JP4008961B2 - 電力信号のサンプリングを用いる無線給電通信装置および方法 - Google Patents

Description

発明の分野
本発明は、一般的に無線給電通信装置に関し、更に特定すれば、データ・サンプリングに電力信号サンプリングを用いる無線給電通信装置に関するものである。
発明の背景
スマート・カードは、通常のクレジット・カードに非常に似通っているが、情報の通信，処理および格納のための回路を内蔵している。スマート・カードには多くの用途があるが、主にスマート・カードが用いられているのは、金融取引である。スマート・カードは、各取引毎に貸方および借方に記入される金融勘定（monetary balance）を格納する。また、その他にも、スマート・カードは、従業員等の識別タグとしても使用されている。
スマート・カードおよびカード・リーダ間で通信を行うために、スマート・カードには、カード表面上に金属タブ（metalized tab）が設けられており、これがカード内の回路およびカード・リーダ間の直接的な接続を行う。この構成によってトランザクションを行う際、カードをカード・リーダのレセプタ・スロット（receptor slot）に挿入すると、リーダのプローブが金属タブと接触する。リーダはこの金属タブを通じて、制御され濾波された電源およびデータ信号をスマート・カードに供給する。
スマート・カードに金属タブを備えることの利点は、非常に明瞭な、制御され分離された電力およびデータ信号を、スマート・カードに伝達可能なことである。これによって適正な処理が保証される。しかしながら、カードをカード・リーダと接触させなければならない、即ち、金属タブがカード・リーダのプローブと接触しなければならないという欠点もある。改良された構成では、スマート・カードは、「非接触」で動作するように改造されている。
非接触スマート・カードが提案され実施されて、成功を納めている。非接触スマート・カードはカード・リーダによって遠隔的に給電され、これと通信する。典型的に、スマート・カードへの電力は、高周波数信号によって供給され、データ・キャリア信号は他の周波数によって供給される。この周波数は電力信号から直接分周されたものであることが好ましい。この構成では、ユーザはスマート・カードをリーダ付近に単に位置付けるだけで、トランザクションが行われる。カードは、カード・リーダの１０または１５センチメートル（ｃｍ）以内に近づければよい。電力およびデータ信号は、２つの同調した共振回路を用いて、リーダからカードに、誘導的に結合される。電力結合周波数は非変調（unmodulated）でスペクトル的に純粋であり、隣接する周波数帯域で動作するいずれの電子機器とも電気的な妨害や干渉を発生しないことが好ましい。データ・キャリア周波数は、電力結合周波数の分周波（submultiple）であり、振幅シフト・キーイング（ＡＳＫ：amplitude shift keying）のような適切な変調技法を用いて変調される。データ・キャリアは、カードおよびカード・リーダ各々のインダクタ即ちコイルを用いて、カード内に結合される。この場合も、干渉を回避するために、データ・キャリア信号レベルは、非常に低いレベルに保持される。
非接触スマート・カードに伴う問題の１つに、データ・キャリアからのデータ信号の復元がある。データ信号と比較して、電力信号はその値が比較的大きいために、データ・コイルにはかなりな電力信号成分がある。この電力信号成分は、データ信号を精度高く復元するためには、除去しなければならない。また、供給電力を与えるための電力信号の整流および調整の結果、その電力供給における相当な電力信号周波数成分が生じるため、良好な電力供給除去機能を有するデータ・キャリア復元回路が必要となる。
この問題に対して提案された従来の解決案の１つでは、高次フィルタの使用を必要とし、更に、電力信号およびデータ信号の周波数が接近しているために、多くのフィルタリングの極、およびデータ信号の復元のために大きなフィルタ利得がなければならない。この手法では、まずデータ・キャリア信号を濾波し、干渉する電力信号を除去する。
次に、データ・キャリア信号を制限し、データの検出を容易にする。加えて、この手法は、フィルタリングを実施するための高価で精度の高いアナログ素子，ならびに必要な信号除去および利得を得るために多くのフィルタリング段および利得段双方を必要とする。更にまた、多数の素子が大量の電力を消費するため、装置を有効に使用可能なリーダからの距離が短縮する。結果として、この提案された解決案は、スマート・カード装置における使用には望ましいものではない。
他に提案された解決案に、ミキサを用いて、入力信号をデータ・キャリア周波数のクロックと混合するものがある。この混合信号を次に濾波し増幅して、データを再現する。この方法は、必要なフィルタリング量を減らすことによって、多極フィルタおよび多数の利得段の使用に対する改善を図っている。それでもなお、スマート・カード技術において容易に混入される固有の電力信号ノイズを考慮してデータ信号を精度高く復元する問題に対する効率的な解決策の必要性が未だ残っている。
【図面の簡単な説明】
第１図は、本発明の好適実施例による、無線給電通信装置および無線給電通信装置リーダのブロック図である。
第２図は、本発明の好適実施例による、サンプリング回路の回路図である。
第３図は、第２図に示したサンプリング回路の伝達関数を示す図である。
第４図は、第２図のサンプリング回路の周波数応答特性を示すグラフである。
実施例の詳細な説明
本発明は、電力信号からクロック信号を導出し、この導出したサンプリング・クロックを用いてデータ信号をサンプリングすることにより、従来技術の装置におけるコストがかかる高電力フィルタの必要性をなくすものである。電力信号からクロック信号を導出する段階によって、データ信号上にある電力信号の成分を一定のＤＣレベルに変換する（alias）。こうすることにより、低次ハイ・パス・フィルタまたはバンドパス・フィルタを用いて容易に除去される。更に、ヒステリシスを有する単純な比較回路によって、振幅判別に適した所望のレベルにデータ信号を増幅することが可能となる。データ信号の復調は、デジタル領域では容易に行われる。
本発明の説明は、無線給電通信装置に用いるモノリシック低電力データ復元回路における実施に適した好適実施例に関して行う。本発明は、ここに記載する好適実施例以外にも用途があり、好適実施例は限定としてではなく例示として解釈すべきことは容易に認められよう。
第１図を参照すると、無線給電通信装置１０および隣接する装置リーダ１２がブロック図で示されている。装置リーダ１２は、従来通りの設計および機能のものであり、装置１０に電力キャリア信号およびデータ・キャリア信号双方を供給するための電力コイル１４およびデータ・コイル１６を含む。装置１０は、それぞれ、電力信号およびデータ・キャリア信号を受信するための、電力コイル１８およびデータ・コイル２０をそれぞれ含む。更に、装置１０は、整流器２４および電圧レギュレータ２６を有し、ＤＣ電源電圧２８を装置１０に備える。電力コイル１８に結合されているのは、クロック発生／分周回路３０であり、デジタル復調回路３２およびデータ・キャリア復元回路３４へのクロック出力を有する。クロック回路３０は、電力信号からクロック信号を復元するように構成されている。反転器を用いて電力コイル１８の出力を単にバッファすることによって、サンプリング・クロック４４を形成することが好ましい。しかしながら、場合によっては、電力コイルの出力周波数をまず分周し、次に電力信号の分周した形態を用いてデータ・コイル出力をサンプリングすることが有利な場合もある。このようにすると、電力消費が更に減少する。
データ復元回路３４は、フィルタおよび利得回路３８ならびに比較器４０に結合されたサンプリング回路３６を含む。サンプリング回路３６，フィルタ３８および比較器４０の各々は、クロック出力信号を受信するように結合されている。比較器４０の出力は、元の復元データ信号４２を出力する、デジタル復調回路３２に結合されている。
電力信号はリーダ内で発生され、コイル１８によって誘導的に装置１０に結合される。コイル１８上の電力信号は、整流器２４によって全波整流され、次いでレギュレータ２６によって電源電圧２８に調整される。上述のように、サンプリング・クロック周波数４４は、コイル１８において受信される電力信号からクロック回路３０により生成され、サンプリング回路３６，フィルタ３８および比較器４０の全てに伝達される。サンプリング回路３６は、クロック周波数４４を有する電力信号の周波数でデータ信号をサンプリングする。電力信号から導出したレートでデータ信号をサンプリングすることにより、データ・コイル２０において受信したデータ信号上に見られる電力信号成分を一定のＤＣレベルに変換し、その後のフィルタ３８による除去を容易にする。したがって、フィルタ３８は、低次のハイ・パス・フィルタまたはバンド・パス・フィルタであることが好ましい。
サンプリング回路３６及びフィルタ３８の好適実施例を第２図に示す。この回路は増幅器２１０，２１２を含み、これらはスイッチド・キャパシタ・ネットワーク２１４によって相互接続さド・キャパシタ・ネットワーク２１４によって相互接続され、四乗ベキ・バンドパス応答（biquadratic bandpass response）を生成する。スイッチド・キャパシタ・ネットワーク２１４は、キャパシタ２１６ないし２３４およびスイッチ２３６ないし２６６を含む。サンプリング回路３６に対する等価ｓ−領域伝達関数を第３図のブロック図にに示す。また、この伝達関数は次の式で表される。

第２図に示す回路に対するｚ−領域伝達関数は、次の式で表される。

好適な成分値を用いると、この伝達関数は以下のようになる。

サンプリング回路３６は、電力信号成分の事実上完全な除去、および所望のデータ信号の増幅を可能にする。また、この回路は、ＤＣにおいて伝達ゼロ（transmission zero）を与え、ＤＣ成分がゼロの出力電圧を発生する。完全差ギュレータ２６に現われ得る電力信号のあらゆる残留成分をほぼ除去する。
スイッチド・キャパシタの素子値は、キャリア周波数を中心とする二次バンドパス・フィルタ応答を生成するように選択する。３デシベル（ｄｂ）帯域を、データ・レートの４倍に等しく設定し、Ｑ値を６とし、約２０ｄｂのデータ・キャリアの増幅を行う。回路の大きさ応答（magnitude response）を第４図に示す。バンドパス・トポロジ（bandpass topology）は、所望のデータ信号に適用される利得を最大化し、同時に出力におけるＤＣレベルを最小化またはゼロにするような構造とする。したがって、このバンドパス・フィルタの構造は、ハイ・パス応答を用いるよりも、一層効率的に利得を得る機能（ability）を与える。また、バンドパス応答は高周波数ノイズを除去する点からも好ましいものである。
更に第２図を参照すると、データ・コイルにおいて受信した信号は、最初にサンプリング・クロックの１位相の間に入力キャパシタ２１６，２１８上でサンプリングされる。第２図に示すスイッチは、位相１（１）および位相２（２）を有する２位相クロックによって駆動されるトグル・スイッチを表す。好適実施例では、当技術では既知の金属酸化物電界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ：metal-oxide field effect transistor）スイッチを用いる。サンプリング・クロック信号４４は電力信号から導出されるので、サンプリング・クロックはデータ信号上に現れる電力信号成分と同期する。つまり、各サンプルは、電力信号成分の各サイクルの同じ位相の間に取り込まれる。その結果、入力電力信号成分は、一定ＤＣレベルに変換され、フィルタ３８によって濾波される。多くの用途では、サンプリング回路３６の処理能力は、サンプリング・クロックおよびデータ・コイル出力に現れる電力信号成分の間の位相関係には無関係である。しかしながら、超高速用途に対して処理能力を最大に高めるために、オプションとして位相調節回路を含ませ、サンプリング・クロックの位相を調整することによって、電力信号成分の傾斜が最小の場合にサンプルを獲得することが可能となる。更に、サンプリング・クロックの位相を整合することによって、電力信号の電圧２８に対する妨害が最少の場合にサンプルを獲得することも可能となる。第２図は、信号をデータ・コイルの出力においてサンプリングする場合に、入力サンプリング経路に増幅器を配置することなく、データ・コイル出力をサンプリングする構成を示すことを注記しておく。これは、当該回路に用いられる増幅器に必要な帯域を減少させる利点がある。
データ信号をサンプリングした後、サンプル・データ信号を積分増幅器２１０に転送し増幅する。増幅器２１０は、増幅出力においてゼロのＤＣ成分を発生するように構成されていることは、わかるであろう。ゼロＤＣ出力成分を発生するには、増幅器２１０の出力を、自動ゼロ化積分増幅器（autozeroed integrating amplifier）２１２に結合する。積分増幅器の自動ゼロ化構成は、１９８９年１月３１に特許され、本願と共に譲渡された米国特許番号第４，８０２，２３６号に示されかつ記載されている。その開示内容は、本願でも使用可能である。定常状態動作の間、積分増幅器２１２の入力に結合される平均ＤＣ電荷はゼロに等しくなければならない。積分増幅器２１２へのＤＣ入力のみが増幅器２１０の出力となるので、増幅器２１０の平均ＤＣ出力レベルも同様にゼロに等しくなければならない。
信号の調整に続いて、二進データの状態に基づいて、ＡＳＫ変調されたデータ信号、即ち、キャリア振幅をオン値またはオフ値の間で切り替えたデータ信号について、比較器４０による振幅判別を行う。好適実施例では、二進数の１がキャリア信号の存在によって表され、二進数の０がキャリア信号の不在によって表される。比較器４０は、ノイズ・レベルおよびキャリア振幅レベルの間に設定された所定レベルのヒステリシスを有するように設計される。比較器４０の出力は、変調二進数１が受信された場合、データ・キャリア・レートでトグルし（toggle）、二進数０が受信された場合、トグルを停止する。この結果得られる信号は、当技術では既知のように、デジタル復調器３２において容易にデジタル的に復調され、元のソース・データ・ストリームが復元される。また、ヒステリシス・レベルをプログラム可能とし、自動利得制御を行うことによって、装置１０が動作する範囲を更に広げることも好ましい場合がある。尚、ＡＳＫ変調について論じてきたが、本発明はあらゆるタイプの変調に適用されることは理解されよう。
本発明の好適実施例を上述の詳細な説明において記載し、添付図面において示したが、本発明はこれらに限定される訳ではない。

Claims (10)

1. 受信局が第１周波数の電力信号および第２周波数のデータ信号を無線給電通信装置に供給し、前記装置が前記信号を受信するように構成された無線給電通信装置において、前記データ信号からデータを復元する方法であって：
   前記第１周波数に同期したサンプリング周波数で前記データ信号をサンプリングし、サンプル信号を与える段階；
   前記サンプル信号を濾波し、濾波信号を与える段階；および
   前記濾波信号を復調し、出力データ信号を与える段階；
   から成ることを特徴とする方法。
2. 前記サンプリング周波数において前記データ信号をサンプリングする前記段階は：
   前記第１周波数からクロック信号を発生する段階；および
   前記クロック信号の周波数において前記データ信号をサンプリングし、前記サンプル信号を与える段階；
   から構成されることを特徴とする請求項１記載の方法。
3. 前記データ信号をサンプリングする前記段階は：
   前記データ信号を、前記クロック周波数で駆動されるサンプリング回路に伝達する段階から構成されることを特徴とする請求項２記載の方法。
4. 無線給電通信装置であって：
   電力信号を受信し、それから供給電力を生成する手段；
   前記電力信号に結合され、前記電力信号に同期した周波数でクロック信号を発生する手段；
   データ信号を受信する手段；
   前記クロック信号の周波数において前記データ信号をサンプリングし、サンプル信号を与える手段；および
   前記サンプル信号からデータを復元する手段；
   から成ることを特徴とする無線給電通信装置。
5. 前記データ信号をサンプリングする前記手段は、前記サンプル信号を濾波して増幅する手段を更に含むことを特徴とする請求項４記載の装置。
6. 前記データ信号をサンプリングする前記手段は、スイッチド・キャパシタ・サンプリング回路を含むことを特徴とする請求項４記載の装置。
7. 無線給電通信装置であって：
   電力信号を受信するように構成された電力コイルであって、該電力コイルは、整流器およびレギュレータに結合され、直流電源を与える電力コイル；
   前記電力コイルに結合され、前記電力信号に同期した周波数のクロック信号を与えるように構成されたクロック回路；
   データ信号を受信するように構成されたデータ・コイル；
   前記データ・コイルおよび前記クロック回路に結合され、出力を有するサンプリング回路；
   前記サンプリング回路の出力および前記クロック回路に結合され、出力を有するフィルタ；
   前記フィルタの前記出力に結合され、出力を有する振幅判別回路；および
   前記振幅判別回路の出力および前記クロック回路に結合され、出力を有するデジタル復調器；
   から成ることを特徴とする無線給電通信装置。
8. 前記サンプリング回路は、スイッチド・キャパシタ・サンプリング回路を含むことを特徴とする請求項７記載の装置。
9. 前記スイッチド・キャパシタ・サンプリング回路は、少なくとも１つの自動ゼロ化増幅器素子を含むことを特徴とする請求項８記載の装置。
10. 電力信号周波数を有する電力信号、およびデータ信号周波数を有するデータ信号を受信するように構成された無線給電通信装置において、前記データ信号からデータを復元する回路であって：
    前記データ信号を受信するように構成されたデータ・コイル；
    前記データ・コイル、および前記電力信号から発生され前記電力信号周波数に同期した周波数のクロック信号に結合されたサンプリング回路であって、出力を有するサンプリング回路；
    前記サンプリング回路の前記出力および前記クロック信号に結合されたフィルタであって、出力を有するフィルタ；および
    前記フィルタの前記出力に結合された復調回路；
    から成ることを特徴とする回路。

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