JP4116930B2 - 超音波送信装置、超音波送受信装置、および探知装置 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は、超音波を送信する超音波送信装置、この送信された超音波のエコーを受信する超音波送受信装置、およびこれらを用いて物標の探知を行う探知装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
現在、一般に水中にある物標を探知するためにスキャニングソナー等の探知装置が用いられている。スキャニングソナーは、周囲の全方位の物標を探知するため、略円筒形のトランスデューサを備えており、このトランスデューサに配列形成された振動子を駆動させることによって、全周に向けて超音波の送信ビームを形成する。また、トランスデューサの円周方向（方位方向）に並ぶ所定数の振動子を用いて所定方向に受信ビームを形成し、用いる振動子列の組の選択を切り換えることによって、受信ビームの方位を順次回転させる。このことにより、全方位に亘る探知を行う。
【０００３】
このようなスキャニングソナーの超音波送受信装置では、振動子を駆動する駆動パルス信号を生成する回路に、４つのスイッチング素子を用いたフルブリッジ回路が通常利用されている。また、これらのスイッチング素子を駆動するドライブ信号として、超音波信号の周波数（送信周波数）ｆs と同じ周波数の信号を利用するＰＤＭ制御方式が利用されている。
【０００４】
図８は超音波送受信装置に用いられるフルブリッジ回路を示す等価回路図である。また、図９は、図８に示したフルブリッジ回路により生成される駆動パルス信号、および各スイッチング素子Ｑ1 〜Ｑ4 のドライブ信号を示した図である。
【０００５】
図８、図９において、Ｑ1 〜Ｑ4 はスイッチング素子、ＧQ1〜ＧQ4はそれぞれスイッチング素子Ｑ1 〜Ｑ4 のゲート端子、ＸＤは振動子、Ｃ1 ，Ｃ2 は直流成分除去用コンデンサ、ＶB は駆動電圧、ＶXDは振動子ＸＤの負荷電圧である。
【０００６】
図８に示すように、フルブリッジ回路は、スイッチング素子Ｑ1 のソース端子を駆動電圧ＶB に接続し、ドレイン端子をスイッチング素子Ｑ2 のソース端子に接続し、スイッチング素子Ｑ2 のドレイン端子を接地した回路と、スイッチング素子Ｑ3 のソース端子を駆動電圧ＶB に接続し、ドレイン端子をスイッチング素子Ｑ4 のソース端子に接続しており、スイッチング素子Ｑ4 のドレイン端子を接地した回路とから構成されている。また、スイッチング素子Ｑ1 のドレイン端子が直流成分除去コンデンサＣ1 を介して振動子ＸＤの一方の端子に接続し、スイッチング素子Ｑ3 のドレイン端子が直流成分除去コンデンサＣ2 を介して振動子ＸＤの他方の端子に接続している。
【０００７】
このようなフルブリッジ回路を用いて、スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ4 に図９（ｂ）示す送信周波数ｆs のドライブ信号を入力し、スイッチング素子Ｑ2 ，Ｑ3 に図９（ｃ）に示す、同じ周波数ｆs のドライブ信号を入力することで、振動子ＸＤには図９（ａ）に示す負荷電圧ＶXD（駆動パルス信号）が供給される。振動子ＸＤはこの駆動パルス信号により発振して周波数ｆs の超音波信号を外部に出力する。ここで、このＯＮ期間、すなわち負荷電圧がＶB または−ＶB となる期間であるオンデューティ比を制御することにより、振動子ＸＤの振幅が制御される。このようなフルブリッジ回路を用いた超音波送信装置として、例えば、特願２００２−３４３９１３号の装置がある。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】
ところが、上述のようなフルブリッジ回路を用いた超音波送信装置は、スイッチング素子を４つ使用するため部品点数が多くなるとともに、回路が複雑化してしまい、装置がコストアップする。
【０００９】
この問題を解決する装置として、図１０に示すようにスイッチング素子を２個用いて構成されたハーフブリッジ回路を用いた超音波送信装置がある。
【００１０】
図１０はハーフブリッジ回路を示す等価回路図である。また、図１１は図１０に示したハーフブリッジ回路により生成される駆動パルス信号、および各スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 のドライブ信号を示した図である。
【００１１】
図１０、図１１において、Ｑ1 ，Ｑ2 はスイッチング素子、ＧQ1，ＧQ2はそれぞれスイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 のゲート端子、ＸＤは振動子、Ｃはコンデンサ、ＶB は駆動電圧、ＶXDは振動子ＸＤの負荷電圧である。
【００１２】
図１０に示すように、ハーフブリッジ回路は、スイッチング素子Ｑ1 のソース端子を駆動電圧ＶB に接続し、ドレイン端子をスイッチング素子Ｑ2 のソース端子に接続しており、スイッチング素子Ｑ2 のドレイン端子が接地している。また、スイッチング素子Ｑ1 のドレイン端子がコンデンサＣを介して振動子ＸＤの一方の端子に接続した回路である。
【００１３】
このようなハーフブリッジ回路を用いて、スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 のそれぞれに、上記ＰＤＭ制御方式の図１１（ｂ）、および図１１（ｃ）に示すドライブ信号を入力することで、振動子ＸＤには図１１（ａ）に示す負荷電圧ＶXD（駆動パルス信号）が供給される。振動子ＸＤはこの駆動パルス信号により発振して周波数ｆs の超音波信号を外部に出力する。ここで、オンデューティ比を制御することにより、振動子ＸＤの振幅が制御される。
【００１４】
しかしながら、このようなハーフブリッジ回路を用いて、ＰＤＭ制御方式で駆動を行う構成では、図１２、図１３に示すような高調波が発生する。
【００１５】
図１２（ａ）はハーフブリッジ回路を用いて超音波信号を最大出力で駆動した場合の駆動パルス信号波形、（ｂ）はその周波数スペクトル、（ｃ）は超音波信号の周波数スペクトルである。
【００１６】
図１３（ａ）はハーフブリッジ回路を用いて超音波信号を所定レベル（−２０ｄＢ）に低減させて駆動した場合の駆動パルス信号波形、（ｂ）はその周波数スペクトル、（ｃ）は超音波信号の周波数スペクトルである。なお、図１２、図１３には、超音波信号の周波数ｆs が８１ｋＨｚの場合の例を示す。
【００１７】
図１２に示すように、ハーフブリッジ回路を用いて最大出力で駆動した場合、奇数倍（３倍、５倍等）の高調波が発生する。これは、フルブリッジ回路を用いた場合も同様に発生するが、振動子への出力部にローパスフィルタを挿入することによりこれらの高調波を抑制することは可能である。
【００１８】
しかし、図１３に示すように、ハーフブリッジ回路を用いて出力を低減する場合、全ての整数倍高調波（２倍、３倍、４倍等）が発生する。これら高調波の殆どはローパスフィルタを用いることで抑制可能であるが、２倍高調波は、超音波信号の周波数ｆs に非常に近い周波数成分であるので（例えば、図１２であれば、超音波信号の周波数ｆs が８１ｋＨｚの場合、２倍高調波の周波数２・ｆs は１６２ｋＨｚであるので）、２倍高調波を抑制するためには、高いＱ値を有するフィルタを用いなければならず、回路設計が非常に難しくなる。さらには、高調波のレベルが超音波信号のレベルと比較して殆ど変化しないため、高い減衰量を有するフィルタを用いなければならない。これらの条件を満たす装置を構成することは非常に困難であり、実現したとしても各種の調整が必要となるため、作業負荷が増大してしまう。
【００１９】
そこで、上記の不具合を改善するために、ハーフブリッジ回路でＰＤＭ制御方式に代えて、ＰＷＭ制御方式を利用することが考えられる。ＰＷＭ制御方式は、超音波信号の周波数（送信周波数）ｆs よりも高い周波数ｆa の駆動パルス信号を利用して、送信周波数の１周期Ｔs 内に周期Ｔa の複数のパルス信号を出力することにより、これら複数のパルス信号のパルス幅の合算によりパルス幅変調を行う方式である。このように、ＰＷＭ制御用の駆動パルス信号が振動子に印加されると、振動子はこの駆動パルス信号の周波数ｆa では共振しないが、これを含む送信周波数ｆs で共振するため、送信周波数ｆs の超音波信号を送信することができる。なお、この各パルス信号のパルス幅は、超音波信号の周波数ｆs よりも高周波数ｆc （≧ｆa ）の鋸歯状のＲＡＭＰ信号と、超音波信号と同じ波形であるアナログ制御信号とを同期させ、これらの信号を比較することで設定される。
【００２０】
このように、ハーフブリッジ回路を用い、ＰＷＭ制御方式を行う場合、出力低減時であっても、超音波信号の周期Ｔs 内に複数のパルスが存在するので、ＰＤＭ制御方式のように、周期Ｔs 内に極細い（幅の狭い）単発パルスを発生することがなくなるために２倍高調波等の除去が困難なスプリアスが発生しない。
【００２１】
しかし、ＲＡＭＰ信号の周波数ｆc およびこれにより決定されるドライブ信号の周波数ｆa が超音波信号の周波数ｆs よりも高いため、出力が最大の場合にスイッチングによる熱損失が増加して出力効率を低下させてしまう。
【００２２】
この発明の目的は、少ない部品数で構成され、高効率であり、且つ容易に高調波を抑制することができる超音波送信装置、超音波送受信装置、およびこれらを用いた探知装置を構成することにある。
【００２３】
【課題を解決するための手段】
この発明は、複数の振動子を配列したトランスデューサと、該トランスデューサの複数の振動子を駆動パルス信号で駆動することで所定の送信周波数で且つ振動子毎に異なる振幅で超音波送信信号を出力させて超音波の送信ビームを形成する送信ビーム形成手段とを備えた超音波送信装置において、送信ビーム形成手段に、ＦＥＴ等のスイッチング素子を２つ直列接続し、これら２つのスイッチング素子を所定のスイッチング周波数ｆa でスイッチングすることにより駆動パルス信号を生成するハーフブリッジ回路を備え、超音波送信信号の出力を最大にさせる場合には、前記スイッチング周波数ｆa を送信周波数ｆs に一致させるとともに、スイッチング周波数ｆa の１周期内のスイッチング素子のオン時間とオフ時間とを一致させて駆動パルス信号を生成し、超音波送信信号の出力を低減させる場合には、スイッチング周波数ｆa を送信周波数ｆs よりも高い周波数にするとともに、スイッチング周波数ｆa の１周期内のスイッチング素子のオン時間とオフ時間との組み合わせであるオンオフパターンを制御し、送信周波数ｆs の１周期内に含まれる複数のオンオフパターンに基づいて駆動パルス信号を生成することを特徴としている。
【００２４】
この構成では、超音波送信信号の出力が最大の場合には、送信周波数とスイッチング周波数とを一致させることで、スイッチング素子のスイッチング損失が抑制される。また、超音波送信信号の出力が低減されている場合には、スイッチング周波数を送信周波数よりも高くすることで、高調波成分がスイッチング周波数に依存するため、このスイッチング周波数を送信周波数から離すことにより、送信周波数近傍の除去不可能な高調波の発生が抑制される。また、出力が低減されていることで、高周波数でスイッチングしてもスイッチング損失の発生が比較的抑制される。
【００２５】
また、この発明の超音波送信装置は、スイッチング周波数ｆa を、超音波送信信号の出力状態に関わらず、スイッチング周波数ｆa よりも高い周波数ｆf の基準信号により同期制御することを特徴としている。
【００２６】
この構成では、ハーフブリッジ回路を用いることにより、比較的少ない部品数で駆動パルス信号が生成される。さらに、スイッチング周波数ｆa よりも高い周波数ｆf の基準信号を用いて、所望する超音波信号の振幅に応じてスイッチング周波数ｆa とこのスイッチング周波数ｆa の１周期Ｔa 内のオン時間が容易に可変設定される。これにより、超音波送信信号の出力が低減される場合には送信周波数ｆs よりも高い周波数にスイッチング周波数ｆa を設定することで、２倍高調波等の除去困難なスプリアスの発生が防止されるので高調波を抑制するローパスフィルタを容易に設置できる。また、超音波送信信号の出力最大時にはスイッチング周波数ｆa を送信周波数ｆs まで低くする。出力最大時には、スイッチング周波数ｆa を送信周波数ｆs に低下させても、ドライブ信号は周期Ｔs の極細い単発パルスとなることがないので、高調波の発生が抑制される。また、同時に、スイッチング素子のスイッチング周波数ｆa が低下するので、スイッチングによる熱損失の発生を抑制することができる。
【００２７】
なお、この発明において、出力低減時とは、出力最大時を除く、出力低減が少ない場合や所定値以上出力低減した場合を含む。特に、所定値以上出力低減した場合に、上述の構成は有効に作用する。
【００２８】
また、この発明の超音波送受信装置は、上述の超音波送信装置と、トランスデューサの複数の振動子が超音波を受信することにより発生する信号を制御して受信ビームを形成する受信ビーム形成手段とを備えたことを特徴としている。
【００２９】
この構成では、送信期間にトランスデューサの複数の振動子から上述の方法で形成した超音波送信ビームを送信し、受信期間にこのトランスデューサの複数の振動子が超音波送信ビームのエコーを受信することにより発生する信号を制御することで受信ビームを形成する。
【００３０】
また、この発明の探知装置は、上述の超音波送受信装置と、該超音波送受信装置の受信ビーム形成手段の制御により、送信ビーム内での探知すべき方位を順次走査して、各方位の受信信号から前記送信ビームが形成する方向の探知画像データを求め、該探知画像データを表示する手段とを備えたことを特徴としている。
また、この発明は、振動子を駆動パルス信号で駆動することで所定の送信周波数ｆ s で超音波送信信号を送信する送信手段を備えた超音波送信装置において、送信手段で、２つのスイッチング素子を直列接続し、該２つのスイッチング素子を所定のスイッチング周波数ｆ a でスイッチングすることにより駆動パルス信号を生成するハーフブリッジ回路を備え、超音波送信信号の出力を最大にさせる場合には、スイッチング周波数ｆ a を送信周波数ｆ s に一致させるとともに、スイッチング周波数ｆ a の１周期内のスイッチング素子のオン時間とオフ時間とを一致させて駆動パルス信号を生成し、超音波送信信号の出力を低減させる場合には、スイッチング周波数ｆ a を送信周波数ｆ s よりも高い周波数にするとともに、スイッチング周波数ｆ a の１周期内のスイッチング素子のオン時間とオフ時間との組み合わせであるオンオフパターンを制御し、送信周波数ｆ s の１周期内に含まれる複数のオンオフパターンに基づいて駆動パルス信号を生成することを特徴としている。
【００３１】
【発明の実施の形態】
本発明の実施形態に係る超音波送受信装置を備えたスキャニングソナーについて、図を参照して説明する。
【００３２】
図１は、スキャニングソナーの送受信チャンネルの構成を示すブロック図である。図１において、ドライバＩ／Ｆ１１は、後述するプログラマブル送信ビーム形成制御部２６から与えられる、本発明の基準信号に対応するクロック信号と、スイッチングを制御するディジタル制御信号とに基づいて、ドライバ回路１２を制御するドライブ信号を生成する。このドライブ信号は、ＰＷＭ制御方式の信号であり、このドライブ信号の生成はディジタル的に行われている。なお、ＰＷＭ制御方式をアナログ的に処理する場合は、上述のように鋸歯状のＲＡＭＰ信号を所望の超音波信号に応じたアナログ制御信号とを比較してドライブ信号を形成するが、本装置ではこれをディジタル的に行うため、ディジタル制御信号を用いてドライブ信号を形成する。すなわち、後述の波形メモリ２４に、アナログ的に処理を行うときのＲＡＭＰ信号とアナログ制御信号とに対応するディジタル制御信号が記憶され、このディジタル制御信号に基づいてドライブ信号が生成される。ここで、ＲＡＭＰ信号の振幅を所定値に設定して、アナログ制御信号すなわち駆動信号の振幅との比較関係（振幅の大小関係）を変化させることにより、各振幅に応じたディジタル制御信号が得られる。
【００３３】
ドライバ回路１２は図２に示すようなハーフブリッジ回路を備えている。
図２は、ドライバ回路１２に備えられたハーフブリッジ回路の概略構成図である。
ハーフブリッジ回路は図２に示すように、本発明のスイッチング素子に対応する２つのＦＥＴ５１，５２とコンデンサＣとから構成されており、ＦＥＴ５１，５２のゲート端子からドライブ信号が入力される。また、ＦＥＴ５１のドレイン端子がＦＥＴ５２のソース端子に接続するとともに、コンデンサＣを介してハーフブリッジ回路の出力端子５３に接続している。また、ＦＥＴ５１のソース端子には、駆動信号の電圧（駆動電圧）ＶB が供給されており、ＦＥＴ５２のドレイン端子は接地されている。このハーフブリッジ回路にドライブ信号が入力されることで、ＦＥＴ５１，５２がスイッチングして所定の駆動パルス信号が出力される。そして、ドライバ回路１２は、図示されていない変換回路により駆動パルス信号を所定のレベルシフトが行われた正弦波状の駆動信号に変換して出力する。
【００３４】
ＴＸ増幅回路１３は、この駆動信号を増幅し、送信側整合回路１９ａ、送受信切替回路１４を介して振動子１０を駆動する。振動子１０は、この駆動により励振して水中等の外部に、駆動信号と同じ周波数の超音波信号を発信する。送受切替回路１４は、送信期間に送信側整合回路１９ａを介して入力したＴＸ増幅回路１３の出力信号を振動子１０へ導き、受信期間に振動子１０が出力した信号を、受信側整合回路１９ｂを介してプリアンプ１５へ受信信号として導く。プリアンプ１５はこの受信信号を増幅し、バンドパスフィルタ１６は受信信号の周波数帯域以外のノイズ成分を除去する。Ａ／Ｄコンバータ１７はその受信周波数帯域の信号を所定のサンプリング周期でサンプリングし、ディジタルデータ列に変換する。
【００３５】
上述の各部分により、送受信チャンネル１００は構成されており、この送受信チャンネルを、１００ａ，１００ｂ，・・・１００ｎで示すように振動子１０の数だけ設けている。これら振動子１０は円筒形または球形等のトランスデューサ表面に配列して設置されている。
【００３６】
図３は、図１に示した複数の送受信チャンネル１００を用いて送信ビームおよび受信ビームを形成するとともに、所定探知範囲の探知画像を生成する制御部のブロック図である。図３におけるインターフェース２０は図１に示したインターフェース２０を示す。
【００３７】
まず、送信系の構成について説明する。
【００３８】
図３において、２６はプログラマブル送信ビーム形成制御部である。このプログラマブル送信ビーム形成制御部２６は、駆動信号生成回路２１、波形メモリ２４、およびＴＸ−ＤＳＰ２５を含んでいる。駆動信号生成回路２１はタイミングジェネレータ２２と係数テーブル２３とを設けている。この駆動信号生成回路２１はＦＰＧＡ（Field Programable Gate Array）からなる。タイミングジェネレータ２２は駆動信号の生成タイミングを与える信号を発生する。係数テーブル２３は、ＴＸ−ＤＳＰ２５で演算するのに必要な係数を予め記憶する。波形メモリ２４はドライブ信号を形成するための、［０，１］の２値からなるディジタル制御信号を予め記憶するメモリである。ＴＸ−ＤＳＰ２５はこのディジタル制御信号を波形メモリ２４から読み出して、これに各振動子の各チャンネルに与える遅延量を加えた信号を演算する。なお、ＴＸ−ＤＳＰ２５は、送信毎に係数テーブル２３の内容を計算し、更新する。
【００３９】
駆動信号生成回路２１は、ＴＸ−ＤＳＰ２５で演算されたディジタル制御信号を、タイミングジェネレータ２２で生成されたタイミングにより、クロック信号とともにインターフェース２０を介して送受信チャンネル１００に出力する。
【００４０】
これら、送信ビーム形成制御部２６と送受信チャンネル１００とを組み合わせることで、本発明の送信ビーム形成手段が構成される。
【００４１】
次に、受信系の構成について説明する。
図３において、バッファメモリ２７は、インターフェース２０を介して各チャンネルからの受信データを一時記憶するメモリである。２８はプログラマブル受信ビーム形成制御部であり、ＲＸ−ＤＳＰ２９、係数テーブル３０、および受信ビーム形成演算部３１とから構成されている。ＲＸ−ＤＳＰ２９は各受信ビーム毎に各振動子による受信信号の位相とウェイトとを計算し、係数テーブル３０へ書き込む。受信ビーム形成演算部３１は各振動子の受信信号に対して係数テーブル３０に書き込まれた位相とウェイトとの計算を行って合成することにより合成受信信号を得る。この合成受信信号をビーム毎の時系列データとして求め、これをバッファメモリ３２へ書き込む。この受信ビーム形成演算部３１はＦＰＧＡからなる。
【００４２】
３３はプログラマブルフィルタであり、フィルタＤＳＰ３４、係数テーブル３５、およびフィルタ演算部３６から構成されている。フィルタ演算部３６はＦＰＧＡからなる。フィルタＤＳＰ３４はビーム毎に所定の帯域通過フィルタ特性を得るためのフィルタ係数を計算し、それを係数テーブル３５へ書き込む。フィルタ演算部３６は係数テーブル３５の係数を基にＦＩＲ（Finite Impulse Response ）フィルタとしての演算を行い、帯域処理済受信信号を求める。
【００４３】
エンベロープ検出部４０は、各受信ビームの帯域処理済み受信信号のエンベロープを検出する。具体的には、時間波形の実数成分の二乗と虚数成分の二乗との和の平方根を求めることにより検出する。
イメージ処理部４１は、各受信ビームの各距離における受信信号強度をイメージ情報化してディスプレイ４２に出力する。これにより、ディスプレイ４２に所定探知範囲の探知画像を表示する。
探知操作部３９は探知範囲の指示等を行う入力部である。ホストＣＰＵ３７はインターフェース３８を介して探知操作部３９の指示内容を読み取り、上述した各部の制御を行う。
【００４４】
次に、駆動信号の生成方法について説明する。
本実施形態では、ドライバ回路１２として、図２に示すハーフブリッジ回路を用い、駆動信号の生成はＰＷＭ制御方式で行う。駆動信号はＰＷＭ制御方式で生成されるが、出力最大時には、実質的にＰＤＭ制御方式で生成される信号と同じ波形の信号となる。
【００４５】
図４はクロック信号、アナログ制御信号（駆動信号）、ディジタル制御信号、ＲＡＭＰ信号、ドライブ信号、および駆動パルス信号の関係を示すタイミングチャートである。本実施形態では、ＰＷＭ制御方式をディジタル的に行うため、ＲＡＭＰ信号とアナログ制御信号は使用しないが、説明の都合上、この信号の波形を示す。
【００４６】
図４において、Ｔf はクロック信号の周期、Ｔc はＲＡＭＰ信号の周期、Ｔs はアナログ制御信号の周期である。また、駆動信号はアナログ制御信号と同一波形の信号である。
【００４７】
上述のように、波形メモリ２４には、ドライブ信号１Ｈ，１Ｌを生成するためのディジタル制御信号（図４（ｂ））とを記憶している。ディジタル制御信号は［１，０］の２値の信号であり、クロック信号に同期して、ドライブ信号１Ｈ，１Ｌのレベルを遷移するか保持するかを与える。ディジタル制御信号が「１」であればドライブ信号１Ｈ，１Ｌはレベルを遷移し、ディジタル制御信号が「０」であればドライブ信号１Ｈ，１Ｌはレベルを保持する。このディジタル制御信号のパターンは、駆動信号（アナログ制御信号）の振幅、すなわち出力の大きさに対応して、波形メモリ２４に複数個記憶されており、これら記憶されているディジタル制御信号から、指定された出力（振幅）の大きさに対応するものが選択される。
【００４８】
ドライバＩ／Ｆ１１は、クロック信号とディジタル制御信号とに基づいて、ドライブ信号１Ｈ（図４（ｃ））、ドライブ信号１Ｌ（図４（ｄ））を生成する。
【００４９】
ドライバ回路１２は、上述のように、２つのＦＥＴ５１，５２からなるハーフブリッジ回路が備えられており、ＦＥＴ５１にドライバ信号１Ｈが入力され、ＦＥＴ５２にドライバ信号１Ｌが入力される。
【００５０】
ここで、ハーフブリッジ回路の動作を説明する。
ドライバ信号１ＨがＨｉ状態で、ドライバ信号１ＬがＬｏｗ状態である時、ＦＥＴ５１はオン状態となり、ＦＥＴ５２はオフ状態となるため、コンデンサＣを介して出力端子５３にはＦＥＴ５１のソース端子に供給されている駆動電圧ＶB が出力され、振幅が「ＶB 」となる。一方、ドライバ信号１ＨがＬｏｗ状態で、ドライバ信号１ＬがＨｉ状態である時、ＦＥＴ５１はオフ状態となり、ＦＥＴ５２はオン状態となるため、出力端子５３に駆動電圧Ｖ’B は供給されず、振幅は「０」となる。
【００５１】
このように、ドライバ信号１Ｈ，１Ｌが入力されることにより、クロック信号の周期Ｔf を基準とするスイッチング周波数により、振幅「ＶB 」、「０」で遷移する駆動パルス信号が出力される。
【００５２】
この駆動パルス信号により得られる、駆動信号の周期Ｔs に対する振幅「ＶB 」の時間的割合すなわちオンデューティ比により、駆動信号の振幅が制御される。すなわち、ディジタル制御信号に基づいてドライブ信号がパルス幅変調されることにより、所望の駆動信号を得ることができる。
【００５３】
このように、パルス幅変調された駆動信号を振動子１０に印加すると、振動子１０はこの駆動信号の基となる駆動パルス信号の周波数ｆa では共振しないが、駆動パルス信号の周波数（送信周波数）ｆs で共振するため、この周波数ｆs の超音波信号を送信することができる。
【００５４】
なお、上述のディジタル制御信号は次のようにして設定される。
図４（ｆ）に示すように、アナログ的にＰＷＭ制御を行う時には、所定の＋ピーク振幅値で急峻に立ち上がった後、線形（直線的）に振幅値を低下させ、−ピーク振幅値に成った時点で再度＋ピーク振幅値の立ち上がる鋸歯状の信号からなる周期Ｔc のＲＡＭＰ信号と、駆動信号と同一信号波形であるアナログ制御信号（周期Ｔs ）とを同期させる。これら２つの信号の振幅を比較し、ＲＡＭＰ信号の振幅値がアナログ制御信号の振幅値よりも大きい場合には、ドライブ信号１ＨをＬｏｗ状態（０）にし、ドライブ信号１ＬをＨｉ状態（１）にするようにディジタル制御信号を決定する。一方、ＲＡＭＰ信号の振幅値が駆動信号の振幅値よりも小さい場合には、ドライブ信号１ＨをＨｉ状態（１）にし、ドライブ信号１ＬをＬｏｗ状態（０）にするようにディジタル制御信号を決定する。このようにして、ドライブ信号１Ｈ，１Ｌが遷移するようにディジタル制御信号が決定される。
【００５５】
図５は、アナログ制御信号の振幅が最大の場合の、クロック信号、ドライブ信号１Ｈ，１Ｌ、駆動パルス信号、アナログ制御信号、ＲＡＭＰ信号の関係を示すタイミングチャートである。
また、図６は、アナログ制御信号の振幅を低減させた場合の、クロック信号、ドライブ信号１Ｈ，１Ｌ、駆動パルス信号、アナログ制御信号、ＲＡＭＰ信号の関係を示すタイミングチャートである。図５、図６において、Ｔf （＝１／ｆf ）はクロック信号の周期、Ｔc （＝１／ｆc ）はＲＡＭＰ信号の周期、Ｔs （＝１／ｆs ）はアナログ制御信号の周期である。また、Ｔa （＝１／ｆa ）はハーフブリッジ回路のＦＥＴをスイッチングする周期（スイッチング周期）である。図５，図６では、説明のしやすさを考慮して、ディジタル制御信号の波形を示しておらず、以下、アナログ制御信号とＲＡＭＰ信号とを用いて説明する。
【００５６】
図５（ｅ）に示すように、アナログ制御信号の振幅が最大の場合には、常にアナログ制御信号の振幅がＲＡＭＰ信号の振幅よりも大きいため、図５（ｂ）、（ｃ）に示すアナログ制御信号の振幅が＋の半周期にはドライブ信号１Ｈは常にＨｉ状態「１」となり、ドライブ信号１Ｌは常にＬｏｗ状態「０」となる。一方、アナログ制御信号の振幅が−の半周期にはドライブ信号１Ｈは常にＬｏｗ状態「０」となり、ドライブ信号１Ｌは常にＨｉ状態「１」となる。これにより、ドライブ信号１Ｈ，１Ｌの周期Ｔa がアナログ制御信号の周期Ｔs に一致する。すなわち、アナログ制御信号と同じ波形である駆動信号およびこの駆動信号により発生する超音波信号の周波数ｆs にハーフブリッジ回路のスイッチング周波数ｆa が一致する。これにより、駆動パルス信号は、図５（ｄ）に示すような波形となり、図１２に示した駆動パルス信号と一致する。したがって、この動作はＰＤＭ制御方式と実質的に同じとなる。
【００５７】
このような構成とすることで、出力最大時に対して特に問題となるスイッチング素子（ＦＥＴ５１，５２）のスイッチング周波数ｆa を低くして、高効率に駆動信号を出力できる。また、出力最大時では、駆動パルス信号が周期Ｔs の極細い単発パルスとならないため、スプリアスの問題も生じない。
【００５８】
一方、図６（ｅ）に示すように、アナログ制御信号の振幅が低減している場合には、アナログ制御信号の振幅とＲＡＭＰ信号の振幅との大小関係が駆動信号の周期Ｔs よりも短い周期Ｔ’a で変化する。このため、スイッチング周波数ｆ’a が駆動信号の周波数ｆs よりも高くなり、クロック信号の周期Ｔf を基準として、ドライブ信号１Ｈ，１Ｌの状態が遷移する。そして、図６（ｂ）、（ｃ）に示すドライブ信号１Ｈ，１Ｌが形成されることで、図６（ｄ）に示す駆動パルス信号となり、振幅の小さい駆動信号、すなわち出力低減された駆動信号を生成することができる。このように、出力低減時では、動作がＰＷＭ制御方式そのものになる。
【００５９】
図７は、上記の回路構成で、すなわち、クロック信号を基準にして、駆動信号ｆs よりも高い周波数ｆa でスイッチングを行って駆動パルス信号を生成する構成で、駆動信号の振幅を低減させた場合（出力低減した場合）の駆動パルス信号波形、周波数スペクトル、および駆動信号の周波数スペクトルを示す図である。なお、図７は、スイッチングの周波数ｆa が８１３ｋＨｚ、駆動信号の周波数ｆs が８１ｋＨｚの場合について示す。また、図７（ａ）は駆動パルス信号のレベルを駆動電圧の１／２に相当する分だけ低くシフトさせた波形を示す。
【００６０】
出力低減時は、駆動信号の周期Ｔs の間に周期Ｔa （＜Ｔs ）のパルスが複数出力されているため、これらパルスの周波数成分が多くなるが、駆動信号の周波数ｆs に依存する高調波成分は少なくなる。特に、２倍高調波成分は出現しなくなる。
【００６１】
これにより、図７（ｃ）に示すように、周波数スペクトルは、スイッチング周波数ｆa と、その整数倍高調波成分が殆どとなる。このため、これらの周波数成分を低域通過フィルタで遮断することにより駆動信号の周波数ｆs の高調波成分の発生を抑制できる。さらに、スイッチングの周波数ｆa が駆動信号の周波数ｆs から離れているので、スイッチング周波数ｆa に依存する高調波成分を除去する特性を有する低域通過フィルタ（ＬＰＦ）を容易に構成することができる。
【００６２】
このように、出力低減時には、ＰＷＭ制御方式でスイッチングされたドライブ信号を使用するため、図１３の場合のような高調波の発生を抑制することができる。これにより、所定の振幅に駆動信号を低減して出力することが容易にできる。また、出力低減時であるために、スイッチングによる損失が大きくなることを防止できる。
【００６３】
上述のような構成とすることで、駆動信号の出力（振幅）最大時には、駆動信号の周波数でハーフブリッジ回路のＦＥＴ（スイッチング素子）をスイッチングするＰＤＭ制御方式を実質的に用いることができる。さらに、駆動信号の出力（振幅）を低減する場合には、駆動信号の周波数よりも高いスイッチング周波数によりハーフブリッジ回路のＦＥＴ（スイッチング素子）をスイッチングするＰＷＭ制御方式を用いることができる。これにより、出力が最大の場合には、高効率で駆動信号を出力することができ、出力を低減させる場合には、高調波の発生を抑制して駆動信号を出力することができる。
【００６４】
これにより、不要成分が除去された高効率の駆動信号を、振動子毎に振幅を異ならせて、容易に出力することができ、振動子毎のウェイト付けを高効率で、容易に且つ正確に行うことができる。また、駆動パルス信号を生成するドライバ回路にハーフブリッジ回路を用いることにより、装置の構成部品を低減することができ、小型化することができるとともに、製造コストを低減することができる。
【００６５】
また、このような駆動信号の振幅の制御を行うことにより、振動子毎にウェイト付けがされ、トランスデューサに配設された振動子全体で形成される送信ビームの指向性を制御することができる。
【００６６】
これにより、トランスデューサから発信される超音波送信信号に強い指向性を持たせることができ、同時にサイドローブの発生を抑制することができる。すなわち、単一の物標に対して正確に一つのエコーを得ることができ、良好な探知結果を得ることができる。
【００６７】
なお、本実施形態では、クロック信号に基づいて、ＰＷＭ制御方式で駆動パルス信号を生成し、出力最大時にはＰＷＭ制御方式で実質的にＰＤＭ制御方式と同波形の駆動パルス信号を生成したが、出力最大時にはＰＤＭ制御方式を用い、出力低減時にはＰＷＭ制御方式を用いて駆動パルス信号を生成してもよい。
【００６８】
また、上述の説明では、トランスデューサから発信する超音波送信信号の周波数が１種類の場合を説明したが、複数の周波数を発信する場合にも、上述の方法は適用することができる。
【００６９】
【発明の効果】
この発明によれば、送信ビーム形成手段の駆動パルス信号の生成回路にハーフブリッジ回路を備え、所定の基準信号に基づいて、駆動信号を最大にする場合にハーフブリッジ回路のスイッチング素子を駆動信号の周波数でスイッチングし、駆動信号を低減させる場合にハーフブリッジ回路のスイッチング素子を駆動信号の周波数よりも高い周波数のクロック信号の周波数を基準として、駆動信号の周波数よりも高い周波数のスイッチング周波数でスイッチングすることにより、パルス幅変調により振幅制御された駆動信号を高効率で生成する、小型の超音波送信装置を安価に構成することができる。
【００７０】
また、この発明によれば、上述の超音波送信装置に、受信ビーム形成手段を備えた超音波送受信装置と、該超音波送受信装置の送信制御手段および受信制御手段とを備えることにより、各手段の制御により探知すべき方位を順次走査して、各方位の受信信号から探知範囲の探知データを求め、表示することで、略同時刻に複数の探知方向の探知画像を正確に把握できる探知装置を小型で且つ安価に構成することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明に係るスキャニングソナーの送受信チャンネルの構成を示すブロック図
【図２】図１に示すドライバ回路１２に備えられたハーフブリッジ回路の概略構成図
【図３】図１に示した複数の送受信チャンネル１００を用いて送信ビームおよび受信ビームを形成するとともに、所定探知範囲の探知画像を生成する制御部のブロック図
【図４】クロック信号、アナログ制御信号、ディジタル制御信号、ＲＡＭＰ信号、ドライブ信号、および駆動パルス信号の関係を示すタイミングチャート
【図５】駆動信号の出力を最大にした場合の、クロック信号、ドライブ信号１Ｈ，１Ｌ、駆動パルス信号、アナログ制御信号、ＲＡＭＰ信号の関係を示すタイミングチャート
【図６】駆動信号の出力を低減させた場合の、クロック信号、ドライブ信号１Ｈ，１Ｌ、駆動パルス信号、アナログ制御信号、ＲＡＭＰ信号の関係を示すタイミングチャート
【図７】クロック信号を基準にして駆動パルス信号を生成し、駆動信号の振幅を低減させた場合の駆動パルス信号波形、周波数スペクトル、および駆動信号の周波数スペクトルを示す図
【図８】従来の超音波送受信装置に用いられるフルブリッジ回路を示す等価回路図
【図９】図８に示したフルブリッジ回路により生成される駆動パルス信号、および各スイッチング素子Ｑ1 〜Ｑ4 の制御信号を示した図
【図１０】ハーフブリッジ回路を示す等価回路図
【図１１】図１０に示したハーフブリッジ回路により生成される駆動パルス信号、および各スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 の制御信号を示した図
【図１２】ハーフブリッジ回路を用いて超音波信号を最大出力で駆動した場合の駆動パルス信号波形、その周波数スペクトル、超音波信号の周波数スペクトルを示す図
【図１３】ハーフブリッジ回路を用いて超音波信号を所定レベル（−２０ｄＢ）に低減させて駆動した場合の駆動パルス信号波形、その周波数スペクトル、超音波信号の周波数スペクトルを示す図
【符号の説明】
１０−振動子
１１−ドライバＩ／Ｆ
１２−ドライバ回路
１３−ＴＸ増幅回路
１４−送受信切替回路
１８，２０−Ｉ／Ｆ
１９−整合回路
２１−駆動パルス信号生成回路
２２−タイミングジェネレータ
２３−係数テーブル
２４−波形メモリ
２５−ＴＸ−ＤＳＰ
２６−プログラマブル送信ビーム形成制御部
５１，５２−ドライバ回路１２に備えられたＦＥＴ
５３−ドライバ回路１２の出力端子
１００−送受信チャンネル
【発明の属する技術分野】
この発明は、超音波を送信する超音波送信装置、この送信された超音波のエコーを受信する超音波送受信装置、およびこれらを用いて物標の探知を行う探知装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
現在、一般に水中にある物標を探知するためにスキャニングソナー等の探知装置が用いられている。スキャニングソナーは、周囲の全方位の物標を探知するため、略円筒形のトランスデューサを備えており、このトランスデューサに配列形成された振動子を駆動させることによって、全周に向けて超音波の送信ビームを形成する。また、トランスデューサの円周方向（方位方向）に並ぶ所定数の振動子を用いて所定方向に受信ビームを形成し、用いる振動子列の組の選択を切り換えることによって、受信ビームの方位を順次回転させる。このことにより、全方位に亘る探知を行う。
【０００３】
このようなスキャニングソナーの超音波送受信装置では、振動子を駆動する駆動パルス信号を生成する回路に、４つのスイッチング素子を用いたフルブリッジ回路が通常利用されている。また、これらのスイッチング素子を駆動するドライブ信号として、超音波信号の周波数（送信周波数）ｆs と同じ周波数の信号を利用するＰＤＭ制御方式が利用されている。
【０００４】
図８は超音波送受信装置に用いられるフルブリッジ回路を示す等価回路図である。また、図９は、図８に示したフルブリッジ回路により生成される駆動パルス信号、および各スイッチング素子Ｑ1 〜Ｑ4 のドライブ信号を示した図である。
【０００５】
図８、図９において、Ｑ1 〜Ｑ4 はスイッチング素子、ＧQ1〜ＧQ4はそれぞれスイッチング素子Ｑ1 〜Ｑ4 のゲート端子、ＸＤは振動子、Ｃ1 ，Ｃ2 は直流成分除去用コンデンサ、ＶB は駆動電圧、ＶXDは振動子ＸＤの負荷電圧である。
【０００６】
図８に示すように、フルブリッジ回路は、スイッチング素子Ｑ1 のソース端子を駆動電圧ＶB に接続し、ドレイン端子をスイッチング素子Ｑ2 のソース端子に接続し、スイッチング素子Ｑ2 のドレイン端子を接地した回路と、スイッチング素子Ｑ3 のソース端子を駆動電圧ＶB に接続し、ドレイン端子をスイッチング素子Ｑ4 のソース端子に接続しており、スイッチング素子Ｑ4 のドレイン端子を接地した回路とから構成されている。また、スイッチング素子Ｑ1 のドレイン端子が直流成分除去コンデンサＣ1 を介して振動子ＸＤの一方の端子に接続し、スイッチング素子Ｑ3 のドレイン端子が直流成分除去コンデンサＣ2 を介して振動子ＸＤの他方の端子に接続している。
【０００７】
このようなフルブリッジ回路を用いて、スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ4 に図９（ｂ）示す送信周波数ｆs のドライブ信号を入力し、スイッチング素子Ｑ2 ，Ｑ3 に図９（ｃ）に示す、同じ周波数ｆs のドライブ信号を入力することで、振動子ＸＤには図９（ａ）に示す負荷電圧ＶXD（駆動パルス信号）が供給される。振動子ＸＤはこの駆動パルス信号により発振して周波数ｆs の超音波信号を外部に出力する。ここで、このＯＮ期間、すなわち負荷電圧がＶB または−ＶB となる期間であるオンデューティ比を制御することにより、振動子ＸＤの振幅が制御される。このようなフルブリッジ回路を用いた超音波送信装置として、例えば、特願２００２−３４３９１３号の装置がある。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】
ところが、上述のようなフルブリッジ回路を用いた超音波送信装置は、スイッチング素子を４つ使用するため部品点数が多くなるとともに、回路が複雑化してしまい、装置がコストアップする。
【０００９】
この問題を解決する装置として、図１０に示すようにスイッチング素子を２個用いて構成されたハーフブリッジ回路を用いた超音波送信装置がある。
【００１０】
図１０はハーフブリッジ回路を示す等価回路図である。また、図１１は図１０に示したハーフブリッジ回路により生成される駆動パルス信号、および各スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 のドライブ信号を示した図である。
【００１１】
図１０、図１１において、Ｑ1 ，Ｑ2 はスイッチング素子、ＧQ1，ＧQ2はそれぞれスイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 のゲート端子、ＸＤは振動子、Ｃはコンデンサ、ＶB は駆動電圧、ＶXDは振動子ＸＤの負荷電圧である。
【００１２】
図１０に示すように、ハーフブリッジ回路は、スイッチング素子Ｑ1 のソース端子を駆動電圧ＶB に接続し、ドレイン端子をスイッチング素子Ｑ2 のソース端子に接続しており、スイッチング素子Ｑ2 のドレイン端子が接地している。また、スイッチング素子Ｑ1 のドレイン端子がコンデンサＣを介して振動子ＸＤの一方の端子に接続した回路である。
【００１３】
このようなハーフブリッジ回路を用いて、スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 のそれぞれに、上記ＰＤＭ制御方式の図１１（ｂ）、および図１１（ｃ）に示すドライブ信号を入力することで、振動子ＸＤには図１１（ａ）に示す負荷電圧ＶXD（駆動パルス信号）が供給される。振動子ＸＤはこの駆動パルス信号により発振して周波数ｆs の超音波信号を外部に出力する。ここで、オンデューティ比を制御することにより、振動子ＸＤの振幅が制御される。
【００１４】
しかしながら、このようなハーフブリッジ回路を用いて、ＰＤＭ制御方式で駆動を行う構成では、図１２、図１３に示すような高調波が発生する。
【００１５】
図１２（ａ）はハーフブリッジ回路を用いて超音波信号を最大出力で駆動した場合の駆動パルス信号波形、（ｂ）はその周波数スペクトル、（ｃ）は超音波信号の周波数スペクトルである。
【００１６】
図１３（ａ）はハーフブリッジ回路を用いて超音波信号を所定レベル（−２０ｄＢ）に低減させて駆動した場合の駆動パルス信号波形、（ｂ）はその周波数スペクトル、（ｃ）は超音波信号の周波数スペクトルである。なお、図１２、図１３には、超音波信号の周波数ｆs が８１ｋＨｚの場合の例を示す。
【００１７】
図１２に示すように、ハーフブリッジ回路を用いて最大出力で駆動した場合、奇数倍（３倍、５倍等）の高調波が発生する。これは、フルブリッジ回路を用いた場合も同様に発生するが、振動子への出力部にローパスフィルタを挿入することによりこれらの高調波を抑制することは可能である。
【００１８】
しかし、図１３に示すように、ハーフブリッジ回路を用いて出力を低減する場合、全ての整数倍高調波（２倍、３倍、４倍等）が発生する。これら高調波の殆どはローパスフィルタを用いることで抑制可能であるが、２倍高調波は、超音波信号の周波数ｆs に非常に近い周波数成分であるので（例えば、図１２であれば、超音波信号の周波数ｆs が８１ｋＨｚの場合、２倍高調波の周波数２・ｆs は１６２ｋＨｚであるので）、２倍高調波を抑制するためには、高いＱ値を有するフィルタを用いなければならず、回路設計が非常に難しくなる。さらには、高調波のレベルが超音波信号のレベルと比較して殆ど変化しないため、高い減衰量を有するフィルタを用いなければならない。これらの条件を満たす装置を構成することは非常に困難であり、実現したとしても各種の調整が必要となるため、作業負荷が増大してしまう。
【００１９】
そこで、上記の不具合を改善するために、ハーフブリッジ回路でＰＤＭ制御方式に代えて、ＰＷＭ制御方式を利用することが考えられる。ＰＷＭ制御方式は、超音波信号の周波数（送信周波数）ｆs よりも高い周波数ｆa の駆動パルス信号を利用して、送信周波数の１周期Ｔs 内に周期Ｔa の複数のパルス信号を出力することにより、これら複数のパルス信号のパルス幅の合算によりパルス幅変調を行う方式である。このように、ＰＷＭ制御用の駆動パルス信号が振動子に印加されると、振動子はこの駆動パルス信号の周波数ｆa では共振しないが、これを含む送信周波数ｆs で共振するため、送信周波数ｆs の超音波信号を送信することができる。なお、この各パルス信号のパルス幅は、超音波信号の周波数ｆs よりも高周波数ｆc （≧ｆa ）の鋸歯状のＲＡＭＰ信号と、超音波信号と同じ波形であるアナログ制御信号とを同期させ、これらの信号を比較することで設定される。
【００２０】
このように、ハーフブリッジ回路を用い、ＰＷＭ制御方式を行う場合、出力低減時であっても、超音波信号の周期Ｔs 内に複数のパルスが存在するので、ＰＤＭ制御方式のように、周期Ｔs 内に極細い（幅の狭い）単発パルスを発生することがなくなるために２倍高調波等の除去が困難なスプリアスが発生しない。
【００２１】
しかし、ＲＡＭＰ信号の周波数ｆc およびこれにより決定されるドライブ信号の周波数ｆa が超音波信号の周波数ｆs よりも高いため、出力が最大の場合にスイッチングによる熱損失が増加して出力効率を低下させてしまう。
【００２２】
この発明の目的は、少ない部品数で構成され、高効率であり、且つ容易に高調波を抑制することができる超音波送信装置、超音波送受信装置、およびこれらを用いた探知装置を構成することにある。
【００２３】
【課題を解決するための手段】
この発明は、複数の振動子を配列したトランスデューサと、該トランスデューサの複数の振動子を駆動パルス信号で駆動することで所定の送信周波数で且つ振動子毎に異なる振幅で超音波送信信号を出力させて超音波の送信ビームを形成する送信ビーム形成手段とを備えた超音波送信装置において、送信ビーム形成手段に、ＦＥＴ等のスイッチング素子を２つ直列接続し、これら２つのスイッチング素子を所定のスイッチング周波数ｆa でスイッチングすることにより駆動パルス信号を生成するハーフブリッジ回路を備え、超音波送信信号の出力を最大にさせる場合には、前記スイッチング周波数ｆa を送信周波数ｆs に一致させるとともに、スイッチング周波数ｆa の１周期内のスイッチング素子のオン時間とオフ時間とを一致させて駆動パルス信号を生成し、超音波送信信号の出力を低減させる場合には、スイッチング周波数ｆa を送信周波数ｆs よりも高い周波数にするとともに、スイッチング周波数ｆa の１周期内のスイッチング素子のオン時間とオフ時間との組み合わせであるオンオフパターンを制御し、送信周波数ｆs の１周期内に含まれる複数のオンオフパターンに基づいて駆動パルス信号を生成することを特徴としている。
【００２４】
この構成では、超音波送信信号の出力が最大の場合には、送信周波数とスイッチング周波数とを一致させることで、スイッチング素子のスイッチング損失が抑制される。また、超音波送信信号の出力が低減されている場合には、スイッチング周波数を送信周波数よりも高くすることで、高調波成分がスイッチング周波数に依存するため、このスイッチング周波数を送信周波数から離すことにより、送信周波数近傍の除去不可能な高調波の発生が抑制される。また、出力が低減されていることで、高周波数でスイッチングしてもスイッチング損失の発生が比較的抑制される。
【００２５】
また、この発明の超音波送信装置は、スイッチング周波数ｆa を、超音波送信信号の出力状態に関わらず、スイッチング周波数ｆa よりも高い周波数ｆf の基準信号により同期制御することを特徴としている。
【００２６】
この構成では、ハーフブリッジ回路を用いることにより、比較的少ない部品数で駆動パルス信号が生成される。さらに、スイッチング周波数ｆa よりも高い周波数ｆf の基準信号を用いて、所望する超音波信号の振幅に応じてスイッチング周波数ｆa とこのスイッチング周波数ｆa の１周期Ｔa 内のオン時間が容易に可変設定される。これにより、超音波送信信号の出力が低減される場合には送信周波数ｆs よりも高い周波数にスイッチング周波数ｆa を設定することで、２倍高調波等の除去困難なスプリアスの発生が防止されるので高調波を抑制するローパスフィルタを容易に設置できる。また、超音波送信信号の出力最大時にはスイッチング周波数ｆa を送信周波数ｆs まで低くする。出力最大時には、スイッチング周波数ｆa を送信周波数ｆs に低下させても、ドライブ信号は周期Ｔs の極細い単発パルスとなることがないので、高調波の発生が抑制される。また、同時に、スイッチング素子のスイッチング周波数ｆa が低下するので、スイッチングによる熱損失の発生を抑制することができる。
【００２７】
なお、この発明において、出力低減時とは、出力最大時を除く、出力低減が少ない場合や所定値以上出力低減した場合を含む。特に、所定値以上出力低減した場合に、上述の構成は有効に作用する。
【００２８】
また、この発明の超音波送受信装置は、上述の超音波送信装置と、トランスデューサの複数の振動子が超音波を受信することにより発生する信号を制御して受信ビームを形成する受信ビーム形成手段とを備えたことを特徴としている。
【００２９】
この構成では、送信期間にトランスデューサの複数の振動子から上述の方法で形成した超音波送信ビームを送信し、受信期間にこのトランスデューサの複数の振動子が超音波送信ビームのエコーを受信することにより発生する信号を制御することで受信ビームを形成する。
【００３０】
また、この発明の探知装置は、上述の超音波送受信装置と、該超音波送受信装置の受信ビーム形成手段の制御により、送信ビーム内での探知すべき方位を順次走査して、各方位の受信信号から前記送信ビームが形成する方向の探知画像データを求め、該探知画像データを表示する手段とを備えたことを特徴としている。
また、この発明は、振動子を駆動パルス信号で駆動することで所定の送信周波数ｆ s で超音波送信信号を送信する送信手段を備えた超音波送信装置において、送信手段で、２つのスイッチング素子を直列接続し、該２つのスイッチング素子を所定のスイッチング周波数ｆ a でスイッチングすることにより駆動パルス信号を生成するハーフブリッジ回路を備え、超音波送信信号の出力を最大にさせる場合には、スイッチング周波数ｆ a を送信周波数ｆ s に一致させるとともに、スイッチング周波数ｆ a の１周期内のスイッチング素子のオン時間とオフ時間とを一致させて駆動パルス信号を生成し、超音波送信信号の出力を低減させる場合には、スイッチング周波数ｆ a を送信周波数ｆ s よりも高い周波数にするとともに、スイッチング周波数ｆ a の１周期内のスイッチング素子のオン時間とオフ時間との組み合わせであるオンオフパターンを制御し、送信周波数ｆ s の１周期内に含まれる複数のオンオフパターンに基づいて駆動パルス信号を生成することを特徴としている。
【００３１】
【発明の実施の形態】
本発明の実施形態に係る超音波送受信装置を備えたスキャニングソナーについて、図を参照して説明する。
【００３２】
図１は、スキャニングソナーの送受信チャンネルの構成を示すブロック図である。図１において、ドライバＩ／Ｆ１１は、後述するプログラマブル送信ビーム形成制御部２６から与えられる、本発明の基準信号に対応するクロック信号と、スイッチングを制御するディジタル制御信号とに基づいて、ドライバ回路１２を制御するドライブ信号を生成する。このドライブ信号は、ＰＷＭ制御方式の信号であり、このドライブ信号の生成はディジタル的に行われている。なお、ＰＷＭ制御方式をアナログ的に処理する場合は、上述のように鋸歯状のＲＡＭＰ信号を所望の超音波信号に応じたアナログ制御信号とを比較してドライブ信号を形成するが、本装置ではこれをディジタル的に行うため、ディジタル制御信号を用いてドライブ信号を形成する。すなわち、後述の波形メモリ２４に、アナログ的に処理を行うときのＲＡＭＰ信号とアナログ制御信号とに対応するディジタル制御信号が記憶され、このディジタル制御信号に基づいてドライブ信号が生成される。ここで、ＲＡＭＰ信号の振幅を所定値に設定して、アナログ制御信号すなわち駆動信号の振幅との比較関係（振幅の大小関係）を変化させることにより、各振幅に応じたディジタル制御信号が得られる。
【００３３】
ドライバ回路１２は図２に示すようなハーフブリッジ回路を備えている。
図２は、ドライバ回路１２に備えられたハーフブリッジ回路の概略構成図である。
ハーフブリッジ回路は図２に示すように、本発明のスイッチング素子に対応する２つのＦＥＴ５１，５２とコンデンサＣとから構成されており、ＦＥＴ５１，５２のゲート端子からドライブ信号が入力される。また、ＦＥＴ５１のドレイン端子がＦＥＴ５２のソース端子に接続するとともに、コンデンサＣを介してハーフブリッジ回路の出力端子５３に接続している。また、ＦＥＴ５１のソース端子には、駆動信号の電圧（駆動電圧）ＶB が供給されており、ＦＥＴ５２のドレイン端子は接地されている。このハーフブリッジ回路にドライブ信号が入力されることで、ＦＥＴ５１，５２がスイッチングして所定の駆動パルス信号が出力される。そして、ドライバ回路１２は、図示されていない変換回路により駆動パルス信号を所定のレベルシフトが行われた正弦波状の駆動信号に変換して出力する。
【００３４】
ＴＸ増幅回路１３は、この駆動信号を増幅し、送信側整合回路１９ａ、送受信切替回路１４を介して振動子１０を駆動する。振動子１０は、この駆動により励振して水中等の外部に、駆動信号と同じ周波数の超音波信号を発信する。送受切替回路１４は、送信期間に送信側整合回路１９ａを介して入力したＴＸ増幅回路１３の出力信号を振動子１０へ導き、受信期間に振動子１０が出力した信号を、受信側整合回路１９ｂを介してプリアンプ１５へ受信信号として導く。プリアンプ１５はこの受信信号を増幅し、バンドパスフィルタ１６は受信信号の周波数帯域以外のノイズ成分を除去する。Ａ／Ｄコンバータ１７はその受信周波数帯域の信号を所定のサンプリング周期でサンプリングし、ディジタルデータ列に変換する。
【００３５】
上述の各部分により、送受信チャンネル１００は構成されており、この送受信チャンネルを、１００ａ，１００ｂ，・・・１００ｎで示すように振動子１０の数だけ設けている。これら振動子１０は円筒形または球形等のトランスデューサ表面に配列して設置されている。
【００３６】
図３は、図１に示した複数の送受信チャンネル１００を用いて送信ビームおよび受信ビームを形成するとともに、所定探知範囲の探知画像を生成する制御部のブロック図である。図３におけるインターフェース２０は図１に示したインターフェース２０を示す。
【００３７】
まず、送信系の構成について説明する。
【００３８】
図３において、２６はプログラマブル送信ビーム形成制御部である。このプログラマブル送信ビーム形成制御部２６は、駆動信号生成回路２１、波形メモリ２４、およびＴＸ−ＤＳＰ２５を含んでいる。駆動信号生成回路２１はタイミングジェネレータ２２と係数テーブル２３とを設けている。この駆動信号生成回路２１はＦＰＧＡ（Field Programable Gate Array）からなる。タイミングジェネレータ２２は駆動信号の生成タイミングを与える信号を発生する。係数テーブル２３は、ＴＸ−ＤＳＰ２５で演算するのに必要な係数を予め記憶する。波形メモリ２４はドライブ信号を形成するための、［０，１］の２値からなるディジタル制御信号を予め記憶するメモリである。ＴＸ−ＤＳＰ２５はこのディジタル制御信号を波形メモリ２４から読み出して、これに各振動子の各チャンネルに与える遅延量を加えた信号を演算する。なお、ＴＸ−ＤＳＰ２５は、送信毎に係数テーブル２３の内容を計算し、更新する。
【００３９】
駆動信号生成回路２１は、ＴＸ−ＤＳＰ２５で演算されたディジタル制御信号を、タイミングジェネレータ２２で生成されたタイミングにより、クロック信号とともにインターフェース２０を介して送受信チャンネル１００に出力する。
【００４０】
これら、送信ビーム形成制御部２６と送受信チャンネル１００とを組み合わせることで、本発明の送信ビーム形成手段が構成される。
【００４１】
次に、受信系の構成について説明する。
図３において、バッファメモリ２７は、インターフェース２０を介して各チャンネルからの受信データを一時記憶するメモリである。２８はプログラマブル受信ビーム形成制御部であり、ＲＸ−ＤＳＰ２９、係数テーブル３０、および受信ビーム形成演算部３１とから構成されている。ＲＸ−ＤＳＰ２９は各受信ビーム毎に各振動子による受信信号の位相とウェイトとを計算し、係数テーブル３０へ書き込む。受信ビーム形成演算部３１は各振動子の受信信号に対して係数テーブル３０に書き込まれた位相とウェイトとの計算を行って合成することにより合成受信信号を得る。この合成受信信号をビーム毎の時系列データとして求め、これをバッファメモリ３２へ書き込む。この受信ビーム形成演算部３１はＦＰＧＡからなる。
【００４２】
３３はプログラマブルフィルタであり、フィルタＤＳＰ３４、係数テーブル３５、およびフィルタ演算部３６から構成されている。フィルタ演算部３６はＦＰＧＡからなる。フィルタＤＳＰ３４はビーム毎に所定の帯域通過フィルタ特性を得るためのフィルタ係数を計算し、それを係数テーブル３５へ書き込む。フィルタ演算部３６は係数テーブル３５の係数を基にＦＩＲ（Finite Impulse Response ）フィルタとしての演算を行い、帯域処理済受信信号を求める。
【００４３】
エンベロープ検出部４０は、各受信ビームの帯域処理済み受信信号のエンベロープを検出する。具体的には、時間波形の実数成分の二乗と虚数成分の二乗との和の平方根を求めることにより検出する。
イメージ処理部４１は、各受信ビームの各距離における受信信号強度をイメージ情報化してディスプレイ４２に出力する。これにより、ディスプレイ４２に所定探知範囲の探知画像を表示する。
探知操作部３９は探知範囲の指示等を行う入力部である。ホストＣＰＵ３７はインターフェース３８を介して探知操作部３９の指示内容を読み取り、上述した各部の制御を行う。
【００４４】
次に、駆動信号の生成方法について説明する。
本実施形態では、ドライバ回路１２として、図２に示すハーフブリッジ回路を用い、駆動信号の生成はＰＷＭ制御方式で行う。駆動信号はＰＷＭ制御方式で生成されるが、出力最大時には、実質的にＰＤＭ制御方式で生成される信号と同じ波形の信号となる。
【００４５】
図４はクロック信号、アナログ制御信号（駆動信号）、ディジタル制御信号、ＲＡＭＰ信号、ドライブ信号、および駆動パルス信号の関係を示すタイミングチャートである。本実施形態では、ＰＷＭ制御方式をディジタル的に行うため、ＲＡＭＰ信号とアナログ制御信号は使用しないが、説明の都合上、この信号の波形を示す。
【００４６】
図４において、Ｔf はクロック信号の周期、Ｔc はＲＡＭＰ信号の周期、Ｔs はアナログ制御信号の周期である。また、駆動信号はアナログ制御信号と同一波形の信号である。
【００４７】
上述のように、波形メモリ２４には、ドライブ信号１Ｈ，１Ｌを生成するためのディジタル制御信号（図４（ｂ））とを記憶している。ディジタル制御信号は［１，０］の２値の信号であり、クロック信号に同期して、ドライブ信号１Ｈ，１Ｌのレベルを遷移するか保持するかを与える。ディジタル制御信号が「１」であればドライブ信号１Ｈ，１Ｌはレベルを遷移し、ディジタル制御信号が「０」であればドライブ信号１Ｈ，１Ｌはレベルを保持する。このディジタル制御信号のパターンは、駆動信号（アナログ制御信号）の振幅、すなわち出力の大きさに対応して、波形メモリ２４に複数個記憶されており、これら記憶されているディジタル制御信号から、指定された出力（振幅）の大きさに対応するものが選択される。
【００４８】
ドライバＩ／Ｆ１１は、クロック信号とディジタル制御信号とに基づいて、ドライブ信号１Ｈ（図４（ｃ））、ドライブ信号１Ｌ（図４（ｄ））を生成する。
【００４９】
ドライバ回路１２は、上述のように、２つのＦＥＴ５１，５２からなるハーフブリッジ回路が備えられており、ＦＥＴ５１にドライバ信号１Ｈが入力され、ＦＥＴ５２にドライバ信号１Ｌが入力される。
【００５０】
ここで、ハーフブリッジ回路の動作を説明する。
ドライバ信号１ＨがＨｉ状態で、ドライバ信号１ＬがＬｏｗ状態である時、ＦＥＴ５１はオン状態となり、ＦＥＴ５２はオフ状態となるため、コンデンサＣを介して出力端子５３にはＦＥＴ５１のソース端子に供給されている駆動電圧ＶB が出力され、振幅が「ＶB 」となる。一方、ドライバ信号１ＨがＬｏｗ状態で、ドライバ信号１ＬがＨｉ状態である時、ＦＥＴ５１はオフ状態となり、ＦＥＴ５２はオン状態となるため、出力端子５３に駆動電圧Ｖ’B は供給されず、振幅は「０」となる。
【００５１】
このように、ドライバ信号１Ｈ，１Ｌが入力されることにより、クロック信号の周期Ｔf を基準とするスイッチング周波数により、振幅「ＶB 」、「０」で遷移する駆動パルス信号が出力される。
【００５２】
この駆動パルス信号により得られる、駆動信号の周期Ｔs に対する振幅「ＶB 」の時間的割合すなわちオンデューティ比により、駆動信号の振幅が制御される。すなわち、ディジタル制御信号に基づいてドライブ信号がパルス幅変調されることにより、所望の駆動信号を得ることができる。
【００５３】
このように、パルス幅変調された駆動信号を振動子１０に印加すると、振動子１０はこの駆動信号の基となる駆動パルス信号の周波数ｆa では共振しないが、駆動パルス信号の周波数（送信周波数）ｆs で共振するため、この周波数ｆs の超音波信号を送信することができる。
【００５４】
なお、上述のディジタル制御信号は次のようにして設定される。
図４（ｆ）に示すように、アナログ的にＰＷＭ制御を行う時には、所定の＋ピーク振幅値で急峻に立ち上がった後、線形（直線的）に振幅値を低下させ、−ピーク振幅値に成った時点で再度＋ピーク振幅値の立ち上がる鋸歯状の信号からなる周期Ｔc のＲＡＭＰ信号と、駆動信号と同一信号波形であるアナログ制御信号（周期Ｔs ）とを同期させる。これら２つの信号の振幅を比較し、ＲＡＭＰ信号の振幅値がアナログ制御信号の振幅値よりも大きい場合には、ドライブ信号１ＨをＬｏｗ状態（０）にし、ドライブ信号１ＬをＨｉ状態（１）にするようにディジタル制御信号を決定する。一方、ＲＡＭＰ信号の振幅値が駆動信号の振幅値よりも小さい場合には、ドライブ信号１ＨをＨｉ状態（１）にし、ドライブ信号１ＬをＬｏｗ状態（０）にするようにディジタル制御信号を決定する。このようにして、ドライブ信号１Ｈ，１Ｌが遷移するようにディジタル制御信号が決定される。
【００５５】
図５は、アナログ制御信号の振幅が最大の場合の、クロック信号、ドライブ信号１Ｈ，１Ｌ、駆動パルス信号、アナログ制御信号、ＲＡＭＰ信号の関係を示すタイミングチャートである。
また、図６は、アナログ制御信号の振幅を低減させた場合の、クロック信号、ドライブ信号１Ｈ，１Ｌ、駆動パルス信号、アナログ制御信号、ＲＡＭＰ信号の関係を示すタイミングチャートである。図５、図６において、Ｔf （＝１／ｆf ）はクロック信号の周期、Ｔc （＝１／ｆc ）はＲＡＭＰ信号の周期、Ｔs （＝１／ｆs ）はアナログ制御信号の周期である。また、Ｔa （＝１／ｆa ）はハーフブリッジ回路のＦＥＴをスイッチングする周期（スイッチング周期）である。図５，図６では、説明のしやすさを考慮して、ディジタル制御信号の波形を示しておらず、以下、アナログ制御信号とＲＡＭＰ信号とを用いて説明する。
【００５６】
図５（ｅ）に示すように、アナログ制御信号の振幅が最大の場合には、常にアナログ制御信号の振幅がＲＡＭＰ信号の振幅よりも大きいため、図５（ｂ）、（ｃ）に示すアナログ制御信号の振幅が＋の半周期にはドライブ信号１Ｈは常にＨｉ状態「１」となり、ドライブ信号１Ｌは常にＬｏｗ状態「０」となる。一方、アナログ制御信号の振幅が−の半周期にはドライブ信号１Ｈは常にＬｏｗ状態「０」となり、ドライブ信号１Ｌは常にＨｉ状態「１」となる。これにより、ドライブ信号１Ｈ，１Ｌの周期Ｔa がアナログ制御信号の周期Ｔs に一致する。すなわち、アナログ制御信号と同じ波形である駆動信号およびこの駆動信号により発生する超音波信号の周波数ｆs にハーフブリッジ回路のスイッチング周波数ｆa が一致する。これにより、駆動パルス信号は、図５（ｄ）に示すような波形となり、図１２に示した駆動パルス信号と一致する。したがって、この動作はＰＤＭ制御方式と実質的に同じとなる。
【００５７】
このような構成とすることで、出力最大時に対して特に問題となるスイッチング素子（ＦＥＴ５１，５２）のスイッチング周波数ｆa を低くして、高効率に駆動信号を出力できる。また、出力最大時では、駆動パルス信号が周期Ｔs の極細い単発パルスとならないため、スプリアスの問題も生じない。
【００５８】
一方、図６（ｅ）に示すように、アナログ制御信号の振幅が低減している場合には、アナログ制御信号の振幅とＲＡＭＰ信号の振幅との大小関係が駆動信号の周期Ｔs よりも短い周期Ｔ’a で変化する。このため、スイッチング周波数ｆ’a が駆動信号の周波数ｆs よりも高くなり、クロック信号の周期Ｔf を基準として、ドライブ信号１Ｈ，１Ｌの状態が遷移する。そして、図６（ｂ）、（ｃ）に示すドライブ信号１Ｈ，１Ｌが形成されることで、図６（ｄ）に示す駆動パルス信号となり、振幅の小さい駆動信号、すなわち出力低減された駆動信号を生成することができる。このように、出力低減時では、動作がＰＷＭ制御方式そのものになる。
【００５９】
図７は、上記の回路構成で、すなわち、クロック信号を基準にして、駆動信号ｆs よりも高い周波数ｆa でスイッチングを行って駆動パルス信号を生成する構成で、駆動信号の振幅を低減させた場合（出力低減した場合）の駆動パルス信号波形、周波数スペクトル、および駆動信号の周波数スペクトルを示す図である。なお、図７は、スイッチングの周波数ｆa が８１３ｋＨｚ、駆動信号の周波数ｆs が８１ｋＨｚの場合について示す。また、図７（ａ）は駆動パルス信号のレベルを駆動電圧の１／２に相当する分だけ低くシフトさせた波形を示す。
【００６０】
出力低減時は、駆動信号の周期Ｔs の間に周期Ｔa （＜Ｔs ）のパルスが複数出力されているため、これらパルスの周波数成分が多くなるが、駆動信号の周波数ｆs に依存する高調波成分は少なくなる。特に、２倍高調波成分は出現しなくなる。
【００６１】
これにより、図７（ｃ）に示すように、周波数スペクトルは、スイッチング周波数ｆa と、その整数倍高調波成分が殆どとなる。このため、これらの周波数成分を低域通過フィルタで遮断することにより駆動信号の周波数ｆs の高調波成分の発生を抑制できる。さらに、スイッチングの周波数ｆa が駆動信号の周波数ｆs から離れているので、スイッチング周波数ｆa に依存する高調波成分を除去する特性を有する低域通過フィルタ（ＬＰＦ）を容易に構成することができる。
【００６２】
このように、出力低減時には、ＰＷＭ制御方式でスイッチングされたドライブ信号を使用するため、図１３の場合のような高調波の発生を抑制することができる。これにより、所定の振幅に駆動信号を低減して出力することが容易にできる。また、出力低減時であるために、スイッチングによる損失が大きくなることを防止できる。
【００６３】
上述のような構成とすることで、駆動信号の出力（振幅）最大時には、駆動信号の周波数でハーフブリッジ回路のＦＥＴ（スイッチング素子）をスイッチングするＰＤＭ制御方式を実質的に用いることができる。さらに、駆動信号の出力（振幅）を低減する場合には、駆動信号の周波数よりも高いスイッチング周波数によりハーフブリッジ回路のＦＥＴ（スイッチング素子）をスイッチングするＰＷＭ制御方式を用いることができる。これにより、出力が最大の場合には、高効率で駆動信号を出力することができ、出力を低減させる場合には、高調波の発生を抑制して駆動信号を出力することができる。
【００６４】
これにより、不要成分が除去された高効率の駆動信号を、振動子毎に振幅を異ならせて、容易に出力することができ、振動子毎のウェイト付けを高効率で、容易に且つ正確に行うことができる。また、駆動パルス信号を生成するドライバ回路にハーフブリッジ回路を用いることにより、装置の構成部品を低減することができ、小型化することができるとともに、製造コストを低減することができる。
【００６５】
また、このような駆動信号の振幅の制御を行うことにより、振動子毎にウェイト付けがされ、トランスデューサに配設された振動子全体で形成される送信ビームの指向性を制御することができる。
【００６６】
これにより、トランスデューサから発信される超音波送信信号に強い指向性を持たせることができ、同時にサイドローブの発生を抑制することができる。すなわち、単一の物標に対して正確に一つのエコーを得ることができ、良好な探知結果を得ることができる。
【００６７】
なお、本実施形態では、クロック信号に基づいて、ＰＷＭ制御方式で駆動パルス信号を生成し、出力最大時にはＰＷＭ制御方式で実質的にＰＤＭ制御方式と同波形の駆動パルス信号を生成したが、出力最大時にはＰＤＭ制御方式を用い、出力低減時にはＰＷＭ制御方式を用いて駆動パルス信号を生成してもよい。
【００６８】
また、上述の説明では、トランスデューサから発信する超音波送信信号の周波数が１種類の場合を説明したが、複数の周波数を発信する場合にも、上述の方法は適用することができる。
【００６９】
【発明の効果】
この発明によれば、送信ビーム形成手段の駆動パルス信号の生成回路にハーフブリッジ回路を備え、所定の基準信号に基づいて、駆動信号を最大にする場合にハーフブリッジ回路のスイッチング素子を駆動信号の周波数でスイッチングし、駆動信号を低減させる場合にハーフブリッジ回路のスイッチング素子を駆動信号の周波数よりも高い周波数のクロック信号の周波数を基準として、駆動信号の周波数よりも高い周波数のスイッチング周波数でスイッチングすることにより、パルス幅変調により振幅制御された駆動信号を高効率で生成する、小型の超音波送信装置を安価に構成することができる。
【００７０】
また、この発明によれば、上述の超音波送信装置に、受信ビーム形成手段を備えた超音波送受信装置と、該超音波送受信装置の送信制御手段および受信制御手段とを備えることにより、各手段の制御により探知すべき方位を順次走査して、各方位の受信信号から探知範囲の探知データを求め、表示することで、略同時刻に複数の探知方向の探知画像を正確に把握できる探知装置を小型で且つ安価に構成することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明に係るスキャニングソナーの送受信チャンネルの構成を示すブロック図
【図２】図１に示すドライバ回路１２に備えられたハーフブリッジ回路の概略構成図
【図３】図１に示した複数の送受信チャンネル１００を用いて送信ビームおよび受信ビームを形成するとともに、所定探知範囲の探知画像を生成する制御部のブロック図
【図４】クロック信号、アナログ制御信号、ディジタル制御信号、ＲＡＭＰ信号、ドライブ信号、および駆動パルス信号の関係を示すタイミングチャート
【図５】駆動信号の出力を最大にした場合の、クロック信号、ドライブ信号１Ｈ，１Ｌ、駆動パルス信号、アナログ制御信号、ＲＡＭＰ信号の関係を示すタイミングチャート
【図６】駆動信号の出力を低減させた場合の、クロック信号、ドライブ信号１Ｈ，１Ｌ、駆動パルス信号、アナログ制御信号、ＲＡＭＰ信号の関係を示すタイミングチャート
【図７】クロック信号を基準にして駆動パルス信号を生成し、駆動信号の振幅を低減させた場合の駆動パルス信号波形、周波数スペクトル、および駆動信号の周波数スペクトルを示す図
【図８】従来の超音波送受信装置に用いられるフルブリッジ回路を示す等価回路図
【図９】図８に示したフルブリッジ回路により生成される駆動パルス信号、および各スイッチング素子Ｑ1 〜Ｑ4 の制御信号を示した図
【図１０】ハーフブリッジ回路を示す等価回路図
【図１１】図１０に示したハーフブリッジ回路により生成される駆動パルス信号、および各スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 の制御信号を示した図
【図１２】ハーフブリッジ回路を用いて超音波信号を最大出力で駆動した場合の駆動パルス信号波形、その周波数スペクトル、超音波信号の周波数スペクトルを示す図
【図１３】ハーフブリッジ回路を用いて超音波信号を所定レベル（−２０ｄＢ）に低減させて駆動した場合の駆動パルス信号波形、その周波数スペクトル、超音波信号の周波数スペクトルを示す図
【符号の説明】
１０−振動子
１１−ドライバＩ／Ｆ
１２−ドライバ回路
１３−ＴＸ増幅回路
１４−送受信切替回路
１８，２０−Ｉ／Ｆ
１９−整合回路
２１−駆動パルス信号生成回路
２２−タイミングジェネレータ
２３−係数テーブル
２４−波形メモリ
２５−ＴＸ−ＤＳＰ
２６−プログラマブル送信ビーム形成制御部
５１，５２−ドライバ回路１２に備えられたＦＥＴ
５３−ドライバ回路１２の出力端子
１００−送受信チャンネル
Claims (5)
- 複数の振動子を配列したトランスデューサと該トランスデューサの複数の振動子を駆動パルス信号で駆動することで所定の送信周波数ｆs で且つ振動子毎に異なる振幅で超音波送信信号を出力させて超音波の送信ビームを形成する送信ビーム形成手段とを備えた超音波送信装置において、
前記送信ビーム形成手段は、２つのスイッチング素子を直列接続し、該２つのスイッチング素子を所定のスイッチング周波数ｆa でスイッチングすることにより前記駆動パルス信号を生成するハーフブリッジ回路を備え、
前記超音波送信信号の出力を最大にさせる場合には、前記スイッチング周波数ｆa を前記送信周波数ｆs に一致させるとともに前記スイッチング周波数ｆa の１周期内の前記スイッチング素子のオン時間とオフ時間とを一致させて前記駆動パルス信号を生成し、
前記超音波送信信号の出力を低減させる場合には、前記スイッチング周波数ｆa を前記送信周波数ｆs よりも高い周波数にするとともに、前記スイッチング周波数ｆa の１周期内の前記スイッチング素子のオン時間とオフ時間との組み合わせであるオンオフパターンを制御し、前記送信周波数ｆs の１周期内に含まれる複数のオンオフパターンに基づいて前記駆動パルス信号を生成することを特徴とする超音波送信装置。 - 前記スイッチング周波数ｆa は、前記超音波送信信号の出力状態に関わらず、前記スイッチング周波数ｆa よりも高い周波数ｆf の基準信号により同期制御されている請求項１に記載の超音波送受信装置。
- 請求項１または請求項２に記載の超音波送信装置と、トランスデューサの複数の振動子が超音波を受信することにより発生する信号を制御して受信ビームを形成する受信ビーム形成手段とを備えた超音波送受信装置。
- 請求項３に記載の超音波送受信装置と、該超音波送受信装置の受信ビーム形成手段の制御により、前記送信ビーム内での探知すべき方位を順次走査して、各方位の受信信号から前記送信ビームが形成する方向の探知画像データを求め、該探知画像データを表示する手段とを備えた探知装置。
- 振動子を駆動パルス信号で駆動することで所定の送信周波数ｆ s で超音波送信信号を送信する送信手段を備えた超音波送信装置において、
前記送信手段は、２つのスイッチング素子を直列接続し、該２つのスイッチング素子を所定のスイッチング周波数ｆ a でスイッチングすることにより前記駆動パルス信号を生成するハーフブリッジ回路を備え、
前記超音波送信信号の出力を最大にさせる場合には、前記スイッチング周波数ｆ a を前記送信周波数ｆ s に一致させるとともに前記スイッチング周波数ｆ a の１周期内の前記スイッチング素子のオン時間とオフ時間とを一致させて前記駆動パルス信号を生成し、
前記超音波送信信号の出力を低減させる場合には、前記スイッチング周波数ｆ a を前記送信周波数ｆ s よりも高い周波数にするとともに、前記スイッチング周波数ｆ a の１周期内の前記スイッチング素子のオン時間とオフ時間との組み合わせであるオンオフパターンを制御し、前記送信周波数ｆ s の１周期内に含まれる複数のオンオフパターンに基づいて前記駆動パルス信号を生成することを特徴とする超音波送信装置。
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| US10864385B2 (en) | 2004-09-24 | 2020-12-15 | Guided Therapy Systems, Llc | Rejuvenating skin by heating tissue for cosmetic treatment of the face and body |
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| US9694212B2 (en) | 2004-10-06 | 2017-07-04 | Guided Therapy Systems, Llc | Method and system for ultrasound treatment of skin |
| US8133180B2 (en) | 2004-10-06 | 2012-03-13 | Guided Therapy Systems, L.L.C. | Method and system for treating cellulite |
| US11883688B2 (en) | 2004-10-06 | 2024-01-30 | Guided Therapy Systems, Llc | Energy based fat reduction |
| US8690778B2 (en) | 2004-10-06 | 2014-04-08 | Guided Therapy Systems, Llc | Energy-based tissue tightening |
| US11207548B2 (en) | 2004-10-07 | 2021-12-28 | Guided Therapy Systems, L.L.C. | Ultrasound probe for treating skin laxity |
| US11724133B2 (en) | 2004-10-07 | 2023-08-15 | Guided Therapy Systems, Llc | Ultrasound probe for treatment of skin |
| DE102006006572A1 (de) * | 2006-02-13 | 2007-08-16 | Vega Grieshaber Kg | Paarweise ZF-Abtastung für Puls-Laufzeit-Füllstandsensoren |
| NZ562739A (en) * | 2007-10-19 | 2010-04-30 | Waikatolink Ltd | Signal simulation apparatus and method |
| JP5260068B2 (ja) * | 2008-01-31 | 2013-08-14 | 古野電気株式会社 | 探知装置および探知方法 |
| US12102473B2 (en) | 2008-06-06 | 2024-10-01 | Ulthera, Inc. | Systems for ultrasound treatment |
| PT3058875T (pt) | 2008-06-06 | 2022-09-20 | Ulthera Inc | Sistema para tratamento cosmético e imagiologia |
| US20100164806A1 (en) * | 2008-12-29 | 2010-07-01 | Unnikrishna Sreedharan Pillai | Target and clutter adaptive on-off type transmit pulsing schemes |
| US8390147B2 (en) * | 2009-05-13 | 2013-03-05 | Solar Semiconductor, Inc. | Methods and apparatuses for photovoltaic power management |
| IT1400133B1 (it) * | 2010-03-15 | 2013-05-17 | Daimar Srl | Dispositivo pinger adattativo per l'interazione intelligente con i mammiferi marini. |
| WO2013031169A1 (ja) * | 2011-08-31 | 2013-03-07 | パナソニック株式会社 | 超音波診断装置 |
| CN204495995U (zh) * | 2011-10-26 | 2015-07-22 | 菲力尔系统公司 | 宽带声纳发射器、宽带声纳和声纳 |
| CN204495996U (zh) | 2011-10-26 | 2015-07-22 | 菲力尔系统公司 | 宽带声纳接收器 |
| US10444354B2 (en) | 2011-10-26 | 2019-10-15 | Flir Systems, Inc. | Sonar data enhancement systems and methods |
| DE102012201100A1 (de) * | 2012-01-26 | 2013-08-01 | Robert Bosch Gmbh | Ansteuerungsschaltung und Verfahren zur aktiven Dämpfung eines Ultraschallwandlers, sowie Ultraschall-Messsystem |
| CN102594295A (zh) * | 2012-03-01 | 2012-07-18 | 江南大学 | 超声波频率搜索生物处理系统的频带匹配结构 |
| DE102012109035A1 (de) * | 2012-09-25 | 2014-03-27 | Adolf Würth GmbH & Co. KG | Transformatorfreier Ultraschall-Generator für ein Handgerät |
| DE102012109037B4 (de) * | 2012-09-25 | 2020-11-26 | Adolf Würth Gmbh & Co Kg | Ultraschall-Generator mit ausgangsseitigem Tiefpass für ein Handgerät |
| GB201222882D0 (en) * | 2012-12-19 | 2013-01-30 | Univ Leeds | Ultrasound generation |
| CN104027893B (zh) | 2013-03-08 | 2021-08-31 | 奥赛拉公司 | 用于多焦点超声治疗的装置和方法 |
| JP6317614B2 (ja) * | 2014-04-10 | 2018-04-25 | 古野電気株式会社 | 超音波送波器、及び水中探知装置 |
| AU2015247951A1 (en) | 2014-04-18 | 2016-11-17 | Ulthera, Inc. | Band transducer ultrasound therapy |
| WO2015199603A1 (en) * | 2014-06-24 | 2015-12-30 | Telefonaktiebolaget L M Ericsson (Publ) | Method and apparatuses for operating a wireless communication network |
| EP3365696B1 (en) * | 2015-10-21 | 2022-10-12 | InvenSense, Inc. | Amplitude modulation circuitry for ultrasonic transducer |
| DK3405294T3 (da) | 2016-01-18 | 2023-03-13 | Ulthera Inc | Kompakt ultralydsanordning med ringformet ultralydsmatrice med periferisk elektrisk tilslutning til fleksibel printplade |
| US10082565B2 (en) | 2016-03-31 | 2018-09-25 | Butterfly Network, Inc. | Multilevel bipolar pulser |
| US9778348B1 (en) * | 2016-03-31 | 2017-10-03 | Butterfly Network, Inc. | Symmetric receiver switch for bipolar pulser |
| KR102593310B1 (ko) | 2016-08-16 | 2023-10-25 | 얼테라, 인크 | 이미징 오정렬을 감소시키도록 구성된 초음파 이미징 시스템, 초음파 이미징 모듈 및 이미징 오정렬을 감소시키는 방법 |
| TW202327520A (zh) | 2018-01-26 | 2023-07-16 | 美商奧賽拉公司 | 用於多個維度中的同時多聚焦超音治療的系統和方法 |
| US11944849B2 (en) | 2018-02-20 | 2024-04-02 | Ulthera, Inc. | Systems and methods for combined cosmetic treatment of cellulite with ultrasound |
| JP7127465B2 (ja) * | 2018-10-03 | 2022-08-30 | 株式会社Soken | 物体検知装置 |
| JP2022513577A (ja) * | 2018-11-30 | 2022-02-09 | ウルセラ インコーポレイテッド | 超音波処置の効能を増強させるためのシステムおよび方法 |
| JP7243171B2 (ja) * | 2018-12-18 | 2023-03-22 | 株式会社Soken | 物体検知装置 |
| JP7188319B2 (ja) * | 2019-08-07 | 2022-12-13 | 株式会社Soken | 駆動装置 |
| CN114556140A (zh) | 2019-09-19 | 2022-05-27 | 布弗莱运营公司 | 用于超声设备的对称接收器开关 |
| CN110836927B (zh) * | 2019-11-27 | 2022-07-12 | 复旦大学 | 基于pwm编码激励的非线性超声导波检测系统及方法 |
| CN117046703A (zh) | 2022-05-05 | 2023-11-14 | 艾尔默斯半导体欧洲股份公司 | 在无变压器的情况下用于操作超声波换能器的装置 |
Family Cites Families (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4864547A (en) * | 1986-05-20 | 1989-09-05 | Crestek, Inc. | Regulated ultrasonic generator |
| FI962386A0 (fi) * | 1996-06-07 | 1996-06-07 | Kari Johannes Pirk Kirjavainen | Elektroakustisk omvandlare |
| US5715155A (en) * | 1996-10-28 | 1998-02-03 | Norax Canada Inc. | Resonant switching power supply circuit |
| US6229402B1 (en) * | 1998-05-28 | 2001-05-08 | Canon Kabushiki Kaisha | Driving circuit for vibration type actuator apparatus |
| US6215733B1 (en) * | 1998-06-30 | 2001-04-10 | The United States Of America As Represented By The Secretary Of The Navy | Digital drive sonar power amplifier |
| US7319763B2 (en) * | 2001-07-11 | 2008-01-15 | American Technology Corporation | Power amplification for parametric loudspeakers |
| JP4057812B2 (ja) | 2001-12-28 | 2008-03-05 | 古野電気株式会社 | 超音波送受信装置およびスキャニングソナー |
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