じてもよく、更にラジオ周波数モジュール２０８の範囲内で様々なポイントに供給される。簡潔化ために、移動体通信デバイス２２の基本構成要素だけが説明される点に留意する必要がある。

統合アナログモジュール２０４は、アナログ／デジタル変換器（ＡＤＣ）３２０及びデジタル／アナログ変換器（ＤＡＣ）３２２を備える。ＡＤＣ３２０及びＤＡＣ３２２はまた、マイクロプロセッサ３０２、メモリ３０４、アナログ回路３０８及びＤＳＰ３１０と通信する。ＤＡＣ３２２は、接続３３０を介してラジオ周波数モジュール２０８に送信するために、ベースバンドモジュール２０２の中でデジタル通信情報をアナログ信号に変換する。接続３３０（２方向の矢印として示される）は、デジタルドメインからアナログドメインへの変換の後、ラジオ周波数モジュール２０８によって送信されることになっている情報を備える。

ラジオ周波数モジュール２０８は、シンセサイザ３５４、モジュレータ／アップコンバータ（ＭＯＤ／ＵｐＣｏｎｖ）３４４を備える。シンセサイザは、シンセサイザ周波数を有するシンセサイザシグナルを発生する。シンセサイザシグナルは、局部振動チェイン７２０（図７において後述）を介して通過されてもよい。利用される場合、シンセサイザ３５４または局部振動チェイン７２０は接続３５６を介してモジュレータ／アップコンバータ３４４に基準信号を配信する。あるいは、局部振動チェイン７２０は、モジュレータ／アップコンバータ３４４において位置することができる。モジュレータ／アップコンバータ３４４は、受信されたアナログ情報を変調させ及びアップコンバータで変換して、接続３５６を介して二重電力増幅器モジュール（二重ＰＡ）３５２に、位相変調信号を提供する。二重電力増幅器モジュール３５２は、接続３５６の変調された信号を、接続３５８を介してアンテナ２６に送信する適切な電力レベルに増幅する。実例として、スイッチ３６０は、接続３５８の増幅された信号がアンテナ２６へ転送されるどうか、或いはアンテナ２６からの受信信号が受信フィルタ３６２に供給されるどうかを制御する。スイッチ３６０の操作は、接続３２６を介したベースバンドモジュール２０２からの制御信号によって制御される。同時送受信を可能にする回路は、スイッチ３６０を任意に置換することができる。

接続３５８の一部の増幅された送信信号は、接続３６４を介して電力増幅器制御３５０に、接続３６４を介して出力される。電力増幅器コントローラ３５０は、二重電力増幅器モジュール３５２に、制御入力を供給する。

ラジオ周波数モジュール２０８において、アンテナ２６によって受信される信号は、ベースバンドモジュール２０２によって決定される適切な時間に、スイッチ３６０を介して受信フィルタ３６２へ指示されてもよい。受信フィルタ３６２は、受信信号にフィルタをかけて、接続３６６のフィルタをかけられた信号を、二重低雑音増幅器（ＬＮＡ）３６８に供給する。受信フィルタ３６２は、移動体通信デバイス２２が作動している特定の無線通信方式１０の全てのチャンネルを通過するバンドパスフィルタであってもよい。例えば、９００ＭＨｚのＧＳＭシステムのために、それぞれ２００ｋＨｚの全ての３２８の隣接するチャンネルをカバーする９３５．１ＭＨｚから９５９．９ＭＨｚまでを含んで、受信フィルタ３６２はいくつかの周波数を通す。受信フィルタ３６２の目的は、所望の領域の外側で全ての周波数を拒絶することである。二重低雑音増幅器３６８は、ダウンコンバータ（ＤｏｗｎＣｏｎｖ）３７０が送信された周波数からベースバンド周波数へ信号を中継できるレベルに接続３６６の弱い信号を増幅する。あるいは、二重低雑音増幅器３６８及びダウンコンバータ３７０の機能性は、これに限定されることはないが、低ノイズブロックダウンコンバータ（ＬＮＢ）などの他の要素を利用して達成される。

接続３７２を介して、ダウンコンバータ３７０はシンセサイザ３５４から周波数基準信号を受信する。周波数基準信号は、接続３７４を介して二重低雑音増幅器３６８から受信した信号をダウンコンバートする適当な周波数について、ダウンコンバータ３７０に指示する。ダウンコンバータは、復調器を備えてもよい。復調器は、送信されたアナログ情報を回復する。あるいは、復調器は独立したスタンドアロンコンポーネントであってもよい。ダウンコンバータ３７０は、接続３７４を介してチャネルフィルタ３７６にダウンコンバートされた信号を送信する。チャネルフィルタ３７６は、ダウンコンバートされた信号にフィルタをかけ、それを接続３７８を介して増幅器３８０に出力する。チャネルフィルタ３７６は、１つの所望のチャンネルを選択して及び全ての他を拒絶する。例証としてＧＳＭシステムを用いて、３２８の隣接するチャンネルのうちの1つだけは、受信されることになっている。全てのチャンネルが受信フィルタ３６２によって通され、ダウンコンバータ３７０によって周波数においてダウンコンバートされると、１つの所望のチャンネルだけはチャネルフィルタ３７６の中心周波数に正確に現れる。接続３７２を介してダウンコンバータ３７０に出力される基準周波数を制御することによって、シンセサイザ３５４は選択されたチャンネルを決定する。増幅器３８０は、受信信号を増幅して、接続３２８を介してＡＤＣ３２０に増幅された受信信号を出力する。ＡＤＣ３２０は、これらのアナログ信号をベースバンド周波数のデジタル信号に変換して、バス３１２を介してＤＳＰ３１０へデジタル信号を転送する。

４．フラクショナルＮ位相ロックループ（Phase-Locked-Loops）
図４は、図３のラジオ周波数モジュール２０８に含まれるフラクショナルＮ位相ロックループのブロック図である。移動体通信デバイス２２は、送信機及びシンセサイザの周波数の所望の範囲を生成する位相ロックループ（ＰＬＬ）を用いてもよい。ＰＬＬフラクショナル分周器４０４及びＰＬＬ整数分周器４０８を取り入れているフラクショナルＮ位相ロックループ４００は、図４において説明される。フラクショナルＮ位相ロックループ４００は、周波数方式のより良い理解のために提供される。

フラクショナルＮ位相ロックループ４００は、可変制御発振器４０２、ＰＬＬフラクショナル分周器４０４、位相検出器４０６、ＰＬＬ整数分周器４０８、電荷ポンプ４１０及びループフィルタ４１２を備える。可変制御発振器402は、電圧制御発振器であってもよい。ＰＬＬフラクショナル分周器４０４及びＰＬＬ整数分周器４０８は、プログラム可能な分周器であってもよい。

フラクショナルＮ位相ロックループ４００は、定義された周波数帯の範囲内で周波数f_PLLoutを有するＰＬＬ出力信号を出力する。フラクショナルＮ位相ロックループ４００も、周波数f_PLLrefを有するＰＬＬ参照またはクロック信号を用いる。ＰＬＬ基準信号は、ＰＬＬ整数分周器４０８に導入される。ＰＬＬ整数分周器４０８の除算器は、整数変数「Ｒ」によって表されてもよい。そこで、ＰＬＬ整数分周器４０８は、ＰＬＬ比較周波数f_PLLcompを有するＰＬＬ比較信号を出力し、ここでf_PLLcompは、以下のように示される。

ＰＬＬ比較信号周波数f_PLLcompは、フラクショナルＮ位相ロックループ４００の必要なステップサイズまたは周波数分解能に等しくてもよい。

周波数分解能は、送信帯域幅であってもよい。各々の周波数チャンネル（例えば９００から９００．２ＭＨｚ、９００．２から９００．４ＭＨｚ、９００．４から９００．６Ｍｈｚ）は、基準周波数f_PLLref（例えば０．２ＭＨｚ）と、ＰＬＬフラクショナル分周器４０４に関連するフラクショナル除算器（例えばＲ）と、ＰＬＬ整数分周器４０８に関連する整数除算器に関連する。位相ロックループにおいて、可変制御発振器４０２は、比較信号にロックして及び比較信号に含まれるあらゆる変調を（変調がループフィルタ４１２に通される程度まで）追跡する。

ＰＬＬフラクショナル分周器４０４は、Ｎによって可変制御発振器４０２の出力信号を分割する。ここで、

で、「Ｍ」はビットバイナリの数で、「Ｎ」は整数である。ＰＬＬフラクショナル分周器４０４の出力は、比較周波数と同じ周波数を備えＰＬＬフラクショナル（分数的）に分割された信号で、以下のように示される。

ＰＬＬフラクショナルに分割された信号及びＰＬＬ比較信号は、位相検出機４０６に送られる。位相検出器４０６は、ＰＬＬフラクショナルに分割された信号の位相をＰＬＬ比較信号の位相と比較して、この比較に基づいて異なる出力を発生する。位相検出器４０６の出力は、一般に可変電圧である。位相検出器４０６の可変電圧出力は、可変制御発振器４０２の周波数を制御する。位相検出器４０６の可変電圧出力は、一般に可変制御発振器４０に送られる前に電荷ポンプ４１０及びループフィルタ４１２に通される。出力信号の周波数は、以下のように表されてもよい。

それゆえに、周波数f_PLLoutを有する可変制御発振器４０２のＰＬＬ出力信号は、ＰＬＬフラクショナル分周器４０４の変数Ｎの値を変更することによって変化されることができる。示すように、追加されたフレキシビリティはＰＬＬ整数分周器４０８を介して、ＰＬＬ基準信号を通すことによって提供されることができ、それによってステップサイズをプログラム可能にする。

しかし、f_PLLoutがf_PLLref/Rの整数倍数でない、例えば以下のような事例で、

は、０又は１と同じではなく、f_PLLref/Rの高調波歪（harmonics）が、f_PLLoutの不必要なフラクショナルトーンとして現れてもよい。送信の周波数方式は、この問題を除去を圧縮する傾向がある。

６．トランスレーションルックアップ送信器
図５は、図３に示したラジオ周波数モジュール２０８に含まれる直交ミキサー５０８を含むトランスレーションルックアップ５００の機能ブロック図である。移動体通信デバイス２２は、周波数の所望の範囲を有する変調する信号を生成するためにトランスレーションロックループ（ＴＬＬｓ）を用いてもよい。トランスレーションロックループ５００は、周波数方式のより良い理解のために図と共に記載される。

トランスレーションロックループ５００は、第１の局部発振器５１０に関連する直交ミキサー５０８、第２の局部発振器５０４に関連するダウンコンバージョンミキサー５０２及びローパスフィルタ５０６を備えてもよい。トランスレーションロックループ５００は、また、位相検出器４０６、電荷ポンプ４１０、ループフィルタ４１２及び変数制御発振器４０２を備えてもよい。

トランスレーションロックループ５００において、一般的に変調は直交ミキサー５０８によって実行される。直交ミキサー508は、周波数f_TLLrefを有するＴＬＬ基準信号上へ、ベースバンド・オーディオおよび／またはデータ信号（「Ｉ」及び「Ｑ」）を変調させる。ＴＬＬ基準信号は、第１の局部発振器５１０によって生成されている。直交ミキサー５０８の出力は、周波数f_TLLcompがＴＬＬ基準周波数f_TLLrefと同じである周波数f_TLLcompを有するＴＬＬ変調比較信号である。ＴＬＬ変調比較信号は、位相検出器４０６に対する第１の入力である。

トランスレーションロックループ５００において、可変制御発振器４０２は、周波数f_TLLoutを有するＴＬＬ変調出力信号を出力する。ＴＬＬ変調出力信号は、アンテナ２６に供給される。ＴＬＬ変調出力信号は、周波数f_TLLifを備えるＴＬＬ中間周波数信号にダウンコンバートされ、ここで、周波数f_TLLifは周波数f_TLLcompに等しく、ＴＬＬ中間周波数信号は、第２の入力として位相検出器４０８の入力に優先して、ローパスフィルタ５０６を介して通過される。ダウンコンバージョンミキサー５０２は、ＴＬＬ変調出力信号をＴＬＬ中間周波数信号にダウンコンバートする。

変数制御発振器４０２は、８８０−９１５ＭＨｚのＧＳＭ送信帯域に対応する帯域幅を有してもよい。ＤＣＳ操作について、変数制御発振器４０２は、１７１０−１７８５ＭＨｚのＤＣＳ送信帯域に対応する帯域幅を有してもよい。デュアルバンド送信機について、２つの独立した可変制御発振器は提供されてもよく、一つはＧＳＭ送信帯域幅を有し、もう一つは、ＤＣＳ送信帯域幅を有する。

ダウンコンバージョンミキサー５０２は、第１の入力としての可変制御発振器４０２からのＴＬＬ変調出力信号を受け取って及び第２の入力として第２の局部発振器５０４によって生成されるＴＬＬダウンコンバージョン信号を受け取る。ＴＬＬダウンコンバージョン信号は、周波数fTLLlo1を有する。ダウンコンバージョンミキサー５０２は、第２の局部発振器５０４からのＴＬＬダウンコンバージョン信号で、可変制御発振器４０２からのＴＬＬ変調出力信号を混ぜることによって周波数f_TLLifを有するＴＬＬ中間周波信号を発生する。第２の局部発振器５０４の帯域幅は、一般的に１２００−１５００ＭＨｚの範囲である。ＧＳＭ操作について、ダウンコンバージョンミキサー５０２は、「ハイサイド注入」モードにおいて作動する。ハイサイド注入モードにおいて、第２の局部発振器５０４4の周波数は、ＴＬＬ変調送信信号の周波数f_TLLoutより高い。ＧＳＭモードにおいて、ダウンコンバージョンミキサー５０２によって発生されるＴＬＬ中間周波数信号の周波数f_TLLifは、以下のように示される。

ＤＣＳ操作について、ダウンコンバージョンミキサー５０２は、「末端側注入」モードにおいて作動し、第２の局部発振器５０４の周波数は、送信信号f_TLLoutのそれより低い。ＤＣＳモードにおいて、ダウンコンバージョンミキサー５０２によって生成されるＴＬＬ中間周波信号の周波数f_TLLifは、以下のように表される。

ダウンコンバージョンミキサー５０２によるＴＬＬ中間周波信号出力は、ローパスフィルタ５０６によってフィルタをかけられ、それから位相検出器４０６に対する第２の入力となる。

トランスレーションロックループ５０５の操作の概要は、現在オーディオ情報を伝送する作業に関して記載されている。アナログ音声信号は、マイクロフォン２１６によって捕らえられ、デジタル信号ストリームに変換されて及びベースバンドモジュール２０２によってベースバンド「Ｉ」及び「Ｑ」信号に処理される。デジタルベースバンド「Ｉ」及び「Ｑ」信号は、デジタル／アナログ変換器３２２によってアナログ「Ｉ」及び「Ｑ」信号に変換される。アナログ「Ｉ」及び「Ｑ」信号は、それから直交ミキサー５０８に送られる。

直交ミキサー５０８は、第１の局部発信器５１０から９０度位相がずれたＴＬＬ基準信号を伴う「Ｉ」及び「Ｑ」信号を混合し、周波数f_TLLcompでＴＬＬ変調比較信号を生成する結果の信号を合計する。一般的に、第１の局部発振器５１０は、３５０−４００ＭＨｚの周波数範囲を有する。直交ミキサー５０８の変調出力は、位相検出器４０６に送られる。位相検出器４０６は、必要に応じて可変制御発振器４０２の出力がダウンコンバージョンミキサー５０２及び直交ミキサー５０８から信号間の検出されたあらゆる位相差を修正するように調整する。ＴＬＬ変調出力信号は、可変制御発振器４０２によって送信のためのアンテナ２６に送信される。

図６は、図５の直交ミキサー５０８のブロック図である。直交ミキサー５０８は、「Ｑ」ミキサー６０２、「Ｉ」ミキサー６０４、９０度位相器６０６及び加算器６０８を備える。位相器６０６は、ＴＬＬ基準信号を第１の局部発振器510から２つの９０度位相がずれた信号に分割する。「Ｉ」ミキサー６０４は、０度の基準信号を伴う「Ｉ」変調信号を混合し、「Ｑ」ミキサー６０２は、９０度の基準信号を伴う「Ｑ」変調信号を混合する。加算器608は、「Ｉ」及び「Ｑ」構成要素の両方とも有するＴＬＬ変調比較信号を形成する「Ｑ」ミキサー６０２と「Ｉ」ミキサー６０４からの出力信号を結合する。

図５において、位相検出器４０６はローパスフィルタ５０６からの周波数f_TLLifのＴＬＬ中間周波信号の位相と、直交ミキサー５０８からの周波数f_TLLcompのＴＬＬ変調比較信号の位相を比較する。信号位相の比較に基づいて、位相検出器４０６は適切な出力信号を生成する。２つの信号の位相が同調する場合、ループは「ロック」される。アサート（assert）される調整電圧はなく、変数制御発振器４０２は同じ周波数で振動し続ける。１つの信号がその他に導いきまたは遅れる場合、位相検出器４０６は２つの信号間の位相差と比例したパルスを出力する。出力パルスは、アップまたはダウンの信号と一般に呼称されており、位相検出器４０６の入力信号の間で、一般的にあらゆる位相差に対応する幅または持続時間を有する。

電荷ポンプ４１０は、位相検出器４０６から受信される信号に基づいて出力される可変制御発振器４０２を調整する電流を生成する。位相の進みまたは遅れを修正するのに必要な様に、電荷ポンプ４１０の電流は増減される。トランスレーションロックループ５００がロックされる場合、電荷ポンプ４１０の電流は、フェーズエラーを補償するために増加も減少しもしない。ループフィルタ412は、電荷ポンプ410の電流からの制御電圧を作成し、それを可変制御発振器４０２に適用する。ループフィルタ４１２の一般の構成は、単純なシングルポール、単一抵抗器によって実現することができるローパスフィルタ及びコンデンサである。ループフィルタ４１２によって適用される制御電圧によって、必要に応じて調整される特定の周波数チャンネルについて変数制御発振器４０２は、振動する。周波数チャンネルの帯域幅は、一般的に２００ｋＨｚである。

疑似ミキシング製品がオシレータ信号のリークを介してつくられることができるように、２つの局部発振器（第１の局部発振器５１０及び第２の局部発振器５０４）の使用ははっきりしなくなることができる。第１の局部発振器５１０からのＴＬＬ基準信号は、第２の局部発振器５０４に漏れてもよくて及びミキシング製品またはバイスバーサ（vice-versa）を生成してもよい。フィルタ（例えばループフィルタ４１２及びローパスフィルタ５０６）がこのような疑似ミキシング製品を減らすために使用されるにもかかわらず、低周波製品（「ゼロクロッシング」スプール）によってフィルタによって減らされても良いし、ＴＬＬ変調出力信号の破損及びスプリアス変調を生じてもよい。その上、それが必要な回路を増加させ、送信機の費用効果性を減少させながら、直交ミキサーまたは変調器を使用することは必ずしも理想的でない。米国特許出願番号第０９／３９８９１１号（「変更された仲介ループ構造を備える無線送信機」と題される）は、局部発振器のうちの１つの消去を考慮に入れて及び局部発振器周波数または除算／増倍率を介して変数可能に制御された発信器のプログラムを考慮に入れるシステムを開示している。米国特許出願番号第０９／３９８９１１号は、完全に本願明細書に引用したものとする。

６．周波数方式
図７は、シンセサイザ３５４、変調器／アップコンバータ３４４の一部、周波数方式テーブル３１４、ダウンコンバータ３７０及び局部振動チェイン７２０を含む図３のラジオ周波数モジュール２０８の要素のブロック図である。局部振動チェイン７２０は、局部振動チェイン分周器７０４、周波数逓倍器７０６及びスイッチ７１８を備える。

図７に示される変調器／アップコンバータの部分は、ダウンコンバージョンミキサー７０２、第１のプログラム可能な分周器７０８、第２のプログラム可能な分周器７１０、第１の可変制御発振器７１２、第２の可変制御発振器７１４、直交ミキサー７１６及び帯域フィルタ７１８を備える。変調器／アップコンバータ３４４は、また、位相検出器４０６、電荷ポンプ４１０、ループフィルタ４１２及びローパスフィルタ５０６を備えてもよい。

携帯送受信装置に特に関連して記載されているが、望ましくない疑似周波数効果を取り除くことが望ましいあらゆるデバイスで、周波数方式システムは実行されることができる。周波数方式システムは、それについてソフトウェア、ハードウェアまたはそれらの組合せにおいて実行されることができる。実施例において、周波数方式システムの選択された一部は、ハードウェアおよびソフトウェアで実行される。周波数方式のハードウェア部分は、専門ハードウェアロジックを用いて実行されることができる。ソフトウェア部分は、メモリに格納されることができて及び適切な命令の実行システム（マイクロプロセッサ）によって実行されることができる。周波数方式システムのハードウェア実現は、データ信号に論理関数を実行するための論理ゲートを有する離散論理回路、適切な論理ゲートを有する特定用途向けＩＣ（ＡＳＩＣ）、プログラム可能なゲートアレイ（ＰＧＡ）、フィールドプログラマブルゲートアレイ（ＦＰＧＡ）、その他の任意の以下の技術（公知技術）またはその組合せを含む。

周波数方式システムのソフトウェアは、論理関数を実行するための実行可能命令を出されたリストを備える。コンピュータによるシステム、プロセッサを含むシステムまたは命令実行システム、装置またはデバイスからの命令をフェッチし、その命令を実行することができるような、命令実行システム、装置またはデバイスを使用し、或いはそれらに接続することによって、周波数方式システムは、任意のコンピュータ可読の媒体において実施されることができる。

このドキュメントのコンテクストにおいて、「コンピュータ可読の媒体」は、命令実行システム、装置またはデバイスを使用し、或いはそれらに接続することによって、プログラムを含み、格納し、通信し、複製或いは送信することができる手段である。コンピュータ読み込み可能な媒体は、これに限られるものではないが、例えば、電子の、磁気の、光学の、電磁気の、赤外線または半導体のシステム、装置、デバイスまたは伝搬媒体であっても良い。コンピュータ可読のメディアのより明確な例（網羅されているリストではない）は、一つ以上のワイヤを有している電気的接続（電子的な）、ポータブルコンピュータディスケット（磁性）、ランダムアクセスメモリ（ＲＡＭ）、読取り専用メモリ（ＲＯＭ）、消去可能プログラマブルＲＯＭ（ＥＰＲＯＭまたはフラッシュメモリ）（磁性）、光ファイバ（光学の）及び携帯型コンパクトディスク読取り専用メモリ（ＣＤＲＯＭ）（光学の）である。コンピュータ可読の媒体は、プログラムがプリントされた紙やその他の適切な媒体でもよく、例えば、紙または他の媒体の工学的にスキャニングし、それからコンパイルし、翻訳し或いはコンピュータメモリに格納することができる適切な他の方法での処理されることにより、そのプログラムが電気的にキャプチャされても良い。

シンセサイザ３５４は、基準周波数f_refを備えるシンセサイザ信号を生成する。シンセサイザ３５４の信号の基準周波数f_refに基づいて、２つの信号を生成する局部振動チェイン７２０によって、シンセサイザ３５４の信号は、処理されてもよい。

局部振動チェイン７２０は、シンセサイザ３５４とは別に示されているが、例えばシンセサイザ３５４の様なラジオ周波数モジュール２０８のあらゆるコンポーネントの不可欠な部分として備えられてもよい。あるいは、局部振動チェイン７２０は、スタンドアローンの装置であってもよい。ある実施例においては、局部振動チェイン分周器７０４は３分割分周器であり、周波数逓倍器７０６は２倍周波数逓倍器である。局部振動チェイン分周器７０４は、「プログラム可能な分周器」と題された米国特許出願番号第０９／３７００９９号に記載されているタイプの中であってもよく、参照することによって米国特許出願番号第０９／３７００９９号が本願明細書において完全に取り入れられる。

３分割分周器７０４の出力は、第１の局部発振器周波数f_LO1を有する低発振信号を出力する。周波数逓倍器７０６の出力は、第２の局部振動周波数f_LO2を有する高発振信号を出力する。周波数f_LO1を有する低発振信号は、例えばＧＳＭなどのより低い周波数帯において作動している通信システムにおける送受信のために用いられてもよい。周波数f_LO2を有する高発振信号は、例えばＤＣＳなどのより高い周波数帯において作動している通信システムにおける送受信のために用いられてもよい。局部振動チェイン７２０のスイッチ７１８の出力は、送信局部振動周波数f_TxLOを有する基準信号であって、ここで基準信号は、スイッチ７１８の操作によって、局部振動チェイン分周器７０４の出力であっても、或いは周波数逓倍器７０６の出力であってもよい。移動体通信デバイス２２が作動している搬送波帯域に基づいて、スイッチ７１８は第１または第２の発振信号を選択する。基準信号はダウンコンバージョンミキサー７０２及び第１のプログラム可能な分周器７０８に渡される。

第１のプログラム可能な分周器７０８は、変数Ｄ１によって分割してもよい。第１のプログラム可能な分周器は、周波数f_COMPを有する比較信号を発生する。それから比較信号は、位相検出器４０６に第１の入力として送られる。

局部振動チェイン７２０によって、受信機の局部振動信号周波数及び送信機の局部振動信号周波数が、受信及び送信のキャリア信号周波数からのオフセットとなることができる。キャリア信号周波数から局部振動信号周波数オフセットを保持することにより、キャリア信号の望ましくない周波数カップリング及び関連したダウンミキシングの可能性を最小化する。

受信機及び送信機の局部振動信号を出力するために、同じシンセサイザ３５４の信号を使用することにより、移動通信装置２２の送受信装置から、高価なコンポーネントの除去することができる。局部発振器チェイン７２０によって発生される低及び高発振信号は、オーディオおよび／またはデータ情報を備えるキャリア信号を処理するために受信機及び送信機によって用いられてもよい。特に、局部発振器チェイン７２０によって発生される信号は、キャリア周波数をベースバンド周波数に変換する受信機によって用いられてもよいし、ベースバンド周波数をキャリア周波数に変換するために送信機によって用いられてもよい。局部発振器チェイン７１０によって、更にシンセサイザ３５４の信号に基づいて発生される信号は、また、受信及び送信周波数チャンネルを選択する手段として見られることができる。このようなシンセサイザ３５４の二重使用により、よりコンパクトに移動体通信デバイス２２を設計することができる。

しかし、シンセサイザ３５４は望ましくない高スプリアス（疑似）応答を提示してもよい。シングルシンセサイザフラクショナルＮ位相ロックループシンセサイザは、高比較周波数及び低除算比率のために整数Ｎの除算比率の近くで、高スプリアス応答を提示する傾向がある。望ましくないスプールによって、送信変調マスクを産業スペックが上回ってもよい。シングルシンセサイザフラクショナルＮ位相ロックループシンセサイザのような技術と関連する望ましくない周波数スプールは、この周波数方式によって減弱してもよい。この周波数方式は、シンセサイザ３５４、第１のプログラム可能な分周器７０８及び第２のプログラム可能な分周器７１０の操作と、キャリア周波数チャンネルを関係づける周波数方式テーブル３１４を備える。

図７は、周波数方式のマルチバンドの実施例である。第１の可変制御発振器７１２は、ＧＳＢ送信帯域幅であるより低い伝送帯域幅を有する。第２の可変制御発振器７１４は、ＤＣＳ送信帯域幅であるより高い伝送帯域幅を有する。マルチバンドの構成において、可変制御発振器のうち、一度に１つだけは、作動中である。ＧＳＭ操作のために、第１の可変制御発振器７１２は、８８０−９１５ＭＨｚの拡張ＧＳＭ送信帯域に対応する周波数範囲または帯域幅を有する。ＤＣＳ操作のために、第２の可変制御発振器７１４は、１７１０−１７８５ＭＨｚのＤＣＳ送信帯域に対応する周波数範囲を有する。

それぞれ、第１の可変制御発振器７１２または第２の可変制御発振器７１４は周波数f_TxHIGHまたは周波数f_TxLOWで変調送信信号を出力され、それはそれぞれ、基地局３２への無線送信のためのアンテナ２６に供給される。変調送信信号は一般的に、アンテナ２７に到達する前に、増幅、フィルタリング及びスイッチングのいくつかの段階を介して、渡される。第１の可変制御発振器７１２または第２の可変制御発振器７１４の出力は、また、ダウンコンバージョンミキサー７０２に供給される。局部振動チェイン７２０のスイッチ７１８からの送信局部振動周波数f_TxLOを有する基準信号に、第１の可変制御発振器７１２または第２の可変制御発振器７１４からの変調送信信号を混ぜることによって、ダウンコンバージョンミキサー７０２は中間周波数f_IFを有する送信ループ信号を生成する。

また、局部振動チェイン７２０は、受信機のための入力信号を出力してもよい。図７において、受信機はダウンコンバータ３７０を備える。図７は、ダウンコンバータ３７０に供給されている低局部振動信号及び高局部振動信号を示している。あるいは、受信機スイッチ７１８は、ダウンコンバータ３７０を備えている受信機の入力信号を出力してもよい。受信機は、「ダイレクトコンバージョン受信機」と題される米国特許出願番号第０９／２６０９１９号及び「ダイレクトコンバージョン受信機を利用したマルチバンド送受信機」と題された米国特許出願番号第０９／３８６８６５号に記載されているダイレクトコンバージョン受信機のようなダイレクトコンバージョン受信機であってもよく、米国特許出願番号第０９／２６０９１９号及び第０９／３８６８６５号は、参照することにより完全に引用される。

図８は、シンセサイザ３５４、局部振動チェイン７２０、ダウンコンバータ３７０、二重低雑音増幅器３６８（個々の増幅器３６８ａとして示されている）及びチャネルフィルタ３７６を備えている、図３のラジオ周波数モジュールの要素のブロック図である。ダウンコンバータ３７０は、第１の低調波ミキサー１１０２及び第２の低調波ミキサー１１０４を備える。

この受信機の局部振動方式は、一般にミキサーに依存する。好ましくは、受信機の局部振動周波数は、キャリア波形周波数と異なるべきである。ダイレクトコンバージョン受信機においても、シンセサイザ３５４の信号基準周波数がキャリア波形周波数と同じものであるように設計されている場合、受信機の局部振動周波数はキャリア波形周波数と異ならなければならない。いくつかの低調波ミキサーは、キャリア波形周波数のおよそ半分である受信機の局部振動周波数を必要とする。

増幅器３６８ａは、アンテナ２６からキャリア波形信号を受信する。例えばＧＳＭ通信システムにおいて、キャリア波形信号は、周波数f_RxLowであってもよい。あるいは、ＤＣＳ通信システムにおいて、キャリア波形信号は、周波数f_RxHighであってもよい。増幅器３６８ａは、キャリア波形信号を増幅する。第１の低調波ミキサー１１０２及び第２の低調波ミキサー１１０４は、キャリア波形周波数と異なるローカル振動周波数を有する受信されたキャリア波形を処理することを考慮に入れる。低調波ミキサーは、局部振動チェイン７２０から低発振信号及び高発振信号を受信する。局部振動チェイン７２０は、基準周波数を有するシンセサイザ信号を、シンセサイザ３５４から受信する。低調波ミキサー１１０２及び１１０４の出力は、チャンネルフィルタ３７６に送信され、そして最終的にベースバンドモジュール２０２によって処理されるために送信される。

図７において、ダウンコンバージョンミキサー７０２からの送信ループ信号は、ローパスフィルタ５０６に送られる。ローパスフィルタ５０６は、送信ループ信号の最大周波数を制限し、あらゆる高周波スプールまたはミキシング生成物を減らす。ローパスフィルタ５０６は、送信ループ信号を直交ミキサー７１６に渡す。直交ミキサー７１６は、９０度位相位置がずれる送信ループ信号で「Ｉ」信号及び「Ｑ」信号を混ぜ、中間周波数f_IFを有する変調送信ループ信号を生成した結果の信号を合計する。

直交ミキサー７１６は、図９において更に詳細に説明される。直交ミキサー７１６は、周波数方式によってあってもよい変調器の１形式である。当業者は、受動変調器のような代わりの変調器を認識するだろう。直交ミキサー７１６は、「Ｑ」ミキサー６０２、「Ｉ」ミキサー６０４、９０度位相器６０６及び加算器６０８を備える。位相器６０６は、入力信号を分割し。ここで送信ループ信号は、ローパスフィルタ５０６から９０度位相器６０６に入力される。「Ｉ」ミキサー６０４は、０度の基準信号を伴う「Ｉ」変調信号を混ぜ、「Ｑ」ミキサー６０２は、９０度の基準信号を伴う「Ｑ」変調信号を混ぜる。加算器６０８は、「Ｑ」ミキサー６０２及び「Ｉ」ミキサー６０４からの出力信号を、「Ｉ」及び「Ｑ」の両方の構成要素を備える変調送信ループ信号に結合する。

図７において、直交ミキサー７１６からの変調送信ループ信号は、それから帯域フィルタ７１８に送られる。帯域フィルタ７１８は、フィルタをかけられた変調送信ループ信号を生成する。

フィルタをかけられた変調送信ループ信号は、それから第２のプログラム可能な分周器７１０に送られる。第２のプログラム可能な分周器７１０は、変数Ｄ２によって分割してもよい。第２のプログラム可能な分周器７１０は分割周波数f_DFを有する周波数分割信号を生成する。ここで、周波数f_DFは周波数f_compと同じ周波数である。第１のプログラム可能な分周器７０８及び第２のプログラム可能な分周器７１０は、当業者にとって公知の種類に含まれる。

周波数分割信号は、位相検出器４０６への２番入力として送られる。第１のプログラム可能な分周器７０８及び第２のプログラム可能な分周器７１０からの信号の位相との比較に基づいて、位相検出器４０８は適切な出力信号を生成する。２つの信号の位相が同調する場合、送信ループは「ロック」される。送信ループがロックされる場合、調整電圧は示されることなく、第１の可変制御発振器７１２、或いは第２の可変制御発信器７１４は、同じ周波数で振動し続ける。信号がもう一方に、進み或いは遅れる場合、位相検出器４０６は、二つの信号の位相差に比例したパルスを出力する。出力パルスは、一般に「アップ」または「ダウン」信号と呼ばれて及び位相検出器４０６の入力信号の間の位相差に比例した幅或いは持続時間を一般的に備える。

電荷ポンプ４１０は、位相検出器４０６から受信される信号に基づいて、第１の可変制御発振器７１２又は第２の可変制御発信器７１４の変調送信信号周波数を調整する電流を生成する。電荷ポンプ４１０の電流は、正しい位相の進みまたは遅れの必要に応じて増減される。送信ループがロックされる場合、電荷ポンプ０４の電流は、増加も減少もしない。

ループフィルタ４１２は、電荷ポンプ４１０の電流からの制御電圧を作成し、それを第１の可変制御発振器７１２又は第２の可変制御発信器７１４に適用する。ループフィルタ４１２の一般の構成は、単一抵抗器及びコンデンサで実現される単純なシングルポール、ローパスフィルタである。ループフィルタ４１２によって適用される制御電圧によって、必要に応じて調整される特定の伝送周波数チャンネルについて、可変制御発振器７１２または第２の可変制御発振器７１４は振動する。ＧＳＭにおいて、各々の送信周波数チャンネルの帯域幅は、２００ｋＨｚである。

移動体通信デバイス２２がロー或いはＧＳＭモードで作動している場合、スイッチ７１８の出力は以下のように表されることができる：

及び

送信ループがロックされる場合：

方程式５の両側を「Ｄ２」によって乗算する：

f_TxLOWについて解き、方程式から置換する：

送信機７００がＤＣＳモードで作動している場合、スイッチ７１８の出力は以下のように表されることができる：

及び

送信機７００の送信ループがロックされる場合：

方程式１０の両側を「Ｄ２」によって乗算する：

f_TxLOWについて解き、方程式から置換する：

方程式７及び１２は、シンセサイザ３５４の信号周波数f_refを変更することによって及び分割比率Ｄ２及びＤ１を変更することによって、送信チャンネルがプログラムされることを実証する。実施例において、送信チャンネルは周波数方式テーブル１４に従って調整される。

理想的には、望ましくない周波数対話処理を減らすための送信チャンネルを選択するシステムは：（１）各々の送信チャンネルによって送信ループ信号周波数f_IFを変更する;（２）シンセサイザ３５４の信号基準周波数f_refを、受信機キャリア波形周波数からあまり変更しない;（３）あまり広い範囲を調整しているシンセサイザ３５４を必要としない; 更に（４）このシステムは送信ループ信号周波数f_IFを変更するが、異なる、この方式は送信ループ信号周波数f_IFを内部ループ（in-loop）変調器であまり変更しない。

各々の送信チャンネルによって送信-ループ信号周波数f_IFを変更することによって、周波数方式は、送信ループ信号周波数f_IFを、シンセサイザ３５４の信号基準周波数f_refの低調波をとどまらせることができる。シンセサイザ３５４の信号基準周波数f_refの低調波として送信ループ信号周波数f_IFを維持することにより、送信ループにおけるゼロクロッシングスプールを取り除くことができる。

シンセサイザ３５４の信号基準周波数f_ref及び受信機キャリア波形周波数間の変化を制限することにより、内部フレーム（intra-frame）周波数の分岐を最小化することができる。内部フレーム周波数の分岐を最小化することにより、時分割多元接続（ＴＤＭＡ）を用いたマルチスロットのスイッチング速度を増加させることができる。シンセサイザ５４の同調範囲を制限することにより、シンセサイザ３５４を製造するためにコストを減らす。内部ループ変調器で送信信号周波数f_IFの変化を制限することによって、第３の及び第４の高調波（harmonics）は、例えば帯域フィルタ７１８などの単一フィルタによって抑制されてもよい。第３の及び第４の高調波を圧縮することにより、送信ループの４Ｘ変調スプール（ 4-x-modulation spurs）を圧縮することができる。

周波数方式は、送信チャンネル周波数を得るために用いられる周波数f_refと同様に、各々の送信チャンネル周波数を分割比率Ｄ１及びＤ２の多数の組合せに関連づける。特定のアーキテクチャの経済性に基づいてデザイナーに選択される制約に基づいて、制約を満たさない分割比率及び周波数f _ref 組合せは取り除かれ、周波数方式テーブルは、各々の必要な送信チャンネルを、送信チャンネルを生成するために用いられる最適な可変組合せに関連づけるように形成される。可能な制約は、周波数f _ref と疑似トーンに関連する周波数f _ref との充分な周波数オフセット、シンセサイザ３５４またはf _ref を生成する他の装置に必要とされる調整範囲の最小化、それぞれの送信チャンネル周波数の送信ループをカバーするf_IF の範囲の最小化維持することを含むが、これに限定されるものではない。分割比率は、第２のプログラム可能な分周器７０８及び第２のプログラム可能な分周器７１０のためのプログラミングを決定する。

図１０は、周波数方式テーブル３１４をつくるシステムを説明しているフローチャート１０００である。周波数方式テーブル３１４は、以下のように決定されてもよい：（１）分周器７１０の分割比率を選択し（ステップ１００２）；（２）ステップ１００２の分割比率を伴う各々の送信キャリア信号周波数を関連づけ、必要とされる分周器７０８及びf_refの分割比率の組合せを一覧表にし（ステップ１００４）；（３）ステップ１００４に含まれる（分周器７０８及びf_ref）に含まれる変数のさまざまな選択を伴う送信チャンネルをカバーするのに必要な、f_refからの受け入れられる疑似オフセットに基づく最小シンセサイザ３５４の同調範囲を決定し（ステップ１００６）；（４）シンセサイザ３５４の同調範囲しきい値より大きい同調範囲を必要とする、分割比率及びf_refの組合せを取り除き（ステップ１００８）；（５）ステップ１００２の分割比率の送信ループ信号周波数f_IFの範囲を決定し（ステップ１０１０）；（６）は、変調器入力周波数範囲しきい値より大きい変調器入力のための周波数f_IFの範囲を必要としている、分割比率及びf_refの組合せを取り除き（ステップ１０１２）；（７）シンセサイザ３５４の同調範囲しきい値及び変調器入力周波数範囲しきい値を最適化するために、ステップ１００６から１０１０を繰り返し（ステップ１０１４）； 移動体通信デバイスである場合２２は多数の送信周波数帯を維持する場合、各々の送信周波数帯についてステップ１−７を繰り返す（ステップ１０１６）。

ステップ１００２は、分割比率Ｄ２を１及び２に等しく設定することによって完了されていてもよい。ステップ１００４は、完了して用いている方程式１（with f_ref=f_out）及び９、１０、１１及び１２に等しいＤ１を用いて完了されても良い。デザイナーによって選択される特定の送信機アーキテクチャと、選択されるシンセサイザ３５４と変調器の動作特性に基づいて、移動体通信デバイス２２のデザイナーによって、シンセサイザ３５４の同調範囲しきい値及び変調器入力周波数範囲しきい値は決定される。当業者は、最適化設計のためのこのようなしきい値を選択することに精通している。

ステップ１００２から１０１６の結果、伝送周波数チャンネルを、シンセサイザ３５４、第１のプログラム可能な分周器７０８及び第２のプログラム可能な分周器７１０の操作と関係づける周波数方式テーブル３１４が得られる。周波数方式テーブル３１４は移動体通信デバイス２２の記憶素子に格納されてもよく、移動体通信デバイス２２が送信周波数チャンネルにアクセスするときはいつでも、アクセスされてもよい。周波数方式テーブル３１４は、ベースバンドメモリ３０４に格納されてもよい。このとき、送信ループは、所望の基準周波数f_refは、ライン７２２を介してシンセサイザに送信されてもよく、分割比率Ｄ１は、ライン７２４を介して第１のプログラム可能な分周器７０８に送信されてもよく、分割比率Ｄ２はライン７２６を介して第２のプログラム可能な分周器７０８に送信されてもよい様にプログラムされる。

もう一つの実施例では、周波数方式テーブル３１４は、ラジオ周波数モジュール２０８に格納されてもよい。本実施例において、分割比率及び所望の基準周波数f_refのセッティングは、自動で行われても良い。

もう一つの実施例では、同調しきい値及びf_ifしきい値以外の、追加された制約は最小送信周波数範囲および／または最小変数制御発振器同調レンジのような必要条件のための分割比率に配置されてもよい。

図７に示される周波数方式テーブル３１４及び回路によって、マルチバンドの送信機を実行するために、移動体通信デバイス２２が単一のシンセサイザ３５４及び送信-ループを用いることができる。移動体通信デバイス２２は、マルチスロット機能を有するＧＳＭ送信機として用いられてもよい。フラクショナルＮスプールと関連する問題は、周波数方式を取り入れている移動体通信デバイス２２で最小化される。

周波数方式の上記の実施例は、特に、任意の「好ましい」実施例であり、単に実現可能な例であり、単に周波数方式の原理の明瞭な理解のために記載されるだけであることを強調しておく。あらゆる改変及び修正は、この周波数方式の趣旨及び原理から実質的に逸脱することのない範囲で、周波数方式の上記の実施例になされても良い。このような全ての修正変更は、この開示及び周波数方式の範囲内で備えられることを目的とされ、以下の請求項によって保護される。

この発明は、この以下の図を参照してよりよく理解されることができる。この図のこのコンポーネントが必ずしも共通の尺度及び重要度を持つことになっているというわけではなく、この発明の原理を説明すると、即座に、その代わりに配置される。この図において、この異なるビューの全体にわたる対応する要素は、参照番号のように指示する。
図１は、移動体通信デバイスを含んでいる典型的な無線通信システムのブロック図である。 図２は、ベースバンドモジュール、統合したアナログモジュール及びラジオ周波数モジュールを含んでいる、図１のこの移動体通信デバイスのこの内部コンポーネントのブロック図である。 図３は、図２のベースバンドモジュール、統合したアナログモジュール及びこのラジオ周波数モジュールのブロック図である。 図４は、図３のラジオ周波数モジュールにおいて含まれる場合があるフラクショナルＮ位相ロックループのブロック図である。 図５は、図３のラジオ周波数モジュールにおいて含まれる場合がある直交ミキサーを含む変換ループのブロック図である。 図６は、図５の直交ミキサーのブロック図である。 図７は、シンセサイザを含んでいる図３のラジオ周波数モジュールの部分及び変換器／アップコンバータ部分のブロック図である。

図７も、図３の周波数方式テーブルを含む。
図８は、シンセサイザを含んでいる図３のラジオ周波数モジュールの部分及びダウンコンバータ部分のブロック図である。 図９は、図７の直交ミキサーのブロック図である。 図１０は、この周波数方式テーブルを作成するシステムを説明しているフローチャートである。

Claims (20)

1. （ａ）局部振動周波数を有する基準信号を受信し、比較周波数を有する比較信号を出力するために構成されるプログラム可能な第１の分周器と、
   （ｂ）前記局部振動周波数を有する前記基準信号を受信し、中間周波数を有する送信ループ信号を出力するために構成されるミキサーと、
   （ｃ）前記中間周波数を有する前記送信ループ信号を受信し、分割周波数を有する分割周波数信号を出力するために構成されるプログラム可能な第２の分周器と、
   （ｄ）前記比較信号と前記分割周波数を有する前記分割周波数信号との比較に基づく送信信号を出力する可変制御発振器と、
   （ｅ）各送信チャンネル周波数に対応して、前記送信信号の送信チャンネルを、前記局部振動周波数、前記第１の分周器に対応する第１の分割比率および前記第２の分周器に対応する第２の分割比率の組み合わせに、関連づけるテーブルを備える周波数方式部
   とを備える無線通信装置。
2. 前記基準信号は、シンセサイザにより生成される請求項１に記載の無線通信装置。
3. 前記第１の分周器によって受信する前に、前記基準信号は第３の分周器によって処理される請求項１に記載の無線通信装置。
4. （ｆ）前記基準信号を受信し、前記基準信号を使用して受信したキャリア波形を処理するダウンコンバータ
   を更に備える請求項１に記載の無線通信装置。
5. 前記第２の分周器によって受信する前に、前記ミキサーの出力は、変調器によって処理される請求項１に記載の無線通信装置。
6. 前記可変制御発振器は、電圧制御発振器である請求項１に記載の無線通信装置。
7. 前記周波数方式部は、
   前記局部振動周波数と、受信機キャリア波形周波数の間で前記中間周波数の可変を制限し、前記局部振動周波数のソースに対応して前記中間周波数の調整範囲を制限し、変調器での前記中間周波数の可変を制限して、
   各送信信号によって前記中間周波数を変更することによって、各送信チャンネルを、前記組み合わせに関連づける
   ことを特徴とする請求項１に記載の無線通信装置。
8. （ａ）局部振動周波数を有する基準信号を受信し、比較周波数を有する比較信号を出力するために構成されるプログラム可能な第１の分周手段と、
   （ｂ）前記局部振動周波数を有する前記基準信号を受信し、中間周波数を有する送信ループ信号を生成する送信ループ信号ミキシング手段と、
   （ｃ）前記中間周波数を有する前記送信ループ信号を受信し、分割周波数を有する分割周波数信号を出力するために構成されるプログラム可能な第２の分周手段と、
   （ｄ）前記比較信号と前記分割周波数信号との比較に基づく送信信号を出力する発振手段と、
   （ｅ）各送信チャンネル周波数に対応して、前記送信信号の送信チャンネルを、前記局部振動周波数、前記第１の分周器に対応する第１の分割比率および前記第２の分周器に対応する第２の分割比率の組み合わせに、関連づけるテーブルを備える周波数方式手段
   とを備えることを特徴とする情報送信システム。
9. 前記基準信号は、シンセサイザによって生成される請求項８に記載の情報送信システム。
10. 前記第１の分周手段によって受信する前に、前記基準信号は他の分周手段によって処理される請求項８に記載の情報送信システム。
11. （ｆ）前記基準信号を受信し、前記基準信号を利用して、受信したキャリア波形を処理するキャリア波形ダウンコンバージョン手段
    を更に備える請求項８に記載の情報送信システム。
12. 前記第２の分周手段によって受信する前に、変調器によって前記送信ループ信号ミキシング手段の出力が処理される請求項８に記載の情報送信システム。
13. 前記発振手段は、電圧制御発振手段である請求項８に記載の情報送信システム。
14. 前記周波数方式手段は、
    前記局部振動周波数と、受信機キャリア波形周波数の間で前記中間周波数の可変を制限し、前記局部振動周波数のソースに対応して前記中間周波数の調整範囲を制限し、変調器での前記中間周波数の可変を制限して、
    各送信信号によって前記中間周波数を変更することによって、各送信チャンネルを、前記組み合わせに関連づける
    ことを特徴とする請求項８に記載の情報送信システム。
15. （ａ）局部振動周波数を有する基準信号を受信し、比較周波数を有する比較信号を出力するために構成されるプログラム可能な第１の分周ロジックと、
    （ｂ）前記局部振動周波数を有する前記基準信号を受信し、中間周波数を有する送信ループ信号を生成するために構成される送信ループ信号生成ロジックと、
    （ｃ）前記中間周波数を有する前記送信ループ信号を受信し、分割周波数を有する分割周波数信号を出力するために構成されるプログラム可能な第２の分周ロジックと、
    （ｄ）前記比較信号と前記分割周波数信号との比較に基づく送信信号を出力する発振ロジックと、
    （ｅ）各送信チャンネル周波数に対応して、前記送信信号の送信チャンネルを、前記局部振動周波数、前記第１の分周器に対応する第１の分割比率および前記第２の分周器に対応する第２の分割比率の組み合わせに、関連づけるテーブルを備える周波数方式ロジック
    とを備えることを特徴とする情報を送信するプログラムを記憶したコンピュータ読みとり可能な記憶媒体。
16. 前記基準信号は、シンセサイザによって生成される請求項１５に記載の記憶媒体。
17. 前記基準信号は、前記第１の分周ロジックによって受信する前に、分周器によって処理される請求項１５に記載の記憶媒体。
18. （ｆ）前記基準信号を受信し、前記基準信号を利用して、受信したキャリア波形を処理するキャリア波形ダウンコンバージョンロジック
    を更に備える請求項１５に記載の記憶媒体。
19. 前記第２の分周ロジックによって受信する前に、変調器によって前記送信ループ信号生成ロジックの出力が処理される請求項１５に記載の記憶媒体。
20. 前記周波数方式ロジックは、
    前記局部振動周波数と、受信機キャリア波形周波数の間で前記中間周波数の可変を制限し、前記局部振動周波数のソースに対応して前記中間周波数の調整範囲を制限し、変調器での前記中間周波数の可変を制限して、
    各送信信号によって前記中間周波数を変更することによって、各送信チャンネルを、前記組み合わせに関連づける
    ことを特徴とする請求項１５に記載の記憶媒体。

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