JP4123657B2

JP4123657B2 - 通信装置

Info

Publication number: JP4123657B2
Application number: JP30426099A
Authority: JP
Inventors: 伸治福井; 龍夫河野; 哲水野
Original assignee: Denso Corp; Nippon Soken Inc
Current assignee: Denso Corp; Soken Inc
Priority date: 1999-10-26
Filing date: 1999-10-26
Publication date: 2008-07-23
Anticipated expiration: 2019-10-26
Also published as: JP2001127650A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、通信装置に関し、特に、プッシュプル増幅回路及び平衡不平衡変換器を有して構成される通信装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
図８に、移動体通信（例えば、ＰＨＳ）の基地局に採用された送信装置における電気回路構成を示す。この図に示す送信装置は、増幅回路１、バンドパスフィルタ２ａ、２ｂ、平衡不平衡変換器３ａ、３ｂ、整合回路４ａ〜４ｄ、ＤＣカット用コンデンサ５ａ〜５ｃ、プッシュブル増幅回路６及びアンテナ７を有する。
【０００３】
このものにおいて、バンドパスフィルタ２ａ、２ｂは、グランドに対する不平衡回路を構成し、プッシュブル増幅回路６は、整合回路４ａ〜４ｃ及びＤＣカット用コンデンサ５ａ〜５ｃとともに、平衡回路を構成している。
【０００４】
ここで、平衡不平衡変換器３ａ、３ｂとしては、軸芯と外側導体を有して分布定数回路を構成する同軸ケーブルが採用され、この同軸ケーブルは直線状に形成されている。平衡不平衡変換器３ａは、整合回路４ａ、４ｂとバンドパスフィルタ２ａとの間に接続され、平衡不平衡変換器３ｂは、整合回路４ｃ、４ｄとバンドパスフィルタ２ｂとの間に接続されている。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、上述した平衡不平衡変換器３ａ、３ｂとしては、直線状に形成された同軸ケーブルが採用され、不要な電磁波（不要輻射）を受けたとき、同軸ケーブルの長手方向の寸法に応じた受信アンテナとして作動する。
【０００６】
従って、平衡不平衡変換器３ａ、３ｂとしては、不要な電磁波による干渉波による影響を受けることになる。具体的には、平衡不平衡変換器３ａ、３ｂにおいては、不要な電磁波による干渉波が、本来目的とする信号に対して重畳して、スプリアスの増加を招くといった問題がある。
【０００７】
そこで、本発明は、上記点に鑑み、不要な電磁波による平衡不平衡変換器への影響を受け難くするようにした通信装置を提供することを目的とする。
【０００８】
【課題を解決するための手段】
本発明は、上記目的を達成するために、請求項１に記載の発明では、プッシュプル増幅回路（１６）と、このプッシュプル増幅回路の入力側および出力側に接続された平衡不平衡変換器（１３ａ、１３ｂ）とを有する通信装置であって、プッシュプル増幅回路の入力側および出力側のうち少なくとも一方に接続された平衡不平衡変換器は、Ｌ字状に形状されていることを特徴とする。
【０００９】
これにより、平衡不平衡変換器としては、不要な電磁波の感度方向に対する長手方向の寸法を短くし得るので、共振周波数を高域側に移行させ得る。従って、平衡不平衡変換器への干渉波の周波数としては、本来目的とする信号の周波数よりも高域側に移行させる得る。従って、平衡不平衡変換器としては、実質的に、不要な電磁波による影響をを受け難くすることができる。また、同時に回路実装時の回路全長を短くできる利点もある。
【００１１】
さらに、請求項１に記載の発明では、平衡不平衡変換器は、Ｌ字状に形状された直線部分を有するものであって、該平衡不平衡変換器を全体に亘り直線状としたものに比べて２倍以上の共振周波数を有するように直線部分の長手方向寸法を、プッシュプル増幅回路の入力側および出力側のうち少なくとも一方に接続された平衡不平衡変換器の長手方向寸法の半分としたことを特徴とする。
【００１２】
これにより、平衡不平衡変換器としては、直線部分以外の部分の長手方向寸法は、平衡不平衡変換器の全長の半分以下の寸法になる。従って、平衡不平衡変換器としては、全体に亘り直線状に形成されたものを採用したときに比べて、２倍以上の共振周波数を有することになるため、平衡不平衡変換器への干渉波の周波数としては、２倍以上になる。このため、平衡不平衡変換器としては、より一層、不要な電磁波による影響をを受け難くすることができる。
【００１３】
因みに、上記各手段の括弧内の符号は、後述する実施形態に記載の具体的手段との対応関係を示す一例である。
【００１４】
【発明の実施の形態】
以下、本発明を図に示す各実施形態について説明する。
【００１５】
（第１実施形態）
図１に本発明に係る平衡不平衡変換器が適用された移動体通信用基地局の送信装置の第１実施形態を示す。図１は送信装置の電気回路構成を示す。送信装置は、増幅回路１１、バンドパスフィルタ１２ａ、１２ｂ、同軸平衡不平衡変換器１３ａ、１３ｂ、整合回路１４ａ〜１４ｄ、ＤＣカット用コンデンサ１５ａ〜１５ｃ、プッシュブル増幅回路１６、及びアンテナ１７から構成されている。
【００１６】
増幅回路１１は、入力された高周波の信号を増幅して増幅信号を出力し、バンドパスフィルタ１２ａは、増幅信号を受けフィルタ信号を出力する。ここで、バンドパスフィルタ１２ａは、グランドに対して不平衡回路（不平衡システム）を構成する。なお、本実施形態では、入力された高周波の周波数ｆとしては、１．９ＧＨｚが採用されている。
【００１７】
同軸平衡不平衡変換器（同軸バラン）１３ａは、軸芯（電気導体）１３０ａと外側導体（電気導体）１３１ａとを有する同軸ケーブル（Ｚ₀₌５０Ω）であって、同軸ケーブルの全長寸法としては、フィルタ信号（高周波の信号）の１／４波長に相当するように設定されている。
【００１８】
ここで、同軸平衡不平衡変換器１３ａのうち一端側１３２の芯線１３０ａは、バンドパスフィルタ１２ａから出力されたフィルタ信号を入力するための入力端子となっており、上記一端側１３２の外側導体１３１ａは接地されている。
【００１９】
これにより、同軸平衡不平衡変換器１３ａは、芯線１３０ａと外側導体１３１ａと有して分布定数回路を構成することになる。なお、同軸平衡不平衡変換器１３ａの他端側１３３の芯線１３０ａは、整合回路１４ａの一端子に接続され、当該他端側１３３の外側導体１３１ａは、整合回路１４ｂの一端子に接続されている。
【００２０】
整合回路１４ａ、１４ｂは、インピーダンス変換回路であって、整合回路１４ａの他端子は、ＤＣカット用コンデンサ１５ａを介してプッシュブル増幅回路１６のｐチャネル電界効果型トランジスタ（以下、ＦＥＴという）１６ａに接続されている。整合回路１４ｂの他端子は、ＤＣカット用コンデンサ１５ｂを介してプッシュブル増幅回路１６のＦＥＴ１６ｂに接続されている。
【００２１】
プッシュブル増幅回路１６は、プッシュブル接続（直列接続）されたＦＥＴ１６ａ、１６ｂとともに、接合コンデンサ１６ｃ、１６ｄから構成されている。プッシュブル増幅回路１６は、整合回路１４ａ、１４ｂから出力されたフィルタ信号（高周波の信号）に応じて、プッシュブル増幅動作を行う。
【００２２】
ここで、プッシュブル増幅回路１６には、この図面には記載されてないが、ＦＥＴ１６ａ、１６ｂを駆動するための電源が接続される。なお、接合コンデンサ１６ｃは、ＦＥＴ１６ａ及びＦＥＴ１６ｂの双方のゲート間に接続され、接合コンデンサ１６ｄは、ＦＥＴ１６ａ及びＦＥＴ１６ｂの双方のドレイン間に接続され、ＦＥＴ１６ａ及びＦＥＴ１６ｂの双方のソースは接地されている。
【００２３】
整合回路１４ｃ、１４ｄは、整合回路１４ａ、１４ｂと同様に、インピーダンス変換回路である。なお、整合回路１４ｃの一端子は、ＤＣカット用コンデンサ１５ｃを介してプッシュブル増幅回路１６のＦＥＴ１６ａのドレインに接続され、整合回路１４ｄの一端子は、ＤＣカット用コンデンサ１５ｄを介してプッシュブル増幅回路１６のＦＥＴ１６ｂのドレインに接続されている。
【００２４】
ここで、図１に示すように、プッシュブル増幅回路１６は、整合回路１４ａ〜１４ｄ及びＤＣカット用コンデンサ１５ａ〜１５ｃとともに平衡回路（平衡システム）を構成している。
【００２５】
同軸平衡不平衡変換器１３ｂは、同軸平衡不平衡変換器１３ａと実質的に同様に、軸芯１３０ｂと外側導体１３１ｂとを有する同軸ケーブルであって、同軸ケーブルの全長寸法としては、フィルタ信号の１／４波長に設定されている。
【００２６】
ここで、同軸平衡不平衡変換器１３ｂの一端側１３４の芯線１３０ｂは、整合回路１４ｃから出力された信号を入力するための入力端子となっており、一端側１３４の外側導体１３１ｂは、整合回路１４ｄから出力された信号を入力するための入力端子となっている。
【００２７】
なお、同軸平衡不平衡変換器１３ｂの他端側１３５の外側導体１３１ｂは、接地され、上記他端側１３５の芯線１３０ｂは、バンドパスフィルタ１２ｂの一端子に接続されている。これにより、同軸平衡不平衡変換器１３ｂは、芯線１３０ｂと外側導体１３１ｂと有して分布定数回路を構成することになる。
【００２８】
また、バンドパスフィルタ１２ｂは、グランドに対する不平衡回路を構成し、整合回路１４ｃ、１４ｄからの信号を受けアンテナ１７に信号を出力する。
【００２９】
次に、本実施形態に係る送信装置の作動につき図１により説明する。
【００３０】
先ず、増幅回路１１は、高周波の信号を受け線形増幅し増幅信号を出力し、バンドパスフィルタ１２ａは、増幅信号を受けフィルタ信号を、同軸平衡不平衡変換器１３ａの軸芯１３０ａ、整合回路１４ａ及びＤＣカットコンデンサ１５ａを通してプッシュブル増幅回路１６に出力する。
【００３１】
ここで、プッシュブル増幅回路１６のＦＥＴ１６ａは、フィルタ信号の負側振幅部分によって駆動する。従って、ＦＥＴ１６ａは、アンテナ１７からバンドパスフィルタ１２ｂ、同軸平衡不平衡変換器１３ｂの軸芯１３０ｂ、整合回路１４ｃ及びＤＣカットコンデンサ１５ｃを通してグランドに電流を流す。
【００３２】
しかして、同軸平衡不平衡変換器１３ａの外側導体１３１ａでは、フィルタ信号による電磁誘導作用に基づいて、フィルタ信号の逆極性の信号（以下、逆極性信号という）が発生する。
【００３３】
すると、プッシュブル増幅回路１６のＦＥＴ１６ｂは、逆極性信号の負側振幅部分によって、駆動する。これにより、ＦＥＴ１６ｂは、同軸平衡不平衡変換器１３ｂの外側導体１３０ｂ、整合回路１４ｄ及びＤＣカットコンデンサ１５ｄを通して、グランドに電流を流す。
【００３４】
但し、フィルタ信号と逆極性信号とは互いに逆極性であるため、ＦＥＴ１６ａは、ＦＥＴ１６ｂと交互に駆動する。
【００３５】
しかして、同軸平衡不平衡変換器１３ｂの軸芯１３０ｂには、同軸平衡不平衡変換器１３ｂの外側導体１３０ｂに流れる電流による電磁誘導作用によって、当該電流の逆極性の電流（以下、逆極性電流という）が流れる。
【００３６】
従って、同軸平衡不平衡変換器１３ｂの軸芯１３０ｂには、ＦＥＴ１６ａの駆動による電流が流れるとともに、上記逆極性電流とが流れることになる。すなわち、同軸平衡不平衡変換器１３ｂの軸芯１３０ｂとしては、ＦＥＴ１６ａの駆動による電流と逆極性電流とを合成し、フィルタ信号の増幅信号として出力する。
【００３７】
よって、フィルタ信号の増幅信号は、同軸平衡不平衡変換器１３ｂの軸芯１３０ｂからバンドパスフィルタ１２ｂを通してアンテナ１７に出力される。
【００３８】
以下、本実施形態の送信装置において、その外部から（他から）フィルタ信号と同一周波数帯の電磁波が放射された例につき図２、図８を参照して説明する。
【００３９】
先ず、図８に示す同軸平衡不平衡変換器３ａとして直線状に形成された同軸ケーブルを採用した例につき説明する。ここで、同軸平衡不平衡変換器３ａとしての同軸ケーブルの全長は、１／４波長に設定されている。
【００４０】
このため、同軸平衡不平衡変換器３ａにおいて、その外部からフィルタ信号と同一周波数帯の電磁波が放射されたとき、同軸平衡不平衡変換器３ａの全長に亘り、受信アンテナとして動作する。この様子を図２に示す。図２中の２１は、周辺の他回路の放射源、２２は他回路のラインをアンテナとしてモデル化したものである。
【００４１】
従って、アンテナ２２から放射された電磁波は、同軸平衡不平衡変換器３ａによって受信される。このため、周辺の他回路において、同軸平衡不平衡変換器３ａと共振する信号源が存在すると、同軸平衡不平衡変換器３ａが受信アンテナとなって周辺回路からの信号を干渉波として受信することになる。
【００４２】
特に、同軸平衡不平衡変換器３ａの周辺において、プリント基板のグランドパターンあるいは金属ケースが存在すると、同軸平衡不平衡変換器３ａは、１／４波長モノポールアンテナとして動作し、同軸平衡不平衡変換器３ａとして動作させている周波数帯の信号を拾いやすくなる。
【００４３】
その結果、周辺の他回路からの電磁波が干渉波として同軸平衡不平衡変換器３ａに重畳されるので、スプリアスの増加、あるいは隣接チャネル漏洩電力の増加をもたらしたり、ノイズの発生あるいはプッシュプル回路６（図８参照）に発振が発生する。
【００４４】
これに対して本実施形態では、同軸平衡不平衡変換器１３ａとしては、Ｌ字状に（直交するように）屈曲した形状の同軸ケーブルが採用されている。こうすることで、電磁波の感度方向に対する同軸平衡不平衡変換器１３ａの見かけの全長を短くすることができる。
【００４５】
しかして、本実施例では、同軸平衡不平衡変換器１３ａの全長１／４波長の半分になるように１／８波長の長さで直交するように屈曲させている。これにより共振周波数を２倍の高周波域へ移行できる。
【００４６】
よって、不要な電磁波による干渉波の周波数としては、直線状に形成された同軸平衡不平衡変換器３ａを採用したときに比べて、２倍の高周波域に移行（シフト）し得るので、同軸平衡不平衡変換器１３ａとして動作させる周波数帯において、周辺の他回路からの電磁波としての干渉波の影響を実質的に少なくできる。
【００４７】
但し、干渉波の周波数としては、直線状に形成された同軸平衡不平衡変換器３ａを採用したときに比べて、２倍の高周波域に移行し得るので、干渉波としては、減衰し易くなる。
【００４８】
ここで、同軸平衡不平衡変換器１３ａ自体の機能としては、長手方向の寸法及び特性インピーダンスにより定まるので、上述の如く、直交するように屈曲させても、問題を生じることはない。
【００４９】
従って、同軸平衡不平衡変換器１３ａとしては、同軸平衡不平衡変換器１３ａ自体の機能を果たしつつ、スプリアスの抑制、隣接チャネル漏洩電力の増加を減少化、ノイズの発生の抑制、及びプッシュプル回路１６の発振を防止できる。
【００５０】
なお、同軸平衡不平衡変換器１３ｂとしては、同軸平衡不平衡変換器１３ａと同様に、全長１／４波長の半分になるように１／８波長の長さで直交するように屈曲させているので、同軸平衡不平衡変換器３ａと同様の効果が得られる。
【００５１】
さらに、上記第１実施形態では、同軸平衡不平衡変換器１３ａ、１３ｂの双方を全長１／４波長の半分になるように１／８波長の長さで直交するように屈曲させた例につき説明したが、これに限らず、同軸平衡不平衡変換器１３ａ、１３ｂの少なくとも一方を全長１／４波長の半分になるように１／８波長の長さで直交するように屈曲させるようにしてもよい。
【００５２】
（第２実施形態）
上記第１実施形態では、同軸平衡不平衡変換器１３ａ、１３ｂの双方を全長１／４波長の半分になるように１／８波長の長さで直交するように屈曲させた例につき説明したが、これに限らず、階段状（鍵状）に形成された同軸ケーブルを採用してもよい。この場合の構成を図３に示す。
【００５３】
本実施形態では、同軸平衡不平衡変換器１３ｃは、同軸平衡不平衡変換器１３ａに代えて採用され、同軸平衡不平衡変換器１３ｄは、同軸平衡不平衡変換器１３ｂに代えて採用されている。同軸平衡不平衡変換器１３ｃ、１３ｄは、階段状に形成された同軸ケーブルが採用されている。同軸平衡不平衡変換器１３ｃ、１３ｄの直線部分の寸法（図３中ｍ）は、全長の半分になっている。なお、同軸平衡不平衡変換器１３ｃ、１３ｄは、軸芯１３０ｃ、１３０ｄ及び外側導体１３１ｃ、１３１ｄをそれぞれ有して構成されている。
【００５４】
以下、同軸平衡不平衡変換器を複数個配置したワーストケースとして、２つの同軸平衡不平衡変換器を平行に配置したときの相互結合度につき図３（ａ）〜（ｃ）、図４を参照して説明する。
【００５５】
先ず、同軸平衡不平衡変換器として、直線状の同軸ケーブル、Ｌ字状の同軸ケーブル、及び階段状の同軸ケーブルを採用して、それぞれの同軸平衡不平衡変換器同士の相互結合度を測定したところ、以下の結果が得られた。
【００５６】
すなわち、図３（ａ）に示すように、直線状の同軸ケーブルを並列に配置したときの相互結合度を図４に示すように０ｄＢとすると、図３（ｂ）に示すＬ字状の同軸ケーブルを並列に配置したときの相互結合度を図４に示すように−８ｄＢとなった。また、図３（ｂ）に示す鍵状の同軸ケーブルを並列に配置したときの相互結合度を図４に示すように−９ｄＢとなった。
【００５７】
以上により、Ｌ字状の同軸ケーブルを並列に配置したときは、直線状の同軸ケーブルを並列に配置したときに比べて、相互結合度は小さく、鍵状の同軸ケーブルを並列に配置したときは、Ｌ字状の同軸ケーブルを並列に配置したときに比べて、相互結合度は小さくなる。
【００５８】
従って、鍵状の同軸ケーブルを並列に配置したときは、Ｌ字状の同軸ケーブルを並列に配置したときに比べて、周辺の他回路からの干渉波としての電磁波の影響を実質的に少なくできる。
【００５９】
（第３実施形態）
上記第２実施形態では、平衡不平衡変換器としては、同軸ケーブルを採用した例につき説明したが、これに限らず、プリント基板上にマイクロストリッブラインを用いて構成した例につき説明する。この場合の構成につき図６を参照して説明する。
【００６０】
本実施形態では、図６に示す平衡不平衡変換器３０としては、図３に示す同軸平衡不平衡変換器１３ａ（平衡不平衡変換器１３ｂ、１３ｃ、１３ｄ）に代えて採用されている。平衡不平衡変換器３０としては、プリント基板３１と、Ｌ字状に形成されマイクロストリッブライン３２、３３とから構成されている。
【００６１】
ここで、マイクロストリッブライン３２は、プリント基板３１上に搭載されて、マイクロストリッブライン３３は、プリント基板３１を挟んでマイクロストリッブライン３２と対向するように配置されている。なお、マイクロストリッブライン３２、３３としては、全長が１／４波長になるように設定され、全長の半分になるように１／８波長の長さで直交するように屈曲させている
（第４実施形態）
上記第３実施形態では、マイクロストリッブライン３２、３３としては、Ｌ字状に形成された例につき説明したが、これに限らず、図７に示すように、鍵状に形成するようにしてもよい。
【００６２】
なお、マイクロストリッブライン３２、３３としては、全長が１／４波長になるように設定され、マイクロストリッブライン３２、３３のうちの直線部分の寸法（図３中ｍ）は、全長の半分になっている。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１実施形態の送信装置を示す電気回路図である。
【図２】図１に示す平衡不平衡変換器の効果を説明するための図である。
【図３】本発明の第２実施形態の送信装置を示す電気回路図である。
【図４】（ａ）〜（ｃ）は平衡不平衡変換器の形状を示す斜視図である。
【図５】平衡不平衡変換器を並列に配置したときの相互結合度を測定結果を示す図表である。
【図６】（ａ）は本発明の第３実施形態の平衡不平衡変換器を示す斜視図、（ｂ）は（ａ）中Ａ−Ａ断面図である。
【図７】（ａ）は本発明の第４実施形態の平衡不平衡変換器を示す斜視図、（ｂ）は（ａ）中Ｂ−Ｂ断面図である。
【図８】従来技術の基地局の送信装置を示す電気回路図である。
【符号の説明】
１６…プッシュプル回路、１３ａ〜１３ｄ、３０…平衡不平衡変換器。

Claims

プッシュプル増幅回路（１６）と、このプッシュプル増幅回路の入力側および出力側に接続された平衡不平衡変換器（１３ａ、１３ｂ、３０）とを有する通信装置であって、
前記プッシュプル増幅回路の入力側および出力側のうち少なくとも一方に接続された前記平衡不平衡変換器は、Ｌ字状に形状された直線部分を有するものであって、該平衡不平衡変換器を全体に亘り直線状としたものに比べて２倍以上の共振周波数を有するように前記直線部分の長手方向寸法を、前記プッシュプル増幅回路の入力側および出力側のうち少なくとも一方に接続された前記平衡不平衡変換器の長手方向寸法の半分としたことを特徴とする通信装置。