JP4040168B2 - 液晶表示装置 - Google Patents
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Description
【発明の属する技術分野】
この発明はTFT(薄膜トランジスタ)・アクティブマトリクス型の液晶表示装置(以下TFT・LCDと称す)に関し、特にコモン電極の電位を安定化させるコモン電極駆動回路を備えたものに関する。
【0002】
【従来の技術】
(1)従来例1
図3に、コモン電極駆動回路を設けず、基準電圧源7からコモン基準電圧Vciを直接LCDパネル10の電圧入力端子5A,5B,5Cに入力した場合を示す。ソースバスドライバ8は水平同期信号に同期してソースバスXm (m=1〜M)に1H(Hは水平時間)ごとに切替わる画像信号(ソース信号)を印加する(図4D)。ゲートバスドライバ9は垂直同期信号に同期してゲートバスYn (n=1〜N)に線走査用のゲート信号を線順次に印加する(図4A,B,C)。ゲートバスドライバ9の電源入力端子9A,9Bには電源回路11H ,11L よりゲートオン電圧VgH及びゲートオフ電圧VgLがそれぞれ入力される。ゲートバスドライバ9は入力されたゲートオン電圧VgH及びゲートオフ電圧VgLを切替え選択してゲートバスYn に印加するゲート信号を生成する。各ゲートバスYn (n=1〜N)には1Hごとに高レベルとなるゲート信号が順次印加される。ゲート信号の高レベルはゲートオン電圧VgHにほぼ等しく、その低レベルはゲートオフ電圧VgLにほぼ等しい。
【0003】
第1行の第m列の画素の容量CLCには時間t1 においてTFTがオンとされ、ソース信号電圧Va にほぼ等しい電圧が充電される。その後、次のフレームの走査が開始されるまでの間ゲート信号は低レベルとされ、TFTはオフになり画素容量の充電電圧は液晶セルの洩れ電流等により時間と共に僅かに減少する。次のフレームでは、交流化駆動のため、極性を反転したソース信号が第m列のソースバスに印加され、画素容量CLCには逆極性の電圧が充電される。
【0004】
コモン電極5の電位Vcom は、第m列のソースバスXm に、第1行、第2行、…の画素P1m,P2m,…に対する画素電圧Va ,Vb …が与えられるごとに、画素電圧の極性に対応してコモン基準電圧Vciから正側及び負側に変動し、この変動の最終電圧ΔV0 が自己の水平走査ラインYn の画素の輝度に影響を与える。この現象を一般にクロストークと呼んでいる。特にコモン電極5の最終電圧ΔV0 は、1H中に1行分の各画素電極に与えられる画素電圧の累積加算値に対応して変動し、単一の電位でないためその除去は難しいこととされている。
【0005】
液晶表示素子はガラス基板の内面にソースバス、ゲートバス、TFT及び画素電極がマトリックス状に形成されているTFTアレイ基板と、ガラス基板の内面にコモン電極がほぼ全面に形成されたコモン基板とが近接対向して配され、両基板の間に液晶が封入されている。図5に示すように、画素電極4とコモン電極5との間には液晶を誘電体とする画素容量CLcが形成される。画素電極4の側縁は、画素容量を実質的に増加させるために、次のゲートバスYn+1 と重なるように工夫され、両者の間に付加容量Csaが形成される。
【0006】
TFTのソース、ドレイン及びゲートの相互にはソース・ゲート間容量Csg,ゲート・ドレイン間容量Cgd及びソース・ドレイン間容量Csdが存在する。またコモン電極5とソースバスXm 及びゲートバスYn との間にストレイ容量Csc,Cgcが存在する。
いま、非選択期間にある、全部でN−1行分の画素に着目し、そのソースバスXm に、1Hごとに切替わる画素電圧(ソース信号)Vs が定常的に印加されているとすると、ソースバスXm からのソース信号(=外乱要素)Vs がXm につながる画素の各Cscを主に介してコモン電極5に伝わり、その結果コモン電極5はソース信号VS の振幅に比例して振られることになる。そこで同じ列の画素のCSCを並列接続した容量をCs で表す。
【0007】
着目している画素のゲートバスYn の電位はゲートオフ電圧VgLに等しいとしているが、次のゲートバスYn+1 もゲートオフ電圧になっている時間比率が大きいので、簡単化のためVgLであるとすると、このゲートオフ電圧VgLはCgcの経路と、Csa及びCLcとを直列に接続した経路とからコモン電極5に印加される。そこでこれら2つの経路のコンデンサを並列接続した容量の更に同じ列の全部でN−1行分の並列容量をCg で表す。
【0008】
図6にコモン電圧Vcom を求めるためのLCDの等価回路を示す。ここでキルヒホッフの法則より
i+ig+is=0 …(1)
とあらわすことができる。またこれはSをラプラス変数(複素周波数)として次式のように表せる。
【0009】
これを展開すると
Vci+SCg Rc Vg +SCs Rc VS
−(1+SCg Rc +SCs Rc )Vcom =0 …(3)
Vg はゲートOFF電圧VgLなのでVg =0Vとすると
Vci+SCs Rc Vs
−(1+SCg Rc +SCs Rc )Vcom =0 …(4)
これをVcom について展開すると
【0010】
【数1】
(2)従来例2
特開平9−218388号(特願平8−24389号)では図7に示すようにソース信号Vs により振られたコモン電極5の電圧Vcom を電圧モニタ端子5Dで検出し、これをコモン電極駆動回路100の差動増幅器6の逆相入力端子に入力し、コモン基準電圧Vciを正相入力端子に入力し、その出力端子より逆極性の相殺波形を電圧入力端子5A,5B,5Cに与えて、閉ループ系を構成していた。しかし、図9に示すように、アンプゲインGが充分大きいときアンプの電源電圧に制限があるため増幅後に飽和現象が現れて、理論値のように駆動することができず、1H内に本来のコモン電位に収束させることが不可能な場合もあった。
【0011】
図8にコモン電圧Vcom を求めるためのLCDの等価回路を示す。アンプゲインGが充分大きいとき、
i+ig+is=if=0 …(6)
とあらわすことができる。またこれは次式のようにもなる。
これを展開すると
Vc +SCg Rc Vg +SCs Rc VS
−(1+SCg Rc +SCs Rc )Vcom =0 …(8)
Vg はゲートOFF電圧VgLなのでVg =0Vとすると
Vc +SCs Rc Vs
−(1+SCg Rc +SCs Rc )Vcom =0 …(9)
またアンプの入出力関係から
(9)に(10)を代入すると
Vci+(Vci−Vcom )G+SCs Rc Vs
−(1+SCg Rc +SCs Rc )Vcom =0
(1+G)Vci+SCs Rc Vs
−(1+G+SCg Rc +SCs Rc )Vcom =0
G>>1よりG+1=Gとすると
GVci+SCs Rc Vs
−(G+SCg Rc +SCs Rc )Vcom =0 …(11)
Vcom についてまとめると次式のようになる。
【0012】
【数2】
【0013】
【発明が解決しようとする課題】
従来例2では、コモン電極の電圧Vcom の1H内の収束性が必ずしも充分でない問題があった。
この発明は、この従来の問題を解決して、極めて簡単な手段でコモン電極の電圧の1H内の収束性を更に向上して、クロストークを改善することを目的としている。
【0014】
【課題を解決するための手段】
(1)請求項1の液晶表示素子は、コモン電極にコモン電圧を印加する電圧入力端子及び該コモン電極の電圧をモニタするための電圧モニタ端子を設けたTFT(薄膜トランジスタ)・アクティブマトリクス型のLCDパネルと、差動増幅器を有し、その差動増幅器の逆相入力端子に電圧モニタ端子の電圧を入力し、正相入力端子にコモン基準電圧を入力し、出力端子の電圧を電圧入力端子に帰還して、コモン電極の電圧がコモン基準電圧に一致するように制御するコモン電極駆動回路と、水平同期信号に同期して、LCDパネルの列状のソースバス(信号バス)に画像信号を供給するソースバスドライバと、垂直同期信号に同期して、LCDパネルの行状のゲートバス(走査バス)にゲート信号(走査信号)を供給するゲートバスドライバと、コモン電極駆動回路の出力の交流分を抽出する手段と、その抽出した交流分をゲートバスのゲートオフ電圧に加算する手段を設けている。
【0015】
(2)請求項2の発明では、前記(1)において、コモン電極駆動回路の出力端子がコンデンサを介してゲートバスドライバのゲートオフ電源入力端子に接続される。
【0016】
【発明の実施の形態】
この発明の実施例を図1に、図3、図7と対応する部分に同じ符号を付けて示し、重複説明を省略する。この発明では、コモン電極駆動回路100の出力Vc の交流分を抽出し、その交流分をゲートオフ電圧VgLに加算して、ゲートバスに供給する。そのため図1では、コンデンサCa を差動増幅6の出力側の配線と電源入力端子9Bとの間に接続すると共に電源端子9Bと電源回路11L の出力端子との間にデカップリング用の抵抗器Ra を挿入している。抵抗器Ra が無い場合、もし電源回路11L の出力が定電圧性で出力インピーダンス(電源インピーダンス)がゼロであると、コンデンサCa を接続しても交流分を重畳することができないため、電源インピーダンスをもたせるために抵抗器Ra を挿入している。しかし、電源回路11L が適当な電源インピーダンスをもつ場合には省略することができる。
【0017】
前記の交流分をVgLに重畳した電圧は、ゲートバスドライバ9を介して各ゲートバスに印加されるが、ゲートバスドライバ内部での電圧降下は僅かであり、電源入力端子9Bの電圧とほぼ同じ電圧がゲートバスに印加される。
図2にコモン電圧Vcom を求めるためのLCDの等価回路を示す。ここでRa およびCa が充分に大きい場合には交流的成分に着目すると図2Aの回路は図2Bのように書き直すことができる。ここでも前記従来回路の場合と同じようにキルヒホッフの法則を用いて解いていく。
【0018】
i+is=if=0 …(13)
とあらわすことができる。
またこれは次式のようにもなる。
(Vc −Vcom )/{Rc /(SCg Rc +1)}
+(Vs −Vcom )SCs =0 …(14)
これを展開すると
(SCg Rc +1)Vc +SCs Rc Vs
−(SCg Rc +SCs Rc +1)Vcom =0 …(15)
ここでアンプの入出力についての(10)式は従来通りなので、これを(15)式に代入すると
(SCg Rc +1){Vci+(Vci−Vcom )G}+SCs Rc Vs
−(SCg Rc +SCs Rc +1)Vcom =0
(SCg Rc +1)(1+G)Vci+SCs Rc Vs
−{SCg Rc (1+G)+SCs Rc +1+G}Vcom =0
G≫1よりG+1=Gとすると
(SCg Rc +1)GVci+SCs Rc Vs
−(SCg Rc G+SCs Rc +G)Vcom =0 …(16)
Vcom についてまとめると次式のようになる。
Vcom =〔(1+SCg Rc )/{1+S(Cg +Cs /G)Rc }〕Vci
+〔(SCs Rc /G)/{1+S(Cg +Cs /G)Rc }〕Vs …(17)
ここでゲインが大きいのでCg +Cs /G=Cg とおくと
Vcom ={(1+SCg Rc )/(1+SCg Rc )}Vci
+{(SCs Rc /G)/(1+SCg Rc )}Vs …(18)
これをまとめると
【0019】
【数3】
比較のため従来例1の式(5)と従来例2の式(12)を下記する。
【0020】
【数4】
ここで帰還アンプなしの(5)式と比較して一段アンプ方式の(12)式ではコモン電極の時定数項、すなわち(5)式の(Cg+Cs)Rc項が、(12)式では1/Gに圧縮されている。しかしながらノイズ成分Vsそのものの大きさは変わっていない。このためたしかにゲインGを大きくすればするほど、本方式の効果を大きく期待できるのではあるが、しかしGを大きくしていくとやがては回路電源の制約によって回路が飽和することは容易に理解できる。こうして図9で示すように、理論通りの動作が達成できなくなる。
【0021】
この発明の(19)式の場合は、第一項Vciはまったくコモン時定数の影響を受けなくなっており、かつ、第二項のリップルの大きさそのものが1/Gに圧縮される。このようにこの発明ではゲインGを大きくすればするほど、Vsによるノイズリップルが小さくなる効果を発揮し、電源電圧の制限を受けることなく、理論を完全に満たした効果を達成するのである。
【0022】
【発明の効果】
この発明では、1段の差動増幅器6を使用する従来のコモン電極駆動回路100の出力の交流分を抽出して、その交流分をゲートオフ電圧VgLに重畳してゲートバスに印加すると言った極めて簡単、安価な手段によって、コモン電圧Vcom のコモン基準電圧Vciへの収束性を大幅に向上しクロストークを改善することができる。
【図面の簡単な説明】
【図1】請求項1及び2の実施例を示す回路図。
【図2】Aは図1において、非選択期間の行の画素に注目したとき、ソース信号が外乱となってコモン電極5の電圧をゆさぶっている時のコモン電極の電圧Vcom を求めるための等価回路、BはAのCa ,Ra が大きい時の等価回路。
【図3】従来例1のTFT・LCDの回路図。
【図4】図3のタイミングチャート。
【図5】図3の1つの画素とコモン電極を中心とした、電極間容量を考慮した原理的な回路図。
【図6】図3のコモン電極の電圧Vcom を求めるためのLCDの等価回路。
【図7】従来例2のTFT・LCDの回路図。
【図8】図7のコモン電極の電圧Vcom を求めるためのLCDの等価回路。
【図9】図7のコモン電極の駆動電圧の波形図。
Claims (2)
- コモン電極にコモン電圧を印加する電圧入力端子及び該コモン電極の電圧をモニタするための電圧モニタ端子を設けたTFT(薄膜トランジスタ)・アクティブマトリクス型のLCDパネルと、
前記電圧モニタ端子の電圧のみが入力される逆相入力端子、コモン基準電圧のみが入力される正相入力端子を有する差動増幅器を有し、前記コモン電極の電圧Vcomを前記コモン基準電圧に一致させるように前記差動増幅器の出力端子の電圧を前記電圧入力端子へ帰還するコモン電極駆動回路と、
水平同期信号に同期して、前記LCDパネルの列状のソースバス(信号バス)に画像信号(ソースバス信号)Vsを供給するソースバスドライバと、
垂直同期信号に同期して前記LCDパネルの行状のゲートバス(走査バス)に、ゲートオン電圧及びゲートオフ電圧を切替え選択することによって生成されるゲート信号(走査信号)を供給するゲートバスドライバと、
前記コモン電極駆動回路の出力の交流分を抽出する抽出手段と、
該抽出手段によって抽出した交流分をゲートバスの前記ゲートオフ電圧に加算する加算手段と、を設け、
前記ゲートドライバは、前記加算手段によって前記交流分を加算されたゲートオフ電圧を前記ゲートバスの夫々へ供給して、前記ソースバス信号からのノイズリップルを小さくすることにより、
同じ列にある前記コモン電極と前記ソースバスとの間の第1のストレイ容量の夫々を並列接続した容量をCsとし、
前記LCDパネルに含まれる液晶表示素子に形成された画素電極と前記コモン電極との間の画素容量と、前記画素電極と次の行の前記ゲートバスとの間の付加容量との直列接続と、前記コモン電極と前記ゲートバスとの間の第2のストレイ容量とを並列接続した容量の全てを同じ列に関して更に並列接続した容量をCgとし、
ラプラス変数をSとし、
前記差動増幅器のアンプゲインをGとした場合に、以下の式
- 請求項1において、前記抽出手段はコンデンサを有し、前記コモン電極駆動回路の出力端子は前記コンデンサを介して前記ゲートバスドライバのゲートオフ電源入力端子に接続されていることを特徴とする液晶表示素子。
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