JP4009142B2

JP4009142B2 - Magnetic core type multilayer inductor

Info

Publication number: JP4009142B2
Application number: JP2002161492A
Authority: JP
Inventors: 文昭中尾; 徹也鈴木; 正幸稲垣; 幹雄北岡; 康雄山下
Original assignee: FDK Corp
Current assignee: FDK Corp
Priority date: 2002-06-03
Filing date: 2002-06-03
Publication date: 2007-11-14
Anticipated expiration: 2022-06-03
Also published as: JP2004014549A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は磁心型積層インダクタに関し、たとえば超小形のＤＣ−ＤＣコンバータに利用して好適である。
【０００２】
【従来の技術】
ＤＣ−ＤＣコンバータなどの電源回路に使用されるトランスやチョークコイルなどの磁心型インダクタは磁性コアにコイルを巻回して構成されるため、半導体集積回路などの電子部品に比べて小形化とくに薄型化が困難であった。そこで、本発明者は、図９に示すような磁心型積層インダクタを検討した。
【０００３】
図９は、本発明者が本発明に先立って検討した磁心型積層インダクタの構成を示したものであって、（ａ）は外観構成、（ｂ）は導体パターンの一部、（ｃ）は（ｂ）のＡ−Ａ切断面図、（ｄ）は（ｃ）の厚み方向拡大図をそれぞれ示す。磁性コアを有しない非磁心型の積層インダクタは、非磁性電気絶縁層と導体パターンをスクリーン印刷等で積層して形成されるが、図９に示す磁心型積層インダクタ１０’は、電気絶縁性磁性体層（軟磁性体層）３０と導体パターン２０をスクリーン印刷等で積層することにより形成される。導体パターン２０は電気絶縁性磁性体層３０を挟みながら層方向に重畳して螺旋状に周回するコイルＬ’を形成する。電気絶縁性磁性体層３０は上記コイルＬ’からの磁界を環状に導く閉磁路を形成する。コイルＬの両端は引き出し用導体パターン部２１，２２を介してインダクタチップの両端に位置する電極端子１１，１２に接続される。
【０００４】
なお、上記磁心型積層インダクタ１０’は本発明者が本発明に先立って検討したものであって、本発明では従来技術として扱うが、必ずしも公知の技術ではない。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上述した技術では次のような問題を生じることが本発明者によりあきらかとされた。すなわち、上述した磁心型積層インダクタ１０’は、図１０に示すように、電気絶縁性磁性体層３０がコイルＬ’からの磁界を環状に導く閉磁路を形成するが、その閉磁路の実効磁路断面積は一様ではなく、磁路の位置によって大きく異なる。つまり、磁路長方向での磁路断面積のバラツキが大きい。
【０００６】
図１０は、図９に示した磁心型積層インダクタの断面モデルを示す。同図に示すように、上記閉磁路はａ−ｂ−ｃ−ｄの各部分を経由して周回するが、その閉磁路の実効磁路断面積は、図１１に示すように、磁路の位置（ａ−ｂ−ｃ−ｄ）によって大きく異なる。そして、その磁路断面積が大きくなる部分（ａとｂの中間およびｄとａの中間）と小さくなる部分（ｂとｄ）との差が大きい。つまり、磁路アンバランスが大きい。
【０００７】
この磁路アンバランスはコイルＬ’の起磁力に対する磁束密度変化の直線性を劣化させる。すなわち、コイル電流を大きくして起磁力を増加させても、磁路断面積の小さな部分が他の部分よりも先に磁気飽和し、これに伴ってインダクタンス値が急減してしまう。つまり、磁路断面積が最小となる個所（ｂとｄ）が閉磁路全体の透磁率を支配する磁路ネックとなる。この磁路ネックでの磁路断面積が小さいと、他の部分で磁路断面積が大きくても、磁束密度の直線変化範囲いわゆる直線領域が狭められてしまう。図１０に示した断面モデルでは、磁路がコイルＬ’の両端付近で屈曲するコーナ付近（ｂとｄ）に磁路ネックが形成され、この磁路ネックが上記直線領域を狭める、ということが判明した。
【０００８】
ＤＣ−ＤＣコンバータなどの電源回路では通常、トランスやチョークコイルなどのインダクタに直流電流を重畳させるが、そのためには上記直線領域をできるだけ広く確保する必要がある。しかし、上述した磁心型積層インダクタ１０’ではその直線領域を広く確保することができない。また、上記磁気ネックに磁気的な損失が集中して、これによる発熱が問題となる。このように、上述した磁心型積層インダクタ１０’は、ＤＣ−ＤＣコンバータなどの電源回路（パワー回路）への使用適性を欠いていた。
【０００９】
上述した磁心型積層インダクタ１０’において磁束密度変化の直線領域を広げるためには、磁性体層３０によって形成される磁性コア部分の体積とくに厚みを十分に大きく確保することが有効であるが、これはインダクタ１０’の小形化とくに薄形化に背反する。
【００１０】
この発明は以上のような問題を鑑みてなされたもので、その目的は、電気絶縁性磁性体層と導体パターンを積層して形成される磁心型積層インダクタにおいて、インダクタの小形化とくに薄形化を達成しつつ、磁束密度変化の直線領域を広く確保することができ、これにより、たとえば直流重畳されて使用される用途にも適したものとすることができる技術を提供することにある。
【００１１】
【課題を解決するための手段】
本発明は以下の手段を提供する。
第１の手段は、電気絶縁性磁性体層と導体パターンが積層されて、上記導体パターンが上記磁性体層を挟みながら層方向に重畳して螺旋状に周回するコイルを形成し、上記磁性体層が上記コイルからの磁界を環状に導く閉磁路を形成する磁心型積層インダクタであって、上記磁性体層に磁気ギャップが介在し、
導体パターンの重畳数が、場所により少ない部分と多い部分とを有することで起磁力が不等分布し、
上記磁気ギャップは、前記導体パターンの重畳数が多いことで起磁力が相対的に大きくなる側に偏在するように介在して、前記起磁力の不等分布に起因する磁束密度の偏りを均等化させることを特徴とする。
この手段によれば、コイル巻数が半端なことによって生じる磁束密度の飽和バラツキを解消することができ、これにより、インダクタの小形化とくに薄形化を達成しつつ、磁束密度変化の直線領域を広く確保することができる。インダクタチップの両端に電極端子を配設するためには、コイルの両端から互いに反対方向に導体パターンを引き出す必要があるが、この引き出し用導体パターン部はコイルの巻数を整数でない半端な数にする。この半端な巻数を有するコイルは起磁力が不等分布して閉磁路中の磁束密度に偏りが生じさせるが、上記手段によれば、その磁束密度の偏りを均等化することができる。これにより、磁束密度変化の線領域を拡大することができる。上記磁気ギャップは上記磁性体層の一部を相対的に低透磁率の層に置き換えることにより形成することができる。
【００１５】
第２の手段は、電気絶縁性磁性体層と導体パターンが積層されて、上記導体パターンが上記磁性体層を挟みながら層方向に重畳して螺旋状に周回するコイルを形成し、上記磁性体層が上記コイルからの磁界を環状に導く閉磁路を形成する磁心型積層インダクタにおいて、次の構成手段（１）〜（４）を有することを特徴とする。
（１）上記磁性体層は、上記コイルの内側にて上記閉磁路の中足部を形成するとともに、そのコイルの外側にて上記閉磁路の外足部を形成する。
（２）上記コイルは、その両端が互いに反対方向に位置する電極端子に引き出し用導体パターン部を介して接続されることにより、導体パターンの重畳数がｎ（１以上の整数）層となる部分とｎ＋１層となる部分を有する。
（３）上記ｎ＋１層の導体パターン部からの磁界が導入される外足部の幅を、上記ｎ層の導体パターン部からの磁界だけが導入される外足部の幅よりも狭くする。
（４）上記（３）によって閉磁路全体の透磁率を均等化されている。
【００１６】
この第２の手段も、インダクタの小形化とくに薄形化を達成しつつ、磁束密度変化の直線領域を広く確保することができる。さらに、上記手段では、次のような実施形態が好適である。
【００１７】
【発明の実施の形態】
図１は、本発明による磁心型積層インダクタの第１実施例を示す。同図において、（ａ）はその外観構成例、（ｂ）は導体パターンの一部、（ｃ）は（ｂ）のＡ−Ａ切断面図、（ｄ）は（ｃ）の厚み方向拡大図をそれぞれ示す。
【００１８】
同図に示す磁心型積層インダクタ１０は表面実装用のチップ部品として構成されている。この磁心型積層インダクタ１０は、電気絶縁性磁性体層（軟磁性体層）３０と導体パターン２０をスクリーン印刷等で交互に積層することにより形成される。導体パターン２０は電気絶縁性磁性体層３０を挟みながら層方向に重畳して螺旋状に周回する１つのコイルＬを形成する。図示の実施例の場合、導体パターン２０は直角に屈曲しながら矩形状のコイルＬを形成している。
【００１９】
電気絶縁性磁性体層３０は上記コイルＬからの磁界を環状に導く閉磁路を形成する。コイルＬの両端は引き出し用導体パターン部２１，２２を介してインダクタチップの両端に位置する電極端子１１，１２に接続される。電極端子１１，１２はチップの両端に位置対称に配設されている。
【００２０】
この実施例の磁心型積層インダクタ１０では、図１の（ｃ）および（ｄ）に示すように、コイルＬを形成する各層の導体パターン２０が層方向に重畳して螺旋状の１つのコイルＬを形成するとともに、そのコイルＬの内径がそのコイル両端の開口付近にてテーパ状に拡開するように形成されている。このため、同図の（ｄ）に示すように、コイルＬの中間巻線部を形成する導体パターン２０は比較的広い導体幅で相対的に小さな内径Ａを描くようにパターニングされる一方、コイルＬの両端巻線部を形成する導体パターン２０は比較的狭い導体幅により相対的に大きな内径Ｂを描くようにパターニングされている。
【００２１】
上述した磁心型積層インダクタは、図２に示すように、電気絶縁性磁性体層３０がコイルＬの内外を周回する環状の閉磁路を形成するが、この閉磁路の断面積（実効磁路断面積）は、コイルＬの内径をそのコイル両端の開口付近にてテーパ状に拡開させたことにより、図３に示すように、磁路の位置（ａ−ｂ−ｂ−ｃ）によるバラツキが小さく、閉磁路全体にわたってほぼ均等な磁路断面積が得られるようになっている。図３において、実線グラフ線は本発明の実施例による磁路断面積状態を示し、波線グラフ線は前述した従来のインダクタ１０’の磁路断面積状態を示す。
【００２２】
磁路バラツキが小さいければ、閉磁路全体が飽和するまで高透磁率を確保することができ、これにより、インダクタの小形化とくに薄形化を達成しつつ、磁束密度変化の直線領域を広く確保して、たとえばＤＣ−ＤＣコンバータのように直流重畳されて使用される用途にも適した磁心型積層インダクタ１０を得ることができる。これとともに、磁気損失が閉磁路全体に分散されるようになるため、損失の集中による発熱の問題も回避することができる。
【００２３】
上述した構成に加えて、コイルＬの内周側磁路部分（ａ部分）の磁路断面積と外周側磁路部分（ｃ部分）の磁路断面積も互いに等しくするように構成すれば、上記磁路バランスをさらに均等化させることができる。このためには、図１の（ｄ）において、コイルＬの内径が最も小さくなる中間巻線部分（内径がＡとなる部分）すなわちコイルＬ内側の磁路断面積が最小となる位置（内径Ａの位置）にて、そのコイルの内側と外側の両磁路断面積が等しくなるようにするとよい。コイルＬの巻線パターンは、図示の例では矩形としてあるが、円形またはその他のループ形状でもよい。
【００２４】
図４は、上記磁心型積層インダクタ１０の磁性体部分をバルク（単体）のＥ型磁性コアにモデル化して示す。バルクのＥ型磁性コアは平板部の両端にそれぞれ外足部を有するとともに、その平板部の中央に中足部が立っている形状をなしている。同図において、（ａ）に示すような方形柱状の中足部を有するＥ型磁性コアは、本発明では（ｂ）に示すような方形な台形状の中足部を有する磁性コアにモデル化することができる。また、（ｃ）に示すような円柱状の中足部を有するＥ型磁性コアは、本発明では（ｄ）に示すような円形な台形状の中足部を有するＥ型磁性コアにモデル化することができる。
【００２５】
（ａ）の磁性コアモデルにおいて、中足部の一辺の長さ（径）をＢとし、その中足部が立っている平板部の厚みをｔとした場合、その中足部と平板部が連接する環状部分での断面積Ａ１は、Ａ１＝４×Ｂ×ｔとなる。中足部と平板部間での磁路バランスをとるためには、その環状連接部分の断面積Ａ１が中足部の断面積Ａ２に等しくなるようにする必要がある。中足部の断面積Ａ２は、Ａ２＝Ｂ×Ｂである。これからＡ１＝Ａ２とするためには、ｔ＝Ｂ／４となるようにｔを定める。
【００２６】
（ｂ）の磁性コアモデルにおいて磁路バランスをとるためには、中足部の上面積と、その中足部の付け根部分に連接する環状部分での断面積が互いに等しくなるようにすればよい。中足部の上面における一辺の長さをＢとし、その中足部の付け根部分における一辺の長さをＢ’とし、その中足部が立っている平板部の厚みをｔ’とした場合、中足部の上面積はＢ×Ｂで、その中足部と平板部が連接する環状部分での断面積は４×Ｂ’×ｔ’となる。中足部と平板部間で磁路バランスをとるためには、両面積（Ｂ×Ｂ）と（４×Ｂ’×ｔ’）が等しくなるようにｔ’を定めればよい。すなわち、この場合は、ｔ’＝（Ｂ×Ｂ）／（４×Ｂ’）となるようにｔ’を定めればよい。この条件式は、Ｂ’を大きくすることで、ｔ’が小さくても磁路バランスをとれることを示す。これにより、ｔ’を小さくして磁性コアを薄型化することができる。
【００２７】
（ｃ）の磁性コアモデルでは、中足部の直径をＤとし、その中足部が立っている平板部の厚みをｔとした場合、その中足部と平板部が連接する環状部分での断面積Ａ１は、Ａ１＝π×Ｄ×ｔとなる。また、中足部の断面積Ａ２は、Ａ２＝（Ｄ／２）×（Ｄ／２）×πとなる。この場合、中足部と平板部間で磁路バランスをとるためには、ｔ＝Ｄ／４となるようにｔを定める。
【００２８】
（ｄ）の磁性コアモデルでは、中足部の上面における直径をＤとし、その中足部の付け根部分における直径をＤ’とし、その中足部が立っている平板部の厚みをｔ’とした場合、中足部の上面積はＡ２＝（Ｄ／２）×（Ｄ／２）×πで、その中足部と平板部が連接する環状部分での断面積はπ×Ｄ’×ｔ’となる。この場合、中足部と平板部間で磁路バランスをとるためには、ｔ＝（Ｄ×Ｄ）／（４×Ｄ’）となるようにｔを定めればよい。この条件式は、（ｂ）の場合と同様、Ｄ’を大きくすることで、ｔ’が小さくても磁路バランスをとれることを示す。これにより、ｔ’を小さくして磁性コアを薄型化することができる。
【００２９】
図５は本発明による磁心型積層インダクタの第２実施例を示す。表面実装用のチップ部品として構成された積層インダクタでは、基板実装時に面倒な方向判別を行わなくても済むようにするため、チップの両端に電極端子１１，１２を振り分けた位置対称状態で配設することが望ましい（図１）。このため、図５の（ａ）に示すように、コイルＬの両端はそれぞれ引き出し用導体パターン部２１，２２を介して互いに反対方向に引き出される。このような端子引き出し構造を形成した場合、コイルＬの巻数は単純な整数とはならず、たとえばｎ×１／４回といったような半端な巻数となる（ｎは整数）。
【００３０】
この場合、同図の（ｂ）に示すように、コイルＬを形成する導体パターン２０の層数は場所により異なってくる。すなわち、導体パターンがｎ層重なる部分とｎ＋１層重なる部分が生じる。導体パターン２０がｎ＋１層重なる部分が１／４周分あれば、コイル巻数はｎ＋１／４回となる。導体パターン２０がｎ＋１層重なる部分とｎ層重なる部分とでは起磁力が異なる。
【００３１】
引き出し用導体パターン部２１，２２がある側の磁路Ａでは、導体パターンが１層余分に重畳してコイルＬの巻数が部分的に多くなっているため、コイルＬからの受ける起磁力が他の部分の磁路Ｂよりも大きなる。この起磁力の違いは磁路バランスを低下させて磁束密度変化の直線性を損なう要因になる。仮に、閉磁路全体の磁路断面積が一様であったとしても、起磁力に偏りがあると、その起磁力が大きい部分が先に磁気飽和して前述した磁気ネックと同様の問題を生じさせる。
【００３２】
そこで、この実施例では、図５に示すように、起磁力が大きくなる側の磁路Ａに磁気ギャップ３１を選択的に介在させる。この磁気ギャップ３１は、非磁性電気絶縁層（透磁率μ≒１）または相対的に低透磁率の電気絶縁性磁性体層（軟磁性体層）によって形成することができる。具体的には、特定の層に形成される電気絶縁性磁性体層３０の一部を低透磁率の層に置き換えることにより形成できる。このような磁気ギャップ３１を設けることにより、コイルＬの部分的巻数の違いによる起磁力の不等分布を補償して良好な磁気バランスを得ることができる。
【００３３】
図６は上記磁気ギャップ３１のさらに具体的な実施例を示す。図５に示した磁気ギャップ３１は、Ｅ型磁性コアの一方の外足部に相当する部分だけに設けていたが、コア全体の磁路バランスをとるためには、図６に示すように、Ｅ型磁性コアの一方の外足部と中足部の両方に跨るパターン形状で磁気ギャップ３１を設けた方がよい。
【００３４】
図７は本発明による磁心型積層インダクタの第３実施例を示す。コイルＬの部分的な巻数の違いによる起磁力の不等分布は、同図に示すように、Ｅ型磁性コアの一対の外足部に相当する部分の面積比によって補償することができる。すなわち、同図において、引き出し用導体パターン部２１，２２が形成されることによって導体パターンがｎ＋１層重畳している側（磁路Ａ側）の外足幅ｔ１は、その導体パターンがｎ層だけ重畳している側（磁路Ｂ側）の外足幅ｔ２よりも狭く形成されている。つまり、上記ｎ＋１層の導体パターン部からの磁界が導入される外足部の幅ｔ１を、上記ｎ層の導体パターン部からの磁界だけが導入される外足部の幅ｔ２よりも狭くしている。これにより、起磁力の不等分布による磁束密度の位置的な偏りが生じても、その偏りを補償して良好な磁気バランスを得ることができる。
【００３５】
図８は導体パターン２０と電気絶縁性磁性体層３０が共に矩形状に形成される磁心型積層インダクタの寸法関係図を示す。同図において、上記磁路バランスとるためには、各部の寸法を次のようにするとよい。
（１）引き出し用導体パターン部２１，２２の側に形成されるＩ字状外足部パターンの面積ｓ２２を、それ以外の部分に形成されるＵ字状外足部パターンの面積ｓ２１の１／５以下とする。
（２）コイルＬの内側に形成されるある中足部パターンの面積ｓ１と、そのコイルＬの外側に形成されるＩ字状とＵ字状の外足部の全パターン面積ｓ２（＝ｓ２１＋ｓ２２）とをほぼ等しくする。
（３）上記中足部の外周長（２×ｊ＋２×ｋ）と、上記Ｕ字状外足部と導体パターン間の境界長（２×ｕ＋ｎ＋２×ｐ）をほぼ同じにする。
（４）引き出し用導体パターン部２１，２２の幅をｔとし、この引き出し用導体パターン部２１，２２に沿うＩ字状外足部の幅をｗとし、上記引き出し用導体パターン部２１，２２と中足部間の境界長をｋとしたときに、（ｗ＋ｔ）≒ｋ／２となるようにする。これにより、中足部での磁路断面積をＩ字状外足部に有効に伝えて良好な磁路バランスを得ることができる。
【００３６】
図８の寸法図において、各部の寸法（ｘ，ｙ，ｕ，ｔ，ｗ，ｍ）は、次式（１）（２）（３）を満足するように定めることで最適化することができる。
２ｕ＋ｎ＝ｙ・・・（１）
ｔ＋ｕ＋ｍ＝ｘ・・・（２）
（ｍ−２ｗ）（ｎ−２ｗ）＝（ｘｙ−ｍｎ−２ｗｕ）・・・（３）
これにより、上記Ｉ字状外足部の幅ｗは、上式（１）（２）（３）を満足するように定めることで最適化することができる。
【００３７】
以上、本発明をその代表的な実施例に基づいて説明したが、本発明は上述した以外にも種々の態様が可能である。たとえば、コイルＬのパターン形状は円形あるいは角部が円弧状の矩形パターンであってもよい。
【００３８】
【発明の効果】
本発明によれば、電気絶縁性磁性体層と導体パターンを積層して形成される磁心型積層インダクタにおいて、インダクタの小形化とくに薄形化を達成しつつ、磁束密度変化の直線領域を広く確保することができ、これにより、たとえば直流重畳されて使用される用途にも適した薄型の磁心型積層インダクタを得ることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明による磁心型積層インダクタの第１実施例を示す図である。
【図２】本発明に係る磁心型積層インダクタの断面状態を示す図である。
【図３】本発明に係る磁心型積層インダクタの磁路断面積状態を示すグラフである。
【図４】磁心型積層インダクタの磁性体部分をバルクのＥ型磁性コアにモデル化して示す図である。
【図５】本発明による磁心型積層インダクタの第２実施例を示す図である。
【図６】本発明の要部の一つをなす磁気ギャップのさらに具体的な実施例を示す図である。
【図７】本発明による磁心型積層インダクタの第３実施例を示す図である。
【図８】本発明に係る磁心型積層インダクタの寸法関係図である。
【図９】本発明に先立って検討された磁心型積層インダクタの構成を示す図である。
【図１０】図９に示した磁心型積層インダクタの断面状態を示す図である。
【図１１】図９に示した磁心型積層インダクタの磁路断面積状態を示すグラフである。
【符号の説明】
１０磁心型積層インダクタ（本発明）
１０’ 磁心型積層インダクタ（従来）
１１，１２電極端子
３０電気絶縁性磁性体層（軟磁性体層）
２０導体パターン
２１，２２引き出し用導体パターン部
３１磁気ギャップ
Ｌコイル（本発明）
Ｌ’ コイル（従来）
Ａ磁路
Ｂ磁路[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a magnetic core type multilayer inductor, and is suitable for use in, for example, a micro DC-DC converter.
[0002]
[Prior art]
Magnetic core type inductors such as transformers and choke coils used in power supply circuits such as DC-DC converters are constructed by winding coils around a magnetic core, so they are smaller and thinner than electronic components such as semiconductor integrated circuits. It was difficult. Therefore, the present inventor studied a magnetic core type multilayer inductor as shown in FIG.
[0003]
FIG. 9 shows the configuration of a magnetic core type multilayer inductor that the present inventor examined prior to the present invention, where (a) is an external configuration, (b) is a part of a conductor pattern, and (c) is (B) AA cut surface view, (d) shows an enlarged view in the thickness direction of (c). A non-magnetic core type inductor having no magnetic core is formed by laminating a non-magnetic electrical insulating layer and a conductor pattern by screen printing or the like. The magnetic core type multilayer inductor 10 ′ shown in FIG. It is formed by laminating the body layer (soft magnetic layer) 30 and the conductor pattern 20 by screen printing or the like. The conductor pattern 20 forms a coil L ′ that overlaps in the direction of the layer while sandwiching the electrically insulating magnetic layer 30 and circulates spirally. The electrically insulating magnetic layer 30 forms a closed magnetic path that guides the magnetic field from the coil L ′ in an annular shape. Both ends of the coil L are connected to electrode terminals 11 and 12 located at both ends of the inductor chip via lead conductor pattern portions 21 and 22.
[0004]
The above-described magnetic core type multilayer inductor 10 'has been studied by the present inventors prior to the present invention, and is treated as a prior art in the present invention, but is not necessarily a known technique.
[0005]
[Problems to be solved by the invention]
However, it has been made clear by the inventor that the above-described technique causes the following problems. That is, in the above-described magnetic core type multilayer inductor 10 ′, as shown in FIG. 10, the electrically insulating magnetic layer 30 forms a closed magnetic path for guiding the magnetic field from the coil L ′ in an annular shape. The road cross-sectional area is not uniform and varies greatly depending on the position of the magnetic path. That is, the variation in the magnetic path cross-sectional area in the magnetic path length direction is large.
[0006]
FIG. 10 shows a cross-sectional model of the magnetic core type multilayer inductor shown in FIG. As shown in FIG. 11, the closed magnetic circuit circulates through each of the parts ab-c-d. The effective magnetic path cross-sectional area of the closed magnetic circuit is as shown in FIG. It varies greatly depending on the position (abcd). And the difference of the part (b and d) where the magnetic path cross-sectional area becomes large (the middle of a and b and the middle of d and a) and the small part (b and d) is large. That is, the magnetic path imbalance is large.
[0007]
This magnetic path imbalance deteriorates the linearity of the change in magnetic flux density with respect to the magnetomotive force of the coil L ′. That is, even if the coil current is increased to increase the magnetomotive force, the portion with a small magnetic path cross-sectional area is magnetically saturated before the other portions, and the inductance value is rapidly reduced accordingly. That is, the location (b and d) where the magnetic path cross-sectional area is minimum becomes a magnetic path neck that governs the permeability of the entire closed magnetic path. If the magnetic path cross-sectional area at the magnetic path neck is small, even if the magnetic path cross-sectional area is large at other portions, the linear change range of the magnetic flux density, the so-called linear area, is narrowed. In the cross-sectional model shown in FIG. 10, the magnetic path neck is formed near the corners (b and d) where the magnetic path is bent near both ends of the coil L ′, and this magnetic path neck narrows the linear region. found.
[0008]
In a power supply circuit such as a DC-DC converter, a direct current is usually superimposed on an inductor such as a transformer or a choke coil. For this purpose, it is necessary to secure the linear region as wide as possible. However, the above-described magnetic core type multilayer inductor 10 ′ cannot secure a wide linear region. Also, magnetic loss concentrates on the magnetic neck, and heat generation due to this becomes a problem. Thus, the above-described magnetic core type multilayer inductor 10 ′ lacks suitability for use in a power supply circuit (power circuit) such as a DC-DC converter.
[0009]
In order to widen the linear region of the magnetic flux density change in the above-described magnetic core type multilayer inductor 10 ′, it is effective to secure a sufficiently large volume, particularly thickness, of the magnetic core portion formed by the magnetic layer 30. Is contrary to the downsizing of the inductor 10 ', in particular, the downsizing thereof.
[0010]
The present invention has been made in view of the above problems, and an object of the present invention is to reduce the size of the inductor, in particular, the thickness, in a magnetic core type multilayer inductor formed by laminating an electrically insulating magnetic layer and a conductor pattern. Thus, it is possible to provide a technique that can secure a wide linear region of the change in magnetic flux density, and can be made suitable for, for example, an application in which direct current is superimposed.
[0011]
[Means for Solving the Problems]
The present invention provides the following means.
The first means forms a coil in which an electrically insulating magnetic layer and a conductor pattern are laminated, the conductor pattern overlaps in the layer direction with the magnetic layer sandwiched therebetween, and spirals around, and the magnetic body A magnetic core type laminated inductor in which a layer forms a closed magnetic path for guiding a magnetic field from the coil in a ring shape, and a magnetic gap is interposed in the magnetic layer;
Magnetomotive force is unevenly distributed because the number of conductor patterns superimposed is small and large depending on the location.
The magnetic gap is interposed so as to be unevenly distributed on the side where the magnetomotive force becomes relatively large due to the large number of overlapping of the conductor patterns, thereby equalizing the magnetic flux density unevenness caused by the unequal distribution of the magnetomotive force. It is characterized by making it.
According to this means, the saturation variation of the magnetic flux density caused by the coil turns being half-finished can be eliminated, and thereby, the linear region of the magnetic flux density change can be widened while achieving the downsizing of the inductor, particularly the thinning. Can be secured. In order to arrange the electrode terminals at both ends of the inductor chip, it is necessary to draw out the conductor pattern in opposite directions from both ends of the coil, but this lead-out conductor pattern portion makes the number of turns of the coil a non-integer number. . In the coil having the odd number of turns, the magnetomotive force is unevenly distributed and the magnetic flux density in the closed magnetic path is biased. However, according to the above means, the magnetic flux density bias can be equalized. Thereby, the line area | region of magnetic flux density change can be expanded. The magnetic gap can be formed by replacing a part of the magnetic layer with a relatively low permeability layer.
[0015]
The second means forms a coil in which an electrically insulating magnetic layer and a conductor pattern are laminated, the conductor pattern overlaps in the layer direction with the magnetic layer sandwiched between them, and spirally circulates. A magnetic core type multilayer inductor in which a layer forms a closed magnetic path for guiding a magnetic field from the coil in an annular shape has the following constituent means (1) to (4).
(1) The magnetic body layer forms a middle leg portion of the closed magnetic path inside the coil, and forms an outer leg portion of the closed magnetic path outside the coil.
(2) A portion in which the number of overlapping conductor patterns becomes n (an integer of 1 or more) layers by connecting the both ends of the coil to electrode terminals positioned in opposite directions via lead-out conductor pattern portions. And a portion to be an n + 1 layer.
(3) The width of the outer leg part into which the magnetic field from the n + 1 layer conductor pattern part is introduced is made smaller than the width of the outer leg part into which only the magnetic field from the n layer conductor pattern part is introduced.
(4) The magnetic permeability of the entire closed magnetic circuit is equalized by (3) above.
[0016]
This second means can also ensure a wide linear region of the change in the magnetic flux density while achieving downsizing of the inductor, particularly thinning. Further, in the above means, the following embodiments are suitable.
[0017]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
FIG. 1 shows a first embodiment of a magnetic core type multilayer inductor according to the present invention. In the same figure, (a) is an external configuration example thereof, (b) is a part of a conductor pattern, (c) is a sectional view taken along line AA of (b), and (d) is an enlarged view in the thickness direction of (c). Respectively.
[0018]
The magnetic core type multilayer inductor 10 shown in the figure is configured as a chip component for surface mounting. The magnetic core type multilayer inductor 10 is formed by alternately laminating electrically insulating magnetic layers (soft magnetic layers) 30 and conductor patterns 20 by screen printing or the like. The conductor pattern 20 forms one coil L that overlaps in the layer direction while sandwiching the electrically insulating magnetic layer 30 and circulates spirally. In the illustrated embodiment, the conductor pattern 20 forms a rectangular coil L while being bent at a right angle.
[0019]
The electrically insulating magnetic layer 30 forms a closed magnetic path that guides the magnetic field from the coil L in an annular shape. Both ends of the coil L are connected to electrode terminals 11 and 12 located at both ends of the inductor chip via lead conductor pattern portions 21 and 22. The electrode terminals 11 and 12 are disposed symmetrically at both ends of the chip.
[0020]
In the magnetic core type multilayer inductor 10 of this embodiment, as shown in FIGS. 1C and 1D, the conductor pattern 20 of each layer forming the coil L is superposed in the layer direction to form one spiral coil L. In addition, the inner diameter of the coil L is formed so as to expand in a tapered shape in the vicinity of the openings at both ends of the coil. Therefore, as shown in FIG. 4D, the conductor pattern 20 forming the intermediate winding portion of the coil L is patterned so as to draw a relatively small inner diameter A with a relatively wide conductor width. The conductor pattern 20 forming the L end winding portions is patterned so as to draw a relatively large inner diameter B with a relatively narrow conductor width.
[0021]
In the above-described magnetic core type multilayer inductor, as shown in FIG. 2, the electrically insulating magnetic layer 30 forms an annular closed magnetic circuit that goes around the inside and outside of the coil L. As shown in FIG. 3, there is a variation in the area of the magnetic path by increasing the inner diameter of the coil L in the vicinity of the openings at both ends of the coil. It is small and a substantially uniform magnetic path cross-sectional area can be obtained over the entire closed magnetic path. In FIG. 3, a solid line graph line indicates a magnetic path cross-sectional area state according to the embodiment of the present invention, and a wavy line indicates a magnetic path cross-sectional area state of the above-described conventional inductor 10 ′.
[0022]
If the magnetic path variation is small, high permeability can be ensured until the entire closed magnetic circuit is saturated, thereby ensuring a wide linear region of change in magnetic flux density while achieving downsizing of the inductor, especially thinning. Thus, it is possible to obtain the magnetic core type multilayer inductor 10 that is also suitable for an application in which a direct current is superimposed, such as a DC-DC converter. At the same time, the magnetic loss is dispersed throughout the closed magnetic circuit, so that the problem of heat generation due to the concentration of loss can be avoided.
[0023]
In addition to the configuration described above, if the magnetic path cross-sectional area of the inner peripheral side magnetic path portion (a portion) of the coil L and the magnetic path cross-sectional area of the outer peripheral side magnetic path portion (c portion) are configured to be equal to each other, The magnetic path balance can be further equalized. For this purpose, in FIG. 1D, the intermediate winding portion (the portion where the inner diameter is A) where the inner diameter of the coil L is the smallest, that is, the position where the magnetic path cross-sectional area inside the coil L is the smallest (the inner diameter A). The cross-sectional areas of both the inner and outer sides of the coil should be made equal at the position (1). The winding pattern of the coil L is rectangular in the illustrated example, but may be circular or other loop shape.
[0024]
FIG. 4 shows a model of the magnetic part of the magnetic core type multilayer inductor 10 as a bulk (single) E type magnetic core. The bulk E-type magnetic core has outer leg portions at both ends of the flat plate portion, and has a shape in which a middle foot portion stands at the center of the flat plate portion. In the figure, an E-type magnetic core having a square columnar midfoot as shown in (a) is modeled as a magnetic core having a square trapezoidal midfoot as shown in (b) in the present invention. can do. Further, an E-type magnetic core having a columnar middle leg portion as shown in (c) is modeled as an E-type magnetic core having a circular trapezoidal middle leg portion as shown in (d) in the present invention. can do.
[0025]
In the magnetic core model of (a), when the length (diameter) of one side of the middle foot portion is B and the thickness of the flat plate portion on which the middle foot portion stands is t, the middle foot portion and the flat plate portion are The cross-sectional area A1 at the connected annular portions is A1 = 4 × B × t. In order to balance the magnetic path between the middle foot portion and the flat plate portion, the cross-sectional area A1 of the annular connecting portion needs to be equal to the cross-sectional area A2 of the middle foot portion. The cross-sectional area A2 of the middle foot portion is A2 = B × B. In order to make A1 = A2 from now on, t is determined so that t = B / 4.
[0026]
In order to achieve a magnetic path balance in the magnetic core model of (b), the upper area of the middle foot portion and the cross-sectional area at the annular portion connected to the base portion of the middle foot portion should be equal to each other. . When the length of one side on the upper surface of the middle foot portion is B, the length of one side at the base portion of the middle foot portion is B ′, and the thickness of the flat plate portion on which the middle foot portion stands is t ′, The upper area of the middle foot portion is B × B, and the cross-sectional area at the annular portion where the middle foot portion and the flat plate portion are connected is 4 × B ′ × t ′. In order to balance the magnetic path between the middle foot portion and the flat plate portion, t ′ may be determined so that both areas (B × B) and (4 × B ′ × t ′) are equal. That is, in this case, t ′ may be determined so that t ′ = (B × B) / (4 × B ′). This conditional expression shows that by increasing B ′, the magnetic path can be balanced even if t ′ is small. Thereby, t ′ can be reduced and the magnetic core can be thinned.
[0027]
In the magnetic core model of (c), when the diameter of the midfoot part is D and the thickness of the flat plate part on which the midfoot part stands is t, in the annular part where the midfoot part and the flat plate part are connected The cross-sectional area A1 is A1 = π × D × t. Further, the cross-sectional area A2 of the middle foot portion is A2 = (D / 2) × (D / 2) × π. In this case, in order to balance the magnetic path between the middle foot portion and the flat plate portion, t is determined so that t = D / 4.
[0028]
In the magnetic core model of (d), the diameter at the upper surface of the midfoot part is D, the diameter at the base part of the midfoot part is D ′, and the thickness of the flat plate part on which the midfoot part stands is t ′. In this case, the upper area of the middle foot portion is A2 = (D / 2) × (D / 2) × π, and the cross-sectional area at the annular portion where the middle foot portion and the flat plate portion are connected is π × D ′ × t. 'Become. In this case, in order to balance the magnetic path between the middle foot portion and the flat plate portion, t may be determined so that t = (D × D) / (4 × D ′). As in the case of (b), this conditional expression indicates that by increasing D ′, the magnetic path balance can be achieved even if t ′ is small. Thereby, t ′ can be reduced and the magnetic core can be thinned.
[0029]
FIG. 5 shows a second embodiment of the magnetic core type multilayer inductor according to the present invention. In a multilayer inductor configured as a chip component for surface mounting, the electrode terminals 11 and 12 are arranged at both ends of the chip in a position-symmetrical state so that troublesome direction determination is not required at the time of board mounting. It is desirable to do this (FIG. 1). Therefore, as shown in FIG. 5A, both ends of the coil L are drawn out in opposite directions through the drawing conductor pattern portions 21 and 22, respectively. When such a terminal lead-out structure is formed, the number of turns of the coil L is not a simple integer, but is an odd number of turns such as n × 1/4 (n is an integer).
[0030]
In this case, as shown in FIG. 5B, the number of layers of the conductor pattern 20 forming the coil L varies depending on the location. That is, there are portions where the conductor pattern overlaps n layers and portions where n + 1 layers overlap. If the portion where the conductor pattern 20 is overlapped by n + 1 layers corresponds to 1/4 turn, the number of coil turns is n + 1/4. The magnetomotive force is different between the portion where the conductor pattern 20 overlaps the n + 1 layer and the portion where the n layer overlaps.
[0031]
In the magnetic path A on the side where the lead conductor pattern portions 21 and 22 are present, the conductor pattern is superposed on one layer and the number of turns of the coil L is partially increased. It is larger than the magnetic path B of this part. This difference in magnetomotive force reduces the magnetic path balance and impairs the linearity of the change in magnetic flux density. Even if the magnetic path cross-sectional area of the entire closed magnetic path is uniform, if there is a bias in the magnetomotive force, the portion where the magnetomotive force is large is saturated first, causing the same problem as the magnetic neck described above. Let
[0032]
Therefore, in this embodiment, as shown in FIG. 5, the magnetic gap 31 is selectively interposed in the magnetic path A on the side where the magnetomotive force increases. The magnetic gap 31 can be formed by a non-magnetic electric insulating layer (permeability μ≈1) or a relatively low magnetic permeability electric insulating magnetic layer (soft magnetic layer). Specifically, it can be formed by replacing a part of the electrically insulating magnetic layer 30 formed in a specific layer with a low magnetic permeability layer. By providing such a magnetic gap 31, it is possible to compensate for an unequal distribution of magnetomotive force due to a difference in the number of partial turns of the coil L and obtain a good magnetic balance.
[0033]
FIG. 6 shows a more specific embodiment of the magnetic gap 31. The magnetic gap 31 shown in FIG. 5 was provided only in a portion corresponding to one outer leg portion of the E-type magnetic core, but in order to balance the magnetic path of the entire core, as shown in FIG. It is better to provide the magnetic gap 31 in a pattern shape straddling both the outer and middle legs of the E-type magnetic core.
[0034]
FIG. 7 shows a third embodiment of a magnetic core type multilayer inductor according to the present invention. The unequal distribution of magnetomotive force due to the difference in the number of turns of the coil L can be compensated by the area ratio of the portions corresponding to the pair of outer legs of the E-type magnetic core, as shown in FIG. That is, in the same figure, the outer conductor width t1 on the side where the conductor pattern overlaps n + 1 layers (magnetic path A side) due to the formation of the lead conductor pattern portions 21 and 22, the conductor pattern is only n layers. It is formed narrower than the outer leg width t2 on the overlapping side (magnetic path B side). That is, the width t1 of the outer leg portion where the magnetic field from the n + 1 layer conductor pattern portion is introduced is made smaller than the width t2 of the outer leg portion where only the magnetic field from the n layer conductor pattern portion is introduced. Yes. Thereby, even if a positional deviation of the magnetic flux density due to the unequal distribution of magnetomotive force occurs, the deviation can be compensated and a good magnetic balance can be obtained.
[0035]
FIG. 8 shows a dimensional relationship diagram of a magnetic core type multilayer inductor in which both the conductor pattern 20 and the electrically insulating magnetic layer 30 are formed in a rectangular shape. In the figure, in order to achieve the above magnetic path balance, the dimensions of the respective parts are preferably set as follows.
(1) The area s22 of the I-shaped outer foot pattern formed on the side of the lead conductor pattern portions 21 and 22 is set to 1 / of the area s21 of the U-shaped outer foot pattern formed on other portions. 5 or less.
(2) The area s1 of a certain middle foot pattern formed inside the coil L, and the total pattern area s2 of the I-shaped and U-shaped outer legs formed outside the coil L (= s21 + s22) Are almost equal to each other.
(3) The outer peripheral length (2 × j + 2 × k) of the middle foot portion and the boundary length (2 × u + n + 2 × p) between the U-shaped outer foot portion and the conductor pattern are made substantially the same.
(4) The width of the lead conductor pattern portions 21 and 22 is t, the width of the I-shaped outer leg portion along the lead conductor pattern portions 21 and 22 is w, and the lead conductor pattern portions 21 and 22 are When the boundary length between the middle legs is k, (w + t) ≈k / 2. Thereby, the magnetic path cross-sectional area in the middle foot portion can be effectively transmitted to the I-shaped outer foot portion, and a good magnetic path balance can be obtained.
[0036]
In the dimensional diagram of FIG. 8, the dimensions (x, y, u, t, w, m) of each part can be optimized by satisfying the following expressions (1), (2), and (3). .
2u + n = y (1)
t + u + m = x (2)
(M-2w) (n-2w) = (xy-mn-2wu) (3)
Thereby, the width w of the I-shaped outer leg can be optimized by satisfying the above expressions (1), (2), and (3).
[0037]
As mentioned above, although this invention was demonstrated based on the typical Example, this invention can have various aspects other than having mentioned above. For example, the pattern shape of the coil L may be a circular pattern or a rectangular pattern with corners having arc shapes.
[0038]
【The invention's effect】
According to the present invention, in a magnetic core type multilayer inductor formed by laminating an electrically insulating magnetic layer and a conductor pattern, a wide linear region of a change in magnetic flux density is ensured while achieving downsizing of the inductor, particularly thinning. As a result, a thin magnetic core type multilayer inductor suitable for an application in which, for example, DC superposition is used can be obtained.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a diagram showing a first embodiment of a magnetic core type multilayer inductor according to the present invention.
FIG. 2 is a diagram showing a cross-sectional state of a magnetic core type multilayer inductor according to the present invention.
FIG. 3 is a graph showing a magnetic path cross-sectional area state of a magnetic core type multilayer inductor according to the present invention.
FIG. 4 is a diagram showing a magnetic body portion of a magnetic core type multilayer inductor modeled as a bulk E-type magnetic core.
FIG. 5 is a diagram showing a second embodiment of the magnetic core type multilayer inductor according to the present invention.
FIG. 6 is a diagram showing a more specific embodiment of a magnetic gap forming one of the main parts of the present invention.
FIG. 7 is a diagram showing a third embodiment of a magnetic core type multilayer inductor according to the present invention.
FIG. 8 is a dimensional relationship diagram of a magnetic core type multilayer inductor according to the present invention.
FIG. 9 is a diagram showing a configuration of a magnetic core type multilayer inductor studied prior to the present invention.
10 is a view showing a cross-sectional state of the magnetic core type multilayer inductor shown in FIG. 9;
11 is a graph showing a magnetic path cross-sectional area state of the magnetic core type multilayer inductor shown in FIG. 9;
[Explanation of symbols]
10 Magnetic core type multilayer inductor (present invention)
10 'Magnetic core type multilayer inductor (conventional)
11, 12 Electrode terminal 30 Electrically insulating magnetic layer (soft magnetic layer)
20 Conductor patterns 21, 22 Leading conductor pattern portion 31 Magnetic gap L Coil (present invention)
L 'coil (conventional)
A Magnetic path B Magnetic path

Claims

An electrically insulating magnetic layer and a conductor pattern are laminated to form a coil that overlaps in the layer direction with the conductor pattern sandwiching the magnetic layer and spirals around the coil, and the magnetic layer extends from the coil. A magnetic core type multilayer inductor that forms a closed magnetic circuit for guiding a magnetic field in an annular shape,
A magnetic gap is interposed in the magnetic layer,
Magnetomotive force is unevenly distributed because the number of conductor patterns superimposed is small and large depending on the location.
The magnetic gap is interposed so as to be unevenly distributed on the side where the magnetomotive force becomes relatively large due to the large number of overlapping of the conductor patterns, thereby equalizing the magnetic flux density unevenness caused by the unequal distribution of the magnetomotive force. Magnetic core type multilayer inductor characterized in that

2. The magnetic core type multilayer inductor according to claim 1, wherein the magnetic gap is formed by replacing a part of the magnetic material layer with a relatively low permeability layer.

3. The magnetic core according to claim 1, wherein the coil has a non-integer number of half-turns by connecting both ends of the coil to electrode terminals positioned in opposite directions via lead-out conductor pattern portions. Type multilayer inductor.

An electrically insulative magnetic layer and a conductor pattern are laminated to form a coil that overlaps in the layer direction with the conductor pattern sandwiching the magnetic layer and spirally circulates, and the magnetic layer extends from the coil. A magnetic core type multilayer inductor for forming a closed magnetic path for guiding a magnetic field in an annular shape, comprising the following constituent means (1) to (4):
(1) The magnetic body layer forms a middle leg portion of the closed magnetic path inside the coil, and forms an outer leg portion of the closed magnetic path outside the coil.
(2) A portion in which the number of overlapping conductor patterns becomes n (an integer of 1 or more) layers by connecting the both ends of the coil to electrode terminals positioned in opposite directions via lead-out conductor pattern portions. And a portion to be an n + 1 layer.
(3) The width of the outer leg part into which the magnetic field from the n + 1 layer conductor pattern part is introduced is made smaller than the width of the outer leg part into which only the magnetic field from the n layer conductor pattern part is introduced.
(4) The magnetic permeability of the entire closed magnetic circuit is equalized by (3) above.

5. The pattern area of the I-shaped outer leg part that guides a magnetic field from the lead conductor pattern part according to claim 4, wherein the pattern area of the U-shaped outer leg part formed in the other part is 1/5 or less. Magnetic core type multilayer inductor characterized by the above.

6. The magnetic core type multilayer inductor according to claim 4, wherein a pattern area of a middle foot portion formed inside the coil is substantially equal to a pattern area of an outer foot portion formed outside the coil. .

7. The magnetic core type multilayer inductor according to claim 6, wherein an outer peripheral length of the middle foot portion and a boundary length between the U-shaped outer foot portion and the conductor pattern are substantially the same.

The width of the lead-out conductor pattern portion is t, the width of the I-shaped outer foot portion along the lead-out conductor pattern portion is w, and the middle foot portion and the lead-out conductor portion according to any one of claims 4 to 7. A magnetic core type multilayer inductor characterized in that (w + t) ≈k / 2 when k is a boundary length between conductor pattern portions.