JP4096865B2

JP4096865B2 - Ｄｃ−ｄｃコンバータ

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Publication number: JP4096865B2
Application number: JP2003381321A
Authority: JP
Inventors: 仁野　　新一
Original assignee: Denso Corp
Current assignee: Denso Corp
Priority date: 2003-11-11
Filing date: 2003-11-11
Publication date: 2008-06-04
Anticipated expiration: 2023-11-11
Also published as: JP2005151614A

Description

本発明は、電圧の異なる２つの電源間あるいは回路間で、外部選択信号により低圧側から高圧側、または逆に高圧側から低圧側に電力の移送を行なう昇降圧型のＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチング損失を低減する技術に関する。

例えば、電気自動車やハイブリッド自動車などにおいては、走行用モータを駆動するためのインバータ回路の前段にＤＣ−ＤＣコンバータを設け、このＤＣ−ＤＣコンバータによりバッテリー電圧（低圧側回路の電圧）を昇圧してインバータ回路（高圧側回路）に供給する制御が行なわれている。また走行用モータが回生状態となったときには、逆にその回生電力（高圧側回路の電圧）をＤＣ−ＤＣコンバータにより降圧してバッテリー（低圧側回路）の充電に供することも行なわれている。

図１５は、このような目的に使用される昇降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータの回路例である。図のＤＣ−ＤＣコンバータ１において、第１のトランジスタＱ１、第２のトランジスタＱ２はスイッチング用のパワーＭＯＳトランジスタで、高圧側回路２の入出力端子Ｎ２と接地ＧＮＤ間に直列に接続されている。各トランジスタＱ１、Ｑ２には、フリーホィールダイオードＤ１、Ｄ２がそれぞれ逆並列に接続されている。低圧側回路３の入出力端子Ｎ１とトランジスタＱ１、Ｑ２の相互接続点Ｎ３との間にはエネルギー蓄積、放出用のリアクトルＬが、入出力端子Ｎ１、Ｎ２と接地ＧＮＤとの間には、それぞれ平滑用コンデンサＣ１、Ｃ２が接続されている。

電力を移送する方向は、外部選択信号によりゲート制御回路４に指示される。低圧側回路３から高圧側回路２に電力を移送する場合には、ゲート制御回路４はトランジスタＱ１を常時ＯＦＦさせたまま、トランジスタＱ２に移送電力指令値Ｐｒに基づいて計算したＯＮ時間だけ導通させる駆動パルスを出力する。

図２は、低圧側回路３から高圧側回路２に電力を移送する場合におけるトランジスタＱ２と動作とリアクトルＬを流れる電流との関係を示したものである。トランジスタＱ２がＯＮした場合には、低圧側回路３からリアクトルＬ、トランジスタＱ２を通って接地ＧＮＤに電流が流れる。リアクトルＬを相互接続点Ｎ３に向けて流れるリアクトル電流ＩＬは、図２の時間（０〜ｔ０）間（トランジスタＱ２のＯＮ期間）に示すように直線的に増加する。前記ＯＮ時間が経過した時点でトランジスタＱ２をＯＦＦさせると、リアクトルＬに蓄積された電磁エネルギーはダイオードＤ１を通って高圧側回路２に放出される。リアクトル電流ＩＬは時間（ｔ０〜ｔ１）間（トランジスタＱ２のＯＦＦ期間）においては直線的に減少して時間ｔ１にゼロとなる。

この１周期の時間ｔ１中に低圧側回路３から出力される電力の平均値Ｐ１は、低圧側回路３の電圧をＶ１とすると次の式で計算される。
Ｐ１＝（Ｖ１²／２・Ｌ）・ｔ０
ゲート制御回路４は、この平均電力Ｐ１の値が移送電力指令値Ｐｒに等しくなるようにトランジスタＱ２のＯＮ時間ｔ０を制御する。従って、
ｔ０＝２・Ｌ・Ｐｒ／Ｖ１² （１）式
即ち、ゲート制御回路４は（１）式で計算したｔ０の時間だけトランジスタＱ２をＯＮさせた後にＯＦＦに戻す。そして、リアクトル電流ＩＬがゼロに戻った時点で再びｔ０時間だけトランジスタＱ２をＯＮさせる。このような動作の繰り返しにより低圧側回路３から高圧側回路２に移送される電力の平均値は、外部から指定された移送電力指令値Ｐｒに等しくなる。リアクトル電流ＩＬがゼロに戻った瞬間は、ゼロクロス検出回路５により検出されゼロクロス検出信号としてゲート制御回路４に知らされる。

このように、スイッチング動作を行なうトランジスタＱ２に流れる電流がゼロとなった時点にトランジスタＱ２をＯＦＦからＯＮに切り換える制御はゼロクロス制御と呼ばれ、電流が流れている状態でＯＦＦからＯＮに切り換えるＰＷＭ制御に比べてスイッチング損失を低減できる利点がある。

しかし、このゼロクロス制御の場合も、時間ｔ０においてトランジスタＱ２をＯＮからＯＦＦへ切り換える時は、電流が流れている状態で切り換えるために切り換え期間中にスイッチング損失が発生する。このスイッチング損失は切り換え周波数に比例するため、（１）式から明らかなように移送電力指令値Ｐｒの値が小さくなるに従って増大する。このため、例えば、移送電力指令値Ｐｒが所定値以下になった場合には、切り換え周波数がそれ以上には高くならないように制御することによってスイッチング損失の増大を防止することが行なわれている（例えば、特許文献２参照）。しかし、トランジスタＱ２がＯＮからＯＦＦに切り換わる過渡期におけるスイッチング損失そのものを減少させることができれば、なお一層、スイッチング損失を減少させることが可能となる。
特願２００３−０６８０８６号特願２００３−３８０７４３号

本発明は、上述のような背景からなされたもので、電圧の異なる２つの電源間あるいは回路間で外部選択信号により低圧側から高圧側、または逆に高圧側から低圧側に電力の移送を行なう昇降圧型のＤＣ−ＤＣコンバータにおけるスイッチングトランジスタのスイッチング損失を低減させることを課題とする。

前記課題を達成するための請求項１に記載の発明は、電圧の異なる２つの回路間で外部選択信号により低圧側から高圧側、またはその逆方向に電力の移送を行なう昇降圧型のＤＣ−ＤＣコンバータ（１）であって、高圧側回路（２）の入出力端子（Ｎ２）と接地（ＧＮＤ）間に各々逆並列ダイオード（Ｄ１、Ｄ２）を備えて直列に接続した第１、第２のトランジスタ（Ｑ１、Ｑ２）と、該２つのトランジスタの相互接続点（Ｎ３）と低圧側回路（３）の入出力端子（Ｎ１）間に接続したリアクトル（Ｌ）と、相互接続点（Ｎ３）と接地（ＧＮＤ）間に接続したスナバコンデンサ（Ｃ３）と、リアクトルを流れる電流がゼロになった瞬間を検出してゼロクロス検出信号を出力するゼロクロス検出回路（５）と、第１、第２のトランジスタのスイッチング動作を制御するゲート制御回路（４）とを備えて構成され、該ゲート制御回路は、低圧側回路から高圧側回路に電力を移送する場合には、高圧側回路側に接続した第１のトランジスタをＯＦＦしたまま接地側に接続した第２のトランジスタのＯＮ／ＯＦＦを制御し、高圧側回路から低圧側回路に電力を移送する場合には、第２のトランジスタをＯＦＦしたまま第１のトランジスタのＯＮ／ＯＦＦを制御するものであって、外部から指示された移送電力指令値に従って第１または第２のトランジスタをＯＮさせるＯＮ時間を計算し、ゼロクロス検出回路からのゼロクロス検出信号を受信する度にその直後から開始して該ＯＮ時間だけ第１または第２のトランジスタをＯＮさせる動作を繰り返すように構成されており、ゼロクロス検出回路は、高圧側回路から低圧側回路に電力を移送する場合には、相互接続点の電圧がマイナスからプラスに転じた時にゼロクロス検出信号を出力し、低圧側回路から高圧側回路に電力を移送する場合には、リアクトルの低圧側回路側の端子電圧が前記相互接続点の電圧より高くなった時点から時間０．５・π・（Ｌ・Ｃ３） ^1/2 、但しＬはリアクトルのインダクタンス、Ｃ３はスナバコンデンサの静電容量、だけ遅らせた時点、または相互接続点の電圧がゼロとなる時点の何れか早い時点にゼロクロス検出信号を出力するようにしたことを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータである。

このような構成のＤＣ−ＤＣコンバータによれば、スナバコンデンサを取り付けたことにより、スイッチングする側のトランジスタがＯＮからＯＦＦに切り換わる過渡期において該トランジスタ両端に加わる電圧が低下するため、トランジスタのスイッチング損失が減少する効果が得られる。

また、スナバコンデンサの電圧が低い時にスイッチングする側のトランジスタがＯＦＦからＯＮに切り換わるため、スナバコンデンサに蓄積されたエネルギーの回収が行なわれスイッチング損失の増大を防止することができる。

本実施形態における昇降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータの基本回路構成を図１に示す。基本回路構成１Ａは、「背景技術」の中で説明した図１５中のＤＣ−ＤＣコンバータ１と殆ど同じ構成である。従って、図中同一又は相当部分には同一符号を付して説明を繰り返さない。基本構成で異なる点は、相互接続点Ｎ３と接地ＧＮＤ間にスナバコンデンサＣ３が追加されている点である。第１のトランジスタＱ１、第２のトランジスタＱ２にはＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor ）を使用しているが、パワーＭＯＳトランジスタを使用してもよい。トランジスタＱ１、Ｑ２にＩＧＢＴを使用する場合には、ＩＧＢＴ内部に構造上形成される逆接続ダイオードをダイオードＤ１、Ｄ２として使用することができる。

本実施形態における電力移送方向は、ゲート制御回路４に与えられる外部選択信号により決定される。低圧側回路３から高圧側回路２に電力を移送する場合には、ゲート制御回路４によりトランジスタＱ１をＯＦＦ状態にしたままトランジスタＱ２をＯＮ／ＯＦＦ動作させる。この場合ゲート制御回路４は、移送される電力が外部から指定された移送電力指令値Ｐｒに一致するようにそのＯＮ時間を計算してトランジスタＱ２を制御する。

これとは反対に、高圧側回路２から低圧側回路３に電力を移送する場合には、ゲート制御回路４によりトランジスタＱ２をＯＦＦ状態にしたまま、トランジスタＱ１をＯＮ／ＯＦＦ動作させる。この場合もゲート制御回路４は、移送される電力が外部から指定された移送電力指令値Ｐｒに一致するようにそのＯＮ時間を計算してトランジスタＱ１を制御する。

電力をどちらの方向に移送する場合も、ゲート制御回路４がＯＮ／ＯＦＦ動作させるトランジスタを制御するために行なう制御ロジックは同じである。従って、ここでは低圧側回路３から高圧側回路２に電力を移送する場合についてその制御ロジックを説明する。
トランジスタＱ１、Ｑ２が共にＯＦＦ状態で、リアクトルＬに流れるリアクトル電流ＩＬがゼロの初期状態（時間ｔ＝０）から、図２の（１）に示すようにトランジスタＱ２をｔ０時間だけＯＮしたとする。トランジスタＱ２のＯＮ抵抗はゼロと仮定すると、時間（０〜ｔ０）間におけるリアクトル電流ＩＬは次の式により計算される。
ＩＬ＝（Ｖ１／Ｌ）・ｔ
リアクトル電流ＩＬは、図２の（２）に示すように時間（０〜ｔ０）間においては直線的に増加する。時間ｔ０でのリアクトル電流ＩＬの値をＩ０とすると、トランジスタＱ２のＯＮ時間ｔ０は次の式で計算される。
ｔ０＝（Ｌ／Ｖ１）・Ｉ０（２）式

時間ｔ０においてトランジスタＱ２をＯＦＦすると、リアクトルＬに蓄積された電磁エネルギーはダイオードＤ１を通って高圧側回路２に流れ込む。ダイオードＤ１の順方向電圧をゼロと仮定すると、トランジスタＱ２をＯＦＦした後にリアクトル電流ＩＬの値がゼロになるまでの時間（ｔ０〜ｔ１）間におけるリアクトル電流ＩＬは次の式で表わされる。
ＩＬ＝−（（Ｖ２−Ｖ１）／Ｌ）・ｔ＋（Ｖ２／Ｌ）・ｔ０
リアクトル電流ＩＬは図２の（２）の時間（ｔ０〜ｔ１）間に示すように直線的に減少してゼロとなる。

一方、時間（０〜ｔ１）間に低圧側回路３から供給される平均電力Ｐ１は次式で計算される。
Ｐ１＝（１／２）・Ｖ１・Ｉ０（３）式
ゲート制御回路４はこの平均電力Ｐ１が移送電力指令値Ｐｒに一致するように時間ｔ０の値を計算して制御する。従って、トランジスタＱ２のＯＮ時間ｔ０は（２）、（３）式より次のようになる。
ｔ０＝（２・Ｌ／Ｖ１²）・Ｐｒ（４）式

ゲート制御回路４は（４）式で計算されるｔ０の時間だけトランジスタＱ２をＯＮ動作させた後にＯＦＦに戻し、その後リアクトル電流ＩＬの値がゼロに戻った時点で再びｔ０時間だけＯＮさせるような繰り返し制御を実行する。このような制御により低圧側回路３から高圧側回路２に移送される電力の平均値Ｐ１は、外部から指定された移送電力指令値Ｐｒに一致するようになる。このような演算制御を行なうゲート制御回路４は、例えばＤＳＰ（Digital Signal Processor) を使用して構成することができる。
リアクトル電流ＩＬがゼロになった瞬間（以下、“ゼロクロス "という。）は、ゼロクロス検出回路５により検出され、ゼロクロス検出信号としてゲート制御回路４に知らされる。ゼロクロスの検出ロジックについては後述する。

次に、本実施形態において相互接続点Ｎ３と接地ＧＮＤ間に追加接続したスナバコンデンサＣ３が、トランジスタＱ２のＯＮ／ＯＦＦ切り換え動作に与える影響と、それによってもたらされる効果について説明する。

最初に、トランジスタＱ２がＯＮからＯＦＦに切り換わる図２の時間ｔ０付近の動作にスナバコンデンサＣ３が与える影響について説明する。比較のために、まずスナバコンデンサＣ３が接続されていない従来回路の場合について説明する。図３は時間ｔ０付近におけるリアクトル電流ＩＬ、トランジスタＱ２のコレクタ電流Ｉq2、ダイオードＤ１の順方向電流Ｉd1、相互接続点Ｎ３の電圧Ｖn3の波形を拡大して表わしたものである。

時間ｔ０の直前においては、リアクトル電流ＩＬ、トランジスタＱ２のコレクタ電流Ｉq2の値は、図３の（２）に示すように共にＩ０に等しい。時間ｔ０においてゲート制御回路４は、トランジスタＱ２をＯＦＦさせるべくトランジスタＱ２のベースにベース駆動信号を出力する。これによりトランジスタＱ２のエミッタ−コレクタ間抵抗は急激に上昇を開始し、コレクタ電流Ｉq2は、図３の（２）の時間（ｔ０〜ｔ２）間に示すように急激に減少して時間ｔ２にゼロとなる。この時間（ｔ０〜ｔ２）間は、トランジスタＱ２がＯＮ状態から完全ＯＦＦ状態に至るまでの過渡期であり、その間の時間がＯＮからＯＦＦへのスイッチング時間である。このスイッチング時間（ｔ０〜ｔ２）は非常に短く、例えば３００ｎｓ程度である。

ところで、リアクトルＬを流れる電流は、蓄積されている電磁エネルギーを放出することなしには急激に変化することができない。従って、短いスイッチング時間（ｔ０〜ｔ２）の間ではリアクトルＩＬは変化せず、時間ｔ０における電流値Ｉ０のままである。
リアクトル電流ＩＬがＩ０のままでトランジスタＱ２を流れるコレクタ電流Ｉq2が減少すると、その差電流（Ｉ０−Ｉq2）は、ダイオードＤ１を通って高圧側回路２に流れ込む。従って、ダイオードＤ１を順方向に流れる電流Ｉd1は、図３の（２）の時間（ｔ０〜ｔ２）間に示すように急激に上昇し、スイッチング終了時間ｔ２において電流Ｉ０に等しくなる。

ダイオードＤ１の順方向電圧は低いので、順方向電流が流れ始めると相互接続点Ｎ３の電圧Ｖn3は高圧側回路２の電圧Ｖ２に等しくなる。すなわち、トランジスタＱ２のコレクタ電流Ｉq2が減少を開始すると同時に相互接続点Ｎ３の電圧Ｖn3は、それまでのゼロに近い電圧から図３の（２）に示すように高圧側回路２の電圧Ｖ２に跳ね上がる。
トランジスタＱ２のエミッタ−コレクタ電圧は、相互接続点Ｎ３の電圧Ｖn3に等しい。トランジスタＱ２がＯＮからＯＦＦするまでにトランジスタＱ２内で消費される電力（スイッチング損失）Ｐlossは、瞬時値Ｖn3・Ｉq2を時間ｔ０からｔ２まで積分したものであり、その値は図３の（４）の斜線で示した部分の面積に等しい。

次に、スナバコンデンサＣ３を取り付けた本実施形態の場合について説明する。本実施形態の場合の図３に対応する波形図を図４に示す。時間ｔ０以前における波形は図３と同じである。すなわち、スナバコンデンサＣ３の存在はトランジスタＱ２がＯＮ状態にあるときの動作には影響を与えない。
時間ｔ０においてトランジスタＱ２がＯＦＦ動作を開始し、コレクタ電流Ｉq2がゼロに向けて減少を開始した状態を考える。時間ｔ０においては、スナバコンデンサＣ３の電圧はその時の相互接続点Ｎ３の電圧Ｖn3に等しく図４の（３）に示すように殆どゼロである。リアクトル電流ＩＬの値は、前と同様に時間（ｔ０〜ｔ２）間においては不変と考えてよく電流Ｉ０のままである。
従って、本実施形態の場合、リアクトル電流ＩＬとコレクタ電流Ｉq2の差電流（ＩＬ−Ｉq2）は、電圧の高い高圧側回路２に流れるのではなく、電圧の低いスナバコンデンサＣ３に流れ込む。このスナバコンデンサＣ３への充電電流をＩc3とすると、時間（ｔ０〜ｔ２）間においては次の関係が成り立っている。
Ｉ０＝Ｉq2 ＋Ｉc3

スナバコンデンサＣ３の電圧、すなわち相互接続点Ｎ３の電圧Ｖn3は、電流Ｉc3による充電を受けて図４の（３）の時間（ｔ０〜ｔ２）間に示すように上昇する。スナバコンデンサＣ３が取り付けてない場合の相互接続点Ｎ３の電圧Ｖn3の変化は、図３の（３）に示すようであった。２つの図の比較から明らかなように、スナバコンデンサＣ３を取り付けた場合には、スイッチング期間（ｔ０〜ｔ２）における相互接続点Ｎ３の電圧Ｖn3は著しく低くなる。

トランジスタＱ２のコレクタ電流Ｉq2は、エミッタ−コレクタ間電圧、すなわち相互接続点Ｎ３の電圧Ｖn3をその時のエミッタ−コレクタ間抵抗で割った値である。従って、電圧Ｖn3が低ければコレクタ電流Ｉq2の値も小さくなる。本実施形態におけるトランジスタＱ２のコレクタ電流Ｉq2は、図４の（２）の時間（ｔ０〜ｔ２）間に示すように図３の（２）の場合よりも急激に減少する曲線となる。

本実施形態の場合のスイッチング損失Ｐlossは、図４の（４）の斜線で示した部分の面積に等しい。時間（ｔ０〜ｔ２）間におけるトランジスタＱ２のエミッタ−コレクタ間電圧Ｖn3及びコレクタ電流Ｉq2の値がスナバコンデンサＣ３が取り付けられていない場合よりも小さくなるため、スイッチング損失Ｐlossは図３の（４）に比べて大きく減少する効果が得られる。

なお、時間ｔ２においてコレクタ電流Ｉq2の値がゼロになると、その時のリアクトル電流ＩＬは全てスナバコンデンサＣ３に流れ込む。スナバコンデンサＣ３は大きな電流Ｉ０による充電を受けてその電圧Ｖn3は急上昇し、微小時間後の時間ｔ３に高圧側回路２の電圧Ｖ２に等しくなる。相互接続点Ｎ３の電圧Ｖn3の値が高圧側回路２の電圧Ｖ２に等しくなるとダイオードＤ１が導通し、電圧Ｖn3の値はＶ２にクランプされる。すると、スナバコンデンサＣ３に流れ込む電流Ｉc3はゼロとなる。代わって、リアクトル電流ＩＬはダイオードＤ１を通って高圧側回路２に流れ込むようになり、ダイオードＤ１を順方向に流れる電流Ｉd1は図４の（２）に示すように時間ｔ３においてゼロからその時のリアクトル電流値である電流Ｉ０に跳ね上がることになる。

これまでの説明の図３、図４は、低圧側回路３から高圧側回路２に電力を移送する場合であった。これとは逆に、高圧側回路２から低圧側回路３に電力を移送する場合の対応する波形は図５、図６に示すようになる。図５はスナバコンデンサＣ３がない場合、図６はスナバコンデンサＣ３を取り付けた場合の波形である。
スイッチング損失ＰlossはトランジスタＱ１内で発生し、その値はトランジスタＱ１のコレクタ電流Ｉq1に、トランジスタＱ１のエミッタ−コレクタ間電圧、すなわち高圧側回路２の電圧Ｖ２と相互接続点Ｎ３の電圧Ｖn3との差（Ｖ２−Ｖn3）を掛けた瞬時値を、時間ｔ０からｔ２まで積分した値となる。それぞれの場合のスイッチング損失Ｐlossは、図５の（４）、図６の（４）の斜線で示した部分の面積に等しくなる。

前述した低圧側回路３から高圧側回路２に電力を移送する場合と同様に、スナバコンデンサＣ３を取り付けた図６の（４）の場合の方が、スイッチング損失Ｐlossが著しく小さくなる効果が得られる。これは、トランジスタＱ１のエミッタ−コレクタ間電圧（Ｖ２−Ｖn3）、及びコレクタ電流Ｉq1の値がスナバコンデンサＣ３がない場合よりも小さな値となることの結果である。

次に、ゼロクロス検出回路５の実施形態について説明する。ゼロクロス検出回路５はリアクトル電流ＩＬがゼロになった瞬間を検出し、ゼロクロス検出信号としてゲート制御回路４に知らせる回路である。従って、基本的にはリアクトルＬに流れる電流ＩＬを測定してその値がゼロになる瞬間を検出すればよい。

（第１の実施形態）
図７は、その最も基本的なゼロクロス検出回路５の実施形態の一例である。リアクトルＬに直列に微小抵抗値の抵抗Ｒ１を接続し、その両端にリアクトル電流ＩＬに比例した電圧を取り出す。取り出した電圧を誤差増幅器Ａ１で増幅した後、整流回路ＲＥ１にて整流しリアクトル電流ＩＬに比例した正の電圧を取り出す。取り出した電圧を微小なプラスの基準電圧ΔＶとコンパレータＣＯ１で比較して、リアクトル電流ＩＬの値が所定の微小な値以下になったことを検出する。検出された信号はゼロクロス検出信号としてゲート制御回路４に送られる。ゲート制御回路４は送られた信号の立ち上がりをゼロクロスの瞬間と判断し、次のサイクルを開始する。

次に、ゼロクロス検出回路５の他の実施形態について説明する。最初に、その実施形態の回路によってゼロクロスの瞬間を検出できることの理解の助けのために、リアクトル電流ＩＬの値がゼロになる瞬間、即ち、図２の時間ｔ１の近傍におけるＤＣ−ＤＣコンバータ１の動作を、その主要信号の波形を参照しながら説明する。図８は、低圧側回路３から高圧側回路２に電力の移送を行なっている場合において、ダイオードＤ２が存在せず、トランジスタＱ２もＯＦＦのままと仮定したときの時間ｔ１付近における主要信号波形を拡大して示したものである。

リアクトル電流ＩＬがゼロになる時間ｔ１直前においては、相互接続点Ｎ３の電圧Ｖn3は、図８の（２）に示すように高圧側回路２の電圧Ｖ２に等しくなっている。また、リアクトルＬの両端の電圧ＶＬは、低圧側回路３の入出力端子Ｎ１側を正方向とすると図８の（３）に示すように（−Ｖ２＋Ｖ１）となっている。
ダイオードＤ２が存在せずトランジスタＱ２もＯＦＦのままであると時間ｔ１以降においては、時間ｔ１における状態を初期条件とするリアクトルＬとスナバコンデンサＣ３との直列接続による振動動作が開始される。リアクトル電流ＩＬ及び相互接続点Ｎ３の電圧Ｖn3は次の式で表わされる。
ＩＬ＝−（Ｖ２−Ｖ１）・（Ｌ／Ｃ３）^-1/2・ｓｉｎ（（Ｌ・Ｃ３）^-1/2・ｔ）
Ｖn3＝Ｖ１＋（Ｖ２−Ｖ１）・ｃｏｓ（（Ｌ・Ｃ３）^-1/2・ｔ）
ＶＬ＝−（Ｖ２−Ｖ１）・ｃｏｓ（（Ｌ・Ｃ３）^-1/2・ｔ）
これらの式中のｔは、時間ｔ１からの経過時間である。

即ち、電流、電圧ともに角周波数（Ｌ・Ｃ３）^-1/2の正弦波振動を呈する。相互接続点Ｎ３の電圧Ｖn3は、低圧側回路２の電圧Ｖ１を中心とする正弦波振動となり、その最低電圧は（２・Ｖ１−Ｖ２）となる。

ここで、再び図１の実際のＤＣ−ＤＣコンバータ１に戻る。そして、上述したような動作のどの地点でトランジスタＱ２をＯＮさせるか、即ち、どの地点から次のサイクルを開始させるのが最適かを考察する。
まず、普通にリアクトル電流ＩＬがゼロとなる時間ｔ１からトランジスタＱ２をＯＮさせる場合を考える。時間ｔ１においては、相互接続点Ｎ３の電圧Ｖn3は、高圧側回路２の電圧Ｖ２に等しくなっている。即ち、スナバコンデンサＣ３は高い電圧Ｖ２に充電されている。従って、この時間ｔ１時点からトランジスタＱ２をＯＮさせると、スナバコンデンサＣ３に蓄積されていた電荷は、トランジスタＱ２を通って接地ＧＮＤに流れる。スナバコンデンサＣ３に蓄積されていた電荷は、低圧側回路２から供給されたものである。この電荷が接地ＧＮＤに流れることは、エネルギー損失の発生を意味する。損失となるエネルギーは、トランジスタＱ２内で熱に変わりスイッチング損失の増大をもたらす。

このことから、時間ｔ１においてスナバコンデンサＣ３に蓄積されているエネルギーを損失とさせないためには、相互接続点Ｎ３の電圧Ｖn3ができる限り低い時にトランジスタＱ２をＯＮさせることが有利であることが分かる。その時間は、図８から明らかなように電圧Ｖn3の値が最低値（２・Ｖ１−Ｖ２）となる時間ｔ６である。その場合、リアクトル電流ＩＬは、時間（ｔ１〜ｔ６）間においてはマイナスとなり、電流はリアクトルＬの中を低圧側回路３に向かって流れる。即ち、スナバコンデンサＣ３に蓄積されていた電圧（２・Ｖ２−２・Ｖ１）に相当するエネルギーは、低圧側回路３に回収（回生）される。そして、残りの電圧（２・Ｖ１−Ｖ２）に相当するエネルギーがトランジスタＱ２内で熱となりスイッチング損失となる。

しかし、ここでもう一つ考慮しなければならない点は、ダイオードＤ２の存在である。相互接続点Ｎ３の電圧Ｖn3がマイナスになろうとするとダイオードＤ２が導通し、電圧Ｖn3は０Ｖにクランプされそれ以上の低下が阻止される。従って、電圧Ｖn3の最低電圧（２・Ｖ１−Ｖ２）の値が正か負かによって、トランジスタＱ２をＯＮさせる最適な時間が異なってくる。以下、それを実施例に分けて説明する。

（第２の実施形態）
相互接続点Ｎ３の電圧Ｖn3の最低電圧（２・Ｖ１−Ｖ２）が０Ｖ以上の場合について説明する。この場合の時間ｔ１付近における電圧、電流波形を図９の（１）、（２）に拡大して示す。時間ｔ１においてスナバコンデンサＣ３に蓄積されていたエネルギーを有効に回収するためには、電圧Ｖn3が最低となる時間ｔ６においてトランジスタＱ２のＯＮ動作を開始させるのが一番有利であることは明らかである。そのための問題は、時間ｔ６の検出方法である。時間ｔ６付近においては、相互接続点Ｎ３の電圧Ｖn3の変化率は小さいこと、及び電圧Ｖ２も一定とは限らないため、電圧Ｖn3の値から時間ｔ６を正確に検出することには困難が伴う。

これに対してリアクトルＬの両端の電圧ＶＬは、電圧Ｖn3が低圧側回路３の電圧Ｖ１に等しくなる時間ｔ５においてゼロとなり、その時間ｔ５付近で変化率が最大となる。従って、時間ｔ５を正確に検出することは比較的容易である。このことから、リアクトルＬの電圧ＶＬが０Ｖとなる時間ｔ５を検出し、その時間ｔ５を基に時間ｔ６の瞬間を決定するようにすれば、時間ｔ６の瞬間を正確に検出できることになる。ここで、時間（ｔ５〜ｔ６）間の時間差は、正弦波振動の１／４周期であり０．５・π・（Ｌ・Ｃ３）^1/2で計算される一定値である。

図１０に、この考えに従ったゼロクロス検出回路５１を示す。リアクトルＬの両端の電圧をコンパレータＣＯ２で比較し、低圧側回路２側がプラスとなった瞬間に立ち上がる信号をその出力に発生させる。その出力信号を遅延回路ＤＬ１で時間０．５・π・（Ｌ・Ｃ３）^1/2だけ遅延させる。その信号を低圧側回路３から高圧側回路２に電力を移送する場合のゼロクロス信号としてゲート制御回路４に送る。このゼロクロス信号を受けて、ゲート制御回路４はトランジスタＱ２をＯＮさせる信号を出力し、トランジスタＱ２は、図９の（３）に示すように時間ｔ６からＯＮ動作を開始する。リアクトル電流ＩＬは図９の（１）の時間ｔ６以降に示すように再び増加を開始し、次の電力移送サイクルが始まる。

このようにして検出した時間ｔ６のタイミングで次のサイクルを開始することにより、リアクトル電流ＩＬがゼロになる時間ｔ１の時にスナバコンデンサＣ３に蓄積されていたエネルギーはその殆どが有効に回収され、スイッチング損失の増加が防止される。

（第３の実施形態）
次に、相互接続点Ｎ３の電圧Ｖn3の最低電圧（２・Ｖ１−Ｖ２）の値が０Ｖ以下となる場合について説明する。この場合の時間ｔ１付近の電圧、電流波形を図１１の（１）、（２）に拡大して示す。リアクトル電流ＩＬがゼロとなる時間ｔ１に高圧側回路２の電圧Ｖ２に等しかった相互接続点Ｎ３の電圧Ｖn3は、その後、ｃｏｓカーブを描いて減少する。

電圧Ｖn3の電圧は、最低電圧（２・Ｖ１−Ｖ２）に達する時間ｔ６以前の時間ｔ７においてその電圧はゼロとなる。時間ｔ７以降、電圧Ｖn3がマイナスになろうとするとダイオードＤ２が導通して電流を相互接続点Ｎ３に向けて供給するために、電圧Ｖn3は０Ｖにクランプされる。電圧Ｖn3が０Ｖにクランプされた状態では、リアクトルＬの両端電圧ＶＬは図１１の（２）に示すように低圧側回路３の電圧Ｖ１に等しい一定値となる。

相互接続点Ｎ３の電圧Ｖn3がこのように変化する場合には、図１１の（３）に示すように電圧Ｖn3がゼロとなる時間ｔ７においてトランジスタＱ２をＯＮさせれば、時間ｔ１においてスナバコンデンサＣ３に蓄積されていたエネルギーは全て有効に回収されることになる。
時間ｔ７の瞬間は、電圧Ｖn3の値を微小なプラスの電圧ΔＶ１と比較することで容易に検出できる。但し、ここで考慮しておかなければならないのは、相互接続点Ｎ３の電圧Ｖn3の最低電圧（２・Ｖ１−Ｖ２）の値が０Ｖより僅かに小さい値の場合のことである。最低電圧（２・Ｖ１−Ｖ２）は必ずマイナスであるとの前提に立ち、相互接続点Ｎ３の電圧Ｖn3がマイナスになる瞬間にゼロクロス検出信号が出力されるように設計しておいたとすると、電圧Ｖ２、電圧Ｖ１が変動して電圧（２・Ｖ１−Ｖ２）がマイナスにならなかった場合にはゼロクロス検出信号が出力されない。すると回路の動作が停止してしまうことになる。

そのような事態を避けるには、相互接続点Ｎ３の電圧Ｖn3が０Ｖとなったことの検出信号と、前記第２の実施形態で説明したリアクトルＬの低圧側回路２側端子の電圧が相互接続点Ｎ３側端子電圧よりプラスとなった瞬間から時間０．５・π・（Ｌ・Ｃ３）^1/2だけ遅延させた信号の何れか、早い方の信号でゼロクロス検出信号を出力するように設計しておけばよい。この考えに従ったゼロクロス検出回路５２の回路例を図１２に示す。電圧Ｖn3が０Ｖとなる時間ｔ７は、電圧Ｖn3が微小なプラス電圧ΔＶ１以下になることをコンパレータＣＯ３にて比較して検出するようにしている。そして、その信号と第２の実施形態と同じ回路による検出信号とをＯＲ接続することによって、何れか早い方の信号でゼロクロス検出信号が出力されるようにしている。

このようなゼロクロス検出回路５２で出力されるゼロクロス検出信号の立ち上がりで次のサイクルを開始すれば、リアクトル電流ＩＬがゼロになる時間ｔ１にスナバコンデンサＣ３に蓄積されていたエネルギーは殆ど１００％有効に回収されることになる。

（第４の実施形態）
前記第２、第３の実施形態は、低圧側回路３から高圧側回路２に向けて電力を移送する場合におけるトランジスタＱ２をＯＮするタイミングに関するものであった。これに対して本実施形態は、高圧側回路２から低圧側回路３に向けて電力を移送する場合におけるトランジスタＱ１をＯＦＦからＯＮに切り換えるタイミングに関するものである。

この場合における図２の時間ｔ１付近におけるリアクトル電流ＩＬ、相互接続点Ｎ３の電圧Ｖn3の波形を図１３に拡大して示す。時間ｔ１以前のトランジスタＱ１がＯＦＦ状態においては、接地ＧＮＤからダイオードＤ２、リアクトルＬを通って低圧側回路３にリアクトル電流ＩＬが流れている。電圧Ｖn3はダイオードＤ２により０Ｖ（実際にはダイオードＤ２の順方向電圧降下分だけマイナスの電圧）にクランプされている。

リアクトル電流ＩＬがゼロになる時間ｔ１においては、相互接続点Ｎ３の電圧Ｖn3は０Ｖであり、スナバコンデンサＣ３には電荷は蓄積されていない。従って、トランジスタＱ１は時間ｔ１においてＯＮ動作を開始させればよい。時間ｔ１の検出は、リアクトル電流ＩＬの値がゼロになることで検出してもよいが、電流の大きさの検出は電圧の大きさの検出よりも若干面倒であるため、電圧で検出できればそれに越したことはない。

ここで、相互接続点Ｎ３の電圧Ｖn3の変化を考えると、時間ｔ１でトランジスタＱ１をＯＮしなかった場合には、電圧Ｖn3はリアクトルＬとスナバコンデンサＣ３との直列接続による振動により上昇する。その変化は次の式で表わされる。
Ｖn3＝Ｖ１−Ｖ１・ｃｏｓ（（Ｌ・Ｃ３）^-1/2・ｔ）
式中のｔは、時間ｔ１からの経過時間である。

従って、電圧Ｖn3の値がプラスの微小値ΔＶ２以上になった瞬間を検出することで時間ｔ１を検出することができる。この考えに従い時間ｔ１でゼロクロス検出信号を出力するゼロクロス検出回路５３の回路例を図１４に示す。電圧Ｖn3をコンパレータＣＯ４にて微小なプラスの電圧ΔＶ２と比較し、ΔＶ２以上となった時にゼロクロス検出信号を出力する。時間ｔ１付近での電圧Ｖn3の変化率は小さいため検出タイミングが少し遅れる心配があるが、遅れたとしてもその間にスナバコンデンサＣ３に蓄積された電荷は、トランジスタＱ１がＯＮした以降に低圧側回路３に回収されるのでスイッチング損失の増大にはつながらない。

本発明に係る昇降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータの基本回路構成である。ゼロクロス制御によるトランジスタＱ２のＯＮ／ＯＦＦタイミングとリアクトル電流ＩＬの波形の関係を示す図である。低圧側回路から高圧側回路に電力移送する場合においてトランジスタＱ２がＯＮからＯＦＦに移行する時の従来回路による電力損失の発生を説明する図である。低圧側回路から高圧側回路に電力移送する場合においてトランジスタＱ２がＯＮからＯＦＦに移行する時の発明回路による電力損失の発生を説明する図である。高圧側回路から低圧側回路に電力移送する場合においてトランジスタＱ１がＯＮからＯＦＦに移行する時の従来回路による電力損失の発生を説明する図である。高圧側回路から低圧側回路に電力移送する場合においてトランジスタＱ１がＯＮからＯＦＦに移行する時の発明回路による電力損失の発生を説明する図である。第１の実施形態に係るゼロクロス検出回路の例である。低圧側回路から高圧側回路に電力移送する場合においてリアクトル電流がゼロになった後もトランジスタＱ２をＯＮさせなかった場合の発明回路の電圧、電流波形である。低圧側回路から高圧側回路に電力移送する場合においてトランジスタＱ２がＯＦＦからＯＮに移行する時の第２の実施形態による場合の電圧、電流波形である。低圧側回路から高圧側回路に電力移送する場合における第２の実施形態によるゼロクロス検出回路例である。低圧側回路から高圧側回路に電力移送する場合においてトランジスタＱ２がＯＦＦからＯＮに移行する時の第３の実施形態による場合の電圧、電流波形である。低圧側回路から高圧側回路に電力移送する場合における第３の実施形態によるゼロクロス検出回路例である。高圧側回路から低圧側回路に電力移送する場合においてトランジスタＱ１がＯＦＦからＯＮに移行する時の第４の実施形態による場合の電圧、電流波形である。高圧側回路から低圧側回路に電力移送する場合における第４の実施形態によるゼロクロス検出回路例である。従来の昇降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータの基本回路構成例である。

符号の説明

図面中、１ＡはＤＣ−ＤＣコンバータ、２は高圧側回路、３は低圧側回路、４はゲート制御回路、５、５１、５２、５３はゼロクロス検出回路、Ｃ３はスナバコンデンサ、Ｄ１、Ｄ２はダイオード、ＧＮＤは接地、Ｌはリアクトル、Ｑ１は第１のトランジスタ、Ｑ２は第２のトランジスタ、Ｎ１は低圧側回路の入出力端子、Ｎ２は高圧側回路の入出力端子、Ｎ３は相互接続点を示す。

Claims

電圧の異なる２つの回路間で外部選択信号により低圧側から高圧側、またはその逆方向に電力の移送を行なう昇降圧型のＤＣ−ＤＣコンバータ（１）であって、高圧側回路（２）の入出力端子（Ｎ２）と接地（ＧＮＤ）間に各々逆並列ダイオード（Ｄ１、Ｄ２）を備えて直列に接続した第１、第２のトランジスタ（Ｑ１、Ｑ２）と、
該２つのトランジスタの相互接続点（Ｎ３）と低圧側回路（３）の入出力端子（Ｎ１）間に接続したリアクトル（Ｌ）と、
前記相互接続点（Ｎ３）と接地（ＧＮＤ）間に接続したスナバコンデンサ（Ｃ３）と、
前記リアクトルを流れる電流がゼロになった瞬間を検出してゼロクロス検出信号を出力するゼロクロス検出回路（５）と、
前記第１、第２のトランジスタのスイッチング動作を制御するゲート制御回路（４）とを備えて構成され、
該ゲート制御回路は、前記低圧側回路から高圧側回路に電力を移送する場合には、高圧側回路側に接続した前記第１のトランジスタをＯＦＦしたまま接地側に接続した前記第２のトランジスタのＯＮ／ＯＦＦを制御し、高圧側回路から低圧側回路に電力を移送する場合には、第２のトランジスタをＯＦＦしたまま第１のトランジスタのＯＮ／ＯＦＦを制御するものであって、外部から指示された移送電力指令値に従って第１または第２のトランジスタをＯＮさせるＯＮ時間を計算し、前記ゼロクロス検出回路からの前記ゼロクロス検出信号を受信する度にその直後から開始して該ＯＮ時間だけ第１または第２のトランジスタをＯＮさせる動作を繰り返すように構成されており、
前記ゼロクロス検出回路は、前記高圧側回路から低圧側回路に電力を移送する場合には、前記相互接続点の電圧がマイナスからプラスに転じた時に前記ゼロクロス検出信号を出力し、前記低圧側回路から高圧側回路に電力を移送する場合には、前記リアクトルの低圧側回路側の端子電圧が前記相互接続点の電圧より高くなった時点から時間０．５・π・（Ｌ・Ｃ３） ^1/2 、但しＬは前記リアクトルのインダクタンス、Ｃ３は前記スナバコンデンサの静電容量、だけ遅らせた時点、または前記相互接続点の電圧がゼロとなる時点の何れか早い時点にゼロクロス検出信号を出力するようにしたことを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。