JP4195390B2 - 電力変調器 - Google Patents

Description

本発明は電力変調器、より詳しくは一次巻線及び二次巻線を用いたパルス発生モジュールを有する電力変調器に関する。

ａ．変調器、一般的記述及び用語の定義

変調器とは、電力の流れを制御する装置である。電灯が点けられ、それが再び消されると云うことは、電灯に送られる電流が変調されていると云うことができる。変調器は普通、高電力の電気パルス列をマイクロ波発生器のような特殊化した負荷に配出する。世界中の高電力レーダーセットの殆どのものは変調器を用いて電力パルスをマイクロ波源に供給し、次いで後者がこの電力をマイクロ波の周期的バーストとしてアンテナ構造体に送るようにしている。このような電力変調器の他の適用可能例は、以下の本文に列挙されている。

第二次世界大戦後の数十年間にも、電力変調器の基本構造はそう変化していない。通常の変調器を構成する電源はＡＣ電力線から電力を受け取り、電圧を昇圧し、電力を整流して直流ＤＣ電力を生成するものであり、通常高エネルギーコンデンサバンクから成るリザーバにエネルギーを送出するのに用いられる。これが必要なのは、要求されるピーク電力を入力電力線が送出し得ず、従って小エネルギー量のピーク電力の送出のためにリザーバが用いられ、ＤＣＰＳ（直流電源）からこのリザーバにずっと低い平均電力が適度に一定な速度で補給又は補充されるようにしているからである。

その場合、このリザーバのエネルギーの一部は第二の、より小さいリザーバ、通常はパルス成形回路網（ＰＦＮ）に移される。ＰＦＮは電力を、パルス幅又は持続時間に対して立ち上がり及び立下り時間が急峻な矩形（平頂）パルスとして送出するようにする回路網である。

この（人工的な送電線又は遅延線である）パルス成形回路網はその場合、スイッチングにより、通常は昇圧型であるがこれに限らないパルス変成器の一次側に接続される。スイッチング前のＰＦＮ電圧をＶとすれば、パルス変成器一次側への印加電圧はＶ／２又はこれより僅かに小さい。このことはＰＦＮ技術の不都合の一つである。ＰＦＮを用いるパルス変成器のターン比（電圧昇圧比）は、本発明のものの２倍を要する。

ＰＦＮは時間Ｔ（通常数〜数十マイクロ秒）内に完全に放電して、パルス変成器一次側の電圧を適度に一定に保持し、この変成器の二次側に適度に平坦な出力パルスを生成する。だが、０．１％程度のパルス平坦度を要する場合には、ＰＦＮは極めて多数のＬＣ（インダクタ―コンデンサ）部を要し、調整が困難である。また、ＰＦＮの部品何れかが破損しても、ＰＦＮでは全部品の値と位置が極めて重要であることから、その破損部品の交換時に調整を改めて行う必要がある。

パルス送出後ＰＦＮは、次のパルスのために電圧Ｖまで再充電されなければならない。１０分の数％のパルス反復精度を維持するためには、この大きな充電電圧の「揺れ」が高精度で生じなければならない。また１秒当たり、数百から数千の、パルス毎にＰＦＮコンデンサ全てを完全に充放電するようにすると、これ等のコンデンサ内の誘電体に大きな歪みがかかるため、これ等コンデンサは歪みを、従ってエネルギー密度を著しく低くして作らざるを得ない。このため、パルス毎にコンデンサを放電及び再充電させず、従ってコンデンサのエネルギー密度をより大きくできるようにした本発明のものと比較して、ＰＦＮは大きな構造のものとなってしまう。

従来技術の変調器の不都合を要約すると、
・パルス変成器の一次側の電圧が、概して１０ｋＶ以上と高い。
・ＰＦＮがパルス毎に１０〜２０ｋＶまで完全に充電されなければならず、またパルス中に完全に放電されて、そのコンデンサに大きな歪みをかける。
・ＰＦＮコンデンサは上記の理由でエネルギー密度が低いため、本発明で用いる低歪みコンデンサと比較して、極めて大きい。
・負荷に短絡が生じると（マグネトロン管で頻発するように）、高電圧ＰＦＮスイッチ（ガス充填サイラトロン）はその電流がゼロに下がるまではターンオフできないので、電流を遮断するすべが無い。
・ＰＦＮ内の部品何れかが破損すると、その部品の交換後にＰＦＮを最適パルス波形に対して再調整する必要が有る。その作業は高電圧をＰＦＮに印加して行われるため、面倒、且つ危険である。
・異なるパルス幅を要する場合には、ＰＦＮ構造の交換及び再調整を要する。

ｂ．パルス変成器

所謂分数ターンパルス変成器の説明は、１９６０年代初めにアメリカ合衆国のLawrence Livermore National Laboratory (ＬＬＮＬ) に譲渡されたNicholas Christofilosの発明で始まる。その当時、この研究所はLawrence Livermore Laboratory 又はＬＬＬと称した。この発明は、各々が高圧パルス発生器により数十ｋＶで（火花間隙とパルス成形回路網、即ちＰＦＮを用いて）駆動され、数百ｋＶ〜数ＭＶの加速電位を発生して荷電粒子ビームを加速する多数の環状の（ドーナツ形状の）磁心を用いる方法を開示したものである。この所謂線形磁気誘導（ＬＭＩ）加速器の基本思想は以下、図１及び図２に示されている。

図１は、それに沿って粒子ビームが加速される直線を中心穴が囲むように配置された一組の環状磁心を示す。
図２は、より詳細なＬＭＩ構造を示し、一つの高圧（ＨＶ）ドライバーシステム（磁心毎に一つ）が示され、粒子ビーム経路が表示されている。

この種の加速器の重要な特徴は、全てのＬＩＮＡＣ加速器と同様に、外面が接地電位になっていることである。個々の磁心を駆動する電圧は中心軸の先で直列に加算するように見え、他の所ではないようである。このことは、加速器が外界へはエネルギーを放射しないこと、そして周囲からの隔離を要しないので、実験室での設置が容易であることを意味する。１９６０年代ＬＬＬに８００ｋＶのＬＭＩ加速器（Ａｓｔｒｏｎ加速器）が組み立てられ、核融合実験での電子ビームの加速に用いられた。１９７０年代には上記研究所で、より大型のＬＭＩマシン（ＦＸＲ、閃光Ｘ線用）が組み立てられ、電子ビームパルスをＸ線コンバージョンターゲットへと加速した。ＦＸＲは爆発のフリーズフレームＸ線撮影に用いられた。

ＬＭＩ加速器の動作原理は、ビーム軸を含む面でのマシンの断面を示す図３の助けを得て説明することができる。

図３に示す多数磁心構造の作用の論議のため、幾つかの法則を要する。先ず、右手の法則を要する。この（任意）法則は、導体を右手で掴み、親指が正の電流方向を向くようにすると、他の指は導体の周りに、導体を囲む磁束線の方向に湾曲すると云う。この法則を図３に適用すると、環状磁心に誘導される磁束は図示のように循環する。「点」は読者の方向に向く磁束ベクトルを、「Ｘ」は読者から離れる方向に向く磁束ベクトルを表すのに用いられている。

この法則を図３の構造の軸に沿って右に向かって流れる粒子ビームに適用すると、このビームによって発生する磁束は一次電流によって誘導される磁束の反対方向に正しく循環することが分かる。これを変成器、そしてビームを、二次巻線を横切る短絡と考えると、この二次側の電流は一次側によって誘導された磁束を取り消す方向に流れ、磁心には磁束は誘導されず、従って一次電源への短絡を阻止することになる。磁心に磁束変化が無いことは一次巻線に電圧が無いことを意味する。従って、正荷電粒子（プロトン）のビームはこの構造体により、右に向かって加速され、一方負荷電粒子（電子）のビームは左に向かって加速されることになる。

次に、電子工学のもう一つの法則、即ち磁束を取り囲む導体に誘導される電圧はその磁束の変化率に等しいと云う法則を適用する。磁心５個全ての磁束を取り囲む経路ＡＢＣＤを考える。この経路に沿うワイヤに誘導される電圧は５個の磁心全てを一緒にしたものにおける磁束変化率に等しくなる。だが、各磁心は一次電圧Ｖで駆動されるため、各磁心の磁束変化率はＶに等しい。従って、経路ＡＢＣＤに沿って誘導される電圧は５Ｖとなる。この構造は昇圧変成器として作用する。もう一つの法則は、変成器では二次電圧の一次電圧に対する比は二次ターン数の一次ターン数に対する比に等しいから、図３のＬＭＩ加速器の有効ターン数比は５であるものの、経路ＡＢＣＤは単一ターンに過ぎない。従って、その一次側は１／５ターンでなければならず、ＬＭＩ加速器は一次側が分数ターンである変成器と考えることができる。

ｃ．追加従来技術

図４は米国特許第５９０５６４６（Crewson,他; １９９９年５月１８日）に開示されたパルス変成器接続を示す概略図である。簡潔のため、二つのパルス発生モジュールが示されている。二つの磁心の一方の周りをループする一巻き（ターン）の一次側（１）を各モジュールが駆動しているのが分かる。各モジュールは電圧Ｖまで充電されるコンデンサを含み、またスイッチをそのターンオフ時に電圧の破壊的「バックスパイク」から保護するためにキャッチダイオード又はインバースダイオードＤを有している。

上記米国特許５９０５６４６は、一次側の独立ターンを各モジュールが駆動することの重要性を強調している。これは、モジュールスイッチ全てが同一電流を通すことを保証するためになされる。だが、この制約は変調器を潜在的に破壊的な故障モードに曝すことになる。破壊的故障を理解するために、図４の二つのスイッチが正確には同時に導通しないと仮定する。上のスイッチが下のスイッチより数分のマイクロ秒早く導通し始めるなら、問題が発生する。これが起こると、上の磁心は磁束を図示の方向に通す（Ｘでは紙面に向かうように、及びドットでは紙面から出て来るように流れる）。この磁束は二次側及び負荷に図示のように流れる電流を誘導する。下の磁心には、そのモジュールスイッチが非導通であるので、磁束は未だ存在しない。だが、二次巻線に電流が流れると、下の磁心には図示方向と反対方向に磁束が誘導され、この磁束は下のモジュール接続に図示のように電流を誘導し、この電流が下のモジュールのダイオードを導通させる。

次に、下モジュールのスイッチが導通すると、印加電圧が下ダイオード（導通している）をバックバイアスし、これがこのダイオードをターンオフさせる。高電流を導通させている導通ダイオードを数ナノ秒内にターンオフさせようとすれば、ダイオードは普通壊れる。ダイオードが壊れれば、短絡となる。その場合、この短絡は下モジュールスイッチに殆ど無制限の電流を流すから、このスイッチは壊れる。

本発明の一目的は、米国特許５９０５６４６に記載のような従来の変調器における上記の欠点を除くことである。本発明のもう一つの目的は、パルス発生モジュールと一次巻線を同数とする必要の無い一次巻線接続を有する電力変調器を提供することにある。本発明のもう一つの目的は、従来の電力変調器における上記の欠点を次のように除去する電力変調器を提供することにある：
・パルス変圧器の一次側の電圧が例えば１ｋＶ以下と低い。
・ＰＦＮが無い、従ってＰＦＮの不利益の全てが回避される、変調器のスイッチは、自身に流れる電流でターンオフしてパルスを終了できるＩＧＢＴやＭｏｓＦｅｔ等の半導体であるからである。
・エネルギー蓄積コンデンサはパルス中に数％以上を放電しないので、エネルギー密度をＰＦＮコンデンサよりずっと高くすることができる。
・短絡が負荷で生じても、負荷電圧の急激な低下を感知してこれを検出し、半導体スイッチから低圧ゲートパルスを除去する比較器を作動させる信号を発生してパルスを終了させることができる（この目的のために従来の変調器で用いられる過電流検出器は、動作がずっと遅く、ターンオフ前に遥かに高い電流が流れるのを阻止できない）。
・別のパルス幅を要する場合には、ソリッドステートスイッチトリガーのタイミングを単に変えれば、即ち低電圧で行われ、コンピュータ制御装置で行える動作によれば良く、パルス幅を簡単に電子的に調整することができる。

これ等の利点の結果、ソリッドステート変調器システムは従来技術であるＰＦＮ／サイラトロン式のものと比較して、大きさがずっと小さくなり、有効寿命が極めて長くなると云う利点を生ずる。

本発明のもう一つの目的は、異なるパルス発生モジュールを異なる時点でターンオン又はターンオフできる電力変調器を提供することにある。異なるパルス発生モジュールを異なる時点でターンオン又はターンオフできれば、パルス開始時でのオーバーシュートやリンギングを除去するのに有用である。

以下、記載の簡潔化のため、パルス発生モジュールが二つの場合に限って論議する。だが、これは発明を限定するものでは全く無く、それどころか本発明はパルス発生モジュールを何個にしても実施可能である。

図５に示すように、一巻き（ターン）を二つ多く加えると、上記の過電圧故障モードが完全に無くなると共に、パルス発生モジュール数と一次巻線数を同数とする制限も無くなる。米国特許第５９０５６４６号の下に組み立てられる従来技術の変調器では、一次巻線毎にパルス発生モジュールを一つとし、磁心部毎に少なくとも一つの一次巻線とする制限が有る。本発明では、この制限は無くなり、何個のモジュールを用いても良い。従来技術では各磁心を同一数のモジュールで駆動しなければならないが、本発明では何個のモジュールを用いても良く、各磁心に同一駆動信号を供給することができる。このことは、本発明の有利で、大きな経済的利点である。

図５における結線（１１）が加わると、どちらのモジュールスイッチであれ初めに導通する方のスイッチが、他方のスイッチが閉じるまで、回路を制御する。下のスイッチの前に上のスイッチが導通すると、上のモジュールは上の磁心だけでなく両磁心に磁束を送り込む。これにより、下のダイオードはバックバイアスされるので、導通することが無い。このことは、「早い」スイッチが複数の「遅い」モジュールのダイオード全てに正の電圧を印加すると云う意味で、一次巻線の全てが並列に接続される場合と略同じである。

実は話はもっと簡単にでき、一次巻線の全てを並列に接続すれば良い。これは自明ではないが、図４を一見すればそれがうまくいくことを理解させてくれる。スイッチ全てが同時に閉じるとすると、図の点Ｐと点Ｒの間には電圧が無い。点Ｑと点Ｔをつなぎ合せても、電圧はこれ等の点の間にも無い。点Ｐと点Ｒの間に電圧が無ければ、これ等の点をつなぎ合せることができ、電流が余分に流れることは無いから、回路は一次巻線の全てが相互に接続されている場合と同様に作動する。

上記接続は何れもモジュール電流を同一にするのに役立つが、米国特許５９０５６４６に記載の独立接続ではこのような結果は得られない。このことは、全てのパルス発生モジュールにもたせる負荷インピーダンスの厳密な同一化が始めて保証されるからである。これは従来技術では保証されない。上記の二つの一次巻き接続法の中、図５に示すものの方が単に一次巻線全てを並列に接続するもののより好ましい。一次巻線全てを並列にしたものでは、どのモジュールにどんな故障が生じても、全モジュールからの全電流がこの故障箇所に流れてしまい、スイッチに対して極めて有害に作用する場合がある。図５の接続法はこの可能性を除去する。

以下、本発明における電力変調器の設計方法の一例を本発明の好適な実施態様の数例と共に詳細に説明する。これ等の好適な実施例と設計例は例示的なものに過ぎず、本発明を制限するものと理解されるべきでない。

本発明は電力変調器である。この電力変調器はパルス発生モジュールを含み、各パルス発生モジュールは一組の磁心を囲む一次巻線の結線と、全磁心を囲む二次巻線を有する。パルス発生モジュールは更に、エネルギー蓄積コンデンサと、スイッチング手段と、ダイオード又は直列接続ダイオードのアセンブリを含む。このダイオード又は直列接続ダイオードアセンブリはスイッチング手段と、電流をコンデンサに戻す導体との間に連結される。スイッチング手段は電子工学の技術に習熟する者に知られたスイッチの何れか、例えばＩＧＢＴソリッドステートスイッチで良い。この電力変調器内のパルス発生モジュールには、上記のように一次巻線の結線であって、パルス発生モジュールを２個及び磁心を２個とする電力変調器の特殊な場合に対して、図５に示す結線が備わる。以下の実施例で言及されるのは、これ等の特性を有する電力変調器である。

既に強調の通り、図５に示す接続法は従来の変調器で頻発する破壊的故障モードを完全に除去する。図５はこの接続法を、パルス発生モジュールを２個、磁心２個としたものとして示している。これは単なる例示であり、モジュール数は磁心数と共に幾つでも良い。パルス発生モジュールが２個を超える電力変調器を得るために必要なのは、モジュールの全てを、一次巻線を介して各磁心に連結して、各磁心を各モジュールからの一次巻線が囲むようにすることである。従って、任意数のモジュールを任意数の磁心に付加するのは簡単なことである。例えば、Ｎ個のパルス発生モジュールとＭ個の磁心をもつ電力変調器を考えて見れば良い。単一ターンの一次巻線のみと本発明の接続を用いる電力変調器を組み立てようとすれば、単一ターン一次巻線の総数は２ＭｘＮであり、Ｍ個の磁心を囲む、各パルス発生モジュールからの２Ｍ個の単一ターン一次巻線（磁心「脚」毎に１個の一次巻線ターン、図７に示すように磁心毎に２個の「脚」）とＮ個のパルス発生モジュールを含む。好ましい実施例ではパルス発生モジュールがワイヤ等の外部結線で互いに接続されないことを注目することが重要である。モジュール間に存在するただ一つの接続は、磁心内の磁束による誘導接続である。勿論、全一次巻線を並列に接続することによりモジュール同士を接続することはできるが、前一次巻線を並列にすると、どのモジュールにどんなダイオードの故障が生じても、全モジュールからの全電流がこの故障箇所に流れてしまい、スイッチに対して極めて有害に作用するという先述の欠陥に通じる。

本発明のもう一つの実施例は、全磁心が一次巻線で回装される単一のパルス発生モジュールをもつ電力変調器である。この場合には、単一モジュールが全磁心を駆動する。

上記の一次巻線は単一ターン一次巻線でも、多数ターン一次巻線でも良い。後者の場合には、ターン当たりの電圧が全一次巻線に亘って同一であると云う条件、即ち異なるパルス発生モジュールに属するコンデンサ間に電圧Ｖの差があれば、この差が一次巻線に属するターンの数Ｎに、Ｖ／Ｎが全ての一次巻線に亘って等しくなるように反映されなければならないと云う条件がある。この条件が満たされなければ、一次巻線同士が互いに争い、パルス発生モジュールから過電流が流れることになる。全コンデンサ上の電圧が互いに等しければ、このターン当たり電圧の条件を満たすために各多数ターンのターン数が同一でなければならない。

電力変調器には多種の用途、即ちレーダシステム、レーザ、癌治療、マイクロ波加熱、工程内殺菌材、粒子加速（ＬＩＮＡＣ）駆動装置、核融合用プラズマ加熱、半導体洗浄、表面処理、ガスレーザの電子ビームポンピング、印刷工業におけるインク硬化、ソナー用圧電又は磁歪トランスデューサ、医療用超音波撮像、モノパルス広帯域レーダ用駆動アンテナ構造、宇宙船における高電流及び高電圧駆動、照明又は核兵器効果シミュレーション、材料改質用の電子源の直接駆動、レーダ用マイクロ波発生のためのクライストロン、マグネトロン、ジャイロトロン又は交さ界磁増幅器駆動等に到る用途が有る。そして、本発明におけるような電力変調器は、電気パルスが必要であれば何処でも用いることができる。

変調器設計例

次に、本発明の原理による電力変調器の設計の仕方の一具体例を述べる。この具体例は例示的に過ぎず、数及び特定装置は教示的理由で含まれているに過ぎず、本発明を制限するものと理解されるべきでない。

ａ．パルス発生モジュールの数値の選択

この新規な変調器コンセプトを理解する生産的アプローチは、そのような変調器のための一次設計例題をピーク電流７０Ａ、パルス幅５μｓ、パルス繰り返し周波数（ＰＲＦ）８００Ｈｚの１２０ｋＶパルスを作るものと仮定する。更に、定格出力１６００Ｖ、２２００ＡのＩＧＢＴソリッドステートスイッチが得られるものとする。

第一のステップは、必要なスイッチ数に強く影響するピーク電力出力を計算することである。ピーク電力は１２０ｋＶｘ７０Ａ、即ち８．４メガワット（８．４ＭＷ）である。スイッチがその最大定格で動作することのないように安全限界の余裕をスイッチに与える。経験によれば、ピーク出力の７５％が長期耐用のための安全限界を与える。従って、各スイッチの数値は０．７５ｘ１６００＝１２００Ｖ、２２００ｘ０．７５＝１６５０Ａを超えないようにする。その結果、各スイッチは１２００ｘ１６５０＝１．９８ＭＷを出すことができる。８．４ＭＷを放出するためには、８．４／１．９８＝４．２４個のスイッチを要することになり、スイッチを設計の安全側５個として用いれば良い。

米国特許５９０５６４６の下に組み立てられる従来の変調器では、１一次巻線毎に１パルス発生モジュール、そして１磁心部毎に少なくとも１一次巻線と制限されている。本発明では、既述のようにこの制限が除かれ、何個のモジュールを用いても良い。例えば、２個の磁心で半ターンの一次巻線を得るパルス変成器を用いると、この変成器には４本の「脚」又は磁心部が存在する。従来技術では、各「脚」又は磁心部を同一数のモジュールが駆動することを要する。４個のモジュールは本例で選ばれた安全限界を侵すことになるので、用い得ない。従って、従来技術では各磁心脚を二つのモジュールで駆動する８個のモジュールを用いざるを得ない。だが、本発明では５個のモジュールを用いることができ、しかも４本の変成器磁心「脚」の各々に同一の駆動信号を供給することができる。

ｂ．コンデンサのサイズ及びパルスの平坦性

パルス発生モジュールの個数が本例では、少なくとも一次設計のため、（５個に）決定された。更に、スイッチ、コンデンサ及び他の部品の熱伝達や冷却を含んで、設計を反復すると、この数は僅かに変わるかも知れないが、このレベルの設計の詳細は本論議の範囲を超える。さて、各モジュールに用いられるコンデンサに話を暫時転ずる。値Ｃファラッドのコンデンサが電圧Ｖに充電され、次いで負荷に連結され、時間Ｔ秒の間に電流Ｉアンペアを流すと、コンデンサの電圧は次の関係に従って「垂れる」又は「低下する」。

数式１
ΔＶ＝ΔＱ／Ｃ＝ＩＴ／Ｃ

上記の数式において、Ｑは電荷（クーロン）を表し、記号Δは「の変化」を意味する。この式は、「Ｖの変化は電荷の変化を容量Ｖで割ったものに等しい」と読む。これは、容量の定義、即ち次式の通り、容量は印加電圧に対するコンデンサの電荷量から直ちに成立する。

数式２
Ｃ≡Ｑ／Ｖ

次に、例えば、パルス電圧の平均値からの偏差が０．５％を超えない程度まで頂部が平坦なパルスを要するとする。本例では、開始電圧が１２００Ｖであるから、パルス末端の電圧はこの下０．５％、即ち０．９９５ｘ１２００＝１１９４ボルトを下回ってはならない。従って、Ｖの値は６ボルトである。モジュール毎の電流は１６５０アンペア（１６５０Ａ）と決定されており、パルス持続時間は５μＳであるから、容量は

数式３
Ｃ＝Ｑ／Ｖ＝ΔＱ／ΔＶ＝ＩＴ／ΔＶ
＝１６５０・５・１０^−６／６＝１３７５・１０^−６＝１３７５μＦ

であり、極めて大きいことが分かる。このような大きい容量の必要を少なくするため、容量を約１／１０に低下させるパルス平滑回路を任意に用いることができる。かかる回路を用いると、容量を１３７５μＦから１３７．５μＦに低下することができる。

ｃ．モジュール回路

以上、スイッチの個数（５）とモジュールコンデンサの容量（１２００ボルト、１３８μＦ）を決定した。冷却を理由として、廃熱除去能力が高まるように対体積表面積比を大きくするため、コンデンサを二つ又は三つの別の容器に分けて収容しても良い。そうすると、コンデンサの最終値は１３８／２＝６９μＦ又は１３８／３＝４６μＦになる。これ等の部品は次に、図６に示す形式のパルス発生モジュールに組み込まれる。

図６では、アース接続がコンデンサの負端子に取り付けられるものとして示されている。この選択は可変なものであり、アース接続は同様にスイッチのエミッタ端に置かれても良い。そうすると、トリガーパルス発生回路をアースに基づかせ、図６に示すように回路内でゲート接続をアースから絶縁する小パルス変成器Ｔ１を除去することができる。

インバースダイオードもまた、モジュールの出力に跨って接続されるものとして示されている。このダイオードはスイッチが導通すると逆バイアスされるが、スイッチがオフ（非導通）になると出力電流はパルス変成器のインダクタンスのため流れ続ける。インバースダイオードはこのとき導通となり、出力電圧を０近くにクランプし、インバースダイオードが無い場合スイッチを破壊することになる破壊的過電圧条件からスイッチを保護する。従来の変調器では、二つの隣接するパルス発生モジュール間にタイミングの差が有ると、このインバースダイオードが早まってオンになってしまう。従って、このダイオードに接続するスイッチがオンになると、導通ダイオードは瞬時にオフになる。このトランジエントは通例ダイオードを破壊し、短絡とする。次いで、過電流がスイッチに流れるためスイッチは壊れる。

図６には、パルス変成器二次巻線の低圧端に直列に、任意手段としてのパルス平滑回路が接続されるものとして示されている。図６のモジュール出力に直列に、減衰回路が接続されたものとして示されている。上記のように、従来の変調器はモジュール毎にそのような減衰回路一つを必要とするが、この新規の接続コンセプトでは複数のモジュールが異なる時点でオンになっても良く、この特徴のため減衰回路は唯一つで良い。この単一減衰回路に接続されたモジュールが先ずオンになり、出力パルスがそのピークに達し、電圧が安定するとそのとき、他のモジュールがオンになってパルス化負荷を支える。次いで、全モジュールは同時にオフになる。これはコストと複雑さを低減する。

ｄ．パルス変成器の考察

図７はパルス変調器に用いられる典型的な高圧パルス変成器を示す。磁心は（１５）、高圧出力接続（均圧環）は（１６）で表されている。寸法は変調器出力の電圧と電力に比例する。かかる変成器は一般に、鉱物又はシリコーンベースの絶縁油で満たされたタンクに浸漬され、冷却と高圧絶縁を高めるようにしている。

図７に示す磁心は単心アセンブリである。複心変成器では、二つの同一の磁心が並べて置かれ、両磁心が二次巻線で囲まれる一方、各磁心は個々の組の一次巻線を支えるようにしている。これにより、上記のように半ターン一次巻線の機能が得られる。３個又は４個の磁心を同様に置けば、それぞれ１／３又は１／４ターンの一次巻線の機能が得られる。例えば、ＳＬＡＣ（スタンフォード線形加速器センター）は４個をはるかに超える磁心と極めて少ないターン数（１〜３）の二次側を用いている。磁心数と二次側ターン数夫々の選択は何に基づくか？次に述べるように、これ等の選択はパルス立ち上がり及び立下り時間に基づく。この既述を助けるため、設計例に戻る。

図８において、二つの磁心間の間隙が明瞭に見える。図７と図８を比較すると、二次巻線（全磁心を囲む）と一次巻線の間にかなりの空間があるのが分かる。アンペアの法則によれば、変成器の作動中、巻線間のこの空間を除いて変成器のどこにも（磁心材料内を含んで）磁場は殆ど無い。この磁場は磁気エネルギーを蓄積し、これが負荷と直列に現れるインダクタンスとなる。このインダクタンスは直列であって、並列ではない。電流は、先ず巻線に流れてこの浮遊磁場を立ち上げない限り、負荷に達し得ないからである。この磁場は、出力電力を得るために支払わねばならない変成器パフォーマンス上の「税」を表す。この磁場量によって作られるインダクタンスは変成器の漏れインダクタンスと呼ばれる。

良く知られているように、コイルのインダクタンスはコイルのターン数の二乗に比例する。変成器の二次側、即ち出力側から見ると、この漏れインダクタンスは二次巻線ターン数の二乗に比例する。従って、二次巻線ターン数を少なくできるものは何でも漏れインダクタンスに顕著な効果をもつことになる。このインダクタンスが少なくなればなるほど、出力パルスはその最大電力レベルに速く立ち上がることができる。各々が各自個別組の一次巻線をもつ二つの磁心を並べて設置することによる分数ターン一次巻線を用いると、二次巻線ターン数は所定の入出力電圧に対して半分になる。これにより、漏れインダクタンスは（略）１／４になり、パルスを単心使用の場合の４倍に近い速さで立ち上げることができる。

この議論は厳密ではない。と云うのも、漏れインダクタンスは一次巻線アセンブリと二次巻線アセンブリ間の体積と同時に、二次巻線ターン数の二乗に比例し、この体積は変成器に加える磁心数の増加と共に増加する。この理由で、磁心数を１から２にする場合の漏れインダクタンスの低下は１／４より１／３に近い。だが、その効果はパルス変成器のパルス立ち上がり及び立ち下がり時間を速めるのに極めて有用である。

図２及び図３を再び考察すると、磁心が二つの場合、４本の磁性材垂直「脚」を一次巻線ターンが囲繞しければならないことが分かる。このことは本論議で既に述べてあり、その理由はこれ等二図から明白である。単心の場合には、そのような垂直「脚」は２本である等、一般に、磁心がＮ個の場合、２Ｎ個の脚を一次巻線ターンが巻くことを要する。基本的に、多心変成器は数個の変成器を並列に連結したものに相当する。

設計例を完結するため、変成器の大きさを決める必要が有る。磁気材料の飽和磁束密度をＢｍａｘテスラとする。この磁束密度の典型的な値は旧式磁気単位系を用いると１テスラ、即ち１０，０００ガウス近傍である。これ等の磁心の周りに１組の巻線を巻き、ＤＣ電流を通して磁心をリセットするようにする。これ等の磁心を、直列リセットチョークを介してＤＣ電源に接続する。変成器がパルス発生モジュールで駆動されるとき、リセット磁心がパルス電圧を放出するようにする。高い直列インピーダンスが必要なのは、ＤＣ電源をこのパルスから保護すると共に、リセット電流がこのパルスの影響を受けないようにするためである。リセットチョークはリセット電流が、変成器のパルス生成動作とは無関係に常に流れるようにする。

ＤＣリセット電流は磁心内に、−Ｂｍａｘに等しいＤＣ磁束密度を誘導する。ここで、マイナス符号（−）はこの磁束が、変成器のパルス生成時に誘導される磁束の反対方向を向いていることを表す。これにより、リセットを用いない場合に要する磁性材料の半分で磁心を作れるようになる。これは、磁束密度がパルス中に、−Ｂｍａｘから＋Ｂｍａｘまで全磁束偏位２Ｂｍａｘ動き得るからである。各磁心は断面積がＡｃ平方メートルである（図２参照）。次に、レンツの法則によれば、モジュール電圧Ｖ，パルス持続時間Ｔとして単一ターンの一次巻線を用いる場合、各磁心の断面積は次式で与えられる。

数式４
Ａｃ＝Ｖ・Ｔ／２Ｂ_ｍａｘ

数値Ｖ＝１２００ボルト、Ｔ＝５μＳ、Ｂｍａｘ＝１テスラを代入すると、Ａｃ＝０．００３ｍ^２又は３０ｃｍ^２が得られる。従って、二つの磁心の各々の断面は、我々が組み立てた変成器を表すものとして幅約５．５ｃｍ、奥行き約５．５ｃｍである。普通には、パルス幅を１０〜１２μＳと長くして設計したので磁心は、再度上記式に従って、これより長くなった。

入力１．２ｋＶの場合、電圧利得１００：１とするためには、出力を１２０ｋＶとしたい。これには、図２及び図３に示す二つの並列接続二次巻線「バスケット」の各々に付きターン数を５０にすることを要する。これは、一次側が実質的には１／２ターンであることを反映している。電圧利得はターン（巻き数）比、この場合には５０／０．５＝１００に等しい。

二つの変成器を並列接続させて作ろうとすると、一次巻線で囲む垂直磁心「脚」は既述のように４本となる。これ等の「脚」の各々には、モジュール５個の場合、まわりに５個の巻線を要する。そして、各モジュールは１組４個の単一ターン一次巻線（４本の「脚」の各々に対して各組の１ターン）に接続される。従って、一次巻線（ターン）の総数は、モジュール数５ｘモジュール毎に脚ターン数４、即ち２０個である。これにより、「脚」当たり５ターンとなって一致する。

浮遊インダクタンスを低く抑えるためには、各磁心「脚」を「電流シート」と云えるもので囲んで個々のワイヤ間の磁場を最小にする必要が有る。１２０ｋＶに対して長さが１５ｃｍの磁心脚に沿って離間する５個の小径ワイヤは均一な電流シートの良好な近似と云えるものではないから、これ等５個の単一ターンを作るのに、例えば磁心脚の周りに１０或いは場合によっては２０個の単一ターンを巻き、次いでこれ等の単一ターンを各々が２、３又は４個の５束に分離し、各束のものを並列に接続して広い単一ターンと同等のものを作るようにすることができる。

この設計例では、ＰＲＦ（パルス繰り返し周波数）が８００Ｈｚで、各パルスがＶｓｅｃｘＩｓｅｃｘＴｐｕｌｓｅ＝１２０ｋＶｘ７０Ａｘ５μＳ＝パルス毎に４２ジュールの出力エネルギーを放出するパルスが欲しい。これは、８００Ｈｚの繰り返し率では８００ｘ４２＝３３，６００Ｗ、又は３３．６ｋＷの平均電力を表す。デューティファクタはパルス間の時間に対するパルス持続時間の比であって、この場合は８００ｘ５μＳ＝０．００４、即ち０．４％である。電流のＲＭＳ（平方自乗平均）値はピーク電流ｘデューティファクタの平方根であって、この場合は全二次電流に対して７０Ａｘ０．０６３、即ち４．４アンペアである。二次側は、図７及び８に従って二つの並列接続巻線から成り、従ってこれ等の巻線はＲＭＳ電流２．２アンペアを通す。この電流を通すため、ワイヤの断面は標準規格ワイヤ表から適宜、寸法を取る。

同様に、各一次巻線に対してピーク電流は１６５０アンペアであり、従ってＲＭＳ電流は１０４アンペアである。この電流を通すため、一次巻線となる導体はここでも標準規格ワイヤ表から選んで寸法を取る。このとき、導体を安全レベルまで冷却するのに利用可能な熱伝達・冷却手段を考慮に入れる。

これで変調器の接続が完了するが、リセット巻線の寸法とリセット電流の大きさの決定が残る。これには磁性材の透磁率が必要になるが、これはアンペア−ターン／メータを単位とする起磁力Ｈに対するテスラでの磁束密度の比であって、磁性材料のカタログの表に有る一特性である。この数値が決まれば、リセット巻線とリセット電流の選択はアンペアの法則を単に適用すれば良く、ここで更なる推敲を要しない。極めて周知の技術である。

上記の実施例及び設計例は単に例示的なものである。本発明の精神と範囲内で、当業者に容易に浮かぶ他の実施例が有る。従って、本発明は冒頭の請求の範囲で定義されるべきである。

ＬＭＩ加速器用の磁心配置を示す。 ＬＭＩ加速器をＰＦＮとビーム経路と共に示す。 磁心５個のＬＭＩ加速器の構造を示す。 パルス発生モジュールを２個とする従来技術による半ターン一次巻線接続の概略図を示す。 パルス発生モジュールを２個とする本発明による半ターン一次巻線接続の概略図を示す。 一実施例におけるパルス発生モジュールの一つの詳細図である。 典型的な高圧パルス変成器の図を示す。 ２個の磁心が並んで収容されるパルス変成器の斜視図である。

Claims (8)

1. 少なくとも二つのパルス発生モジュールと、複数の磁心の全てを囲繞する少なくとも一つの二次巻線とを含む電力変調器であって、上記少なくとも二つのパルス発生モジュールの各々が
   エネルギー蓄積コンデンサと、
   ターンオン・ターンオフが電子的に制御可能なスイッチング手段と、
   上記パルス発生モジュールの出力導体と並列に接続された少なくとも一つのダイオード又は直列接続ダイオードアセンブリとを含み、
   各パルス発生モジュールは、一組の一次巻線を更に含んでおり、この一組の一次巻線の各々内の一次巻線は、上記複数の磁心のそれぞれの一つを囲み、且つ前記一組の一次巻線の各々内の一次巻線は、少なくとも一つの上記パルス発生モジュールに並列に接続されていて、それによって上記少なくとも二つのパルス発生モジュールが上記の複数の磁心全てを駆動する一つの電力変調器を提供することとなる電力変調器。
2. 前記少なくとも一つのダイオードが直列接続ダイオードアセンブリの一部である請求項１に記載の電力変調器。
3. 前記一次巻線が一組の単巻き一次巻線である請求項１に記載の電力変調器。
4. 前記一次巻線が一組の多数巻き一次巻線である請求項１に記載の電力変調器。
5. パルス発生モジュールの数が磁心の数に等しいようにして成る請求項１に記載の電力変調器。
6. パルス発生モジュールの数が磁心の数とは異なるようにして成る請求項１に記載の電力変調器。
7. 各パルス発生モジュールが手動により又は自動手段により、異なる時点でターンオン又はターンオフ可能なようにして成る請求項１に記載の電力変調器。
8. 前記スイッチング手段がＩＧＢＴソリッドステートスイッチであるようにして成る請求項１に記載の電力変調器。

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