JP4111321B2 - 単一搬送波信号についての周波数領域の同期を提供するシステム及び方法 - Google Patents

Description

【０００１】
本発明は、一般的には、単一搬送波信号の受信に関連し、特に、残留側波帯信号のような、単一搬送波信号についての周波数領域の同期を提供するための改善されたシステムと方法に関連する。
【０００２】
ディジタル高精細テレビジョン（ＨＤＴＶ）伝送のためのアドバンスドテレビジョンシステムコミッティー（ＡＴＳＣ）規格は、１０．７６ＭＨｚのレートで８（８）レベル残留側波帯（ＶＳＢ）シンボルストリームとして変調された信号を使用する。この信号は、ＡＴＳＣ ８−ＶＳＢと呼ばれている。ＡＴＳＣ規格は、８３２（８３２）シンボルを有する長さのデータとして、データセグメントを定義している。各データセグメントは、４つのシンボル”１００１”を含む固定パターンで開始する。”１００１”の固定のパターンは、新たなデータセグメントの開始を示す。”１００１”シンボルは、データセグメント内の８３２シンボルの内の、最初の４シンボルである。
【０００３】
復調処理では、固定パターン”１００１”は、データセグメントの位置的なアラインメントを決定するために受信機により使用される。データセグメントの位置的なアラインメントの位置を見つける（又は、”回復する”）ことは、データフレーム同期のため及びシンボルタイミング再生を容易にするためには必須である。従って、4つのシンボル”１００１”が繰返されることの信頼性のある且つ強い検出は、ＡＴＳＣ規格に従って放送される信号を受信する受信機の動作には必須である。
【０００４】
雑音、減衰及び、マルチパス反射の存在の下で、強いデータ受信を可能とするために、パイロット搬送波（”トーン”とも呼ばれる）が、伝送される信号へ追加される。パイロット搬送波は、周波数スペクトラム上のＤＣに正確に配置される。パイロット搬送波は、受信されたスペクトルの位置を正確に推定するために、受信機内で使用される。パイロット搬送波は、送信機の発信器の位相と周波数へ、受信機の局部発信器を同期させるためにも、受信機内で使用される。同期機能は通常は、”搬送波再生ユニット”と呼ばれる回路内で実行される。
【０００５】
同期アルゴリズムは、３つの観点で、受信機を送信機へ同期させるのに使用される。受信機は、サンプリングの時点とサンプルレートに関して、送信機へ同期される。受信機は、データフレーム境界のアラインメントに関しても、送信機へ同期される。受信機は、受信された信号が復調されるべき周波数と位相に関しても、送信機へ同期される。
【０００６】
典型的な搬送波再生ユニットは、パイロット搬送波への、周波数位相ロックループ（ＦＦＬＰ）を使用する。この技術の主な困難さの１つは、非線形回路を使用することである。非線形回路は解析するのが困難な非線形伝達関数を有する。更に、周波数位相ロックループ内の捕そくループ帯域幅は、良好な追跡性能を得るために、狭くなければならない。
【０００７】
従って、線形伝達関数を有する、単一搬送波信号のためのパイロット搬送波再生回路の技術の要求がある。
【０００８】
大きな捕そく範囲を得るために、追跡帯域幅に独立した捕そく帯域幅を有する、単一搬送波信号のためのパイロット搬送波再生回路の技術の要求がある。
【０００９】
本発明は、一般的には、残留側波帯信号のような、単一搬送波信号についての周波数領域の同期を提供する改善されたシステム及び方法を含む。
【００１０】
本発明の有利な実施例では、本発明の改善されたシステムは、単一搬送波信号の粗い周波数推定値と精密な周波数推定値を得ることができる、同期回路を有する。このシステムは、３つの別々に得られた周波数推定値から、正確な周波数推定値を得る３状態マシンも有する。このシステムは、時間領域ＤＣ推定値を供給することができる、ＤＣ推定器回路も有する。このシステムは、線形伝達関数を有する、単一搬送波信号についてのパイロット搬送波再生回路を提供する。
【００１１】
本発明の主な目的は、残留側波帯信号のような、単一搬送波信号についての周波数領域の同期を提供する改善されたシステム及び方法を提供することである。
【００１２】
本発明の他の目的は、単一搬送波信号の粗い周波数推定値と精密な周波数推定値を提供することである。
【００１３】
本発明の他の目的は、３つの別々の周波数推定値から、正確な周波数推定値を得る３状態マシンを提供することである。
【００１４】
本発明の他の目的は、時間領域ＤＣ推定値を供給することができる、ＤＣ推定器回路を提供することである。
【００１５】
前述は、当業者が以下の本発明の詳細な説明をよりよく理解できるように、本発明の特徴と技術的な利点を広く概説したものである。本発明の更なる特徴と利点は、本発明の請求の範囲の主題を構成する以下に説明する。当業者は、本発明の同じ目的を実行するためにの他の構造を修正し又は設計する基礎として、概念と開示された特定の実施例を容易く使用しうることは、理解すべきである。当業者は、そのような等価な構成は、広い形式の本発明の意図と範囲から離れないことも、理解すべきである。
【００１６】
本発明の詳細な説明を行う前に、本特許文書を通して使用する単語とフレーズを定義するのは有益であり：用語”含む”及び”有する”及びその派生は、制限なしに含むことを意味し；用語”又は”は、意味及び／又はを含み；フレーズ”関連する”及び”それと関連する”及びその派生は、含む、内に含まれる、相互に接続される、含む、内に含まれる、接続する、結合する、通信する、協同する、インターリーブする、並列する、近似する、結合する、有する、特性を有する等を意味し；用語”コントローラ”、”プロセッサ”又は、”装置”は、装置、システム又は少なくとも１つの動作を制御するその一部を意味し、そのような装置はハードウェア、ファームウェア又はソフトウェア又は、同じものの少なくとも２つの幾つかの組合せで実行されうる。特定のコントローラに関連する機能性は、局部的に又は遠隔的に、集中化又は分散化されてもよいことに、注意すべきである。ある単語及びフレーズの定義は、本特許文書を通して提供され、当業者は、その多くを理解すべきであり、多くの例でない場合には、そのような定義が事前に与えられ、そして、特徴はそのように定義された単語とフレーズを使用する。
【００１７】
本発明とその利点の更に完全な理解のために、添付の図面と共に以下の詳細な説明を参照する。同様な番号は、同様な構成要素を指す。
【００１８】
本発明の改善されたシステムと方法の原理を説明する、この特許書類内で記述される、以下に説明する図１から５、及び種々の実施例は、説明のみのためであり、本発明の範囲を限定するものと考えるべきではない。本発明の改善されたシステムと方法を、特定の形式の単一搬送波信号の、残留側波帯信号について説明する。単一搬送波信号についての周波数領域の同期を提供する、本発明の改善されたシステムと方法を、高精細テレビジョンシステムで使用されるＡＴＳＣ ８−ＶＳＢ信号について説明する。当業者は、本発明の原理は、他の形式の単一搬送波信号について周波数領域の同期を提供する他の同様な装置へも、うまく適用されうることは、容易く理解する。
【００１９】
本発明の改善されたシステムと方法をより理解するために、最初に、符号化された直交周波数分割多重（ＣＯＦＤＭ）システムで使用される幾つかの同期技術を考えることが役に立つであろう。図１は、符号化された直交周波数分割多重（ＣＯＦＤＭ）システムについての、従来技術の同期ループ回路１００を示すブロック図である。同期ループ回路１００の良く知られた動作原理の説明は、”ディジタル地上テレビジョンのための、ディジタルビデオ放送、フレーミング構造、チャネル符号化及び変調”と題する、１９９７年３月の、欧州通信規格文書ＥＴＳ３００７４４に記載されている。ＣＯＦＤＭ同期ループ回路１００の動作は技術的によく知られているので、ここでは、回路の簡単な説明のみを行う。
【００２０】
乗算器１１０は、ディジタル／アナログ変換器（図示していない）から信号を受信する。乗算器１１０は、共通位相誤差（ＣＰＥ）検出器周波数コントローラ１２０からも入力信号を受信する。乗算器１１０の出力は、サンプルレート変換器１３０に接続されている。サンプルレート変換器１３０の第１の出力は、サンプルレート検出器コントローラ１４０に接続されている。サンプルレート変換器１３０の第２の出力は、ガードバンド除去ユニット１５０に接続されている。
【００２１】
ガードバンド除去ユニット１５０の出力は、ベースバンド高速フーリエ変換器１６０に接続されている。ベースバンド高速フーリエ変換器１６０の出力は、デローテータ１７０とチャネルインパルス応答（ＣＩＲ）検出器及びウインドウコントローラ１８０に接続されている。ＣＩＲ検出器及びウインドウコントローラ１８０の出力は、デローテータ１７０に接続され且つ、ガードバンド除去ユニット１５０にも接続されている。
【００２２】
デローテータ１７０の出力は、復調された信号出力である。デローテータ１７０の復調された信号出力は、パイロット抽出器１９０にも接続されている。パイロット抽出器１９０の出力は、共通位相誤差（ＣＰＥ）検出器周波数コントローラ１２０に接続されている。パイロット抽出器１９０の出力は、サンプルレート検出器コントローラ１４０にも接続されている。
【００２３】
ＣＯＦＤＭシステム内の同期ループ回路１００は、幾つかの興味のある特徴を有する。第１に、チャネルインパルス応答（ＣＩＲ）検出器及びウインドウコントローラ１８０は、相関処理を使用して受信されたスペクトルのパワーを決定する。このスペクトル推定は、チャネルの効果を補正するのに使用される。チャネルインパルス応答（ＣＩＲ）検出器及びウインドウコントローラ１８０は、ガードバンドの位置を決定するために、最大化アルゴリズムも使用する。ベースバンド高速フーリエ変換器１６０により行われる高速フーリエ変換処理は、直交性の損失をさけるために、伝送されたデータに整列された窓上で実行されねばならないので、この機能は、必須である。チャネルインパルス応答（ＣＩＲ）検出器及びウインドウコントローラ１８０は、フレームアラインメントの（即ち、ＣＯＦＤＭシンボルアラインメント）タスクを実行する。
【００２４】
第２に、符号化された直交周波数分割多重は、各ＣＯＦＤＭシンボル毎に、幾つかのパイロットを送信する。パイロット抽出器１８０は、各ＣＯＦＤＭシンボルについて、これらのパイロットの振幅と位相を推定する。ＣＯＦＤＭシステムの全ての更なる同期ステップは、この情報の取得に依存している。
【００２５】
第３に、ＣＯＦＤＭシステムでは、ベースバンド信号の周波数誤差は、復調後に、全てのＣＯＦＤＭ搬送波についての共通の位相誤差（ＣＰＥ）となる。パイロットの位相がランダムであるとすると、パイロット抽出器１９０から入手できるパイロット位相の平均は、共通の位相誤差（ＣＰＥ）を与えるべきである。周波数誤差は、共通の位相誤差（ＣＰＥ）から推定されることが可能である。周波数誤差は、そして、変調周波数を補正するのに使用される。
【００２６】
第４に、ベースバンド信号のサンプリングレート誤差は、搬送波周波数に比例する搬送波位相となる。サンプルレートの誤差は、隣接パイロットについての位相推定値の微分を使用して推定されることが可能である。この推定値の平均は、サンプリングレートを補正するために、サンプルレート変換器１３０へ帰還される。
【００２７】
上述のＣＯＦＤＭシステムの同期化方法の特徴は、同期を達成する問題への１つの特定のアプローチを示す。ＣＯＦＤＭシステムで採用されている同期化技術の見直しでは、幾つかのＣＯＦＤＭ同期化技術は、おおよそ残留側波帯（ＶＳＢ）同期化で採用されている幾つかの同期化技術と対応することは、注意する。特に、ＣＯＦＤＭシステムのパイロット抽出の処理は、残留側波帯（ＶＳＢ）エッジに整列された高速フーリエ変換（ＦＦＴ）ビンの振幅と位相を推定する処理に対応する。ＶＳＢ信号は、単一搬送波を有するが、ＣＯＦＤＭ信号は複数の搬送波（２Ｋ又は８ｋ）を有する。従って、ＣＯＦＤＭ信号は、かなりの量の搬送波のダイバーシチを有する。これは、周波数選択性チャネルはＣＯＦＤＭパイロットの小さなサブセットをフェードするが、それらの全てはフェードしないことを意味する。
【００２８】
残留側波帯（ＶＳＢ）システムでは、フェードがパイロットの位置に対応する場合には、パイロットの位置は、回復不能に失われそして、そして、ＶＳＢエッジパイロット抽出器は、信頼性のある情報を提供できないであろう。本発明の改善されたシステムと方法では、パイロットは、スペクトル中に存在すると仮定される。
ＶＳＢシステムにはガードバンドがない。従って、窓位置を推定するＣＯＦＤＭ問題は発生しない。これは、チャネルインパルス応答（ＣＩＲ）推定が、ＶＳＢシステムでは要求されないことを意味する。
【００２９】
ＶＳＢシステム内のデータフレーム同期は、ＣＯＦＤＭシステム内のデータフレーム同期とも非常に異なっている。ＶＳＢシステムでは、フィールド同期パターンが、３１３（３１３）セグメント毎に一度送信される。４シンボルのセグメント同期パターン（即ち、”１００１”）は、新たなデータセグメントの開始を示す。”１００１”シンボルは、データセグメントの８３２シンボルの最初の４シンボルである。”１００１”シンボルについての４バイトは、高速フーリエ変換（ＦＦＴ）サイズの非常に小さな部分である（通常は１０００（１ｋ）バイトのオーダである）。これは、高速フーリエ変換（ＦＦＴ）出力は、データフレーム同期化に使用されることができないことを意味する。
【００３０】
ＶＳＢ信号についての周波数領域の同期を更に調査するために、ＶＳＢ信号の数学モデルの分析が有益である。ベースバンド残留側波帯（ＶＳＢ）信号は、パイロットとして使用される小さな直流（ＤＣ）成分を有する、振幅変調（ＡＭ）された波形である。パイロットの振幅を、Ａ_ｐで示す。同期問題を研究するために、伝送される信号、ｘ_ｐ、は、
ｘ_ｐ＝Ａ_ｐｅｘｐ（ｊ２πｆ_ｐｔ） （１）
で、モデル化され、ｆ_ｐは、パイロット周波数であり、ｔは時間である。受信器では、受信された信号と周波数ｆ_ｐ＋Δｆ_ｐとでうなりを発生することによりベースバンドへ信号を戻すために、チューナによりダウンコンバージョンが実行され、Δｆ_ｐは、周波数誤差である。実際には、値Δｆ_ｐは、ランダムであり、そして、時間の関数である。しかしながら、現在の分析では、周波数誤差Δｆ_ｐは、一定であると仮定する。一定の周波数誤差Δｆ_ｐを有する受信されたベースバンドの信号は、ｘ_ｐｒ（ｔ）で示される。
ｘ_ｐｒ（ｔ）＝Ａ_ｐｅｘｐ（ｊ２π（ｆ_ｐ）ｔ）ｅｘｐ（−ｊ２π（ｆ_ｐ＋Δｆ_ｐ）ｔ） （２）
ｘ_ｐｒ（ｔ）＝Ａ_ｐｅｘｐ（−ｊ２π（Δｆ_ｐ）ｔ） （３）
ディジタル化後に、これは、
ｘ_ｐｒ（ｋ）＝Ａ_ｐｅｘｐ（−ｊ２π（Δｆ_ｐ）ｋ（Ｔ_ｓ＋ΔＴ_ｓ）） （４）
となる。
式（４）のフーリエ変換をとり、そして、ｍ番目のビン内のパイロットの位相のみを見れば、結果は、
Ａｒｇ（Ｘ_ｐｒ（ｍ））＝Ａｒｇ[Σ（Ａ）（Ｂ）] （５）
であり、総和は、ｋ＝０からｋ＝Ｎ−１であり、
Ａ＝Ａ_ｐｅｘｐ（−ｊ２π（Δｆ_ｐ）ｋＴ_ｓ（１＋（ΔＴ_ｓ／Ｔ_ｓ））） （６）
及び、
Ｂ＝ｅｘｐ（−ｊ（２π／Ｎ）ｍｋ（１＋（ΔＴ_ｓ／Ｔ_ｓ））） （７）
である。
【００３１】
離散フーリエ変換は、ｔの代わりにｋＴ_ｓで、そして、周波数間隔についてはｆ_ｓ／Ｎを用いることにより、これは、定数Ｔ_ｓについてのみ相殺し、連続フーリエ変換と関連することに注意する。この場合には、Ｔ_ｓは瞬時に変化する。
【００３２】
式（５）は、
【００３３】
【数１】

の結果を与える。
【００３４】
受信されたサンプルのインデックスｋ＝ｑＮ＋ｎとする。これは、Ｘ_ｐｒ，ｑにより示される、ｑ番目の離散フーリエ変換（ＤＦＴ）フレーム内のｎ番目のサンプルを表す。これは、
Ａｒｇ[Ｘ_ｐｒ，ｑ（ｍ）／Ｘ_{ｐｒ，ｑ＋１}（ｍ）]＝Ａｒｇ[（Ｃ）（Ｄ）] （９）
ここで、
Ｃ＝ｅｘｐ（ｊ２π（Δｆ_ｐ）ＮＴ_ｓ（１＋（ΔＴ_ｓ／Ｔ_ｓ））） （１０）
そして、
Ｄ＝ｅｘｐ（ｊ（２π／Ｎ）ｍ（１＋（ΔＴ_ｓ／Ｔ_ｓ））） （１１）
である。これは、
Ａｒｇ[Ｘ_ｐｒ，ｑ（ｍ）／Ｘ_{ｐｒ，ｑ＋１}（ｍ）]＝Ｅ＋Ｆ （１２）
を与え、ここで、
Ｅ＝２π（Δｆ_ｐ）ＮＴ_ｓ（１＋（ΔＴ_ｓ／Ｔ_ｓ）） （１３）
そして、
Ｆ＝（２π／Ｎ）ｍ（１＋（ΔＴ_ｓ／Ｔ_ｓ）） （１４）
である。
式（１２）と式（１３）及び、式（１４）を考慮することにより、以下の観測が可能である：
第１に、搬送波周波数とサンプルレート誤差の両方は、周波数領域の位相項として現れる。従って、これらの２つの量の効果を切り離すことが必要である。搬送波周波数は、全ての搬送波についての共通位相誤差であり、サンプルレート誤差は、その中に搬送波が現れるビンへ比例する位相誤差を発生する。符号化された直交周波数分割多重（ＣＯＦＤＭ）では、幾つかの搬送波がある。従って、式（１２）（及び、その構成する式（１３）と（１４））は、ｍの幾つかのペアについて解かれる。これは、第１の項を除去し、そして、第２の項を分離する。ｍに関する式（１２）の平均傾斜は、サンプルレート誤差を生じることに注意する。残留側波帯（ＶＳＢ）の場合については、しかしながら、搬送波は、任意のｍにおいてのみ配置されている。この理由のために、符号化された直交周波数分割多重（ＣＯＦＤＭ）法は、タイミング再生については使用することができない。
【００３５】
第２に、この関係を得るために、１つの時間窓からの高速フーリエ変換を次の時間窓からの高速フーリエ変換で複素数除算する。（複素数除算は２つの実数除算を使用して実行されうる複素変数理論を思い出す。）複素数除算は、平均周波数とタイミングオフセットが少なくとも２つの高速フーリエ変換窓については一定であるとみなされることを意味する。これは、符号化された直交周波数分割多重（ＣＯＦＤＭ）フロントエンドの共通問題である。この問題は、より良いチューナが要求されることを意味する。われわれは、位相のみに興味があるので、除算演算子を、項Ｘ_ｐｒ，ｑ（ｍ）とＸ^＊ _{ｐｒ，ｑ＋１}（ｍ）の乗算により置き換えうることに注意し、ここで、Ｘ^＊は、Ｘの複素共役を示す。
【００３６】
第３に、高速フーリエ変換の前にタイミング再生が行われると仮定する場合には、ΔＴ_ｓはＴ_ｓよりも非常に小さい。これは、ｍ番目のビンの位相は、搬送波オフセットによる成分のみを含むことを意味する。一般的には、受信機は最初にタイミングを得てそして、等化器を適応させる前に搬送波位相を得るので、これは、合理的な仮定である。
【００３７】
ＣＯＦＤＭシステムでの周波数推定は、２つの部分に分割される。第１の部分は、推定値はプラス又はマイナス２分の１の高速フーリエ変換（ＦＦＴ）ビン間隔内で決定される、粗い周波数推定である。第２の部分は、推定が１ヘルツ（１Ｈｚ）の誤差より小さく決定される、精密な周波数推定である。
【００３８】
粗い周波数推定手順は、差動復調後の連続パイロット搬送波についてのマスクを使用し、そして、マスクの位置をわたってパワーを最大化する。入力信号は、ここで、パイロット位置を送信機と整列させるために、周波数に変換される。ここで、周波数オフセットは、２分の１ビン間隔より小さいと仮定されうる。
【００３９】
精密な周波数誤差は、そして、連続するパイロットをわたり、差動的に復調された信号を平均することにより推定される。更に正確な推定は、散乱パイロットを使用しても得られうる。
【００４０】
ＣＯＦＤＭ法は、複数の搬送波からの情報を使用するので、前述のＣＯＦＤＭ周波数推定法は、単一の搬送波システムでは使用できない。
【００４１】
更に完全に説明するように、本発明のシステム及び方法は、単一の搬送波システムでの周波数推定のためのアルゴリズムを含む。前述のように、本発明のシステムと方法は、残留側波帯（ＶＳＢ）システムに関して説明されるが、一般的には、単一搬送波システムに適用可能である。
【００４２】
ＶＳＢシステム内には１つのみの搬送波があるが、ＶＳＢスペクトルは、次のように解釈され得る。ＶＳＢパイロット搬送波は、シンボルごとに、一定の位相進みを有する（周波数領域の）インパルスである。全体のＶＳＢスペクトルは、その上に重畳されたパイロット搬送波を有する、シンボル毎にランダムな位相変化を有する、データ搬送波の組みであると、考えられる。従って、平均パワースペクトルは、データ搬送波に関してパイロット搬送波を高める。
【００４３】
これは、平均パワースペクトルに関するピーク検出動作により得ることができる。パイロット搬送波が配置されているビンの後に、精密な周波数推定値が、式（１２）を使用して得られる。この方法は、”第１の周波数推定アルゴリズム”と呼ばれる。
【００４４】
図２は、残留側波帯信号のような単一搬送波信号についての、周波数領域の搬送波及びタイミング再生を提供する、本発明の優位な実施例を示すブロック図である。本発明の同期回路２００の第１の構成要素は、サンプルレート変換器２１０である。サンプルレート変換器２１０は、（図示していない）ディジタル／アナログ変換器から入力信号を受信する。サンプルレート変換器２１０の出力は、乗算器２２０に接続されている。乗算器２２０は、同期プロセッサ搬送波再生ユニット２６０からも、入力信号を受信する。
【００４５】
乗算器２２０の出力は、ルート２乗余弦（ＳＱＲＣ）フィルタ２３０に接続されている。ＳＱＲＣフィルタは、送信機（図示していない）の同様なフィルタに整合させるために使用される。
【００４６】
ＳＱＲＣフィルタ２３０の出力は、高速フーリエ変換器２４０へ接続されている。高速フーリエ変換器２４０の出力は、等化器（図示していない）に接続されている。高速フーリエ変換器２４０の出力は、同期プロセッサ搬送波再生ユニット２６０にも接続されている。高速フーリエ変換器２４０の出力は、受信されたデータのスペクトル推定値を提供する。
【００４７】
ルート２乗余弦（ＳＱＲＣ）フィルタ２３０の出力は、タイミング再生ユニット２５０にも接続されている。タイミング再生ユニット２５０の出力は、サンプルレート変換器２１０に接続されている。タイミング再生ユニット２５０で実行されるタイミング再生は、パイロット補助又はブラインドのいずれかである。タイミング再生は、時間領域で実行される。
【００４８】
前述の第１の周波数推定アルゴリズムが、同期回路２００内で使用されたときには、２つの問題が認められる。第１は、高速フーリエ変換（ＦＦＴ）を使用する周波数推定手順は、周波数オフセットが、漏洩効果により２分の１のビン間隔に一致するときには、固有の問題を有する。第２は、周波数オフセットが負の場合には、フィルタの阻止帯域であるので、パイロット搬送波は、ルート２乗余弦（ＳＱＲＣ）フィルタにより大きな減衰を受ける。これは、データ搬送波の平均パワーが、低時定数のパイロット搬送波の平均パワーよりも大きいことが可能であることを意味する。これは、誤った粗い周波数推定を与える。
【００４９】
第２の問題（即ち、負の周波数オフセット）は、入力信号へ初期の正の周波数オフセットを供給することにより解決され得る。周波数推定手順が完了した後に、初期の正の周波数オフセットは除去される。
【００５０】
第１の問題（即ち、周波数オフセットが２分の１のビン間隔に一致する）は、３状態の状態マシンを提供することにより、解決される。状態マシンの第１状態では、前述の方法で、周波数推定値が得られる。状態マシンの第２状態では、正の４分の１（＋１／４）のビン間隔の知られた固定の周波数推定値を有する、第２の推定値が得られる。状態マシンの第３状態では、負の４分の１（−１／４）のビン間隔の知られた固定の周波数推定値を有する、第３の推定値が得られる。
【００５１】
３つの推定値の対称な差は、そして、２つの最も近い推定値を決定するために、計算される。周波数オフセットは、２つの最も近い推定値の平均に４分の１のビン間隔を加えて得られる。この方法は、”第２の周波数推定アルゴリズム”と呼ばれる。
【００５２】
図３は、第２の周波数推定アルゴリズムの動作の方法を示すフローチャート図である。この方法のステップは、一般的には、参照番号３００で示されている。最初に、ＤＣ周りの平均パワースペクトルが計算される（ステップ３１０）。そして、周波数推定番号１が、計算される（ステップ３１５）。
【００５３】
そして、正の４分の１（＋１／４）ビン間隔が、入力スペクトルを、マイナス４分の１（−０．２５）倍のＦＲＥＳに等しい量だけ移動することにより、供給される（ステップ３２０）。ＦＲＥＳは、高速フーリエ変換（ＦＦＴ）ビンサイズにより分割されるサンプリング周波数に等しい。そして、ＤＣ周りの平均パワースペクトルが計算される（ステップ３２５）。そして、周波数推定番号２が、計算される（ステップ３３０）。
【００５４】
負の４分の１（−１／４）ビン間隔が、入力スペクトルを、正の４分の１（＋０．２５）倍のＦＲＥＳに等しい量だけ移動することにより、供給される（ステップ３３５）。そして、ＤＣ周りの平均パワースペクトルが計算される（ステップ３４０）。そして、周波数推定番号３が、計算される（ステップ３４５）。
【００５５】
次に、３つの推定値の対称な差が、２つの最も近い推定値を決定するために計算される（ステップ３５０）。２つの最も近い推定値は、そして、平均される（ステップ３５５）。最後に、周波数オフセットが、２つの最も近い推定値の平均値へ正の４分の１（＋０．２５）倍のＦＲＥＳに等しい量を加算することにより、計算される（ステップ３６０）。
【００５６】
図４は、単一の搬送波信号についての周波数領域の搬送波及びタイミング再生を提供する本発明の代わりの優位な実施例のブロック図を示す。代わりの優位な実施例は、サンプルレート変換器２１０（図４には示していない）からの入力サンプルを受信できる、環状バッファ４１０を有する。図４に示された本発明の優位な実施例は、図２の高速フーリエ変換器２４０及び同期プロセッサ搬送波再生ユニット２６０に対応する。
【００５７】
環状バッファ４１０は、高速フーリエ変換器（ＦＦＴ）４２０に接続されている。高速フーリエ変換器（ＦＦＴ）４２０の出力は、粗い周波数推定回路４３０とスイッチ４７０へ接続されている。図４に示されているようにスイッチ４７０が”Ａ”位置にあるときには、高速フーリエ変換器４２０からの出力は、精密な周波数推定及び位相推定回路４５０へ供給される。
【００５８】
粗い周波数推定回路４３０は、周波数の粗い推定値を供給しそして、粗い推定値を乗算器４４０へ送る。精密な周波数推定及び位相推定回路４５０は、周波数の精密な推定値と位相推定値を供給しそして、これらの推定値を加算器４４０へ送る。加算器４４０は、これらの推定値を結合しそして、それらを正弦乗算ユニット４８０へ送る。正弦乗算ユニット４８０は、結合された周波数推定値を正弦ファクタｅｘｐ（−ｊθ）と乗算する。値θは、ωｔプラス
【００５９】
【外１】

の和に等しく、ここでωは角周波数、ｔは時間そして、
【００６０】
【外２】

は位相である。正弦乗算ユニット４８０の出力は、（図２に示された）乗算器２２０へ送られる。
【００６１】
図４は、本発明の代わりの優位な実施例が、ＤＣ推定器回路４６０を含むことも示す。ＤＣ推定器回路４６０は、環状バッファ４１０接続され、且つ、そこから入力を受信する。ＤＣ推定器回路４６０は、サンプルレート変換器２１０（図４には示していない）に接続され且つそこから入力を受信する。ＤＣ推定器回路４６０は、加算器４４０の出力と接続され、そして、加算器４４０の出力から入力を受信する。
【００６２】
図４に示された本発明の代わりの優位な実施例は、精密な周波数推定値を得るために高速フーリエ変換器４２０により供給される出力を使用する代わりに、時間領域ＤＣ推定値を得るために使用され得る。パイロット搬送波がＤＣビンへシフトされた後に、新たな時間領域ＤＣ推定値が式：
ＤＣ_ＮＥＷ＝ＦＦＴ（０）−Ｉｎｐｕｔ（Ｎ）＋Ｉｎｐｕｔ（０） （１５）
から計算され、ここで、ＦＦＴ（０）は処理されたＤＣ推定値であり、Ｉｎｐｕｔ（Ｎ）はＮ時間周期前に受信された入力サンプルであり、Ｉｎｐｕｔ（０）は現在の入力サンプルである。
【００６３】
ＤＣ推定器回路４６０は、乗算器４４０からＦＦＴ（０）の値を受信する。ＤＣ推定器回路５６０は、環状バッファ４１０からＩｎｐｕｔ（Ｎ）の値を受信する。ＤＣ推定器回路４６０は、（図４には示していない）サンプルレート変換器２１０からＩｎｐｕｔ（０）の値を受信する。ＤＣ推定器回路４６０は、式（１５）を使用して、新たな時間領域ＤＣ推定値、ＤＣ_ＮＥＷ、を計算する。新たな時間領域ＤＣ推定値の計算は、環状バッファ４１０から古いサンプルを除去しそして、新たな入力サンプルでそれを置換することにより、各サンプルの頻度でなされ得る。
【００６４】
新たな時間領域ＤＣ推定を使用したいときには、スイッチ４７０が、スイッチ４７０の”Ｂ”位置へ設定される。精密な周波数推定及び位相推定回路４５０は、ＤＣ推定器回路４６０から新たな時間領域ＤＣ推定値を受信することを開始し、そして、その精密な周波数推定処理で新たな時間領域ＤＣ推定値を使用する。この技術は、初期捕そくフェーズ後に、高速フーリエ変換器４２０の待ちを除去する。
【００６５】
図５は、前述の第２の周波数推定アルゴリズムを使用する第３の周波数推定アルゴリズム動作の方法を示すフローチャート図である。方法のステップは、一般的には、参照番号５００で示されている。最初に、入力サンプルが得られる（ステップ５１０）。そして、入力サンプルが、新たなチャネルからかどうかの決定がなされる（判断ステップ５２０）。入力サンプルが新たなチャネルからである場合には、新たな粗い周波数推定値は、第２の周波数推定アルゴリズムを使用して計算され（ステップ５３０）そして、制御がステップ５４０へ送られる。入力サンプルが新たなチャネルからではない場合には、新たな粗い周波数推定値は、計算されない。そして、制御はステップ５３０を飛ばしてステップ５４０へ送られる。ステップ５４０では、精密な周波数推定値が計算され、そして、制御はステップ５５０へ送られる。
【００６６】
粗い周波数推定値が計算された（ステップ５３０）後に、搬送波周波数は、高速フーリエ変換器４２０のＤＣビンに正確に整列される。このスペクトルは、ゼロに等しいｍの値で、式（１２）を使用して、精密な周波数推定値を計算するために、ステップ５４０で使用される。ゼロに等しいｍの値は、ＤＣビンに対応する。式（１４）でｍがゼロに等しいときには、Ｆはゼロに等しい。従って、式（１２）は、
Ａｒｇ[Ｘ_ｐｒ，ｑ（０）／Ｘ_{ｐｒ，ｑ＋１}（０）]＝Ｅ （１６）
となり、
ここで、Ｅは、式（１３）からの２π（Δｆ_ｐ）ＮＴ_ｓ（１＋（ΔＴ_ｓ／Ｔ_ｓ））に等しい。量（ΔＴ_ｓ／Ｔ_ｓ）は１より非常に小さいので、式（１５）は、
Ａｒｇ[Ｘ_ｐｒ，ｑ（０）／Ｘ_{ｐｒ，ｑ＋１}（０）]＝２π（Δｆ_ｐ）ＮＴ_ｓ （１７）
となる。従って、精密な周波数推定値、Δｆ_ｐは、
Δｆ_ｐ＝[１／（２πＮＴ_ｓ）][Ａｒｇ[Ｘ_ｐｒ，ｑ（０）／Ｘ_{ｐｒ，ｑ＋１}（０）]]
（１８）
である。
この結果で、単一搬送波からの情報を使用しながら、搬送波周波数とサンプルレート誤差を分離する問題を解決した。
【００６７】
粗い周波数推定値が計算された（ステップ５３０）後に、そして、精密な周波数推定値が計算された（ステップ５４０）後に、２つの推定値が加算器４４０で加算される（ステップ５５０）。結合された周波数推定値は、そして、正弦乗算ユニット４８０へ送られる（ステップ５６０）。正弦乗算ユニット４８０は結合された周波数推定値を、正弦ファクタｅｘｐ（−ｊθ）と乗算する。値θは、ωｔプラス
【００６８】
【外３】

の和に等しく、ここでωは角周波数、ｔは時間そして、
【００６９】
【外４】

は位相である。正弦乗算ユニット４８０の出力は、（図２に示された）乗算器２２０へ送られる。そして、次のサンプルが得られ（ステップ５７０）そして、制御はステップ５２０へ戻る。
【００７０】
このように、（粗い周波数推定と精密な周波数推定を含む）第３の周波数推定アルゴリズムは、非常に良好な周波数推定を提供する。周波数推定値内のピークの開ループ周波数誤差は、１ヘルツ（１Ｈｚ）のオーダーであることが分かった。本発明の周波数推定器は、線形でありそして、非線形法を使用する必要はない。
【００７１】
本発明は、周波数領域アルゴリズムを使用して、単一搬送波信号について、搬送波再生、特に、周波数推定が可能であることを示す。しかしながら、本発明のシステムと方法は、受信された信号内にパイロット搬送波の存在を仮定することに注意する。周波数選択性チャネルでは、搬送波周波数でヌルの場合もありえる。そのような場合には、又は、パイロット搬送波がないどのような場合にも、本発明のシステム及び方法は動作しない。
【００７２】
本発明は、詳細に説明されているが、当業者は、最も広い形式の本発明の意図と範囲から離れることなしに、それらに、種々の変更、代用及び、変更を行うことが可能であることは、理解すべきである。
【図面の簡単な説明】
【図１】 符号化された直交周波数分割多重システムの従来技術の同期ループ回路を示すブロック図である。
【図２】 残留側波帯信号のような、単一の搬送波信号についての周波数領域搬送波及びタイミング再生を提供する本発明の優位な実施例を示すブロック図である。
【図３】 本発明の改善されたシステムの動作の優位な方法の第１の部分示すフローチャート図である。
【図４】 残留側波帯信号のような、単一の搬送波信号についての周波数領域搬送波及びタイミング再生を提供する本発明の代わりの優位な実施例を示すブロック図である。
【図５】 本発明の改善されたシステムの動作の優位な方法の第２の部分示すフローチャート図である。

Claims (20)

1. 単一搬送波信号についての周波数領域の同期を提供するシステムであって、前記単一搬送波信号を受信でき、且つ、前記単一搬送波信号の粗い周波数推定値を得ることができ、且つ、周波数誤差Δｆ _ｐ を使用して前記単一搬送波信号の精密な周波数推定値を得ることができ、Δｆ _ｐ は、式
   Δｆ _ｐ ＝［１／（２πＮＴ _ｓ ）］［Ａｒｇ［Ｘ _ｐｒ，ｑ （０）／Ｘ _{ｐｒ，ｑ＋１} （０）］］
   により与えられ、［１／（ＮＴ _ｓ ）］は周波数間隔であり、Ｔ _ｓ はサンプリング周期であり、Ｘ _ｐｒ （０）はゼロ次のビンの一定の周波数誤差を有する伝送された信号であり、Ａｒｇ［Ｘ _ｐｒ，ｑ （０）／Ｘ _{ｐｒ，ｑ＋１} （０）］はゼロ次のビンのパイロット搬送波信号の位相である同期回路を有する、システム。
2. 前記単一搬送波信号は残留側波帯信号である、請求項１に記載のシステム。
3. 前記同期回路は、前記単一搬送波信号の平均パワースペクトルに関してパイロット搬送波信号の位置を捜すことにより、前記単一搬送波信号の粗い周波数推定値を得ることができる、請求項１に記載のシステム。
4. 前記同期回路は更に、前記単一搬送波信号の最終周波数推定値を得るための３状態マシンを有し、前記３状態マシンは、第１の周波数推定値を得ることができ、且つ、正の４分の１のビン間隔の知られた固定の周波数推定値を有する第２の周波数推定値を得ることができ、且つ、負の４分の１のビン間隔の知られた固定の周波数推定値を有する第３の周波数推定値を得ることができる、請求項１に記載のシステム。
5. 前記３状態マシンは、３つの周波数推定値のどの２つが値が近いかを決定することができ、且つ、２つの最も近い周波数推定値の平均値を得ることができ、且つ、２つの最も近い周波数推定値の前記平均値に４分の１のビン間隔を加算することにより、前記単一搬送波信号の前記最終周波数推定値を計算できる、請求項４に記載のシステム。
6. 前記３状態マシンは、前記単一搬送波信号の平均パワースペクトルに関してパイロット搬送波信号の位置を捜すことにより、前記単一搬送波信号の粗い周波数推定値を得ることにより、前記単一搬送波信号の前記第１、第２及び、第３の推定値を得ることができる、請求項４に記載のシステム。
7. 前記同期回路は線形伝達関数を有する、請求項６に記載のシステム。
8. 単一搬送波信号についての周波数領域の同期を提供するシステムであって、
   − 高速フーリエ変換器と、前記高速フーリエ変換器の出力に接続された粗い周波数推定回路と、前記高速フーリエ変換器の出力に接続された精密な周波数推定及び位相推定回路とを有する同期回路を有し、
   − 前記高速フーリエ変換器の前記出力の代わりに前記精密な周波数推定及び位相推定回路に接続されることができるＤＣ推定器回路を有し、前記ＤＣ推定器回路は、前記精密な周波数推定及び位相推定回路へ、時間領域ＤＣ推定値を供給することができる、システム。
9. 前記ＤＣ推定器回路は、式
   ＤＣ_ＮＥＷ＝ＦＦＴ（０）−Ｉｎｐｕｔ（Ｎ）＋Ｉｎｐｕｔ（０）
   から、前記時間領域ＤＣ推定値ＤＣ_ＮＥＷを計算し、ＦＦＴ（０）は処理されたＤＣ推定値であり、Ｉｎｐｕｔ（Ｎ）はＮ時間周期前に受信された入力サンプルであり、Ｉｎｐｕｔ（０）は現在の入力サンプルである、請求項８に記載のシステム。
10. 前記ＤＣ推定器回路は、前記高速フーリエ変換器についての環状入力バッファの出力からＩｎｐｕｔ（Ｎ）の値を受信し、サンプルレート変換器の出力からＩｎｐｕｔ（０）の値を受信し、前記粗い周波数推定回路と前記精密な周波数推定及び位相推定回路の出力を加算する加算器の出力からＦＦＴ（０）の値を受信する、請求項９に記載のシステム。
11. 単一搬送波信号についての周波数領域の同期を提供する方法であって、
    − 同期回路で、単一搬送波信号を受信するステップと、
    − 前記同期回路で、前記単一搬送波信号の粗い周波数推定値を得るステップと、
    − 前記同期回路で、周波数誤差Δｆ _ｐ を使用して前記単一搬送波信号の精密な周波数推定値を得るステップとを有し、
    Δｆ _ｐ は、式
    Δｆ _ｐ ＝［１／（２πＮＴ _ｓ ）］［Ａｒｇ［Ｘ _ｐｒ，ｑ （０）／Ｘ _{ｐｒ，ｑ＋１} （０）］］
    により与えられ、［１／（ＮＴ _ｓ ）］は周波数間隔であり、Ｔ _ｓ はサンプリング周期であり、Ｘ _ｐｒ （０）はゼロ次のビンの一定の周波数誤差を有する伝送された信号であり、Ａｒｇ［Ｘ _ｐｒ，ｑ （０）／Ｘ _{ｐｒ，ｑ＋１} （０）］はゼロ次のビンのパイロット搬送波信号の位相である、方法。
12. 前記単一搬送波信号は残留側波帯信号である、請求項１１に記載の方法。
13. 前記同期回路で、前記単一搬送波信号の粗い周波数推定値を得る前記ステップは、前記単一搬送波信号の平均パワースペクトルに関してパイロット搬送波信号の位置を捜すステップを有する、請求項１１に記載の方法。
14. 更に、
    − ３状態マシンで、前記単一搬送波信号の第１の周波数推定値を得るステップと、
    − 前記３状態マシンで、正の４分の１のビン間隔の知られた固定の周波数推定値を有する前記単一搬送波信号の第２の周波数推定値を得るステップと、
    − 前記３状態マシンで、負の４分の１のビン間隔の知られた固定の周波数推定値を有する前記単一搬送波信号の第３の周波数推定値を得るステップとを有する、請求項１１に記載の方法。
15. 更に、
    − 前記３つの周波数推定値のどの２つが値が近いかを決定するステップと、
    − ２つの最も近い周波数推定値の平均値を得るステップと、
    − ２つの最も近い周波数推定値の前記平均値に４分の１のビン間隔を加算することにより、前記単一搬送波信号の最終周波数推定値を計算するステップとを有する、請求項１４に記載の方法。
16. 更に、
    − 単一搬送波信号の前記第１、第２及び、第３の周波数推定値を得るステップと、
    − 前記単一搬送波信号の平均パワースペクトルに関してパイロット搬送波信号の位置を捜すことにより、前記単一搬送波信号の粗い周波数推定値を得るステップとを有する、請求項１４に記載の方法。
17. 前記同期回路は線形伝達関数を有する、請求項１６に記載の方法。
18. 単一搬送波信号についての周波数領域の同期を提供する方法であって、
    − ＤＣ推定器回路で、時間領域ＤＣ推定値を発生するステップと、
    − 精密な周波数推定及び位相推定回路の入力を高速フーリエ変換器の出力から前記ＤＣ推定器回路の出力へ切り換えることにより、前記精密な周波数推定及び位相推定回路へ、前記時間領域ＤＣ推定値を供給するステップとを有する、方法。
19. 前記ＤＣ推定器回路で、前記時間領域ＤＣ推定値を発生するステップは、式
    ＤＣ_ＮＥＷ＝ＦＦＴ（０）−Ｉｎｐｕｔ（Ｎ）＋Ｉｎｐｕｔ（０）
    から、前記時間領域ＤＣ推定値ＤＣ_ＮＥＷを計算するステップを有し、ＦＦＴ（０）は処理されたＤＣ推定値であり、Ｉｎｐｕｔ（Ｎ）はＮ時間周期前に受信された入力サンプルであり、Ｉｎｐｕｔ（０）は現在の入力サンプルである、請求項１８に記載の方法。
20. − 前記ＤＣ推定器回路へ、高速フーリエ変換器についての環状入力バッファの出力からＩｎｐｕｔ（Ｎ）の値を供給するステップと、
    − 前記ＤＣ推定器回路へ、サンプルレート変換器の出力からＩｎｐｕｔ（０）の値を供給するステップと、
    − 粗い周波数推定回路と前記精密な周波数推定及び位相推定回路の出力を加算する加算器の出力からＦＦＴ（０）の値を供給するステップとを有する、請求項１９に記載の方法。

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